JP2017005810A - 回転電機制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】非同期変調と同期変調とを切り替える際に生じる過渡電流の影響による交流電流の絶対値の最大値を低減する。
【解決手段】回転電機制御装置は、変調パルスが回転電機の回転に同期しない非同期変調と、変調パルスが回転電機の回転に同期した同期変調と変調方式を有する。回転電機制御装置は、少なくとも回転電機の回転速度を含む動作条件に応じて、３相の交流電圧の関係を表す電圧位相に基づいて規定される遷移期間に変調方式を切換える。遷移期間は、３相の交流電圧の内の１相の信号レベルがハイレベル又はローレベルに固定され、この１相の信号レベルが固定されている期間中に他の２相の信号レベルが変化する２相変調の状態となる電圧位相の期間に設定されている。
【選択図】図１６

Description

本発明は、直流電力と３相の交流電力との間で電力変換するインバータを介して交流の回転電機を制御する回転電機制御装置に関する。

直流と交流との変換には、多くの場合、半導体スイッチング素子を用いたインバータが利用される。直流電力を交流電力に変換する際の変調方式として、パルス幅変調（Pulse Width Modulation）が知られている。パルス幅変調では、指令値としての交流波形（例えば交流電圧波形）の振幅と三角波（鋸波を含む）状のキャリアの波形の振幅との大小関係に基づいてパルスが生成される。キャリアとの比較によらずにデジタル演算により直接パルスを生成する場合もあるが、その場合でも、指令値としての交流波形の振幅と仮想的なキャリア波形の振幅とは相関関係を有する。パルス幅変調には、正弦波パルス幅変調（SPWM : Sinusoidal PWM）や、空間ベクトルパルス幅変調（SVPWM : Space Vector PWM）などが含まれる。これらの変調方式において、キャリアは例えばマイクロコンピュータの演算周期や電子回路の動作周期など、制御装置の制御周期に応じて定まる。つまり、複数相の交流電力が交流の回転電機などの駆動に利用される場合であっても、キャリアは回転電機の回転速度や回転角度（電気角）とは直接的に相関関係のない周期を有している。キャリアも、キャリアに基づいて生成される各パルスも、回転電機の回転には同期していない。従って、正弦波パルス幅変調、空間ベクトルパルス幅変調などの変調方式は、“非同期変調方式”と称する場合がある。

これに対し、回転電機の回転に同期したパルスを利用した変調方式を“同期変調方式”と称することができる。例えば回転電機の電気角１周期に付き１つのパルスが出力される矩形波変調は、同期変調方式である。回転電機の回転に同期していれば、パルス数は電気角１周期について複数個出力されてもよく、同期変調方式として、回転電機の回転に同期して複数パルスを出力する複数パルス変調を実施することも可能である。複数パルス変調には、５パルス変調、７パルス変調、９パルス変調などが採用可能である。

これらの変調方式は、回転電機の要求トルクや回転速度などの動作条件に応じて選択される。回転電機の動作中に、要求トルクや回転速度が変化した場合には、変調方式が切り替わる場合もある。特開２０１３−１３２１３５公報（特許文献１）にも記載されているように、非同期変調方式から同期変調方式へ変調方式が切り替わる際には、過渡的な電流が流れる場合がある（例えば第２５〜３５段落等）。特許文献１では、この瞬時の過渡電流が、過電流判定しきい値を超えて、回転電機の出力を制限してしまうことがないように、出力制限の判定を猶予するようにしている。但し、インバータを構成する半導体スイッチング素子には、この過渡電流に対する耐性が求められる。そのような特性を持つ半導体スイッチング素子を選定するとインバータの小型化の妨げとなり、またコストの低減も難しくなる。従って、そのような過渡電流の影響により、大きくなる交流電流の最大値（絶対値）を低減させることが好ましい。

特開２０１３−１３２１３５号公報

上記背景に鑑みて、非同期変調と同期変調とを切り替える際に生じる過渡電流の影響による交流電流の絶対値の最大値を低減する技術の提供が望まれる。

１つの態様として、上記に鑑みた、直流電力と３相の交流電力との間で電力変換するインバータを介して交流の回転電機を制御する回転電機制御装置は、
前記回転電機の回転に同期しないキャリア周波数を有するキャリアに基づいて生成される変調パルスによって前記インバータをスイッチング制御する非同期変調と、前記回転電機の回転に同期して生成される変調パルスによって前記インバータをスイッチング制御する同期変調と、を少なくとも前記回転電機の回転速度を含む前記回転電機の動作条件に応じて切換え、
前記非同期変調と前記同期変調との間での変調方式の切換えは、３相の交流電圧の関係を表す電圧位相に基づいて規定される遷移期間に行われ、前記遷移期間は、３相の交流電圧の内の１相の信号レベルがハイレベル又はローレベルに固定され、当該１相の信号レベルが固定されている期間中に他の２相の信号レベルが変化する２相変調の状態となる前記電圧位相の期間に設定されている。

複数相の交流電流の何れか１相の電流が最大振幅である位相において変調方式が切換わると、当該最大電流に対して過渡電流が重畳されることになるので、交流電流の絶対値の最大値は大きくなる。従って、そのような位相で変調方式を切換えることを避け、より好ましい位相において変調方式を切換えると好適である。多くの場合、インバータは、電圧制御型であり、交流電圧の電圧位相（変調パルスの電圧位相とほぼ等価）によって変調方式を切換えるタイミングが規定されると好適である。インバータの交流側の相数が３相である場合、１相の電圧レベルが固定され、他の２相の電圧レベルが変化する２相変調のフェーズと、２相の電圧レベルが固定され、残りの１相の電圧レベルが変化する１相変調のフェーズとが発生し得る。１相変調のフェーズでは、３相の内の何れか１相の電流の振幅が大きくなり、過渡電流が重畳される基本電流の絶対値が大きくなる。発明者らによる実験やシミュレーションによれば、１相変調のフェーズで変調方式を切換えると、２相変調のフェーズで変調方式を切換える場合に比べて、過渡電流の影響によって交流電流の絶対値が大きくなる傾向があることが確認されている。従って、変調方式の切換えは、２相変調の状態となる電圧位相の期間に行われることが好ましい。

さらなる特徴と利点は、図面を参照して説明する回転電機制御装置の実施形態についての以下の記載から明確となる。

回転電機制御装置を含むシステム構成を模式的に示すブロック図 回転速度及びトルクと変調方式との関係を模式的に示す図 回転速度及びトルクと変調方式との関係の一例を具体的に示す図 非同期変調パルスと３相電流との関係の一例を示す波形図 同期変調パルスと３相電流との関係の一例を示す波形図 非同期変調から同期変調への遷移の一例を示す波形図 非同期変調から同期変調の遷移の際の電圧位相ベクトルの一例を示す説明図 変調方式の遷移の一例を示す説明図 変調方式を切換える好適な電圧位相の一例を示す波形図 高周波非同期変調を経て変調方式を切換える例を示す波形図 好適な電圧位相で変調方式を切換える例を示す波形図 変調方式を切換える電圧位相と交流電流のピーク値との関係を示す波形図 高周波非同期変調を経ると共に好適な電圧位相で変調方式を切換える例を示す波形図 変調方式を切換える一般的な例を示す状態遷移図 高周波非同期変調を経て変調方式を切換える例を示す状態遷移図 好適な電圧位相で変調方式を切換える例を示す状態遷移図 高周波非同期変調を経ると共に好適な電圧位相で変調方式を切換える例を示す状態遷移図 変調周波数と高周波非同期制御の実行時間との関係の一例を示す図

以下、本実施形態に係る回転電機制御装置について図面に基づいて説明する。図１のブロック図は、回転電機制御装置を含むシステム構成を模式的に示している。回転電機８０は、本実施形態では、例えばハイブリッド自動車や電気自動車等の車両の駆動力源となる回転電機である。回転電機８０は、複数相の交流（ここでは３相交流）により動作する回転電機であり、電動機としても発電機としても機能することができる。後述するように、回転電機８０は、インバータ１０を介して高圧バッテリ１１（直流電源）からの電力を動力に変換する（力行）。或いは、回転電機８０は、例えば不図示の内燃機関や車輪から伝達される回転駆動力を電力に変換し、インバータ１０を介して高圧バッテリ１１を充電する（回生）。

図１に示すように、回転電機制御装置２は、インバータ１０を備えた回転電機駆動装置１を制御対象とし、回転電機駆動装置１を介して交流の回転電機８０を駆動制御する。インバータ１０は、直流電力（高圧バッテリ１１）と複数相の交流電力との間で電力変換する電気回路である。即ち、回転電機制御装置２は、インバータ１０を介して交流の回転電機８０を制御する制御装置である。本実施形態では、回転電機制御装置２は、マイクロコンピュータやＤＳＰ（Digital Signal Processor）などの論理演算プロセッサなどのハードウェアと、プログラムやパラメータなどのソフトウェアとの協働によって実現される。当然ながら、回転電機制御装置２は、論理回路などの電子回路を中核としたハードウェアによって構成されてもよい。

例えば、回転電機制御装置２の中核となるマイクロコンピュータは、ＣＰＵコア、プログラムメモリ、パラメータメモリ、ワークメモリ、Ａ／Ｄコンバータ、タイマ（カウンタ）等を有している。これらの全てが１つの集積回路の中に構成されている必要はなく、例えば、プログラムメモリなど一部がＣＰＵコアとは別の素子であってもよい。ＣＰＵコアは、種々の演算の実行主体となるＡＬＵ（Arithmetic Logic Unit）や、命令レジスタ、命令デコーダ、フラグレジスタ、汎用レジスタ、割り込みコントローラ、ＤＭＡ（Direct Memory Access）コントローラなどを有して構成される。回転電機制御装置２の動作電圧は、３．３〜１２［Ｖ］程度であり、回転電機制御装置２は、不図示の低圧バッテリ（例えば定格電圧が１２〜２４［Ｖ］程度）から電力の供給を受けて動作する。

上述したように、インバータ１０は、高圧バッテリ１１（直流電源）に接続されると共に、交流の回転電機８０に接続されて直流と複数相の交流（ここでは３相交流）との間で電力変換を行う。高圧バッテリ１１は、例えば、ニッケル水素やリチウムイオンなどの二次電池や、電気二重層キャパシタなどのキャパシタ、或いはこれらを組み合わせたものなどであり、大電圧大容量の蓄電可能な直流電源である。高圧バッテリ１１の定格電圧は２００〜４００［Ｖ］程度である。尚、高圧バッテリ１１の出力電圧を昇圧する直流コンバータ（ＤＣ−ＤＣコンバータ）を備える場合には、直流電源に当該コンバータを含めることができる。尚、このコンバータは、インバータ１０を介して高圧バッテリ１１へ電力が回生される場合には、降圧コンバータとして機能する。

以下、インバータ１０の直流側の電圧（高圧バッテリ１１の端子間電圧やコンバータの出力電圧）を直流リンク電圧Ｖｄｃと称する。インバータ１０の直流側には、直流リンク電圧Ｖｄｃを平滑化する平滑コンデンサ（直流リンクコンデンサ４）が備えられている。直流リンクコンデンサ４は、回転電機８０の消費電力の変動に応じて変動する直流電圧（直流リンク電圧Ｖｄｃ）を安定化させる。

上述したように、インバータ１０は、直流リンク電圧Ｖｄｃを有する直流電力を複数相（ｎを自然数としてｎ相、ここでは３相）の交流電力に変換して回転電機８０に供給すると共に、回転電機８０が発電した交流電力を直流電力に変換して直流電源に供給する。インバータ１０は、複数のスイッチング素子３を有して構成される。スイッチング素子３には、シリコン（Ｓｉ）を基材としたＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やパワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）、シリコンカーバイド（ＳｉＣ）を基材としたＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ（Silicon Carbide - Metal Oxide Semiconductor FET）やＳｉＣ−ＳＩＴ（SiC - Static Induction Transistor）、ガリウムナイトライド（ＧａＮ）を基材としたＧａＮ−ＭＯＳＦＥＴ（Gallium Nitride - MOSFET）などの高周波での動作が可能なパワー半導体素子を適用すると好適である。

インバータ１０を構成するスイッチング素子には、しばしばＩＧＢＴが用いられている。電圧制御型のＭＯＳＦＥＴは、耐圧に伴ってオン抵抗が高くなり発熱が大きくなる。一方、バイポーラトランジスタは、スイッチング速度が低く高速スイッチングには向かない。ＩＧＢＴは、このようなＭＯＳＦＥＴ及びバイポーラトランジスタの欠点をそれぞれ補うように、1つの半導体素子上において、入力段にＭＯＳＦＥＴ構造を、出力段にバイポーラトランジスタ構造を構築したものである。ＩＧＢＴは、ゲート・エミッタ間の電圧で駆動され、入力信号によってオン・オフができる自己消弧形であるので、大電力の高速スイッチングが可能な半導体素子である。このような特徴により、インバータ１０を構成するスイッチング素子３として、ＩＧＢＴは好適である。

ところで、近年、インバータ１０を構成するスイッチング素子３として、上述したようなＳｉＣ半導体やＧａＮ半導体を用いるケースも増加している。ＳｉＣやＧａＮは、シリコンに比べてバンドギャップが広く、ワイドバンドギャップ半導体と称され、半導体材料の素材としての性能が高い。このため、シリコン素材のＩＧＢＴに代えて、ＳｉＣ素材やＧａＮ素材のＦＥＴを使ってインバータ１０を構成することで、インバータ１０を小型化、軽量化することができる。また、インバータ１０の損失も低減させることができる。但し、小型化によって面積も小さくなるので、インバータ１０の放熱性は低下する。また、ＳｉＣ半導体やＧａＮ半導体は、Ｓｉ半導体よりも耐熱性が高いため、素子に備えられるヒートシンクも、例えば、熱抵抗は小さいが高価な銅から、銅よりも熱抵抗の大きいが銅よりも安価なアルミニウムなどを採用することが容易である。従って、ＳｉＣ半導体やＧａＮ半導体を用いたインバータ１０では、素子の性能向上に伴う小型化や軽量化、ヒートシンクなどの付加部材のコストダウンが可能な一方で、熱対策の上ではＩＧＢＴを用いたインバータ１０に対して大きなアドバンテージは得られない可能性がある。つまり、ＳｉＣ半導体やＧａＮ半導体を用いたインバータ１０でも、ＩＧＢＴを用いたインバータ１０と同様の熱対策の継続や、さらなる熱対策の付加が重要である。

熱対策の１つとして以下に説明するような過渡電流（例えば変調方式の切換え時に生じる過渡電流など）に起因する交流電流のピーク値（絶対値）の低減は重要である。１つの対策として、インバータ１０のスイッチング周波数を高くすることによって、過渡電流を低減し、当該過渡電流に起因する交流電流のピーク値も低減することが考えられる。しかし、インバータ１０のスイッチング周波数を高くすると、インバータ１０を構成するスイッチング素子３の発熱量も増加する。従って、インバータ１０のスイッチング周波数を単純に高くするという対策は好ましくない。上述したように、スイッチング素子３がＩＧＢＴであっても、ＳｉＣ半導体やＧａＮ半導体を素材としたＦＥＴなどであっても、インバータ１０の装置としての熱容量には限界がある。つまり、本実施形態のインバータ１０を構成するスイッチング素子３が、シリコンを基材とするＩＧＢＴ、及びシリコンカーバイドやガリウムナイトライドを基材としたＦＥＴの何れであっても、変調方式の切換え時に生じる過渡電流などに起因する交流電流のピーク値（絶対値）の低減は重要である。このため、図１ではスイッチング素子３の構造を特定しない形で例示している。また、当然ながら、スイッチング素子３としてバイポーラトランジスタを用いることを妨げるものではない。

インバータ１０は、複数組のスイッチング素子３を備えたブリッジ回路により構成されている。インバータ１０は、回転電機８０の各相のステータコイル８（３相の場合、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に対応するそれぞれのアームについて上段側及び下段側の一対のスイッチング素子３を備えて構成されている。具体的には、図１に示すように、交流１相分のアームが上段側スイッチング素子３１と下段側スイッチング素子３２との直列回路により構成されている。また、各スイッチング素子３には、下段側から上段側へ向かう方向を順方向として、並列にダイオード（フリーホイールダイオード５）が接続されている。換言すれば、スイッチング素子３がオン状態の場合の通流方向と逆方向を順方向として、各スイッチング素子３にフリーホイールダイオード５が並列接続（逆並列接続）されている。

スイッチング素子３のそれぞれは、回転電機制御装置２から出力されるスイッチング制御信号（例えば、ＩＧＢＴ又はＭＯＳＦＥＴのゲート端子を駆動するゲート駆動信号）に従って動作する。高電圧をスイッチングするＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴの制御端子（ゲート端子）に入力されるゲート駆動信号は、回転電機制御装置２を構成する電子回路（マイクロコンピュータなど）の動作電圧よりも高い電圧を必要とする。このため、回転電機制御装置２により生成されたスイッチング制御信号は、ドライバ回路３０によって電圧変換（例えば昇圧）された後、インバータ１０に入力される。

回転電機８０には、図１に示すように、回転電機８０のロータの各時点での磁極位置（ロータの回転角度）や回転速度を検出する回転センサ１３が備えられている。回転センサ１３は、例えばレゾルバ等である。また、回転電機８０の各相のステータコイル８を流れる電流は、電流センサ１２により測定される。本実施形態では、３相の全てが非接触型の電流センサ１２により測定される構成を例示している。回転電機制御装置２は、回転電機８０の要求トルクや回転速度、変調率に基づき、電流フィードバック制御を行う。要求トルクは、例えば車両用制御装置や車両の走行制御装置などの不図示の他の制御装置から回転電機制御装置２に提供される。尚、変調率は、直流電圧（直流リンク電圧Ｖｄｃ）に対する３相交流電力の実効値の割合を示す指標である。

回転電機制御装置２は、これらの要求トルク、回転速度、変調率等に応じて、インバータ１０をスイッチング制御するためのパルス（変調パルス）を生成して出力する。尚、変調パルスは都度生成されても良いし、回転電機８０或いはインバータ１０の動作条件に応じて予めメモリ等にパルスパターンを記憶させておき、ＤＭＡ転送等によってプロセッサに負荷をかけることなく出力される形態であってもよい。

ところで、直流から交流へ変換する場合を変調、交流から直流へ変換する場合を復調と、区別して称することも可能であり、両者を併せて変復調と称することもできるが、本実施形態では何れの変換についても変調と称して説明する。本実施形態において、回転電機制御装置２は、ベクトル制御法を用いた電流フィードバック制御を行って、インバータ１０を介して回転電機８０を制御する。ベクトル制御法については、以下のような簡単な説明に留め、詳細な説明は省略する。

まず、回転電機制御装置２は、直流リンク電圧Ｖｄｃ、要求トルク、変調率等に基づいて、ベクトル制御における直交ベクトル座標系における電流指令を演算する。この直交ベクトル座標系は、回転電機８０のロータの磁極の方向を一方の軸（ｄ軸）、この軸（ｄ軸）に直交する方向を他方の軸（ｑ軸）とする座標系である。ステータコイル８を流れる３相の電流（実電流）も、磁極位置に基づいてこの直交ベクトル座標系に座標変換される。直交ベクトル座標系において、電流指令と実電流との偏差に基づき、比例積分制御（ＰＩ制御）や比例積分微分制御（ＰＩＤ制御）の演算が行われ、電圧指令が導出される。この電圧指令が磁極位置に基づいて、３相の電圧指令に逆座標変換され、選択された変調方式に従って変調パルス（スイッチング制御信号）が生成される。

ところで、変調方式として、パルス幅変調（Pulse Width Modulation）が知られている。パルス幅変調では、出力指令としての交流波形（例えば交流電圧波形）の振幅と三角波（鋸波を含む）状のキャリアの波形の振幅との大小関係に基づいてパルスが生成される。キャリアとの比較によらずにデジタル演算により直接ＰＷＭ波形を生成する場合もあるが、その場合でも、指令値としての交流波形の振幅と仮想的なキャリア波形の振幅とは相関関係を有する。パルス幅変調には、正弦波パルス幅変調（SPWM : sinusoidal PWM）や、空間ベクトルパルス幅変調（SVPWM : space vector PWM）などが含まれる。

これらの変調方式において、キャリアは例えばマイクロコンピュータの演算周期や電子回路の動作周期など、回転電機制御装置２の制御周期に応じて定まる。つまり、複数相の交流電力が交流の回転電機８０の駆動に利用される場合であっても、キャリアは回転電機８０の回転速度や回転角度（電気角）には拘束されない周期（同期しない周期）を有している。従って、キャリアも、キャリアに基づいて生成される各パルスも、回転電機８０の回転には同期していない。従って、正弦波パルス幅変調、空間ベクトルパルス幅変調などの変調方式は、“非同期変調方式”と称される場合がある。

これに対して、回転電機８０の回転に同期してパルスが生成される変調方式は“同期変調方式”と称される。例えば回転電機８０の電気角１周期に付き１つのパルスが出力される回転同期変調方式として、矩形波変調（１パルス変調）という変調方式がある。

ところで、上述したように、直流電圧から交流電圧への変換率を示す指標として、直流電圧に対する複数相の交流電圧の線間電圧の実効値の割合を示す変調率がある。一般的に、正弦波パルス幅変調の最大変調率は約０．６１、空間ベクトルパルス幅変調制御の最大変調率は約０．７１である。約０．７１を越える変調率を有する変調方式も存在し、その変調方式は、通常よりも変調率を高くした変調方式として、“過変調パルス幅変調”と称される。“過変調パルス幅変調”の最大変調率は、約０．７８である。この変調率０．７８は、直流から交流への電力変換における物理的（数学的）な限界値である。過変調パルス幅変調において、変調率が０．７８に達すると、電気角の１周期において１つのパルスが出力される矩形波変調（１パルス変調）となる。矩形波変調では、変調率は物理的な限界値である約０．７８に固定されることになる。

変調率が０．７８未満の過変調パルス幅変調は、同期変調方式、非同期変調方式の何れの原理を用いても実現することができる。代表的な変調方式は、不連続パルス幅変調（DPWM：discontinuous PWM）と称される変調方式である。不連続パルス幅変調は、同期変調方式、非同期変調方式の何れの原理を用いても実現することができるが、ここでは、同期変調方式を用いる形態を例示する。上記において、矩形波変調（１パルス変調）では、電気角の１周期において１つのパルスが出力されると例示したが、電気角の１周期において複数のパルスを出力することもできる。電気角の１周期において複数のパルスを出力すると、パルスの有効期間がその分減少するため、変調率は低下する。従って、約０．７８に固定された変調率に限らず、０．７８未満の任意の変調率を同期変調方式によって実現することができる。例えば、電気角の１周期において、９パルス、５パルスなどのパルスを出力することも可能である。本実施形態では、このような変調方式を複数パルス変調と称する。上述したように、この複数パルス変調は、回転電機８０の回転に同期してパルスを出力するので、“同期変調方式”に属する。

本実施形態において、回転電機制御装置２は、回転電機８０の動作条件に応じて、非同期変調と同期変調との間で変調方式を切換えて、回転電機８０を制御する。ここで、動作条件には、少なくとも回転電機８０の回転速度を含む。回転電機８０の回転速度が高くなると、逆起電力が高くなり、変調率を高くする必要が生じる。このため、回転電機８０の回転速度が高くなると、より高い変調率での変調が可能な変調方式を選択することが好ましい。変調方式を切換える際の動作条件には、図２や図３に例示するように、回転電機８０の要求トルク（出力トルク）や直流リンク電圧Ｖｄｃ等も含まれると好適である。しかし、説明を容易にするため、本実施形態では、回転電機制御装置２が、少なくとも回転電機８０の回転速度に応じて変調方式を切換えるものとして説明する。

図２は、要求トルクを縦軸に、回転速度を横軸に取り、非同期変調及び同期変調が適用される領域を模式的に示している。本実施形態において、非同期変調（空間ベクトルパルス幅変調など）は主に低回転・高トルク領域で採用され、同期変調（矩形波（１パルス・複数パルス））は主に高回転・低トルク領域で採用される。回転電機制御装置２は、少なくとも回転電機８０の回転速度に基づいて、非同期変調と同期変調との変調方式を選択的に採用し、スイッチング素子３を制御する変調パルス（スイッチング制御信号）を生成する。図３は、同期変調として９パルス、５パルス、１パルスが採用される場合の、回転速度及びトルクと変調方式との関係の一例を具体的に示している。本実施形態では、非同期変調と同期変調との間で変調方式が切り替わる際に、空間ベクトルパルス幅変調（ＳＶＰＷＭ）と９パルス変調との間で変調方式が切り替わる例を用いて説明する。

ここで、図３に示す領域Ａ、即ち、要求トルクが高い状態で非同期変調（ＳＶＰＷＭ）から同期変調（９パルス変調）へ変調方式が切り替わる場合について考える。図４は、領域Ａにおいて、非同期変調（ＳＶＰＷＭ）によってスイッチング制御信号（変調パルス）が生成され、インバータ１０がスイッチング制御される場合の３相交流電流波形とスイッチング制御信号（変調パルス）のパルス波形とのシミュレーション結果を示している。また、図５は、領域Ａにおいて、同期変調（９パルス変調）によってスイッチング制御信号（変調パルス）が生成され、インバータ１０がスイッチング制御される場合の３相交流電流波形とスイッチング制御信号（変調パルス）のパルス波形とのシミュレーション結果を示している。また、図６は、領域Ａにおいて、非同期変調（ＳＶＰＷＭ）から同期変調（９パルス変調）に変調方式が切り替わる場合の、３相交流電流波形とスイッチング制御信号（変調パルス）のパルス波形とのシミュレーション結果を示している。図４から図６において、Ｓｕ＋，Ｓｖ＋，Ｓｗ＋は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の上段側スイッチング素子３１に対するゲート駆動信号（スイッチング制御信号、変調パルス）を表している。また、Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の交流電流を示している。

図４は、非同期変調（ＳＶＰＷＭ）から同期変調（９パルス変調）に変調方式が切り替わる直前の波形を示しており、図５は、非同期変調（ＳＶＰＷＭ）から同期変調（９パルス変調）に変調方式が切り替わった直後の波形を表しているということができる。非同期変調では、周波数“ｃｆ１”のキャリア周波数（第１キャリア周波数ｃｆ１）で変調パルスが生成されている。変調パルスの平均周波数（変調周波数）は、“ｃｆ１”である。第１キャリア周波数ｃｆ１による非同期変調では、回転電機８０の回転速度に拘わらず、変調パルスの平均周波数（変調周波数）は同じである。従って、回転電機８０の回転速度が高くなるほど、電気角１周期当たりの変調パルスの数が少なくなる。

一方、同期変調では、回転電機８０の回転速度に拘わらず、電気角１周期当たりの変調パルスの数は一定であるが、回転速度に応じて変調パルスの平均周波数は変化する。図４に例示した形態（非同期変調）では、電気角１周期当たりの変調パルスの数は約５パルスである。図５に例示した形態（同期制変調）は、９パルス変調であるから電気角１周期当たりの変調パルスの数は９パルスである。従って、本実施形態においては、変調方式が切換わる時点の変調周波数は、同期変調の方が高い。即ち、回転電機８０の回転速度が高いため、同期変調の変調周波数は、第１キャリア周波数ｃｆ１よりも高い。本実施形態では、第１キャリア周波数ｃｆ１は、この時点での同期変調（９パルス変調）の変調パルスの周波数の約半分である。

図４に示す非同期変調では、変調周波数（キャリア周波数）が比較的低いことにも起因して、図５に示す同期変調よりも振幅の大きいリップルが交流電流に生じている。即ち、“非同期変調のリップルＲＰ１＞同期変調のリップルＲＰ２”であり、シミュレーション結果では、“ＲＰ１”は“ＲＰ２”の約２倍となっている。また、非同期変調では、電気角の１周期当たりの変調パルスの数が同期変調より少なくなることや、電気角（回転電機８０の回転）と変調パルスとが同期していないことにより、３相の交流電流波形にバラツキを生じ易い。換言すれば、３相の交流電流波形がアンバランスな状態となり易い。シミュレーション結果によれば、非同期変調の場合には、図４に示すように、３相の交流電流のピーク値に“ＵＢ１”の差を生じている。一方、同期変調では、電気角の１周期当たりの変調パルスの数が非同期変調より多いことや、電気角（回転電機８０の回転）と変調パルスとが同期していることにより、３相の交流電流波形が安定し易い。シミュレーション結果によれば、同期変調の場合には、図５に示すように、３相の交流電流のピーク値の差“ＵＢ２”はほぼゼロである。

図６は、このような特徴を有する変調方式を、好ましくない条件下において切換えた場合をシミュレーションしたものである。非同期変調と同期変調とでは、変調パルスの発生方法が異なるため、本実施形態では切換え時にＶ相のゲート駆動信号“Ｓｖ＋”の信号レベルがハイ状態となる期間（Ｖ相の上段側スイッチング素子３１がオン状態となる期間）が長くなっている。これにより、逆に、Ｕ相やＷ相では、ゲート駆動信号がハイレベルとなる期間が短くなる可能性がある。その結果、３相の交流電圧や３相の交流電流にバラツキが生じ易くなる。また、図６に例示するように、高回転速度領域での非同期変調による３相の交流電流の乱れ（アンバランス）は、変調方式が同期変調に移行した後の交流電流にも影響を与えている。

また、図６に示したシミュレーション例では、Ｗ相の交流電流がピークとなる位相で変調方式を切換えているため、切換えの際に生じる過渡電流によって当該ピーク電流の値が非常に大きくなっている。換言すれば、過渡電流が重畳される際の交流電流の初期電流の値が高いために、過渡電流が重畳された後の交流電流の値も高くなっている。このピーク電流の値（絶対値）が、インバータ１０の許容可能な最大電流（絶対値）を超えることは好ましくない。

即ち、変調方式を切換える際の交流電流の最大値（絶対値）は、切換わる際の位相（電流位相や電圧位相）によっても異なる。図６を参照して上述したように、複数相の交流電流の何れか１相の電流が最大振幅である位相において変調方式が切換わると、当該最大電流に対して過渡電流が重畳されることになる。このため、交流電流の絶対値の最大値は大きくなる。従って、そのような位相で変調方式を切換えることを避け、より好ましい位相において変調方式を切換えると好適である。多くの場合、インバータ１０は、電圧制御型であり、交流電圧の電圧位相や変調パルスの電圧位相によって変調方式を切換えるタイミングが規定されると好適である。

例えば、インバータ１０の交流側の相数が３相である場合、１相の電圧レベルが固定され、他の２相の電圧レベルが変化する２相変調のフェーズと、２相の電圧レベルが固定され、残りの１相の電圧レベルが変化する１相変調のフェーズとが発生し得る。図７は、図６に例示した形態において、変調方式が切換わる位相の近傍の変調パルスの拡大図である。図６に例示した形態では、１相変調のフェーズにおいて変調方式が切換えられている。詳細は後述するが、発明者らによる実験やシミュレーションによれば、１相変調の場合には、２相変調の場合に比べて、過渡電流の影響によって交流電流の絶対値が大きくなる傾向があることが認められた。

上述したようなシミュレーション結果に基づけば、変調方式を切換える際の条件として以下の点に留意すると好適である。
（ａ）非同期変調の変調周波数（キャリア周波数）を高くして、リップルを低減すると共に、３相電流のアンバランスを低減する。
（ｂ）電圧位相（或いは電流位相）が最適な位相において変調方式を切換えて、３相電流のアンバランスを低減すると共に、切換え時の初期電流の値を低くする。
これら、（ａ）及び（ｂ）の条件を満たすような変調方式の切換えには、以下の（Ａ）及び（Ｂ）のような形態がある。

（Ａ）変調方式を切換える場合に、第１キャリア周波数ｃｆ１よりも高い周波数である第２キャリア周波数ｃｆ２に基づいて変調パルスを生成する高周波非同期変調を経て変調方式を切換える（図８参照）。高周波非同期変調は、電流波形が安定する時間（安定時間（交流電流安定時間））、継続されることが好ましい。但し、より高い周波数の変調パルスによってスイッチング素子３がスイッチングされた場合、インバータ１０の消費電力も増大し、発熱も大きくなる。従って、高周波非同期変調が行われる期間は、消費電力の増加に伴う発熱が許容可能な許容時間（温度上昇許容時間）内に限定されることが好ましい。本実施形態では、高周波非同期変調は、所定の実行時間Ｔ１（高周波非同期変調実行時間）の間、実行される。この実行時間Ｔ１は、安定時間（交流電流安定時間）以上、許容時間（温度上昇許容時間）未満の長さに設定されていると好適である（図１８を参照して後述する。）。

（Ｂ）変調方式の切換えは、３相の交流電圧の関係を表す電圧位相に基づいて規定される遷移期間ＴＰに行われる（図９参照）。例えば、この遷移期間ＴＰは、３相の交流電圧（３相の変調パルスと等価）の内の１相の信号レベルがハイレベル又はローレベルに固定され、当該１相の信号レベルが固定されている期間中に他の２相の信号レベルが変化する２相変調の状態となる電圧位相の期間（ＴＰ１〜ＴＰ６）に設定されている。尚、このような電圧位相の期間（ＴＰ１〜ＴＰ６）は、変調方式が同期変調から非同期変調へと切換わる場合、同期変調における電圧位相に応じて設定される。一方、変調方式が非同期変調から同期変調へと切換わる場合には、この期間（ＴＰ１〜ＴＰ６）は、変調方式が切り替わった直後の同期変調における電圧位相に応じて設定されると好適である。換言すれば、変調方式が非同期変調から同期変調へと切換わる場合には、変調方式が同期変調であると仮定した場合の電圧位相に基づいて、この期間（ＴＰ１〜ＴＰ６）が設定されると好適である。

発明者らによるシミュレーションによれば、上記の（Ａ）及び（Ｂ）の内、何れか一方だけを実施した場合であっても、交流電流の最大値（絶対値）が低減されることが確かめられている。当然ながら、（Ａ）及び（Ｂ）の双方を適用して変調方式を切換えると、さらに効果は大きくなる。

図１０は、（Ａ）を適用して変調方式を切換えた場合の波形を示している。図６と図１０との比較により明らかなように、図１０では図６に比べて非同期変調のキャリア周波数が高くなり、変調パルスが密になっている。その結果、交流電流のリップルは、“ＲＰ１”から“ＲＰ３”へと約半分に低減されている。また、３相の交流電流のアンバランス、具体的にはピーク値の差も“ＵＢ１”から“ＵＢ３”へと大きく低減されている。変調方式を切換える際の電圧位相は、図６と図１０とで同じ位相“θｂ”であるが、リップルやアンバランスが低減されたことによって、切換え時の電流の絶対値が小さくなっている。即ち、変調方式の切換え時に、交流電流に過渡電流が重畳されても、（Ａ）を適用することで、ピーク値（絶対値）が小さくなっている。

上述したように、非同期変調において変調パルスを生成する基準となるキャリアの周波数が低い場合（第１キャリア周波数ｃｆ１の場合）には、キャリアの周波数が相対的に高い場合（第２キャリア周波数ｃｆ２の場合）に比べて、直流から交流への変換に当たっての分解能が低くなり、交流の電流における脈動（リップル）が大きくなる。また、非同期変調では、交流電圧や交流電流の位相と、変調パルスの位相とが、交流の各周期によって異なるため、交流波形も安定せず、アンバランスが生じることも多い。第２キャリア周波数ｃｆ２のキャリアを用いて非同期変調を行う高周波非同期変調を行うことによって、直流から交流への変換に当たっての分解能が高くなり、脈動も低減され、交流電流の波形もより安定する。

この第２キャリア周波数ｃｆ２は、第１キャリア周波数ｃｆ１よりも大きい値であり、“Ｎ”を１よりも大きい値として、“ｃｆ２＝ｃｆ１×Ｎ”で示される周波数である。回転電機制御装置２の構成を簡素化する上では、第２キャリア周波数ｃｆ２は、第１キャリア周波数ｃｆ１の整数倍であると好適である。例えば、第２キャリア周波数ｃｆ２は、第１キャリア周波数ｃｆ１の２倍や３倍であると好適である。本実施形態（図６に対する図１０、図１３）では、第２キャリア周波数ｃｆ２が第１キャリア周波数ｃｆ１の２倍である形態を例示している。上述したように、本実施形態では、第１キャリア周波数ｃｆ１は、同期変調（９パルス変調）の変調周波数の約半分であるから、第２キャリア周波数ｃｆ２は、同期変調の変調周波数とほぼ等価となる。

１つの態様として、第２キャリア周波数ｃｆ２は、変調方式を切換える際の同期変調の変調パルスの周波数に基づいて設定されていると好適である。図２及び図３を参照して上述したように、一般的には、相対的に回転電機８０の回転速度が低回転速度の場合に非同期変調が用いられ、高回転速度の場合に同期変調が用いられる。従って、変調方式を切換えるときの回転電機８０の回転速度は、比較的高回転速度側である場合が多い。第１キャリア周波数ｃｆ１による非同期変調では、回転電機８０の回転速度に拘わらず、変調パルスの平均周波数（変調周波数）は同じである。一方、同期変調では、回転電機８０の回転速度に応じて変調パルスの平均周波数は変化する。例えば、本実施形態においては、変調方式が切換わる時点の変調周波数は、同期変調の方が高く、同期変調の変調周波数は、第１キャリア周波数ｃｆ１よりも高い。

特に複数パルス変調が行われる場合には、交流電流の脈動の低減や、各相での振幅の安定化が考慮されてパルス数（変調周波数）が設定されていることが多い。従って、変調方式が切換わる際の同期変調の変調周波数に基づいて、交流電流の脈動が低減され、各相での振幅が安定するように、高周波非同期変調の変調周波数が設定されると好適である。本実施形態では、第１キャリア周波数ｃｆ１が、同期変調（９パルス変調）の変調パルスの周波数は、第１キャリア周波数ｃｆ１の約２倍であるから、この関係に基づいて、第２キャリア周波数ｃｆ２を、第１キャリア周波数ｃｆ１の２倍に設定すると好適である。

ところで、変調方式を切換える条件には、回転速度の他に直流リンク電圧Ｖｄｃや、回転電機８０のトルクも加えられる場合がある。換言すれば、変調方式が切換わる際の同期変調（例えば９パルス変調）の変調周波数も変動する可能性がある。従って、第２キャリア周波数ｃｆ２は可変周波数であってもよい。１つの態様として、第２キャリア周波数ｃｆ２が、変調方式を切換える際の当該同期変調の変調パルスの周波数（変調周波数）に基づいて設定されている場合、第２キャリア周波数ｃｆ２が可変周波数であって、変調方式を切換える都度、当該切換えの際の同期変調の変調周波数に適合するように設定されてもよい。

但し、このように第２キャリア周波数ｃｆ２を可変周波数とすると、回転電機制御装置２の演算負荷を増大させる可能性もある。従って、第２キャリア周波数ｃｆ２は、インバータ１０の動作条件が最悪条件となる場合において、変調方式が切換わる際の当該同期変調の変調周波数に応じた一定値として設定されていてもよい。具体的には、第２キャリア周波数ｃｆ２は、インバータ１０の直流側端子に最大定格電圧が印加され、回転電機８０が最大定格トルクを出力し、回転電機８０の回転速度が最大定格トルクを出力可能な範囲の最高回転速度であるという条件における同期変調の変調パルスの周波数に応じて設定されていると好適である。この条件は、インバータ１０の発熱が最大となる最悪条件ということができる。この条件下における変調周波数に応じて第２キャリア周波数ｃｆ２を規定することによって、耐熱等の条件を満たした状態で高周波非同期変調を実施することができる。

尚、変調方式は、少なくとも回転速度に基づいて行われるが、回転速度の変動によって変調方式が頻繁に切換わるハンチングを防止するために、非同期変調から同期変調への切換えの回転速度と、同期変調から非同期変調への切換えの回転速度とを異なる回転速度としてもよい。この場合、当該回転速度に対応する同期変調の変調周波数も異なる。従って、第２キャリア周波数ｃｆ２が固定周波数の場合であっても、少なくとも２種類の周波数が設定されていてもよい。

図１１は、（Ｂ）の形態によって変調方式を切替えた場合の波形を示している。図６（及び図１０）に例示した形態では、電圧位相が“θｂ”の時に変調方式を切換えていたが、本例では、電圧位相が“θａ”の時に変調方式を切換えている。図１１では、変調パルスが切換わっているために判りにくいが、電圧位相“θａ”は、Ｖ相電圧（Ｖ相変調パルスと等価、以下同様）の信号レベルがハイ状態に固定され、当該固定期間中に、Ｕ相電圧及びＷ相電圧の信号レベルが変化する２相変調の状態となる位相範囲（遷移期間ＴＰ）に含まれている。換言すれば、図１１に例示した形態において、非同期変調と同期変調との間での変調方式の切換えは、３相の交流電圧の関係を表す電圧位相に基づいて規定される遷移期間（ＴＰ）に行われている。

また、電圧位相“θａ”の直前には、Ｖ相電圧がローレベルとなる状態がある。この状態は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３相全てがローレベルとなる状態であり、後述するように、“０００”で示されるゼロベクトルの状態である。インバータ１０の交流側の相数が３相である場合、当該３相の電圧位相（変調パルスの電圧位相とほぼ等価）によって８つの空間ベクトルを定義することができる。具体的には、１００，０１０，００１，１１０，１０１，０１１，１１１，０００の８つの空間ベクトルを定義することができる。この内、１１１及び０００はゼロベクトルと称され、他の６つはアクティブベクトルと称される。尚、空間ベクトルは、電圧位相と相関関係があるため、以下の説明において空間ベクトル（空間ベクトルの状態）及び電圧位相は、同じ条件を示す対象として用いる場合がある。

図１２を参照して後述するように、発明者らによるシミュレーションによれば、変調方式の切換えの前後がアクティブベクトル期間である場合には、過渡電流の影響による交流電流の絶対値が大きくなる傾向があることが確認された。逆に、変調方式の切換えの前後がゼロベクトル期間である場合には、過渡電流の影響による交流電流の絶対値が小さい傾向がある。従って、３相の交流電圧がゼロベクトル状態となる期間が直前及び直後の少なくとも何れかに存在する電圧位相の期間が、遷移期間ＴＰとして設定されていると好適である。電圧位相“θａ”は、ゼロベクトル状態となる期間が、“θａ”の直前及び直後の少なくとも何れかに存在する電圧位相の期間の中に含まれる。

また、電圧位相“θａ”は、Ｕ相電流がゼロとなる電圧位相でもある。このように、遷移期間ＴＰの期間中であって、３相の交流電流の内の何れか１相の電流がゼロとなる電圧位相（例えばθａ）を含む期間に変調方式を切換えると好適である。換言すれば、３相の交流電流の内の何れか１相の電流がゼロとなる電圧位相（例えば“θａ”）を含む電圧位相の範囲であって、２相変調となる電圧位相の範囲（ＴＰ１〜ＴＰ６）、及び、ゼロベクトル状態となる期間が、直前及び直後の少なくとも何れかに存在する電圧位相の範囲（ＴＰ１１〜ＴＰ１６）、の何れかの中に含まれる電圧位相の範囲（図１２のＴＰ２１〜ＴＰ２６）が、遷移期間ＴＰとして設定されていると好適である。

３相の交流電流は平衡しており、理論的には３相電流の瞬時値はゼロである。従って、３相の内の１相の電流がゼロであるとき、他の２相は、正負それぞれに同じ値である。また、３相電流は、それぞれ位相が１２０度ずつずれているため、３相の内の１相の電流がゼロである位相では、他の２相の電流は振幅が最大となる位相ではない。従って、過渡電流が重畳されたとしても、ベースとなる電流の絶対値は比較的小さい値である。よって、相の交流電流の内の何れか１相の電流がゼロとなる電圧位相を含む期間に変調方式を切換えると好適である。図１１と図６との比較により明らかなように、電圧位相が“θａ”では、３相交流電流の何れもが、ピークではない。従って、変調方式の切換えの際に生じる過渡電流が３相交流電流に重畳されても、電流の絶対値を小さい値に留めることができる。

図１２は、変調方式を切換える電圧位相と３相交流電流のピーク値（絶対値）との関係のシミュレーション結果を示している。図１２の上段の折れ線グラフは、電気角０〜３６０度の間で、変調方式を切換える電圧位相を４度ずつずらすスイープシミュレーションを行って演算された３相交流電流のピーク値（絶対値）を示している。実線の折れ線グラフ“Ｉｐ１”は、（Ｂ）のみを適用した場合のシミュレーション結果を示しており、破線の折れ線グラフ“Ｉｐ２”は、（Ａ）及び（Ｂ）を共に適用した場合のシミュレーション結果を示している。“Ｉｐ１”と“Ｉｐ２”との比較については後述する。図１２の下段は、図９と同様に、３相電圧波形（上段側スイッチング素子３１の変調パルスの波形と等価）を示している。

図９及び図１２に示すように、遷移期間ＴＰの一例としてのＴＰ１〜ＴＰ６は、２相変調の状態となる電圧位相の期間に設定されている。図１２の“Ｉｐ１”を参照すると、これらの期間ＴＰ１〜ＴＰ６は、ピーク電流の絶対値が大きい電圧位相をほぼ含まずに設定されていることがわかる。“ＴＰ１”や“ＴＰ５”には、ピーク電流の絶対値が大きい電圧位相も含まれているが、遷移期間ＴＰは、好適にはさらに範囲が限定されたＴＰ１１〜ＴＰ１６であることが好ましい。ＴＰ１１〜ＴＰ１６は、ピーク電流の絶対値が大きい電圧位相をほぼ含まずに設定されているから、遷移期間としてさらに好適である。尚、ＴＰ１１〜ＴＰ１６は、３相の交流電圧（３相の変調パルス）がゼロベクトル状態となる期間が直前及び直後の少なくとも何れかに存在する電圧位相の期間である。

また、遷移期間は、ＴＰ１１〜ＴＰ１６の中でさらに範囲が限定された電圧位相の範囲であると好適である。図１２に示すように、ＴＰ１１〜ＴＰ１６の中央部において、ＴＰ１１〜ＴＰ１６の１／２〜１／３の電圧位相の範囲（ＴＰ２１〜ＴＰ２６）であると好適である。ＴＰ２１〜ＴＰ２６は、３相の交流電流の内の何れか１相の電流がゼロとなる電圧位相（例えば“θａ”）を少なくとも含む電圧位相の範囲である。図１２より明らかなように、これらの電圧位相の範囲（ＴＰ２１〜ＴＰ２６）におけるピーク電流の絶対値は、他の電圧位相でのピーク電流の絶対値に比べて全体的に小さい。

図１２から明らかなように、より適切なタイミングで変調方式を切換えるためには、遷移期間は適切な幅（位相幅）に制限されていることが好ましい。この位相幅は、回転電機制御装置２の制御周期と回転電機８０の電気角との関係に基づいて設定されていると好適である。回転電機８０を滑らかに回転させるためには、高回転時における１パルス変調などを除けば、電気角の１周期の間に、５〜９パルスの変調パルスが存在することが好ましい。図９及び図１２等を参照すれば、変調パルスのパルス幅が長くなる期間も存在するので、概ね電気角の半周期に５〜９パルスが存在すると考えて、パルス幅（位相幅）を演算することができる。１８０度中に９パルス存在するとすれば、パルス幅（位相幅）は、２０度となる。この位相幅は、概ねＴＰ１１〜ＴＰ１６として例示した遷移期間に対応する。また、ＴＰ２１〜Ｔｐ２６として例示した遷移期間ＴＰは、その１／３〜１／２であるから、その位相幅は概ね６〜１０度となる。

上述したように、変調パルスのパルス幅（位相幅）は、キャリア周波数によっても変動する。また、変調パルスのパルス幅（位相幅）は、回転電機制御装置２の制御周期によっても異なる。本実施形態では、第１キャリア周波数ｃｆ１に対して第２キャリア周波数ｃｆ２が２倍の周波数である例を示した。従って、上述した遷移期間ＴＰの位相幅も、約２倍の余裕を持って設定されていると好適である。上記においては、ＴＰ２１〜Ｔｐ２６として例示した遷移期間ＴＰが、６〜１０度となる形態を例示したが、この位相幅は、６〜２０度程度の範囲内に設定されていると好適である。

ところで、図１２における“Ｉｐ２”は、（Ａ）及び（Ｂ）の双方を適用して変調方式を切替えた場合のシミュレーション結果を示している。“Ｉｐ１”と“Ｉｐ２”とを比較すれば明らかなように、“Ｉｐ２”の方がピーク電流の絶対値が小さい。従って、（Ａ）及び（Ｂ）の形態を共に適用することによって、変調方式を切換える際の３相交流電流のピーク値の絶対値をさらに低減することができる。

図１３は、（Ａ）及び（Ｂ）の双方を適用して変調方式を切替えた場合の波形を示している。図１３と図６との比較、図１３と図１０との比較、図１３と図１１との比較、さらにこれら３つの比較結果を俯瞰することから明らかなように、（Ａ）及び（Ｂ）を共に適用することによって、変調方式を切換える際の３相交流電流のピーク値の絶対値を低減することができ、３相交流電流のアンバランスも低減することができる。

以上、変調方式を切換える際の原理について説明したが、以下、回転電機制御装置２による具体的な制御方法について、図１４〜図１７の状態遷移図を用いて説明する。図１４は、（Ａ）及び（Ｂ）の何れも行わずに変調方式を切換える場合の状態遷移を例示しており、図６に示した形態に対応する。図１５は、（Ａ）の形態を適用して変調方式を切換える場合の状態遷移を例示しており、図８及び図１０に示した形態に対応する。図１６は、（Ｂ）の形態を適用して変調方式を切換える場合の状態遷移を例示しており、図９、図１１、図１２（“Ｉｐ１”）に例示した形態に対応する。図１７は、（Ａ）及び（Ｂ）の形態を共に適用して変調方式を切換える場合の状態遷移を例示しており、図１２（“Ｉｐ２”）及び図１３の形態に対応する。尚、各状態遷移図において、ＳＷ周波数（スイッチング周波数）は、変調パルスの平均周波数（変調周波数）に相当する。

図１４に示すように、回転電機制御装置２は、（Ａ）、（Ｂ）の何れも行わずに変調方式を切換える場合には、回転速度及び変調率に基づいて変調方式を遷移させる。回転電機制御装置２は、変調パルスを非同期変調によって生成している場合には、回転速度が“ω２”を超え、且つ変調率が“Ｍ２”を超える場合に、同期変調に遷移させる（＃１１）。一方、回転電機制御装置２は、変調パルスを同期変調によって生成している場合には、回転速度が“ω１”未満、且つ変調率が“Ｍ１”未満の場合に、非同期変調に遷移させる（＃２１）。ここで、回転速度のしきい値は、“ω１＜ω２”であり、変調率のしきい値は“Ｍ１＜Ｍ２”である。このようにヒステリシスを設けることによって、しきい値の近傍で回転速度や変調率が変動した場合であっても、変調方式がハンチングを起こさないようになっている。

この形態において、非同期変調における制御周期と、同期変調における制御周期とは、“ＣＰ１”の同じ周期である。尚、非同期変調における変調周波数（キャリア周波数）は、第１キャリア周波数ｃｆ１である。第１キャリア周波数ｃｆ１は、制御周期“ＣＰ１”の逆数の１／２である。つまり、１回の制御周期において信号レベルが１回変化するように変調パルスが生成される。

図１５に示すように、（Ａ）の形態を適用して変調方式を切換える場合にも、回転速度及び変調率に基づいて変調方式を遷移させる。但し、この形態では、回転電機制御装置２は、高周波非同期変調を経て変調方式を切換える。この高周波非同期変調は、所定の実行時間Ｔ１の間、実行される。本実施形態では、高周波非同期変調における変調周波数（キャリア周波数）である第２キャリア周波数ｃｆ２は、第１キャリア周波数ｃｆ１のＮ倍である。よって、高周波非同期変調を実行する場合の制御周期も短くなり、“ＣＰ１”の１／Ｎの周期である“ＣＰ２”となる。

回転電機制御装置２は、変調パルスを非同期変調によって生成している場合には、回転速度が“ω２”を超え、且つ変調率が“Ｍ２”を超える場合に、まず、高周波非同期変調に遷移させる（＃１１）。そして、回転電機制御装置２は、高周波非同期変調に遷移してからの経過時間が所定の実行時間Ｔ１以上となった場合に、同期変調に移行させる（＃１２）。尚、同期変調における制御周期は、高周波非同期変調の制御周期を引き継いで“ＣＰ２”であっても良いし、非同期変調と同様の“ＣＰ１”であってもよい。一方、回転電機制御装置２は、変調パルスを同期変調によって生成している場合には、回転速度が“ω１”未満、且つ変調率が“Ｍ１”未満の場合に、まず、非同期変調に遷移させる（＃２１）。そして、回転電機制御装置２は、高周波非同期変調に遷移してからの経過時間が所定の実行時間Ｔ１以上となった場合に、非同期変調に移行させる（＃２２）。

回転電機制御装置２は、非同期変調から高周波非同期変調に遷移し、変調パルスを高周波非同期変調によって生成している状態で、回転速度が“ω１”未満、且つ変調率が“Ｍ１”未満、且つ、非同期変調から高周波非同期変調に遷移してからの経過時間が実行時間Ｔ１以上となった場合には、変調方式を再び非同期変調に遷移させる（＃１９）。また、回転電機制御装置２は、同期変調から高周波非同期変調に遷移し、変調パルスを高周波非同期変調によって生成している状態で、回転速度が“ω２”を超え、且つ変調率が“Ｍ２”を超え、且つ、同期変調から高周波非同期変調に遷移してからの経過時間が実行時間Ｔ１以上となった場合には、変調方式を再び同期変調に遷移させる（＃２９）。

図１６に示すように、（Ｂ）の形態を適用して変調方式を切換える場合にも、回転速度及び変調率に基づいて変調方式を遷移させる。但し、この形態では、回転電機制御装置２は、電圧位相が遷移期間ＴＰの範囲内において変調方式を切換える。回転電機制御装置２は、変調パルスを非同期変調によって生成している場合には、回転速度が“ω２”を超え、且つ変調率が“Ｍ２”を超え、且つ、その際の電圧位相が遷移期間ＴＰに含まれる場合に、同期変調に移行させる（＃１３）。一方、回転電機制御装置２は、変調パルスを同期変調によって生成している場合には、回転速度が“ω１”未満、且つ変調率が“Ｍ１”未満、且つ、その際の電圧位相が遷移期間ＴＰに含まれる場合に、非同期変調に移行させる（＃２３）。

遷移期間ＴＰは、図１６（及び図９、図１２）に例示するように、電気角１周期の間に、６箇所存在する。従って、図１６に示すように、θ２を超えθ３未満の範囲、θ４を超えθ５未満の範囲、θ６を超えθ７未満の範囲、θ８を超えθ９未満の範囲、θ１０を超えθ１１未満の範囲、θ１２を超え３６０度以下且つ０度以上θ１未満の範囲の何れかである場合に、変調方式を切換える。ここでは、遷移期間ＴＰについて、ｎを偶数、ｍを奇数として、「θｎを超えθｍ未満」の範囲と規定したが、当然ながら境界条件は「以上及び以下」でもよい。即ち、遷移期間ＴＰは、「θｎ以上θｍ以下」の範囲や、「θｎを超えθｍ以下」の範囲や、「θｎ以上θｍ未満」の範囲、として規定されてもよい。また、θ１〜θ１２は、図９及び図１２に例示したＴＰ１〜ＴＰ６を規定する電圧位相であっても良いし、ＴＰ１１〜ＴＰ１６を規定する電圧位相であってもよい。当然ながら、図１２に例示したＴＰ２１〜ＴＰ２６を規定する電圧位相であってもよい。

図１７に示すように、図１５及び図１６に例示した条件を組み合わせることによって、（Ａ）及び（Ｂ）の形態を適用して変調方式を切換えることができる。回転電機制御装置２は、変調パルスを非同期変調によって生成している場合には、回転速度が“ω２”を超え、且つ変調率が“Ｍ２”を超える場合に、まず、高周波非同期変調に遷移させる（＃１１）。そして、回転電機制御装置２は、高周波非同期変調に遷移してからの経過時間が実行時間Ｔ１以上となり、且つ、その際の電圧位相が遷移期間ＴＰに含まれる場合に、同期変調に移行させる（＃１５）。一方、回転電機制御装置２は、変調パルスを同期変調によって生成している場合には、回転速度が“ω１”未満、且つ変調率が“Ｍ１”未満、且つ、その際の電圧位相が遷移期間ＴＰに含まれる場合に、まず、高周波非同期変調に移行させる（＃２３）。そして、回転電機制御装置２は、高周波非同期変調に遷移してからの経過時間が所定の実行時間Ｔ１以上となった場合に、非同期変調に移行させる（＃２２）。

回転電機制御装置２は、非同期変調から高周波非同期変調に遷移し、変調パルスを高周波非同期変調によって生成している状態で、回転速度が“ω１”未満、且つ変調率が“Ｍ１”未満、且つ、非同期変調から高周波非同期変調に遷移してからの経過時間が実行時間Ｔ１以上となった場合には、変調方式を再び非同期変調に遷移させる（＃１９）。また、回転電機制御装置２は、同期変調から高周波非同期変調に遷移し、変調パルスを高周波非同期変調によって生成している状態で、回転速度が“ω２”を超え、且つ変調率が“Ｍ２”を超え、且つ、同期変調から高周波非同期変調に遷移してからの経過時間が実行時間Ｔ１以上であり、且つ、その際の電圧位相が遷移期間ＴＰに含まれる場合には、変調方式を再び同期変調に遷移させる（＃２８）。

以下、高周波非同期変調が実行される所定の実行時間Ｔ１（高周波非同期変調実行時間）の設定条件について説明する。上述したように、実行時間Ｔ１は、安定時間（交流電流安定時間）以上、許容時間（温度上昇許容時間）未満の長さに設定されていると好適である。これらの安定時間及び許容時間は、回転電機駆動装置１、回転電機制御装置２、回転電機８０などの仕様や、動作条件（環境条件）に基づいて、固定値として設定されていてもよいし、高周波非同期変調を実行する都度、その際の条件（仕様及び動作条件）に基づいて浮動値として設定されてもよい。

上述したように、変調周波数（キャリア周波数）が高くなると、より高い周波数の変調パルスによってスイッチング素子３がスイッチングされることになるため、インバータ１０の消費電力も増大し、発熱も大きくなる。従って、高周波非同期変調の実行時間は、消費電力の増加に伴う発熱が許容可能な許容時間（温度上昇許容時間）内に限定されることが好ましい。この許容時間は、実行時間Ｔ１（高周波非同期変調実行時間）の最大値である。例えば、図１８に例示するように、許容時間は、変調周波数（ＳＷ周波数）が高いほど短い時間となる。但し、許容可能な上昇温度は、高周波非同期変調の開始時のスイッチング素子３（インバータ１０）の温度（初期温度）によって異なる。つまり、初期温度が低い場合には、初期温度が高い場合に比べて許容できる上昇温度も高くなる。従って、図１８に例示すように初期温度に応じて異なる複数の周波数特性に基づいて、許容時間が規定されると好適である。図１８には、それぞれ初期温度がＴｅｍｐ１、Ｔｅｍｐ２、Ｔｅｍｐ３の際の周波数特性を例示している。ここで、初期温度は、Ｔｅｍｐ１が最も低く、Ｔｅｍｐ３が最も高い。即ち、許容時間は、高周波非同期変調の開始時のスイッチング素子３（インバータ１０）の初期温度が高いほど短く、高周波非同期変調の実行時の変調周波数（第２キャリア周波数）が高いほど短い時間である。

また、上述したように、高周波非同期変調は、電流波形が安定する時間（安定時間（交流電流安定時間））、継続されることが好ましい。この安定時間は、実行時間Ｔ１（高周波非同期変調実行時間）の最小値である。安定時間は、主として回転電機８０の仕様に応じて規定される時間であり、回転電機８０の安定性を確保できる最低限の時間である。この時間は、回転電機８０の仕様（電磁気的なパラメータ）によって定まる。制御周期（ＣＰ）との関係では、３相交流の電圧のアンバランスによる電流のアンバランスが解消される制御周期の数（少なくとも１〜２周期）に対応する時間が安定時間として規定されると好適である。

〔その他の実施形態〕
以下、その他の実施形態について説明する。尚、以下に説明する各実施形態の構成は、それぞれ単独で適用されるものに限られず、矛盾が生じない限り、他の実施形態の構成と組み合わせて適用することも可能である。

（１）上記においては、非同期変調と同期変調との間で変調方式を切換える形態として、空間ベクトルパルス幅変調と９パルス変調との間で変調方式を切換える形態を例示して説明した。しかし、非同期変調に空間ベクトルパルス幅変調以外の形態が存在すること、及び同期変調に９パルス変調以外の形態が存在することも上記において例示している。従って、非同期変調と同期変調との間で変調方式を切換える形態は、上述した形態に限定されるものではない。

（２）上記においては、第１キャリア周波数ｃｆ１が、変調方式を切換える際の同期変調の変調周波数の約１／２である場合を例示した（図６に対する図１０、図１３を参照）。また、第２キャリア周波数ｃｆ２は、第１キャリア周波数ｃｆ１の２倍の周波数である場合を例示した。第２キャリア周波数ｃｆ２は、変調方式を切換える際の同期変調の変調周波数よりも高くても良いし、低くてもよい。尚、第２キャリア周波数ｃｆ２が、変調方式を切換える際の同期変調の変調周波数よりも高い場合には、インバータ１０の消費電力の増加により、発熱も増加する可能性がある。従って、上述した許容時間は短くなり、設定可能な実行時間Ｔ１の最大値も小さくなる。第２キャリア周波数ｃｆ２は、交流電流の波形が安定するために充分な時間が確保できる範囲内であれば、変調方式を切換える際の同期変調の変調周波数よりも高い周波数に設定可能である。

一方、同期変調の変調周波数は、インバータ１０の温度上昇を考慮して設定されているため、第２キャリア周波数ｃｆ２が、変調方式を切換える際の同期変調の変調周波数よりも低い場合には、許容時間については気にする必要はない。但し、変調周波数が低いと、交流の電流波形が安定するまでの時間が長くなる傾向がある。従って、変調方式を切換える際の同期変調の変調周波数よりも低い周波数を第２キャリア周波数ｃｆ２とする場合には、回転電機８０の制御の応答性を損なわない範囲の値が設定されることが好ましい。

（３）上記においては、変調方式が非同期変調から同期変調へと切換わる場合、遷移期間ＴＰを変調方式が切り替わった直後の同期変調における電圧位相（変調方式が同期変調であると仮定した場合の電圧位相）に基づいて設定すると好適であると説明した。この形態の方が好ましいが、変調方式が非同期変調から同期変調へと切換わる場合、非同期変調によるパルスの電圧位相に基づいて遷移期間ＴＰを設定することを妨げるものではない。

〔実施形態の概要〕
以下、上記において説明した回転電機制御装置（２）の概要について簡単に説明する。

直流電力と３相の交流電力との間で電力変換するインバータ（１０）を介して交流の回転電機（８０）を制御する回転電機制御装置（２）は、１つの態様として、
前記回転電機（８０）の回転に同期しないキャリア周波数（ｃｆ１）を有するキャリアに基づいて生成される変調パルスによって前記インバータ（１０）をスイッチング制御する非同期変調と、前記回転電機（８０）の回転に同期して生成される変調パルスによって前記インバータ（１０）をスイッチング制御する同期変調と、を少なくとも前記回転電機（８０）の回転速度を含む前記回転電機（８０）の動作条件に応じて切換え、
前記非同期変調と前記同期変調との間での変調方式の切換えは、３相の交流電圧の関係を表す電圧位相に基づいて規定される遷移期間（ＴＰ）に行われ、前記遷移期間（ＴＰ）は、３相の交流電圧の内の１相の信号レベルがハイレベル又はローレベルに固定され、当該１相の信号レベルが固定されている期間中に他の２相の信号レベルが変化する２相変調の状態となる前記電圧位相の期間に設定されている。

複数相の交流電流の何れか１相の電流が最大振幅である位相において変調方式が切換わると、当該最大電流に対して過渡電流が重畳されることになるので、交流電流の絶対値の最大値は大きくなる。従って、そのような位相で変調方式を切換えることを避け、より好ましい位相において変調方式を切換えると好適である。多くの場合、インバータ（１０）は、電圧制御型であり、交流電圧の電圧位相（変調パルスの電圧位相とほぼ等価）によって変調方式を切換えるタイミングが規定されると好適である。インバータ（１０）の交流側の相数が３相である場合、１相の電圧レベルが固定され、他の２相の電圧レベルが変化する２相変調のフェーズと、２相の電圧レベルが固定され、残りの１相の電圧レベルが変化する１相変調のフェーズとが発生し得る。１相変調のフェーズでは、３相の内の何れか１相の電流の振幅が大きくなり、過渡電流が重畳される基本電流の絶対値が大きくなる。発明者らによる実験やシミュレーションによれば、１相変調のフェーズで変調方式を切換えると、２相変調のフェーズで変調方式を切換える場合に比べて、過渡電流の影響によって交流電流の絶対値が大きくなる傾向があることが確認されている。従って、変調方式の切換えは、２相変調の状態となる電圧位相の期間に行われることが好ましい。

また、３相の交流電圧の全ての信号レベルがハイレベル、又は３相の交流電圧の全ての信号レベルがローレベルである状態をゼロベクトル状態として、前記３相の交流電圧が前記ゼロベクトル状態となる期間が直前及び直後の少なくとも何れかに存在する前記電圧位相の期間に、前記遷移期間（ＴＰ）が設定されていると好適である。インバータ（１０）の交流側の相数が３相である場合、当該３相の電圧位相（変調パルスの電圧位相とほぼ等価）によって８つの空間ベクトルが実現される。具体的には、１００，０１０，００１，１１０，１０１，０１１，１１１，０００の８つの空間ベクトルが実現できる。この内、１１１及び０００はゼロベクトルと称され、他の６つはアクティブベクトルと称される。発明者らによるシミュレーションによれば、変調方式の切換えの前後がアクティブベクトル期間である場合には、過渡電流の影響による交流電流の絶対値が大きくなる傾向があることが確認されている。逆に、変調方式の切換えの前後がゼロベクトル期間である場合には、過渡電流の影響による交流電流の絶対値が小さい傾向がある。従って、上述したように遷移期間（ＴＰ）が設定されていると好適である。

また、回転電機制御装置（２）は、前記遷移期間（ＴＰ）の期間中であって、３相の交流電流の内の何れか１相の電流がゼロとなる前記電圧位相を含む期間に前記変調方式を切換えると好適である。３相の交流電流は平衡しており、理論的には３相電流の瞬時値はゼロである。従って、３相の内の１相の電流がゼロであるとき、他の２相は、正負それぞれに同じ値である。また、３相電流は、それぞれ位相が１２０度ずつずれているため、３相の内の１相の電流がゼロである位相では、他の２相の電流は振幅が最大となる位相ではない。従って、過渡電流が重畳されたとしても、ベースとなる電流の絶対値は最大振幅ではない。よって、３相の交流電流の内の何れか１相の電流がゼロとなる電圧位相を含む期間に変調方式を切換えると好適である。

また、１つの態様として、回転電機制御装置（２）は、前記非同期変調における前記キャリア周波数（ｃｆ１）を第１キャリア周波数（ｃｆ１）とし、前記非同期変調と前記同期変調との間で変調方式を切換える場合に、前記第１キャリア周波数（ｃｆ１）よりも高い周波数である第２キャリア周波数（ｃｆ２）に基づいて変調パルスを生成する高周波非同期変調を経て変調方式を切換え、前記高周波非同期変調と前記同期変調との間での変調方式の切換えが、前記遷移期間（ＴＰ）に行われると好適である。

非同期変調において変調パルスを生成する基準となるキャリアの周波数が相対的に低い場合には、直流から交流への変換に当たって分解能が相対的に低くなるため、キャリアの周波数が相対的に高い場合に比べて、交流の電流における脈動（リップル）が大きくなる。このような脈動成分により交流電流の絶対値が大きくなっている位相において、変調方式の切換えに起因する過渡電流が重畳されると、さらに交流電流の絶対値が大きくなる可能性がある。また、非同期変調では、交流電圧や交流電流の位相と、変調パルスの位相とが、交流の各周期によって異なるため、交流電圧や交流電流の波形も安定していない。換言すれば、複数相の各相、さらには同一相であっても周期ごとに交流電流の最大振幅が異なることがある。交流電流の最大振幅が大きくなっている周期において、波形のピークの近くに過渡電流が重畳されると、交流電流の絶対値が大きくなる。しかし、本構成のように、変調方式を切換える際に、キャリアの周波数を高くした高周波非同期変調が実行されると、直流から交流への変換に当たっての分解能も高くなるため、上述したような脈動も低減され、交流電流の波形もより安定する。その結果、非同期変調と同期変調とを切り替える際に生じる過渡電流の影響による交流電流の絶対値の最大値を低減することができる。

ここで、前記同期変調の変調パルスは、前記回転電機（８０）の回転速度に応じた周波数を有し、前記第２キャリア周波数（ｃｆ２）は、変調方式を切換える際の当該同期変調の変調パルスの周波数に基づいて設定されていると好適である。一般的には、相対的に回転電機（８０）の回転速度が低回転速度の場合に非同期変調が用いられ、高回転速度の場合に同期変調が用いられる。従って、変調方式を切換えるときの回転電機（８０）の回転速度は、比較的高回転速度側である場合が多い。第１キャリア周波数（ｃｆ１）による非同期変調では、回転電機（８０）の回転速度に拘わらず、変調パルスの平均周波数（変調周波数）は同じであるから、回転電機（８０）の回転速度が高くなるほど、電気角１周期当たりの変調パルスの数が少なくなる。一方、同期変調（１パルスはもちろん、複数パルス変調でも）では、回転電機（８０）の回転速度に拘わらず、電気角１周期当たりの変調パルスの数は一定であり、回転速度に応じて変調パルスの平均周波数は変化する。このため、比較的高回転速度側で変調方式が切換わるときには、非同期変調に比べて同期変調の方が、変調周波数が高い場合が多い。特に複数パルス変調が行われる場合には、交流電流の脈動の低減や、各相での振幅の安定化が考慮されてパルス数（変調周波数）が設定されていることが多い。従って、変調方式が切換わる際の同期変調の変調周波数に基づいて高周波非同期変調の変調周波数が設定されると、交流電流の脈動が低減され、各相での振幅を安定させることができる。

ここで、前記第２キャリア周波数（ｃｆ２）が、変調方式を切換える際の当該同期変調の変調パルスの周波数に基づいて設定されている場合において、さらに、前記第２キャリア周波数（ｃｆ２）は、前記インバータ（１０）の直流側端子に最大定格電圧が印加され、前記回転電機（８０）が最大定格トルクを出力し、前記回転電機（８０）の回転速度が前記最大定格トルクを出力可能な範囲の最高回転速度であるという条件における前記同期変調の変調パルスの周波数に応じて設定されていると好適である。この条件は、インバータ（１０）の発熱が最大となる最悪条件ということができる。この条件下における同期変調の変調周波数に応じて第２キャリア周波数（ｃｆ２）を規定することによって、耐熱等の条件を満たした状態で高周波非同期変調を実施することができる。

また、前記第２キャリア周波数（ｃｆ２）が、変調方式を切換える際の当該同期変調の変調パルスの周波数に基づいて設定されている場合において、前記第２キャリア周波数（ｃｆ２）が、可変周波数であり、変調方式を切換える都度、当該切換えの際の前記同期変調の変調パルスの周波数に適合するように設定されると好適である。変調方式は、少なくとも回転速度に基づいて切換えられるが、回転速度の変動によって頻繁に変調方式が切換わること（ハンチング）を防止するために、非同期変調から同期変調への切換えの回転速度と、同期変調から非同期変調への切換えの回転速度とが異なる場合もある。また、変調方式の切換えは、回転速度だけではなく、回転電機（８０）の出力トルクや、インバータ（１０）の直流側端子の電圧（直流リンク電圧（Ｖｄｃ））も含めた条件によって行われる場合もある。このため、変調方式が切換わる際の同期変調による変調周波数は一定とは限らない。従って、高周波非同期変調の際の変調周波数（第２キャリア周波数（ｃｆ２））も一定である必要はない。変調方式が切換わる際の同期変調による変調周波数に応じて、その都度、第２キャリア周波数（ｃｆ２）を設定することも好適な形態である。

ところで、高周波非同期変調は、電流波形が安定する時間、継続されることが好ましい。但し、より高い周波数の変調パルスによってインバータ（１０）のスイッチング素子（３）がスイッチングされた場合、インバータ（１０）の消費電力も増大し、発熱も大きくなる。従って、高周波非同期変調の実行時間（Ｔ１）は、消費電力の増加に伴う発熱が許容可能な許容時間内であることが好ましい。この許容時間は、変調周波数（キャリア周波数）が高いほど短い時間となる。また、許容可能な上昇温度は、高周波非同期変調の開始時のインバータ（１０）の温度（初期温度）によって異なる。つまり、初期温度が低い場合には、初期温度が高い場合に比べて許容できる上昇温度も高くなる。従って、前記高周波非同期変調の実行時間（Ｔ１）は、前記高周波非同期変調の開始時のインバータ（１０）の温度が高くなるのに応じて短く、第２キャリア周波数（ｃｆ２）が高くなるのに応じて短い時間であると好適である。

２ ：回転電機制御装置
３ ：スイッチング素子
１０ ：インバータ
１１ ：高圧バッテリ
８０ ：回転電機
Ｔ１ ：実行時間
ＴＰ ：遷移期間
ｃｆ１ ：第１キャリア周波数
ｃｆ２ ：第２キャリア周波数

Claims (8)

1. 直流電力と３相の交流電力との間で電力変換するインバータを介して交流の回転電機を制御する回転電機制御装置であって、
   前記回転電機の回転に同期しないキャリア周波数を有するキャリアに基づいて生成される変調パルスによって前記インバータをスイッチング制御する非同期変調と、
   前記回転電機の回転に同期して生成される変調パルスによって前記インバータをスイッチング制御する同期変調と、
   を少なくとも前記回転電機の回転速度を含む前記回転電機の動作条件に応じて切換え、
   前記非同期変調と前記同期変調との間での変調方式の切換えは、３相の交流電圧の関係を表す電圧位相に基づいて規定される遷移期間に行われ、
   前記遷移期間は、３相の交流電圧の内の１相の信号レベルがハイレベル又はローレベルに固定され、当該１相の信号レベルが固定されている期間中に他の２相の信号レベルが変化する２相変調の状態となる前記電圧位相の期間に設定されている回転電機制御装置。
2. ３相の交流電圧の全ての信号レベルがハイレベル、又は３相の交流電圧の全ての信号レベルがローレベルである状態をゼロベクトル状態として、
   ３相の交流電圧が前記ゼロベクトル状態となる期間が直前及び直後の少なくとも何れかに存在する前記電圧位相の期間に、前記遷移期間が設定されている請求項１に記載の回転電機制御装置。
3. 前記遷移期間の期間中であって、３相の交流電流の内の何れか１相の電流がゼロとなる前記電圧位相を含む期間に前記変調方式を切換える請求項１又は２に記載の回転電機制御装置。
4. 前記非同期変調における前記キャリア周波数を第１キャリア周波数とし、
   前記非同期変調と前記同期変調との間で変調方式を切換える場合に、前記第１キャリア周波数よりも高い周波数である第２キャリア周波数に基づいて変調パルスを生成する高周波非同期変調を経て変調方式を切換え、
   前記高周波非同期変調と前記同期変調との間での変調方式の切換えが、前記遷移期間に行われる請求項１から３の何れか一項に記載の回転電機制御装置。
5. 前記同期変調の変調パルスは、前記回転電機の回転速度に応じた周波数を有し、
   前記第２キャリア周波数は、変調方式を切換える際の当該同期変調の変調パルスの周波数に基づいて設定されている請求項４に記載の回転電機制御装置。
6. 前記第２キャリア周波数は、前記インバータの直流側端子に最大定格電圧が印加され、前記回転電機が最大定格トルクを出力し、前記回転電機の回転速度が前記最大定格トルクを出力可能な範囲の最高回転速度であるという条件における前記同期変調の変調パルスの周波数に応じて設定されている請求項５に記載の回転電機制御装置。
7. 前記第２キャリア周波数は、可変周波数であり、変調方式を切換える都度、当該切換えの際の前記同期変調の変調パルスの周波数に適合するように設定される請求項５に記載の回転電機制御装置。
8. 前記高周波非同期変調の実行時間は、前記高周波非同期変調の開始時の前記インバータの温度が高くなるのに応じて短く、前記第２キャリア周波数が高くなるのに応じて短い時間である請求項４から７の何れか一項に記載の回転電機制御装置。
   

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