CN111434028A - 旋转电机控制装置 - Google Patents

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Abstract

本发明适当地控制分别设置于开放绕组的两端的2个逆变器。作为第一逆变器(11)以及第二逆变器(12)的控制方式具有脉冲宽度调制控制、有源短路控制以及矩形波控制中的至少2个控制方式，并且能够以分别独立的控制方式控制第一逆变器(11)以及第二逆变器(12)的旋转电机控制装置(1)将多个控制方式中的一个控制方式作为第一控制方式，将与第一控制方式不同的一个控制方式作为第二控制方式，并具有以第一控制方式控制第一逆变器(11)，以第二控制方式控制第二逆变器(12)的控制模式。

Description

旋转电机控制装置
技术领域
本发明涉及经由2个逆变器驱动控制具有开放绕组的旋转电机的旋转电机控制装置。
背景技术
在由V.Oleschuk等在2007年发表的IEEE的论文《Dual Inverter-Fed TractionDrive with DC Sources Power Balancing Based on Synchronized PWM》中，公开有一种对在三相交流型的旋转电机所具备的三相开放绕组的两端分别各具备一个的逆变器进行开关控制来驱动控制旋转电机的控制装置。另一方面，作为众所周知的方式，例如在连接有三相绕组中的每一个绕组的一端侧的Y型绕组的另一端侧开关控制一个逆变器来驱动控制旋转电机。在使用开放绕组和2个逆变器的系统中，与使用Y型绕组和1个逆变器的系统相比，若直流的电压相同，则能够提高绕组的交流电压的线间电压，而能够使旋转电机以更高的输出动作。
在V.Oleschuk等的论文的引言(Introduction)中，记载有通过使载波信号的相位不同，能够减少在绕组中流动的电流的纹波的大小，其中，上述载波信号生成用于开关控制2个逆变器的脉冲。V.Oleschuk等人还提到通过不是以使用载波信号的非同步方式，而是以同步方式来生成脉冲，能够进行更加适合中/高输出的应用的控制。其中，不管是非同步方式还是同步方式，2个逆变器例如如下述表1所示，都以相同的控制方式被开关控制。
[表1]
Figure BDA0002524128920000021
此外，在表1中，“CPWM”表示连续脉冲宽度调制(Continuous Pulse WidthModulation)，“DPWM”表示不连续脉冲宽度调制(Discontinuous PWM)，“1-Pulse”表示矩形波调制(1-Pulse Modulation)，“asynchronous”表示与旋转电机的旋转非同步的非同步调制，“synchronous”表示与旋转电机的旋转同步的同步调制。例如，在连续脉冲宽度调制中，基于作为输出指令的交流波形(例如交流电压波形)的振幅和三角波(包括锯齿波)状的载波的波形的振幅的大小关系来生成脉冲(也包括不论与载波的比较如何都通过数字运算来直接生成PWM波形的情况。)。载波例如根据微型计算机的运算周期、电子电路的动作周期等控制周期来确定，不受旋转电机的转速、旋转角度(电角度)限制(不同步)。将这样的调制方式称为非同步调制。另一方面，在矩形波调制中，在旋转电机的电角度每一个周期输出一个脉冲，该脉冲与旋转电机的转速、旋转角度(电角度)同步。因此，矩形波调制是同步调制方式。不连续脉冲宽度调制能够以非同步方式、同步方式中的任意一个方式来实现。
但是，逆变器的开关控制的方式并不限定于这些调制方式。开关控制的方式优选根据旋转电机所需的转矩、转速、直流侧的电压等各种要素来决定，以便能够以更高的系统效率动作。因此，在以更高的系统效率适当地控制分别设置于开放绕组的两端的2个逆变器方面，还有改善的余地。
非专利文献1:V.Oleschuk，R.Bojoi，G.Griva，F.Profumo，“Dual Inverter-FedTraction Drive with DC Sources Power Balancing Based on Synchronized PWM”，Conference Paper/June 2007，1-4244-0743-5/07，IEEE，p.260-265
发明内容
鉴于上述背景，期望提供一种适当地控制分别设置于开放绕组的两端的2个逆变器的技术的提供。
鉴于上述的、经由第一逆变器以及第二逆变器驱动控制具有相互独立的多个相的开放绕组的旋转电机的旋转电机控制装置：
上述第一逆变器与上述多个相的开放绕组的一端侧连接而在直流与多个相的交流之间转换电力，
上述第二逆变器与上述多个相的开放绕组的另一端侧连接而在直流与多个相的交流之间转换电力，
上述第一逆变器以及上述第二逆变器各自的相当于交流1相的臂由上段侧开关元件和下段侧开关元件的串联电路构成，
作为上述第一逆变器以及上述第二逆变器的控制方式，具有如下的控制方式中的至少2个控制方式：在一个电角度周期中输出模式不同的多个脉冲的脉冲宽度调制控制、将多个相的所有的上述臂的上述上段侧开关元件设为导通状态或者将多个相的所有的上述臂的上述下段侧开关元件设为导通状态的有源短路控制、以及在一个电角度周期中输出一个脉冲的矩形波控制，
并且能够以分别独立的上述控制方式控制上述第一逆变器以及上述第二逆变器，
将多个上述控制方式中的一个上述控制方式作为第一控制方式，将与上述第一控制方式不同的一个上述控制方式作为第二控制方式，
并具有以上述第一控制方式控制上述第一逆变器，以上述第二控制方式控制上述第二逆变器的控制模式。
在控制逆变器的控制方式中，已知有与旋转电机的转速、转矩等动作条件相应的各种方式。如本结构这样，在具备2个逆变器的情况下，能够生成振幅比直流侧的电压大的交流电压。其中，旋转电机控制装置无需以交流的振幅一直最大的方式控制2个逆变器，以获得所需的振幅的方式控制2个逆变器即可。通过以分别独立的控制方式控制第一逆变器以及第二逆变器，能够根据旋转电机的动作条件，灵活地控制2个逆变器。进一步，通过具有以不同的控制方式控制第一逆变器和第二逆变器的控制模式，能够提高控制的灵活性，并根据旋转电机的动作条件以较高的效率驱动控制旋转电机。即，根据本结构，能够适当地控制分别设置于开放绕组的两端的2个逆变器。
附图说明
根据参照附图说明的有关实施方式的以下的记载，旋转电机控制装置的进一步的特征和优点变得明确。
图1是旋转电机驱动系统的示意性框图。
图2是使用2个逆变器的旋转电机驱动系统的矢量图。
图3是以转速和转矩的关系表示旋转电机的控制区域的图。
图4是第一控制模式的矢量图。
图5是第二控制模式的矢量图。
图6是第三控制模式的矢量图。
图7是第四控制模式的矢量图。
图8是表示第一控制模式的U相电压指令的一个例子的波形图。
图9是表示第二控制模式的U相电压指令的一个例子的波形图。
图10是表示第二控制模式的U相电压指令的另一例子的波形图。
图11是表示第三控制模式的U相电压指令的一个例子的波形图。
图12是表示第三控制模式的U相电压指令的另一例子的波形图。
图13是表示第四控制模式的U相电压指令的一个例子的波形图。
图14是表示第四控制模式的U相电压的一个例子的波形图。
图15是表示第四控制模式的U－V相间电压的一个例子的波形图。
具体实施方式
以下，基于附图对旋转电机控制装置的实施方式进行说明，该旋转电机控制装置经由2个逆变器，驱动控制具有相互独立的多个相的开放绕组的旋转电机。图1是包含旋转电机控制装置1(MG-CTRL)的旋转电机驱动系统的示意性框图。旋转电机80例如在电动汽车、混合动力汽车等车辆中成为车轮的驱动力源。旋转电机80是具有相互独立的多个相(在本实施方式中为三相)的定子线圈8(开放绕组)的开放绕组型的旋转电机。在定子线圈8的两端各连接有一个逆变器10，该逆变器10分别被独立地控制而在直流和多个相(在这里为三相)的交流之间转换电力。换句话说，在定子线圈8的一端侧连接有第一逆变器11(INV1)，在定子线圈8的另一端侧连接有第二逆变器12(INV2)。以下，在无需区分第一逆变器11和第二逆变器12的情况下，仅称为逆变器10来进行说明。
逆变器10具有多个开关元件3而构成。开关元件3使用IGBT(Insulated GateBipolar Transistor：绝缘栅双极晶体管)、功率MOSFET(Metal Oxide SemiconductorField Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)。在图1中，例示出作为开关元件3使用IGBT的方式。第一逆变器11和第二逆变器12的电路的连接方式相同，然而可以使用相同种类的开关元件3构成，也可以使用不同种类的开关元件3构成。详细内容后述，但例如，优选构成第一逆变器11的第一开关元件31为Si－IGBT、Si－MOSFET，构成第二逆变器12的第二开关元件32为SiC－MOSFET(Silicon Carbide-Metal Oxide Semiconductor FET：碳化硅-金属氧化物半导体FET)、SiC－SIT(SiC-Static Induction Transistor：SiC-静电感应晶体管)、GaN－MOSFET(Gallium Nitride–MOSFET：氮化镓-MOSFET)等与Si－IGBT、Si－MOSFET相比截止状态与导通状态之间的迁移时的开关损失相对较小的开关元件。
2个逆变器10中的每一个的相当于交流1相的臂3A由上段侧开关元件3H和下段侧开关元件3L的串联电路构成。在各开关元件3中，将从负极FG朝向正极P的方向(从下段侧朝向上段侧的方向)设为正向，并联地设置有续流二极管35。另外，在本实施方式中，2个逆变器10与分别独立的直流电源6连接。换句话说，第一逆变器11的负极FG亦即第一浮地FG1和第二逆变器12的负极FG亦即第二浮地FG2相互独立。另外，在逆变器10和直流电源6之间，分别设置有使直流电压平滑的直流链路电容器4(平滑电容器)。
具体而言，相当于交流1相的臂3A由第一上段侧开关元件31H和第一下段侧开关元件31L的串联电路构成的第一逆变器11在直流侧连接第一直流链路电容器41(第一平滑电容器)，并且直流侧与第一直流电源61连接，交流侧与多个相的定子线圈8的一端侧连接，并在直流和多个相的交流之间转换电力。相当于交流1相的臂3A由第二上段侧开关元件32H和第二下段侧开关元件32L的串联电路构成的第二逆变器12在直流侧连接第二直流链路电容器42(第二平滑电容器)，并且直流侧与第二直流电源62连接，交流侧与多个相的定子线圈8的另一端侧连接，并直流与多个相的交流之间转换电力。
在本实施方式中，第一直流电源61以及第二直流电源62是电压等的额定值相同的直流电源，第一直流链路电容器41以及第二直流链路电容器也是容量等的额定值相等的电容器。直流电源6的额定电压为48伏～400伏左右。直流电源6例如由镍氢电池、锂离子电池等二次电池(电池)、双电层电容器等构成。旋转电机80既能够作为电动机也能够作为发电机发挥功能。旋转电机80经由逆变器10将来自直流电源6的电力转换为动力(动力运行)。或者，旋转电机80将从车轮等传递的旋转驱动力转换为电力，并经由逆变器10对直流电源6充电(再生)。
如图1所示，逆变器10由旋转电机控制装置1控制。旋转电机控制装置1将微型计算机等的逻辑电路作为核心部件而构建。例如，旋转电机控制装置1基于从未图示的车辆控制装置等其它的控制装置等提供的旋转电机80的目标转矩，进行使用矢量控制法的电流反馈控制，并经由逆变器10控制旋转电机80。逆变器10的控制方式中有转矩控制、电流控制、电压控制等多个控制方式，在本实施方式中，通过电压控制来控制逆变器10。
在旋转电机80的各相的定子线圈8中流动的实际电流由电流传感器15检测，旋转电机80的转子的各时刻的磁极位置由分解器等旋转传感器13检测。旋转电机控制装置1使用电流传感器15以及旋转传感器13的检测结果，来执行电流反馈控制。旋转电机控制装置1为了进行电流反馈控制具有各种功能部而构成，各功能部通过微型计算机等的硬件和软件(程序)的配合来实现。
如图1所示，构成逆变器10的各开关元件3的控制端子(在为IGBT、FET的情况下为栅极端子)经由驱动器电路2(DRV)与旋转电机控制装置1连接，分别被独立地进行开关控制。逆变器10等用于驱动旋转电机80的高压系统电路(与直流电源6连接的系统)和以微型计算机等为核心的旋转电机控制装置1等低压系统电路(3.3伏至5伏左右的动作电压的系统)的动作电压(电路的电源电压)较大地不同。驱动器电路2分别提高针对各开关元件3的驱动信号(开关控制信号)的驱动能力(例如电压振幅、输出电流等使后级的电路动作的能力)并进行中继。第一驱动器电路21向第一逆变器11中继开关控制信号，第二驱动器电路22向第二逆变器12中继开关控制信号。
旋转电机控制装置1作为构成第一逆变器11以及第二逆变器12的开关元件3的开关模式的方式(电压波形控制的方式)，例如具有脉冲宽度调制(PWM：Pulse WidthModulation)控制和矩形波控制(1个脉冲控制(1-Pulse))这2个控制方式。另外，旋转电机控制装置1作为定子的磁场控制的方式，具有相对于在旋转电机80中流动的电流输出最大转矩的最大转矩控制、相对于马达电流以最大效率驱动马达的最大效率控制等通常磁场控制、以及流动对转矩没有帮助的磁场电流(d轴电流Id)来使磁场磁通减弱的减弱磁场控制、相反增强磁场磁通的增强磁场控制等磁场调整控制。
另外，旋转电机控制装置1作为在逆变器10、旋转电机80中检测出异常的情况下的故障保护控制，能够执行关机控制、有源短路控制(ASC)。关机控制是将朝向构成逆变器10的所有的开关元件3的开关控制信号设为非活动状态而使逆变器10成为截止状态的控制。有源短路控制是将多个相的所有的臂3A的上段侧开关元件3H或者多个相的所有的臂3A的下段侧开关元件3L中的任意一方侧设为导通状态，并将另一方侧设为截止状态的控制。此外，将多个相的所有的臂3A的上段侧开关元件3H设为导通状态，并将多个相的所有的臂3A的下段侧开关元件3L设为截止状态的情况称为上段侧有源短路控制。另外，将多个相的所有的臂3A的下段侧开关元件3L设为导通状态，并将多个相的所有的臂3A的上段侧开关元件3H设为截止状态的情况称为下段侧有源短路控制。
然而，如本实施方式所示，当在定子线圈8的两端分别连接有逆变器10的情况下，若通过有源短路控制使一个逆变器10短路，则多个相的定子线圈8在该一个逆变器10中被短路。换句话说，该一个逆变器10成为中性点，定子线圈8被Y型连接。根据控制方式，能够实现经由2个逆变器10控制开放绕组型的旋转电机80的方式、和经由1个逆变器10(未进行有源短路控制的一侧的逆变器10)控制Y型连接的旋转电机80的方式。因此，在本实施方式中，并不局限于故障保护控制，作为可通过通常控制选择的控制方式，也包含有源短路控制。
即，旋转电机控制装置1作为第一逆变器11以及第二逆变器12的控制方式，具有：在电角度一个周期中输出模式不同的多个脉冲的脉冲宽度调制控制、将多个相的所有的臂3A的上段侧开关元件3H设为导通状态或者将多个相的所有的臂3A的下段侧开关元件3L设为导通状态的有源短路控制、以及在电角度一个周期中输出一个脉冲的矩形波控制。在这里，将这多个控制方式中的一个控制方式设为第一控制方式，将与第一控制方式不同的一个控制方式设为第二控制方式。例如，在第一控制方式为脉冲宽度调制控制的情况下，第二控制方式为有源短路控制或者矩形波控制。而且，旋转电机控制装置1具有以第一控制方式控制第一逆变器11，以第二控制方式控制第二逆变器12的控制模式。当然，旋转电机控制装置1也具有以相同的控制方式控制第一逆变器11和第二逆变器12的控制模式。即，旋转电机控制装置1具有以相同的控制方式控制第一逆变器11和第二逆变器12的控制模式、和以不同的控制方式控制第一逆变器11和第二逆变器12的控制模式。
此外，在上述，说明了旋转电机控制装置1作为第一逆变器11以及第二逆变器12的控制方式，具有脉冲宽度调制控制、有源短路控制、以及矩形波控制。但是，旋转电机控制装置1并不限于具有这3个控制方式的方式，也可以具有至少这些控制方式中的任意2个控制方式。例如，旋转电机控制装置1作为第一逆变器11以及第二逆变器12的控制方式，可以具有脉冲宽度调制控制和有源短路控制，也可以具有脉冲宽度调制控制和矩形波控制。
对于详细内容后述，但在本实施方式中，旋转电机控制装置1具有在下述的表2中所示的4个控制模式(第一控制模式(model)、第二控制模式(mode2)、第三控制模式(mode3)、第四控制模式(mode4))。
[表2]
mode inv1 inv2
mode1 PWM ASC
mode2 PWM PWM
mode3 1-Pulse PWM
mode4 1-Pulse 1-Pulse
在这些中，第一控制模式(mode1)和第三控制模式(mode3)相当于以第一控制方式控制第一逆变器11，并以第二控制方式控制第二逆变器12的控制模式。第一控制模式下的第一控制方式为脉冲宽度调制控制(PWM)，第二控制方式是有源短路控制(ASC)。另外，第三控制模式下的第一控制方式是矩形波控制(1-Pulse)，第二控制方式是脉冲宽度调制控制(PWM)。此外，这样的各控制模式下的第一控制方式和第二控制方式的组合是一个例子，也可以是除此以外的组合。另外，控制方式的种类也可以包含有源短路控制(ASC)、脉冲宽度调制控制(PWM)、以及矩形波控制(1-Pulse)以外的控制方式。
在第一控制模式下，仅第一逆变器11以及第二逆变器12中的任意一方通过脉冲宽度调制控制来控制，另一方通过有源短路控制控制。在表2中例示的方式中，仅第一逆变器11通过脉冲宽度调制控制来控制，第二逆变器12通过有源短路控制来控制。若第二逆变器12通过有源短路控制来控制，则与通过一个逆变器驱动旋转电机80等效。
脉冲宽度调制中，具有正弦波脉冲宽度调制(SPWM:Sinusoidal PWM)、空间矢量脉冲宽度调制(SVPWM:Space Vector PWM)等连续脉冲宽度调制(CPWM：Continuous PWM)、不连续脉冲宽度调制(DPWM：Discontinuous PWM)等方式。在不连续脉冲宽度调制中，例如依次固定与三相的交流电力中的1相对应的逆变器的开关控制信号的信号电平，使与其它2相对应的开关控制信号的信号电平变动。在连续脉冲宽度调制中，未像这样与任意一相对应的开关控制信号被固定，而所有的相被调制。这些调制方式根据旋转电机80所需的转速、转矩等运转条件、以及满足该运转条件所需的调制率(三相交流的相间电压的有效值相对于直流电压的比例)来决定。
第一控制模式以及第二控制模式是与第三控制模式以及第四控制模式相比，旋转电机80的运转条件为低转速/低转矩的情况下的控制模式，脉冲宽度调制的方式是连续脉冲宽度调制。第三控制模式是与第二控制模式相比，旋转电机80的运转条件为高转速/高转矩的情况下的控制模式，脉冲宽度调制的方式是连续脉冲宽度调制以及不连续脉冲宽度调制。例如，在第三控制模式下为相对地低转速/低转矩的情况下，通过连续脉冲宽度调制进行调制，在相对地为高转速/高转矩的情况下，通过不连续脉冲宽度调制进行调制。
在脉冲宽度调制中，基于作为输出指令的交流波形(例如交流电压波形)的振幅和三角波(包括锯齿波)状的载波的波形的振幅的大小关系生成脉冲(参照图8等)。也有无论与载波的比较如何都通过数字运算直接生成PWM波形的情况，但即使在该情况下，作为指令值的交流波形的振幅和虚拟的载波波形的振幅也具有相关关系。
在基于数字运算的脉冲宽度调制中，载波例如根据微型计算机的运算周期、电子电路的动作周期等旋转电机控制装置1的控制周期来确定。换句话说，即使在多个相的交流电力被用于交流的旋转电机80的驱动的情况下，载波也具有不受旋转电机80的转速、旋转角度(电角度)限制的周期(不同步的周期)。因此，载波和基于载波生成的各脉冲均不与旋转电机80的旋转同步。因此，有将正弦波脉冲宽度调制、空间矢量脉冲宽度调制等调制方式称为“非同步调制方式”的情况。与此相对，将与旋转电机80的旋转同步地生成脉冲的调制方式称为“同步调制方式”。例如在矩形波控制(矩形波调制)中，由于在旋转电机80的电角度一个周期输出一个脉冲，所以矩形波调制为同步调制方式。
然而，作为表示从直流电压朝向交流电压的转换率的指标，具有表示多个相的交流电压的线间电压的有效值相对于直流电压的比例的调制率。一般地，正弦波脉冲宽度调制的最大调制率约为0.61(≈0.612)，空间矢量脉冲宽度调制控制的最大调制率约为0.71(≈0.707)。具有超过约0.71的调制率的调制方式为使调制率比通常高的调制方式，被称为“过调制脉冲宽度调制”。“过调制脉冲宽度调制”的最大调制率约为0.78。该调制率0.78是从直流朝向交流的电力转换时的物理(数学)的极限值。在过调制脉冲宽度调制中，若调制率达到0.78，则成为在电角度一个周期中输出一个脉冲的矩形波调制(1个脉冲调制)。在矩形波调制中，调制率被固定为物理的极限值亦即约0.78。
调制率小于0.78的过调制脉冲宽度调制能够使用同步调制方式、非同步调制方式中的任意一个原理来实现。代表性的调制方式是不连续脉冲宽度调制。不连续脉冲宽度调制能够使用同步调制方式、非同步调制方式中的任意一个原理来实现。例如，在使用同步调制方式的情况下，在矩形波调制中，在电角度一个周期中输出一个脉冲，但在不连续脉冲宽度调制中，在电角度一个周期中输出多个脉冲。若在电角度一个周期中存在多个脉冲，则脉冲的有效期间相应地减少，所以调制率降低。因此，并不局限于被固定于约0.78的调制率，也能够通过同步调制方式来实现小于0.78的任意的调制率。例如，在电角度一个周期中，也能够进行输出9个脉冲的9个脉冲调制(9-Pulses)、输出5个脉冲的5个脉冲调制(5-Pulses)等多个脉冲调制(Multi-Pulses)。
然而，在矢量控制1个逆变器10的情况下，能够根据三相的臂3A的状态，来定义8个空间矢量。具体而言，能够根据上段侧开关元件3H的开关控制信号的信号电平的组合定义8个空间矢量(2＾3＝8)。此外，下段侧开关元件3L的三相的开关控制信号的信号电平分别成为与上段侧开关元件3H的开关控制信号互补的信号电平。因此，能够根据上段侧或者下段侧中任意一方的开关控制信号的信号电平来定义空间矢量。
若将各开关控制信号的信号电平为高电平的情况设为“1”，将低电平的情况设为“0”，并用(UVW)表示U相、V相、W相的开关控制信号的信号电平，则空间矢量为(000)、(001)、(010)、(011)、(100)、(101)、(110)、(111)这8个。此外，8个空间矢量中的(000)、(111)因为相间电压为零而不对旋转电机80施加电压所以被称为零矢量或者空矢量，在dq轴矢量坐标系中表示相同的坐标。与此相对，其它6个空间矢量被称为活动矢量，在dq轴矢量坐标系中分别表示不同的坐标。
如图1所示，在矢量控制2个逆变器10的情况下，能够根据上段侧或者下段侧中的任意一方的开关控制信号的信号电平定义64个空间矢量(2＾6＝64)。其中，10个为空矢量。若用(U1V1W1－U2V2W2)表示第一逆变器11的U相(U1相)、V相(V1相)、W相(W1相)的信号电平和第二逆变器12的U相(U2相)、V相(V2相)、W相(W2相)的信号电平，则(000－000)、(001－001)、(010－010)、(011－011)、(100－100)、(101－101)、(110－110)、(111－111)、(000－111)、(111－000)这10个为相间电压为零的空矢量。剩余的54个为在dq轴矢量坐标系中具有从原点(空矢量的坐标)朝向18个不同的坐标的有效的大小的活动矢量。
在图2中，绘制有空矢量的坐标和18个位置的活动矢量的坐标。Z0表示dq轴矢量坐标系中的空矢量的坐标(10个矢量为相同坐标)。Z1～Z6表示在dq轴矢量坐标系中实质上由1个逆变器10来实现的活动矢量的坐标。Z7～Z18表示对应于在dq轴矢量坐标系中由2个逆变器10来实现的活动矢量的坐标。
Z1包括(000－011)、(100－000)、(100－111)、(111－011)，Z2包括(000－001)、(110－000)、(110－111)、(111－001)，Z3包括(000－101)、(010－000)、(010－111)、(111－101)，Z4包括(000－100)、(011－000)、(011－111)、(111－100)，Z5包括(000－110)、(001－000)、(001－111)、(111－110)，Z6包括(000－010)、(101－000)、(101－111)、(111－010)。这24个空间矢量是一个逆变器10的空间矢量为空矢量，另一个逆变器10的空间矢量为活动矢量的组合。
此外，Z1：(101－001)、(110－010)，Z2：(010－011)、(100－101)，Z3：(011－001)、(110－100)，Z4：(001－101)、(010－110)，Z5：(011－010)、(101－100)，Z6：(001－011)、(100－110)这12个空间矢量也分别表示Z1～Z6的坐标。其中，是1个逆变器10不是空矢量，2个逆变器10均是活动矢量的组合。
对应于Z7为(100－001)、(110－011)，Z8为(010－001)、(110－101)，Z9为(010－100)、(011－101)，Z10为(001－100)、(011－110)，Z11为(001－010)、(101－110)，Z12为(100－010)、(101－011)这12个空间矢量。另外，对应于Z13为(100－011)、Z14为(110－001)、Z15为(010－101)、Z16为(011－100)、Z17为(001－110)、Z18为(101－010)这6个空间矢量。
图3以转速和转矩的关系示出旋转电机80的控制区域。最外侧的实线表示使用2个逆变器10来实现的控制区域，虚线表示可以使用一个逆变器10来实现的控制区域。第一区域R1表示对应于上述的第一控制模式的控制区域，第二区域R2表示对应于第二控制模式的控制区域，第三区域R3表示对应于第三控制模式的控制区域，第四区域R4表示对应于第四控制模式的控制区域。
第一区域R1是最低转速/低转矩的控制区域，第一区域R1的整个区域包含于可以使用一个逆变器10来实现的控制区域(图3中的比虚线靠低转速/低转矩的一侧)。换句话说，在第一区域R1中，能够通过一个逆变器10来驱动旋转电机80。在本实施方式中，如表2所示，通过将第二逆变器12通过有源短路控制设为短路状态，并脉冲宽度调制控制第一逆变器11的第一控制模式来驱动控制旋转电机80。
第二区域R2是转速比第一区域R1高的控制区域。如图3所示，第二区域R2的一部分在转矩较高的一侧，包含转速比可以使用一个逆变器10来实现的控制区域(图3中的比虚线靠低转速/低转矩的一侧)高的区域。换句话说，在第二区域R2中，无法在整个区域通过一个逆变器10来驱动旋转电机80，旋转电机控制装置1使用2个逆变器10来驱动旋转电机80。第二区域R2由于在整个控制区域中是相对低转速/低转矩的控制区域，所以无需较高的调制率。在本实施方式中，如表2所示，通过脉冲宽度调制控制第一逆变器11以及第二逆变器12双方的第二控制模式来驱动控制旋转电机80。
第三区域R3是转速比第二区域R2高的控制区域。如图3所示，第三区域R3的大部分区域，特别是转矩较高的一侧的区域是转速比可以使用一个逆变器10来实现的控制区域(图3中的比虚线靠低转速/低转矩的一侧)高的区域。与第二区域R2相同在第三区域R3中，也无法在整个区域通过一个逆变器10来驱动旋转电机80，旋转电机控制装置1使用2个逆变器10来驱动旋转电机80。第三区域R3由于在整个控制区域中是相对高转速/高转矩的控制区域，所以需要较高的调制率。在本实施方式中，如表2所示，通过矩形波控制第一逆变器11，并脉冲宽度调制控制第二逆变器12的第三控制模式来驱动控制旋转电机80。
优选第三控制模式下的脉冲宽度调制控制使用空间矢量脉冲宽度调制、以及可以输出比空间矢量脉冲宽度调制高的调制率的不连续脉冲宽度调制。此外，由于第一逆变器11通过同步调制(矩形波调制)来控制，所以若第二逆变器12也通过同步调制来控制，则容易使第一逆变器11的交流电压的相位和第二逆变器12的交流电压的相位相差180度。如上所述，不连续脉冲宽度调制也能够通过同步调制(多个脉冲调制)来实现。作为在第三控制模式下控制第二逆变器12的脉冲宽度调制，优选使用基于同步调制(多个脉冲调制)的不连续脉冲宽度调制。
第四区域R4是最高转速/高转矩的控制区域，除了低转矩的一部分以外，第四区域R4的几乎整个区域包含于无法使用一个逆变器10来实现的控制区域(图3中的比虚线靠高转速/高转矩的一侧)。如表2所示，在第四区域R4中，通过2个逆变器10均被进行矩形波控制的第四控制模式进行控制来驱动旋转电机80。
如参照表2、图2、图3等说明的那样，旋转电机控制装置1能够分别独立地变更控制第一逆变器11的控制方式以及控制第二逆变器12的控制方式。优选旋转电机控制装置1基于旋转电机80的转速，来变更每一个的控制方式。或者，优选旋转电机控制装置1基于三相交流电力的有效值相对于直流电力的比例(例如调制率(既可以是指令值也可以是来自输出电压的换算值))，来变更每一个的控制方式。另外，也可以基于旋转电机80的转速、三相交流电力的有效值相对于直流电力的比例以外的指标来变更控制方式。例如，也可以基于旋转电机80的输出转矩来变更控制方式。或者，也可以基于三相交流电力、三相交流电流、三相交流电压、它们的有效值来变更控制方式。
进一步，优选在旋转电机控制装置1能够分别独立地变更控制第一逆变器11的控制方式以及控制第二逆变器12的控制方式的情况下，以任意一方的输出成为另一方的输出以上的方式，来设定第一逆变器11以及第二逆变器12的控制方式。具体而言，以下，除了表2以外，还参照下述所示的表3、表4等来进行说明，能够根据2个逆变器的动作适当地构成各个逆变器。例如，能够将以相对较高的输出(例如相对较高的调制率)动作的情况较多的逆变器构成为可靠性更高，将以相对较低的输出(例如相对较低的调制率)动作的情况较多的逆变器构成为不会成为过度性能。
另外，如上所述，第三区域R3是在整个控制区域中相对高转速/高转矩的控制区域。因此，当作为在第三控制模式下控制第二逆变器12的脉冲宽度调制，使用基于同步调制(多个脉冲调制)的不连续脉冲宽度调制的情况下，同步的转速也加快，脉冲的频率也升高。当作为控制第二逆变器12的脉冲宽度调制，使用非同步调制(空间矢量脉冲宽度调制)的情况下，由于转速较高，所以存在载波的频率升高，脉冲的频率也升高的趋势。
由于第三控制模式下的第一逆变器11的控制方式是矩形波控制，所以控制第一逆变器11的脉冲的频率变得低于第二逆变器12。在第二控制模式下，由于2个逆变器10均被进行脉冲宽度调制控制，所以脉冲的频率等同。另外，在第一控制模式下，只有第一逆变器11被进行脉冲宽度调制，但由于旋转电机80的转速较低，所以脉冲的频率与第三控制模式时相比变低。
在本实施方式中，第一逆变器11是在执行脉冲宽度调制控制的情况下以相对较低的开关频率的脉冲控制的逆变器10。另一方面，第二逆变器12是在执行脉冲宽度调制控制的情况下以相对较高的开关频率的脉冲控制的逆变器10。因此，能够使用在截止状态和导通状态之间迁移时的开关损失相对较大的第一开关元件31来构成第一逆变器11，使用开关损失相对较小的第二开关元件32来构成第二逆变器12。例如，作为第一开关元件31，能够使用Si－IGBT或者Si－MOSFET，作为第二开关元件32，能够使用SiC－MOSFET、GaN－MOSFET、或者SiC－IGBT。
碳化硅(SiC)是由硅(Si)和碳(C)构成的化合物半导体材料。SiC具有绝缘破坏电场强度为Si的10倍左右，带隙为Si的3倍左右的宽带隙这样的优异的物性。进一步，SiC能够在较宽的范围内进行器件制作所需的p型、n型的控制。由于SiC的绝缘破坏电场强度高于Si，所以在使用SiC来构成高耐压功率器件的情况下，与由Si构成该器件的情况相比，能够以较高的杂质浓度并且较薄的膜厚形成漂移层。由于高耐压功率器件的电阻成分的绝大多数为漂移层的电阻，所以SiC器件与Si器件相比，每单位面积的导通电阻非常低。例如，若理论上为相同的耐压，则SiC器件的漂移层电阻与Si器件的漂移层电阻相比，每个面积能够减少到1/300左右。
另外，在Si器件中，为了改善伴随着高耐压化的导通电阻的增大而作为IGBT等少数载波器件(双极器件)来构成的情况较多。其中，IGBT的开关损失较大，在高频驱动下发热也增大。另一方面，在SiC器件中，通过作为高速的器件构造的多数载波器件(肖特基势垒二极管、MOSFET)能够实现高耐压。换句话说，在SiC器件中，与Si器件相比，能够实现高耐压化、低导通电阻化、高速化。另外，SiC由于为宽带隙，所以与Si相比能够实现在高温下也能够动作的功率器件。对于氮化镓(GaN)可以说也是如此。因此，作为第二开关元件32，特别优选使用SiC－MOSFET、GaN－MOSFET。
然而，在上述，参照表2，例示出了4个控制模式中的第一控制模式(mode1)和第三控制模式(mode3)相当于以第一控制方式控制第一逆变器11，并以第二控制方式控制第二逆变器12的控制模式的方式。例如，在第一控制模式下，第一控制方式为脉冲宽度调制控制(PWM)，第二控制方式是有源短路控制(ASC)。另外，第三控制模式下的第一控制方式为矩形波控制(1-Pulse)，第二控制方式为脉冲宽度调制控制(PWM)。但是，第一控制方式和第二控制方式的区别并不限定于有源短路控制(ASC)、脉冲宽度调制控制(PWM)、以及矩形波控制(1-Pulse)等控制方式的差异。例如，即使是脉冲宽度调制控制(PWM)，在连续脉冲宽度调制(CPWM)和不连续脉冲宽度调制(DPWM)中也可以说控制方式不同，即使是不连续脉冲宽度调制，在非同步(asynchronous)调制和同步(synchronous)调制中也可以说控制方式不同。在下述的表3中例示出与表2不同的方式。
[表3]
Figure BDA0002524128920000151
如表3所示，在第二控制模式(mode2)下，若以不连续脉冲宽度调制(DPWM)控制第一逆变器11，并以连续脉冲宽度调制(CPWM)控制第二逆变器12，则成为以第一控制方式控制第一逆变器11，并以第二控制方式控制第二逆变器12。另外，如表3所示，也可以对第三控制模式(mode3)进一步细分化，使用多个控制方式来控制第二逆变器12。
如上所述，旋转电机控制装置1能够基于相对于直流电力的三相交流电力的有效值的比例(例如调制率(既可以是指令值也可以是从输出电压的换算值))，来变更各个控制方式。在本实施方式中，第一直流电源61的端子间电压“E1”与第二直流电源62的端子间电压“E2”相同(仅为电压“E”)。若将第一逆变器11的交流侧的有效值设为“Va＿inv1”，将第二逆变器12的交流侧的有效值设为“Va＿inv2”，则第一逆变器11的调制率“Mi＿inv1”、以及第二逆变器12的调制率“Mi＿inv2”如下述式(1)、(2)所示。另外，系统整体的调制率“Mi＿sys”如下述式(3)所示。
Mi_inv1＝Va_inv1/E1＝Va_inv1/E…(1)
Mi_inv2＝Va_inv2/E2＝Va_inv2/E…(2)
Mi_sys＝(Va_inv1+Va_inv2)/(E1+E2)＝(Va_inv1+Va_inv2)/2E…(3)
对于电压的瞬时值，需要考虑如参照图4至图7后述的矢量，但若仅单纯地考虑调制率，则根据式(1)～(3)，系统整体的调制率“Mi＿sys”为“(Mi＿inv1+Mi＿inv2)/2”。
例如，在系统整体的调制率“Mi＿sys”小于第一基准调制率M1(例如“0.25”)的情况下，选择表3所示的第一控制模式。由于第二逆变器12被有源短路控制，所以调制率“Mi＿inv2”为零。因此，需要仅通过第一逆变器11来实现系统整体的调制率“Mi＿sys”。因此，包含用于防止控制模式间的波动的余量α(例如“0.1”)，在调制率“Mi＿inv1”小于“0.6＝0.25×2+0.1”的范围内，通过连续脉冲宽度调制控制(CPWM)来控制第一逆变器11。
在系统整体的调制率“Mi＿sys”为第一基准调制率M1(例如“0.25”)以上、且小于第二基准调制率M2(例如“0.5”)的情况下，选择第二控制模式。如表2所示，在第一逆变器11和第二逆变器12以相同的控制方式来控制的情况下，以两个逆变器的调制率“Mi＿inv1”、“Mi＿inv2”成为“0.25～0.5”的范围的方式，通过连续脉冲宽度调制控制(CPWM)或者不连续脉冲宽度调制控制(DPWM)，来控制第一逆变器11以及第二逆变器12。如表3所示，在第一逆变器11和第二逆变器12以不同的脉冲宽度控制方式来控制的情况下，以系统整体的调制率“Mi＿sys”成为“0.25～0.5”的范围，且“Mi＿inv1＞Mi＿inv2”的方式，通过不连续脉冲宽度调制控制(DPWM)来控制第一逆变器11，并通过连续脉冲宽度调制控制(CPWM)来控制第二逆变器12。在这里，例如，第二控制模式下的第一逆变器11的调制率“Mi＿inv1”的最大值为“0.56”，第二逆变器12的调制率“Mi＿inv2”的最大值为“0.44”。此外，与第一控制模式的余量α相同，为了防止控制模式间的波动，例如，也可以在调制率的范围的上限侧设定余量。
在系统整体的调制率“Mi＿sys”为第二基准调制率M2(例如“0.5”)以上、且小于最大调制率“0.78”的情况下，选择第三控制模式。由于第一逆变器11通过矩形波控制(1-Pulse)来控制，所以其调制率“Mi＿inv1”固定在“0.78”。为了满足系统整体的调制率“Mi＿sys”，第二逆变器12将调制率“Mi＿inv2”控制在“0.22”以上、且小于“0.78”的范围内。在接近该范围内的下限的调制率“0.22”的一侧，如表3所示，通过连续脉冲宽度调制控制(CPWM)来控制第二逆变器12。另外，在接近该范围内的上限的调制率“0.78”的一侧，如表3所示，通过多个脉冲调制控制(Multi-Pulses)来控制第二逆变器12。在该范围内的中间的调制率下，通过不连续脉冲宽度调制控制(DPWM)来控制第二逆变器12。此外，与第一控制模式的余量α相同，为了防止控制模式间的波动，例如，也可以在调制率的范围的下限侧设定余量。
第四控制模式的系统整体的调制率“Mi＿sys”被固定在最大调制率“0.78”。由于第一逆变器11以及第二逆变器12双方通过矩形波控制(1-Pulse)来控制，所以两个逆变器的调制率“Mi＿inv1”、“Mi＿inv2”固定在“0.78”。像这样，旋转电机控制装置1能够基于调制率(可以是调制率的指令值也可以是从输出电压的换算值)，来变更控制方式。下述的表4是在表3的控制方式中添加有基于上述的调制率的区分的表。此外，表4中的“a”、“b”是任意的值，例如优选“a”为“0.3～0.5”左右，“b”为“0.5～0.7”左右。
[表4]
Figure BDA0002524128920000181
此外，虽然是与调制率等效的指标，但旋转电机控制装置1也可以基于电压指令(第一逆变器11的电压指令“V1＊”、第二逆变器12的电压指令“V2＊”)来变更控制方式(参照图8等中例示的电压指令Vu＊＊等)。例如，在第一逆变器11的电压指令“V1＊”小于第一电压指令基准值(与第一基准调制率M1对应的电压指令的值)，且第二逆变器12的电压指令“V2＊”为零的情况下，选择第一控制模式。在第一逆变器11的电压指令“V1＊”以及第二逆变器12的电压指令“V2＊”为最大值的情况下，选择第四控制模式。由于通过上述的说明，能够容易理解，所以省略详细的说明、例示，对于第二控制模式、第三控制模式也相同，旋转电机控制装置1能够基于电压指令来变更控制方式。
然而，如上所述，在能够分别独立地变更控制第一逆变器11的控制方式以及控制第二逆变器12的控制方式的情况下，优选旋转电机控制装置1在变更两个逆变器(11、12)的控制方式的组合时，变更任意一方的逆变器10的控制方式。若同时变更2个逆变器(11、12)的控制方式，则很难维持控制的连续性，而存在给旋转电机80的旋转带来影响的可能性。通过变更2个逆变器(11、12)中的任意一方的逆变器10的控制方式，并变更2个逆变器(11、12)的控制方式的组合，能够稳定地控制旋转电机80。
例如，在第一逆变器11的控制方式以及第二逆变器12的控制方式为相同的控制方式的情况下，变更任意一方的逆变器10的控制方式，以成为不同的控制方式，在第一逆变器11的控制方式和第二逆变器12的控制方式为不同的控制方式的情况下，变更任意一方的逆变器10的控制方式，以成为不同的组合的不同的控制方式或者相同的控制方式。下述的表5示出如上述变更控制方式的一个例子。此外，表5中例示的mode优选例如根据调制率来切换。另外，虽然未示出具体的调制率，但在表5所例示的方式中，与表4所例示的方式相同，mode1侧为低调制率，mode4侧为高调制率。
[表5]
mode inv1 inv2
mode1 CPWM ASC
mode2-1 CPWM CPWM
mode2-2 DPWM CPWM
mode3-1 1-Pulse CPWM
mode3-2 1-Pulse DPWM
mode4 1-Pulse 1-Pulse
在表5所示的model下，第一逆变器11通过连续脉冲宽度调制来控制，第二逆变器12通过有源短路控制来控制，2个逆变器(11、12)以不同的控制方式被控制。在mode2-1中，第一逆变器11以及第二逆变器12均通过连续脉冲宽度调制来控制，2个逆变器(11、12)以相同的控制方式被控制。在从2个逆变器(11、12)以不同的控制方式进行控制的model移至2个逆变器(11、12)以相同的控制方式进行控制的mode2-1时，作为任意一方的逆变器10的第二逆变器12的控制方式从有源短路控制变更为连续脉冲宽度调制控制。在从2个逆变器(11、12)以相同的控制方式进行控制的mode2-1移至2个逆变器(11、12)以不同的控制方式进行控制的mode1时，作为任意一方的逆变器10的第二逆变器12的控制方式从连续脉冲宽度调制控制变更为有源短路控制。
在mode2-2下，第一逆变器11通过不连续脉冲宽度调制来控制，第二逆变器12通过连续脉冲宽度调制来控制，2个逆变器(11、12)以不同的控制方式被控制。在从2个逆变器(11、12)以相同的控制方式进行控制的mode2-1移至2个逆变器(11、12)以不同的控制方式进行控制的mode2-2时，作为任意一方的逆变器10的第一逆变器11的控制方式从连续脉冲宽度调制控制变更为不连续脉冲宽度调制控制。同样地，在从2个逆变器(11、12)以不同的控制方式进行控制的mode2-2移至2个逆变器(11、12)以相同的控制方式进行控制的mode2-1时，作为任意一方的逆变器10的第一逆变器11的控制方式从不连续脉冲宽度调制控制变更为连续脉冲宽度调制控制。
在mode3-1下，第一逆变器11通过矩形波调制来控制，第二逆变器12通过连续脉冲宽度调制来控制，2个逆变器(11、12)以不同的控制方式被控制。在从2个逆变器(11、12)以不同的控制方式进行控制的mode2－2移至2个逆变器(11、12)以不同的组合的不同的控制方式来控制mode3－1时，作为任意一方的逆变器10的第一逆变器11的控制方式从不连续脉冲宽度调制控制变更为矩形波控制。同样地，在从2个逆变器(11、12)以不同的控制方式进行控制的mode3－1移至2个逆变器(11、12)以不同的组合的不同的控制方式来控制的mode2－2时，作为任意一方的逆变器10的第一逆变器11的控制方式从矩形波调制控制变更为不连续脉冲宽度调制控制。
在mode3－2下，第一逆变器11通过矩形波调制来控制，第二逆变器12通过不连续脉冲宽度调制来控制，2个逆变器(11、12)以不同的控制方式被控制。在从2个逆变器(11、12)以不同的控制方式进行控制的mode3－1移至2个逆变器(11、12)以不同的组合的不同的控制方式来控制的mode3－2时，作为任意一方的逆变器10的第二逆变器12的控制方式从连续脉冲宽度调制变更为不连续脉冲宽度调制控制。同样地，在从2个逆变器(11、12)以不同的控制方式进行控制的mode3－2移至2个逆变器(11、12)以不同的组合的不同的控制方式来控制的mode3－1时，作为任意一方的逆变器10的第二逆变器12的控制方式从不连续脉冲宽度调制控制变更为连续脉冲宽度调制控制。
在mode4下，第一逆变器11以及第二逆变器12均通过矩形波调制来控制，2个逆变器(11、12)以相同的控制方式来控制。在从2个逆变器(11、12)以不同的控制方式进行控制的mode3－2移至2个逆变器(11、12)以相同的控制方式进行控制的mode4时，作为任意一方的逆变器10的第二逆变器12的控制方式从不连续脉冲宽度调制控制变更为矩形波控制。同样地，在从2个逆变器(11、12)以相同的控制方式进行控制的mode4移至2个逆变器(11、12)以不同的控制方式进行控制的mode3－2时，作为任意一方的逆变器10的第二逆变器12的控制方式从矩形波调制控制变更为不连续脉冲宽度调制控制。
以下，以表2中例示的方式为中心，对于第一控制模式至第四控制模式，参照逆变器10的输出电压、相间电压的波形例对电压指令、以及一部分进行说明。
图4例示出以第一控制模式驱动控制的旋转电机80的dq轴矢量坐标系中的一个动作点上的矢量图。在图中，“V1”是表示第一逆变器11的电压的第一电压矢量，“V2”是表示第二逆变器12的电压的第二电压矢量。经由2个逆变器10在作为开放绕组的定子线圈8中出现的电压相当于第一电压矢量V1与第二电压矢量V2之差“V1－V2”。图中的“Va”表示在定子线圈8中出现的合成电压矢量。在第一控制模式下，第二逆变器12被有源短路控制，第二电压矢量V2为空矢量。因此，合成电压矢量Va与第一电压矢量V1一致。另外，“Ia”表示在旋转电机80的定子线圈8中流动的电流。此外，对于附图标记，以下，在表示第二控制模式至第四控制模式中的矢量图的图5至图7中也相同。
图8的波形图示出第一控制模式下的第一逆变器11的U相电压指令亦即第一U相电压指令Vu1＊＊、第二逆变器12的U相电压指令亦即第二U相电压指令Vu2＊＊、以及脉冲宽度调制时的载波CA的一个例子。在本实施方式中，载波CA是波高为“1”，换句话说，在“0”至“1”之间变化的三角波。电压指令在最小值大于“0”、最大值小于“1”的范围内变化。在正弦波脉冲宽度调制中，电压指令成为正弦波状，但最大调制率保持在约0.61。在本实施方式中，由于进行最大调制率约为0.71左右的空间矢量脉冲宽度调制，所以正弦波状的电压指令被修正。
如上所述，在第一控制模式下，第二逆变器12通过有源短路控制被短路，只有第一逆变器11作为逆变器10发挥作用。例如，将直流电源6的电压设为“E”而U相电压的最大振幅为“(2/3)E”(也参照图2的矢量图)，同样地将直流电源6的电压设为“E”而相间电压的最大振幅为“E”。
图5例示出以第二控制模式驱动控制的旋转电机80的dq轴矢量坐标系中的一个动作点上的矢量图。图9以及图10的波形图示出第二控制模式下的第一逆变器11的U相电压指令亦即第一U相电压指令Vu1＊＊、第二逆变器12的U相电压指令亦即第二U相电压指令Vu2＊＊、以及载波CA的一个例子。图9的第一U相电压指令Vu1＊＊例示第一逆变器11以连续脉冲宽度调制(CPWM)调制的情况。另外，图10的第一U相电压指令Vu1＊＊例示第一逆变器11以不连续脉冲宽度调制(DPWM)调制的情况(参照表3、表4例示的方式。)。第一U相电压指令Vu1＊＊和第二U相电压指令Vu2＊＊是约相差180度的相位。在调制率相同的情况下，若电流“Ia”的矢量和第二逆变器12的电压“V2”的矢量在同一直线上(若为相差180度的方向)，则第二逆变器12的功率因数为“1”。其结果，能够使第二逆变器12以较高的效率动作，使系统损失最佳化。
由于与第一控制模式不同，第二逆变器12不是短路状态，而是第一逆变器11以及第二逆变器12有效地发挥功能，所以U相电压的最大振幅为第一控制模式时的2倍的“(4/3)E”(也参照图2的矢量图)，相间电压的最大振幅为“2E”。此外，第一直流电源61和第二直流电源62独立，第一直流电源61的第一直流电压E1和第二直流电源62的第二直流电压E2也可以为不同的值。例如，确切地说，U相电压的最大振幅为“((2/3)E1)+(2/3)E2”，但也包括以下的说明，在本说明书中，作为“E1＝E2＝E”来进行说明。
图6例示出以第三控制模式驱动控制的旋转电机80的dq轴矢量坐标系中的一个动作点上的矢量图。图11以及图12的波形图示出第三控制模式下的第一逆变器11的U相电压指令亦即第一U相电压指令Vu1＊＊、第二逆变器12的U相电压指令亦即第二U相电压指令Vu2＊＊、以及载波CA的一个例子。在第三控制模式下，由于第一逆变器11被矩形波控制，所以第一U相电压指令Vu1＊＊也成为矩形波状。图11例示出第二U相电压指令Vu2＊＊与第二控制模式相同的方式(空间矢量脉冲宽度调制(SVPWM)等连续脉冲宽度调制(CPWM)的电压指令)。图12如参照表3、表4上述的那样，第二U相电压指令Vu2＊＊也可以是不连续脉冲宽度调制(DPWM)的电压指令。另外，第二逆变器12也可以实施多个脉冲调制(不连续脉冲宽度调制)等，与矩形波调制相同的同步调制。此外，在第一逆变器11以及第二逆变器12双方被同步调制的情况下，不需要载波CA。
在第三控制模式中也与第二控制模式相同，由于第一逆变器11以及第二逆变器12有效地发挥作用，所以U相电压的最大振幅为“(4/3)E”，相间电压的最大振幅为“2E”。
图7例示出以第四控制模式驱动控制的旋转电机80的dq轴矢量坐标系中的一个动作点上的矢量图。在这里，通过相位相差180度的矩形波来控制第一逆变器11和第二逆变器12，第一逆变器11的第一电压矢量V1和第二逆变器12的第二电压矢量V2的矢量的方向相差180度。因此，如图7所示，合成电压矢量Va为在第一电压矢量V1的方向上加上第二电压矢量V2的大小所得的矢量。
图13的波形图示出第四控制模式下的第一逆变器11的U相电压指令亦即第一U相电压指令Vu1＊＊、第二逆变器12的U相电压指令亦即第二U相电压指令Vu2＊＊、以及载波CA的一个例子。在第四控制模式下，由于除了第一逆变器11以外第二逆变器12也被矩形波控制，所以第一U相电压指令Vu1＊＊以及第二U相电压指令Vu2＊＊双方成为矩形波状。此外，在第一逆变器11以及第二逆变器12双方被矩形波调制(同步调制)的情况下，无需载波CA，但为了对于调制率等，与第一控制模式、第二控制模式、第三控制模式的比较变得容易，也图示有载波CA。
图14的波形图示出第四控制模式的U相电压的一个例子，图15的波形图示出第四控制模式的U－V相间电压的一个例子。由于在第四控制模式下第一逆变器11以及第二逆变器12也有效地发挥作用，所以如图14所示，U相电压的最大振幅为“(4/3)E”。另外，如图15所示，相间电压的最大振幅为“2E”。
此外，在上述，例示出第一逆变器11与第一直流电源61连接并在直流和多个相的交流之间转换电力，第二逆变器12和与第一直流电源61独立的第二直流电源62连接并在直流和多个相的交流之间转换电力的方式进行了说明。但是，也可以是分别独立地控制与相同的直流电源6连接的第一逆变器11以及第二逆变器12的方式。
〔实施方式的概要〕
以下，对在上述说明的旋转电机控制装置(1)的概要进行简单说明。
经由第一逆变器(11)以及第二逆变器(12)驱动控制具有相互独立的多个相的开放绕组(8)的旋转电机(80)的旋转电机控制装置(1)，作为一个方式，
上述第一逆变器(11)与上述多个相的开放绕组(8)的一端侧连接而在直流和多个相的交流之间转换电力，
上述第二逆变器(12)与上述多个相的开放绕组(8)的另一端侧连接而在直流和多个相的交流之间转换电力，
上述第一逆变器(11)以及上述第二逆变器(12)各自的相当于交流1相的臂(3A)由上段侧开关元件(3H)和下段侧开关元件(3L)的串联电路构成，
作为上述第一逆变器(11)以及上述第二逆变器(12)的控制方式，具有如下的控制方式中的至少2个控制方式：在一个电角度周期中输出模式不同的多个脉冲的脉冲宽度调制控制；将多个相的所有的上述臂(3A)的上述上段侧开关元件(3H)设为导通状态或者将多个相的所有的上述臂(3A)的上述下段侧开关元件(3L)设为导通状态的有源短路控制、以及在一个电角度周期中输出一个脉冲的矩形波控制，
并且能够以分别独立的上述控制方式控制上述第一逆变器(11)以及上述第二逆变器(12)，
将多个上述控制方式内的一个上述控制方式作为第一控制方式，将与上述第一控制方式不同的一个上述控制方式作为第二控制方式，
并具有以上述第一控制方式控制上述第一逆变器，以上述第二控制方式控制上述第二逆变器的控制模式。
在控制逆变器(10)的控制方式中，已知有与旋转电机(80)的转速、转矩等动作条件相应的各种方式。如本结构这样，在具备2个逆变器(10)的情况下，能够生成振幅比直流侧的电压大的交流电压。其中，旋转电机控制装置(1)无需以交流的振幅一直最大的方式控制2个逆变器(10)，而以获得所需的振幅的方式控制2个逆变器(10)即可。通过以分别独立的控制方式控制第一逆变器(11)以及第二逆变器(12)，能够根据旋转电机(80)的动作条件，灵活地控制2个逆变器(10)。进一步，通过具有以不同的控制方式控制第一逆变器(11)和第二逆变器(12)的控制模式，能够提高控制的灵活性，并根据旋转电机(80)的动作条件以较高的效率驱动控制旋转电机(80)。即，根据本结构，能够适当地控制分别设置于开放绕组(8)的两端的2个逆变器(10)。
作为一个方式，优选通过上述脉冲宽度调制控制仅控制上述第一逆变器(11)以及上述第二逆变器(12)中的任意一方，通过上述有源短路控制控制上述第一逆变器(11)以及上述第二逆变器(12)中的另一方。
根据该结构，通过有源短路控制任意一方逆变器(10)，能够实现通过一个逆变器(10)驱动旋转电机(80)的动作模式。
另外，作为一个方式，优选设定上述第一逆变器(11)以及上述第二逆变器(12)的上述控制方式，以便上述第一逆变器(11)以及上述第二逆变器(12)中的任意一方的输出成为另一方的输出以上。
根据该结构，能够将以相对较高的输出动作的情况较多的逆变器(10)构成为可靠性更高，以相对较低的输出动作的情况较多的逆变器(10)构成为不会成为过度性能等，根据2个逆变器(11、12)的动作适当地构成各个逆变器(11、12)。
另外，优选控制上述第一逆变器(11)的上述控制方式以及控制上述第二逆变器(12)的上述控制方式能够分别独立地变更，旋转电机控制装置(1)基于上述旋转电机(80)的转速，变更各个上述控制方式。
旋转电机(80)的动作条件通常由转速和转矩的关系来定义。旋转电机控制装置(1)若基于作为一个参数的转速，来变更控制第一逆变器(11)以及第二逆变器(12)的控制方式，则能够根据旋转电机(80)的动作条件以较高的效率来驱动控制旋转电机(80)。
或者，优选在控制上述第一逆变器(11)的上述控制方式以及控制上述第二逆变器(12)的上述控制方式能够分别独立地变更的情况下，旋转电机控制装置(1)基于三相交流电力的有效值相对于直流电力的比例，变更各个上述控制方式。
例如，在向旋转电机(80)请求较高的输出(较快的转速、较高的转矩)的情况下，在电压型的逆变器中，通过提高直流电压、提高将直流电压转换为交流电压的比例来实现该请求。在直流电压恒定的情况下，能够通过提高将直流电压转换为交流电压的比例来实现该请求。该比例能够表示为三相交流电力的有效值相对于直流电力的比例(在为电压型的逆变器的情况下，与三相交流电压的有效值相对于直流电压的比例等效)。在控制逆变器(10)的控制方式中，存在该比例从低到高的各种方式。通过基于三相交流电力的有效值相对于根据针对旋转电机(80)的请求确定的直流电力的比例，来变更控制方式，能够根据旋转电机(80)的动作条件以较高的效率驱动控制旋转电机(80)。
在控制上述第一逆变器(11)的上述控制方式以及控制上述第二逆变器(12)的上述控制方式能够分别独立地变更的情况下，作为一个方式，优选旋转电机控制装置(1)在上述第一逆变器(11)的上述控制方式以及上述第二逆变器(12)的上述控制方式为相同的上述控制方式的情况下，变更任意一方的上述控制方式，以使上述第一逆变器(11)的上述控制方式以及上述第二逆变器(12)的上述控制方式成为不同的上述控制方式，在上述第一逆变器(11)的上述控制方式以及上述第二逆变器(12)的上述控制方式为不同的上述控制方式的情况下，上述第一逆变器(11)的上述控制方式以及上述第二逆变器(12)的上述控制方式变更任意一方的上述控制方式，以成为与其它组合的不同的上述控制方式或者相同的上述控制方式。
若同时变更2个逆变器(11、12)的控制方式，则难以维持控制的连续性，而存在给旋转电机(80)的旋转带来影响的可能性。通过变更2个逆变器(11、12)中的一个逆变器(10)的控制方式来变更2个逆变器(11、12)的控制方式的组合，能够稳定地控制旋转电机(80)。
在这里，优选上述脉冲宽度调制控制作为分别不同的多个上述控制方式，包含连续脉冲宽度调制以及不连续脉冲宽度调制，上述连续脉冲宽度调制作为分别不同的多个上述控制方式，包含正弦波脉冲宽度调制以及空间矢量脉冲宽度调制，上述不连续脉冲宽度调制作为分别不同的多个上述控制方式，包含不与上述旋转电机的旋转同步地输出脉冲的非同步调制、和输出与上述旋转电机的旋转同步的脉冲的同步调制，上述同步调制包含在上述旋转电机的电角度一个周期输出多个脉冲的多个脉冲调制。
在脉冲宽度调制控制中，存在各种不同的方式。通过利用分别不同的方式的脉冲宽度调制控制来控制第一逆变器(11)以及第二逆变器(12)，能够根据旋转电机(80)的动作条件，灵活地控制2个逆变器(10)。
另外，优选上述第一逆变器(11)以及上述第二逆变器(12)中的、在执行上述脉冲宽度调制控制的情况下以相对较低的开关频率的脉冲控制的一个逆变器(10)使用在截止状态和导通状态之间迁移时的开关损失相对较大的第一开关元件(31)而构成，在执行上述脉冲宽度调制控制的情况下以相对较高的开关频率的脉冲控制的另一个逆变器(10)使用上述开关损失相对较小的第二开关元件(32)而构成。
在将多个控制方式中的一个控制方式作为第一控制方式，将与第一控制方式不同的一个控制方式作为第二控制方式，并以第一控制方式控制第一逆变器(11)，以第二控制方式控制第二逆变器(12)的情况下，例如，有通过矩形波控制控制第一逆变器(11)，通过脉冲宽度调制控制控制第二逆变器(12)的情况。若对矩形波控制中的脉冲的周期和脉冲宽度调制控制中的脉冲的周期进行比较，和与电角度一个周期同步地输出1个周期的脉冲的矩形波控制的脉冲相比，在电角度一个周期中输出多个脉冲的脉冲宽度调制控制的脉冲的脉冲周期短，且开关频率高。在该情况下，第二逆变器(12)的开关频率比第一逆变器(11)的开关频率高。在相反的情况下，例如，在通过脉冲宽度调制控制控制第一逆变器(11)，通过矩形波控制控制第二逆变器(12)的情况下，通过相同的思考方式，第一逆变器(11)的开关频率比第二逆变器(12)的开关频率高。
在向旋转电机(80)请求较高的输出(较快的转速、较高的转矩)的情况下，脉冲宽度调制控制中的开关频率也有升高的趋势。当然，若是相同的开关损失，则开关频率越高，损失的总量越多。由于第一逆变器(11)和第二逆变器(12)被独立地控制，所以能够独立地构成各个电路。因此，对于具有开关频率升高的可能性的一侧的逆变器(10)，优选为开关损失相对地变小的电路结构。即，在执行脉冲宽度调制控制的情况下以相对较高的开关频率的脉冲控制的逆变器(10)通过使用与第一开关元件(31)相比开关损失相对较小的第二开关元件(32)来构成，能够减少损失。
在这里，优选上述第一开关元件(31)为Si－IGBT或者Si－MOSFET，上述第二开关元件(32)为SiC－MOSFET、GaN－MOSFET、或者SiC－IGBT。
例如，由于碳化硅(SiC)的绝缘破坏电场强度比硅(Si)高，所以在构成高耐压功率器件的情况下，能够以较高的杂质浓度并且较薄的膜厚形成漂移层。由于高耐压功率器件的电阻成分的大部分为漂移层的电阻，所以SiC器件的每单位面积的导通电阻比Si器件低。换句话说，SiC器件能够使开关损失比Si器件小。使用氮化镓(GaN)的器件也相同。因此，在第一开关元件(31)为Si器件的情况下，通过将SiC器件、GaN器件作为第二开关元件(32)，能够使用与第一开关元件(31)相比开关损失相对较小的第二开关元件(32)来构成逆变器(10)。
附图标记说明
1…旋转电机控制装置；3…开关元件；3A…臂；3H…上段侧开关元件；3L…下段侧开关元件；8…定子线圈(开放绕组)；10…逆变器；11…第一逆变器；12…第二逆变器；31…第一开关元件；32…第二开关元件；80…旋转电机。

Claims (9)

1.一种旋转电机控制装置，是经由第一逆变器以及第二逆变器对旋转电机进行驱动控制的旋转电机控制装置，其中上述旋转电机具有相互独立的多个相的开放绕组，
上述第一逆变器与上述多个相的开放绕组的一端侧连接而在直流和多个相的交流之间转换电力，
上述第二逆变器与上述多个相的开放绕组的另一端侧连接而在直流和多个相的交流之间转换电力，
上述第一逆变器以及上述第二逆变器各自的相当于交流1相的臂由上段侧开关元件和下段侧开关元件的串联电路构成，
作为上述第一逆变器以及上述第二逆变器的控制方式，具有以下控制方式中的至少2个控制方式：在电角度的一个周期中输出模式不同的多个脉冲的脉冲宽度调制控制、将多个相的所有的上述臂的上述上段侧开关元件设为导通状态或者将多个相的所有的上述臂的上述下段侧开关元件设为导通状态的有源短路控制、以及在电角度的一个周期输出一个脉冲的矩形波控制，
并且能够以分别独立的上述控制方式控制上述第一逆变器以及上述第二逆变器，
将多个上述控制方式中的一个上述控制方式作为第一控制方式，将与上述第一控制方式不同的一个上述控制方式作为第二控制方式，
具有以上述第一控制方式控制上述第一逆变器，以上述第二控制方式控制上述第二逆变器的控制模式。
2.根据权利要求1所述的旋转电机控制装置，其中，
通过上述脉冲宽度调制控制来仅控制上述第一逆变器以及上述第二逆变器中的任意一方，通过上述有源短路控制来控制上述第一逆变器以及上述第二逆变器中的另一方。
3.根据权利要求1或2所述的旋转电机控制装置，其中，
设定上述第一逆变器以及上述第二逆变器的上述控制方式，以便上述第一逆变器以及上述第二逆变器中的任意一方的输出在另一方的输出以上。
4.根据权利要求1～3中任一项所述的旋转电机控制装置，其中，
能够分别独立地变更控制上述第一逆变器的上述控制方式以及控制上述第二逆变器的上述控制方式，
基于上述旋转电机的转速，变更各自的上述控制方式。
5.根据权利要求1～3中任一项所述的旋转电机控制装置，其中，
能够分别独立地变更控制上述第一逆变器的上述控制方式以及控制上述第二逆变器的上述控制方式，
基于三相交流电力的有效值相对于直流电力的比例，变更各自的上述控制方式。
6.根据权利要求4或5所述的旋转电机控制装置，其中，
在上述第一逆变器的上述控制方式以及上述第二逆变器的上述控制方式为相同的上述控制方式的情况下，变更任意一方的上述控制方式，以便上述第一逆变器的上述控制方式以及上述第二逆变器的上述控制方式成为不同的上述控制方式，
在上述第一逆变器的上述控制方式以及上述第二逆变器的上述控制方式为不同的上述控制方式的情况下，变更任意一方的上述控制方式，以便上述第一逆变器的上述控制方式以及上述第二逆变器的上述控制方式成为其它组合的不同的上述控制方式或者相同的上述控制方式。
7.根据权利要求1～6中任一项所述的旋转电机控制装置，其中，
上述脉冲宽度调制控制作为分别不同的多个上述控制方式，包含连续脉冲宽度调制以及不连续脉冲宽度调制，上述连续脉冲宽度调制作为分别不同的多个上述控制方式，包含正弦波脉冲宽度调制以及空间矢量脉冲宽度调制，上述不连续脉冲宽度调制作为分别不同的多个上述控制方式，包含不与上述旋转电机的旋转同步地输出脉冲的非同步调制、和输出与上述旋转电机的旋转同步的脉冲的同步调制，上述同步调制包含在上述旋转电机的电角度的一个周期输出多个脉冲的多个脉冲调制。
8.根据权利要求1～7中任一项所述的旋转电机控制装置，其中，
在上述第一逆变器以及上述第二逆变器中，在被执行上述脉冲宽度调制控制的情况下以相对较低的开关频率的脉冲被控制的一个逆变器使用在截止状态和导通状态之间迁移时的开关损失相对较大的第一开关元件构成，在被执行上述脉冲宽度调制控制的情况下以相对较高的开关频率的脉冲被控制的另一个逆变器使用上述开关损失相对较小的第二开关元件构成。
9.根据权利要求8所述的旋转电机控制装置，其中，
上述第一开关元件是Si－IGBT或者Si－MOSFET，上述第二开关元件是SiC－MOSFET、GaN－MOSFET、或者SiC－IGBT。
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