CN115868109A - 开放式绕组马达驱动装置 - Google Patents

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Abstract

根据实施方式，具备与3相绕组分别独立的开放式绕组构造的马达(10)所具备的6个输出端子中的3个输出端子连接的一次侧逆变器(1)、以及与剩余3个输出端子连接的二次侧逆变器(2)，控制装置(12)通过对一次侧以及二次侧逆变器(1、2)进行控制，对向马达(10)通电的电流以及旋转速度进行控制。向逆变器(1)以及逆变器(2)供给直流电力，控制装置(12)通过各自的IGBT(3)导通的相数相等的开关模式对逆变器(1)以及逆变器(2)进行PWM控制，并且设为如下的开关模式：遍及PWM控制的多个载波周期，在马达(10)的电角1周期中，3相输出中的一相仅上侧IGBT(3)持续导通，另一相仅下侧IGBT(3)持续断开，剩余的一相以相互反相的方式交替地进行上侧、下侧IGBT(3)的导通、断开。

Description

开放式绕组马达驱动装置
技术领域
本发明的实施方式涉及驱动开放式绕组构造的马达的装置。
背景技术
有通过两台逆变器驱动开放式绕组马达的技术。该技术在使马达高速旋转的情况下等能够使逆变器的输出电压增大。因此，在应用于需要从低负荷低旋转时到高负荷高旋转的宽广的运转范围的空调机、热源设备等的热泵设备的压缩机驱动时，能够期待非常大的效果。
在上述驱动的方式有多种的情况下，例如，如专利文献1所公开的那样，共享两台逆变器的直流链路电压的DC链路共用方式不需要进行电路的绝缘等，是最简单的构成，但零轴电流会流过马达。零轴电流是用于在马达的3相绕组中向相同方向流动，形成经由上下任一个的直流链路部回流的路径而产生的。零轴电流由于在马达中使马达电流的高次谐波分量增大，因此，存在扭矩波动的增加、逆变器的损失增加这样的问题。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：国际公开WO2016/125557号
专利文献2：日本特开2020-31458号公报
发明内容
发明要解决的课题
零轴电流被分类为马达电流频率的3倍频率分量和用于PWM控制的载波频率分量。3倍频率分量是比较低的频率，因此，能够通过反馈控制等加以应对(参照专利文献2)，但载波频率分量在每个开关周期都产生，因此需要考虑驱动逆变器的信号的生成方法。
此外，在通过两台逆变器驱动开放式绕组马达时，从马达绕组的两端施加共模电压，与通过1台逆变器驱动的一般的星形接线马达相比，对地电容在表面上变大，由此导致共模噪声大幅度增加。
因此，提供一种能够抑制零轴电流的载波频率分量并降低共模噪声的开放式绕组马达马达驱动装置。
用于解决课题的手段
实施方式的开放式绕组马达驱动装置具备：一次侧逆变器，与3相绕组分别独立且具备6个输出端子的开放式绕组构造的马达所具备的6个输出端子中的3个输出端子连接；二次侧逆变器，与上述马达的输出端子的剩余3个输出端子连接；以及控制部，通过对上述一次侧逆变器以及上述二次侧逆变器进行控制，对向上述马达通电的电流以及旋转速度进行控制。并且，向上述一次侧逆变器以及上述二次侧逆变器供给直流电力，上述控制部通过各自的开关元件导通的相数相等的开关模式对上述一次侧逆变器以及上述二次侧逆变器进行PWM控制，并且具备如下的开关模式：遍及上述PWM控制的多个载波周期，在上述马达的电角1周期中，3相输出中的一相仅上侧开关元件持续导通，另一相仅下侧开关元件持续导通，剩余的一相以相互反相的方式交替地进行上侧开关元件、下侧开关元件的导通、断开。
附图说明
图1是表示第1实施方式的马达驱动装置的电路构成的图。
图2是表示空间电压矢量的图。
图3是表示在一般的正弦波调制中将调制率设为1.0时基于模拟的各信号波形的图。
图4是表示在一般的正弦波调制中将调制率设为1.15时基于模拟的各信号波形的图。
图5是表示在第1实施方式的控制中将调制率设为1.0时基于模拟的各信号波形的图。
图6是表示在第1实施方式的控制中将调制率设为1.15时基于模拟的各信号波形的图。
图7是表示在以往的正弦波调制和第1实施方式的控制中将调制率设为1.15时的噪声端子电压的波形的图。
图8是表示第2实施方式的马达驱动装置的电路构成的图。
图9是表示第3实施方式的马达驱动装置的电路构成的图。
具体实施方式
(第1实施方式)
以下，参照图1至图6对第1实施方式进行说明。图1表示本实施方式的马达驱动系统的构成。马达10假定为3相的永久磁铁同步马达、感应电机等，但在本实施方式中，设为永久磁铁同步马达、所谓无传感器DC无刷马达。马达10的3相绕组分别不相互接线，两端子处于开放状态。即，马达10具备6个绕组端子Ua、Va、Wa、Ub、Vb、Wb。马达10例如对空调机的压缩机进行可变速驱动。
三相的一次侧逆变器1以及三相的二次侧逆变器2分别将作为开关元件的IGBT3进行3相桥式连接而构成，它们在一端侧经由直流电抗器4并联连接于转换器5。另外，有时将一次侧逆变器1、二次侧逆变器2分别称作INV1、INV2。在IGBT3的集电极与发射极之间连接有续流二极管6。逆变器1的各相输出端子与马达10的绕组端子Ua、Va、Wa分别连接，逆变器2的各相输出端子与马达10的绕组端子Ub、Vb、Wb分别连接。另外，也可以使用3个单相逆变器构成一次侧逆变器1以及二次侧逆变器2。
转换器5是将二极管3相桥式连接的整流电路，输入侧经由噪声滤波器NF与3相交流电源7连接。在逆变器1的直流电抗器4侧并联连接有平滑电容器8。电压传感器9检测平滑电容器8的端子电压VDC并输出到控制装置12。在逆变器1的各相输出端子与马达10的绕组端子Ua、Va、Wa之间配置有检测各相电流Iu、Iv、Iw的电流传感器11，检测出的相电流Iu、Iv、Iw被输入到控制装置12。
从利用马达10的系统中的上位的控制装置、例如空调机的控制器向控制装置12提供速度指令值ωRef，控制装置12进行控制以使推定出的马达速度ω与速度指令值ωRef一致。控制装置12基于电流传感器11检测出的各相电流Iu、Iv、Iw，生成向构成逆变器1以及2的各IGBT3的栅极提供的PWM信号U1+～W1-、U2+～W2-。
弱磁场控制部13在马达的高速旋转时变更作为输出的d轴电流指令值Idref。具体而言，到从后述的空间矢量调制部输入的PWM信号的电压指令值D’u1～D’w2成为最大为止，将d轴电流指令值Idref维持为“0”，在PWM信号的各相指令值、即电压指令值D’u1～D’w2达到最大的情况下，生成负的d轴电流指令值Idref，并输出到电流控制部14。当生成负的d轴电流指令值Idref时，逆变器1、2产生的电流的相位相对于马达的转子位置超前。速度控制部15根据速度指令值ωRef与马达速度ω的差分生成q轴电流指令值Iqref，并输出到电流控制部14。
电流控制部14根据d、q轴电流指令值Idref、Iqref与对各相电流Iu、Iv、Iw进行坐标变换而得到的d、q轴电流Id、Iq之差，生成d、q轴电压Vd、Vq，并输出到dq/αβ变换部16。dq/αβ变换部16根据从各相电流Iu、Iv、Iw得到的马达10的转子旋转位置θ，将d、q轴电压Vd、Vq变换为αβ轴电压Vα、Vβ，并输出到空间矢量调制部17。
Figure BDA0004019106520000041
坐标变换部18将由电流传感器11检测出的相电流Iu、Iv、Iw变换为dq轴坐标而生成上述d、q轴电流Id、Iq，并且生成转子旋转位置θ。速度推定部19基于转子旋转位置θ推定上述马达速度ω。
空间矢量调制部17根据αβ轴电压Vα、Vβ进行空间矢量运算，生成逆变器1的各相校正前指令值、即上限限制前的输出电压的指令值Du1、Dv1、Dw1、以及逆变器2的各相校正前指令值Du2、Dv2、Dw2，并输出到调制率上限设定部20。调制率上限设定部20将基于PWM控制的开关控制信号的调制率的上限设定为比1大的1.15。生成根据该设定进行了上限设定的各相指令值即电压指令值D’u1、D’v1、D’w1以及逆变器2的各相指令值D’u2、D’v2、D’w2，并输出到PWM信号生成部21。在调制率上限设定部20中，在各相校正前指令值Du1～Dw2超过1.15的情况下，变更为将其上限限制为1.15的各相校正前指令值D’u1、D’v1、D’w1、D’u2、D’v2、D’w2。因而，各相指令值、即输出电压的指令值D’u1～D’w2的调制率的最大值为1.15。
PWM信号生成部21根据所输入的各相指令值D’u1～D’w2生成向构成逆变器1以及2的各IGBT3的栅极提供的规定占空比的开关信号、PWM信号U1±、V1±、W1±、U2±、V2±、W2±并输出。作为开关信号的PWM信号的生成的详细情况将后述，但通过各相指令值D’u1～D’w2与作为载波的规定的载波频率例如5kHz的三角波的大小比较来进行。
接着，对在本实施方式中抑制载波频率分量的零轴电流的控制进行说明。零轴电流由零轴电压产生，零轴电压是逆变器1、2各自的3相电压的平均值的差分。零轴电压的极性根据各逆变器1、2的开关状态而正负变动，在零轴电压在正侧产生的期间零轴电流增加，在零轴电压在负侧产生的期间零轴电流减小。因而，如果零轴电压为零，则零轴电流的波动即载波频率分量的变动也消失。
此外，零轴电压的产生状态依赖于逆变器1、2中IGBT3导通的相数，在逆变器1、2中导通的相数不同时，根据其差产生正负。即，如果能够使逆变器1、2的导通相数一致，则不会产生零轴电压。但是，在通常进行的正弦波通电、正弦波调制中，无法使逆变器1、2的导通相数始终一致。
此处，通过空间电压矢量来研究抑制零轴电流的逆变器1、2的开关模式。一般情况下，通过3相逆变器对马达进行通电时的空间电压矢量为V0～V7这8个。例如，V1(100)表示U相上臂导通、V、W相的上臂断开的状态。与此相对，如本实施方式那样，通过两台逆变器对开放式绕组马达进行通电时的空间电压矢量的种类数为8×8＝64。
如果考虑这些空间电压矢量与零轴电压之间的关系，则产生对马达10施加的电压、且不产生相同地作用于3相的零轴电压的开关模式，是两台逆变器1、2各自的导通相数相同且所导通的相的至少两个不一致的模式。该模式在64个空间电压矢量中，存在V15、V24、V26、V35、V31、V46、V42、V51、V53、V62、V64、V13这12个模式。
在图2中，也一并示出与各电压矢量对应的PWM波形。将上述12个模式各两个成对地配置于顶点来描绘正六边形，分为6个扇区。例如，为了输出属于图2中箭头所示的扇区4的矢量，调整电压矢量V42、V31各自的通电时间。各电压矢量的PWM波形为，
V42：逆变器1(U、V、W)＝(断开、导通、导通)
逆变器2(U、V、W)＝(导通、导通、断开)
V31：逆变器1(U、V、W)＝(断开、导通、断开)
逆变器2(U、V、W)＝(导通、断开、断开)。
在它们之上加上逆变器1、2的全相导通的V77、全相断开的V00。从各矢量的PWM波形可知，如果仅使用这些模式，则逆变器1、2的导通相数完全一致，因此不产生零轴电压V0。即，如果以该PWM开关模式进行通电，则能够抑制零轴电流的载波分量的波动。
在本实施方式中，如以下那样定义相当于第1、第2开关模式的第1、第2矢量模式。
<第1矢量模式>
是产生向马达M施加的电压且不产生相同地作用于3相的零轴电压的模式。相当于上述12个模式。
<第2矢量模式>
是不产生作用于马达M的相间的电压且不产生相同地作用于3相的零轴电压的模式。V77、V00是整个扇区共用的第2矢量模式。
在空间矢量调制部17中，判别由所输入的αβ轴电压Vα、Vβ的大小决定的空间电压矢量属于6个扇区中的哪个扇区，根据判别出的扇区选择两个第1矢量模式。如上所述，如果是属于扇区4的矢量，则第1矢量模式为V42、V31，也将V77、V00的大小包含在内根据αβ轴电压Vα、Vβ进行运算。通过以上的运算而得到逆变器1、2各自的3相电压的大小，因此，除以直流电压VDC而决定各相指令值Du1～Dw2并输出。
接着，对调制率与共模电压之间的关系进行研究。调制率根据逆变器应当输出的电压求出，调制率越大，输出电压指令越大。如果调制率成为超过“1”的值，则输出电压的高次谐波失真、控制性恶化，但能够增大输出电压。一般情况下，对于调制率，利用到1.15左右。
在图2的空间电压矢量图中，在正六边形的内切圆即虚线所示的圆周上，调制率为1.0，当将其扩展至与外接圆即实线所示的圆周相接的正六边形时，调制率为2/√3≈1.15。如果调制率超过1.0，则逆变器上相的开关元件开始产生跨越PWM控制中的多个载波周期而持续导通的所谓“贝塔导通”的区间以及跨越多个载波周期而持续断开的所谓“贝塔断开”的区间。
图3、图4从上到下表示一般的正弦波调制中的用于正弦波调制信号生成的波形、将调制率分别设为1.0、1.15时的逆变器1的各相输出电压波形、逆变器1、2的共模电压波形以及共模电流波形。在最上部的正弦波调制信号的生成中，进行各相指令值D’u1～D’w2与在图3、4中的最上部的图的纵轴上在-1.0V～+1.0V的范围内变化的三角波的载波信号的大小比较。由此，决定三角波的载波周期中的逆变器1、2的开关元件的导通/断开定时即占空比。
三角波的载波信号的振幅相当于直流电压。例如，在三相交流电源7为200V电源、转换器5为全波整流器的情况下，转换器5的输出电压、即逆变器1、2的直流电源电压Vdc约为280V。因而，三角波的载波信号的振幅宽度-1.0V～+1.0V作为逆变器的输出电压而相当于-Vdc/2(约-140V)～Vdc/2(约+140V)。
此处，如果各相指令值D’u1～D’w2的变动范围为-1.0V～+1.0V，则调制率为1.0，如果各相指令值D’u1～D’w2的变动范围为-1.15V～+1.15V，则调制率为1.15。如果各相指令值D’u1～D’w2的变动范围收敛在-1.0V～+1.0V的范围内，则调制率小于1.0。
如果调制率为1.15，则在正弦波的最大振幅附近，各相指令值D’u1～D’w2超过载波的振幅、即在图3、4中的纵轴上超过-1.0V～+1.0V的范围，因此开关元件的贝塔导通状态的区间增加，根据输出电压的极性、马达电流的正负，交替地反复进行在上相、下相的贝塔导通。
在该情况下，如果以直流部的中性点为基准定义逆变器输出电压，则上相导通时的输出电压为Vdc/2，下相导通时的输出电压为-Vdc/2。进而，根据其他2相的开关状态，输出电压为Vdc/6、-Vdc/6。共模电压是3相输出电压的平均值，在调制率为1.0以下时，在所有区间中为4电平的波形。因而，共模电压的变化幅度ΔVcom为Vdc/3。
当考虑在调制率超过1.0的情况下马达电流为正的期间时，1相的输出电压被固定为Vdc/2，因此，共模电压根据其他2相的开关状态而成为Vdc/2、Vdc/6、-Vdc/6这3个电平。此外，当考虑在相同的情况下马达电流为负的期间时，1相的输出电压被固定为-Vdc/2，因此，共模电压根据其他2相的开关状态而成为Vdc/6、-Vdc/6、-Vdc/2这3个电平。此外，逆变器1、2的调制波的相位差为180°，因此，输出电压相互反相，共模电压的波形也反相。
共模电压的变化幅度ΔVcom越大，变动次数越多，共模电流越对地流动，因此噪声端子电压等的EMI(Electro-Magnetic Interference)特性恶化。从图3、图4可知，在一般的正弦波调制中，即使增大调制率，也无法大幅度抑制共模电压的变动次数，无法有效地降低噪声。
与此相对，图5、图6是关于本实施方式的控制方式将调制率分别设为1.0、1.15时的与图3、图4相当图。如上所述，在第1实施方式中，仅选择不产生零轴电压的开关模式，因此，各相的电压指令值D’u1～D’w2不为正弦波状。应当注意的是，如果采用该开关模式，在某1相的指令值D’u1～D’w2中的任1相始终体现最大的期间，另一相的指令值体现最小。
并且，如图5所示，当调制率超过1.0时，在某1相的指令值体现最大的附近，指令值连续超过+1.0V，在指令值体现最小的附近，指令值连续小于作为载波的三角波的最小值即-1.0V、即低于-1.0V。在该期间，逆变器的1相的上相成为贝塔导通，另一相的上相成为贝塔断开，换言之，下相成为贝塔导通。并且，仅剩余的1相成为进行开关的状态。
进而，如图6所示，当调制率增加而成为1.15时，指令值连续超过1.0V的期间以及指令值连续小于-1.0V的期间扩大，在大致整个期间，逆变器的1相的上相成为贝塔导通，另一相的上相成为贝塔断开，并且，仅剩余的1相成为进行开关的状态。在该状态下，共模电压仅能取Vdc/6、-Vdc/6这两个电平。即，可知随着调制率从1.0上升，共模电压的变动幅度以及变动次数大幅度减少，共模电流的变动减少。
另外，在图5、6中，共模电流的峰值与图3、4相比增加，但这是模拟的结果，实际上相对于逆变器1、2的各开关元件的导通、断开的逆变器输出电压的变化产生短时间的偏差，共模电压变化的定时也产生偏差，因此，共模电流的峰值在图5、6的控制中也与图3、4大致相同。
如以上那样，根据本实施方式，具备：一次侧逆变器1，与3相绕组分别独立的开放式绕组构造的马达10所具备的6个输出端子中的3个输出端子连接；以及二次侧逆变器2，与剩余3个输出端子连接，控制装置12通过对一次侧以及二次侧逆变器1、2进行控制，对向马达10通电的电流以及旋转速度进行控制。向逆变器1以及2供给直流电力，控制装置12通过各自的IGBT3导通的相数相等的开关模式对逆变器1以及2进行PWM控制，并且，设为如下的开关模式：遍及多个周期，在马达10的电角1周期中，3相输出中的1相仅上侧IGBT3持续导通，另一相仅下侧IGBT3持续导通，剩余的1相交替地进行上侧、下侧IGBT3的导通、断开。
由此，能够抑制共模电压的变动次数以及变动幅度，减少共模电流的变化频率，改善EMI特性。这样的控制例如在马达10高速旋转的区域中是有效的。此时，通过将调制率设定为大于1.0，能够进一步抑制共模电压的变动次数，进一步改善EMI特性。
从图7可知，在将调制率设为1.15的情况下，与以往的正弦波调制控制相比，在第1实施方式的控制中，在噪声端子电压中遍及较宽的频率范围得到3dB以上的噪声降低效果。
(第2实施方式)
以下，对与第1实施方式相同的部分标注相同的符号并省略说明，对不同的部分进行说明。如图8所示，第2实施方式的控制装置22在代替PWM信号生成部21的PWM信号生成部23的内部具备定时延迟部24。定时延迟部24对向逆变器2侧的IGBT3的栅极提供的PWM信号U2±、V2±、W2±赋予例如几百ns到几μs左右的延迟时间。
即，如果在完全相同的定时进行逆变器1、2的开关，则如图5、图6所示，两者的共模电压波形相同。于是，从马达10的绕组端子Ua～Wa与绕组端子Ub～Wb的双方同时施加共模电压的变动，因此，共模电流的峰值变为2倍。如已经说明的那样，实际上相对于逆变器1、2的各开关元件的导通、断开的逆变器输出电压的变化产生极短时间的偏差，因此，共模电流的峰值变小，但为了更可靠地错开共模电压的变化定时，通过定时延迟部24，对逆变器2侧的PWM信号U2±、V2±、W2±主动赋予延迟时间，由此，积极地错开由逆变器1、2进行的开关的定时，降低共模电流的峰值。
(第3实施方式)
如图9所示，在第3实施方式的构成中，在转换器5与电抗器4之间连接有IGBT25，该IGBT25的集电极位于电抗器4侧。此外，在IGBT25的集电极与接地之间连接有反方向的二极管26。并且，通过电抗器4、IGBT25以及二极管26构成降压电路27。代替控制装置12的控制装置28也一并控制IGBT25的开关。
控制装置28通过降压电路27对转换器5的输出电压进行降压控制，由此，即使在以较低的转速驱动马达10的情况下，例如也能够将逆变器1、2的调制率始终设定为大于1.0。由此，通过设为在马达10的可变速运转范围的整个区域或者宽范围内，遍及PWM控制的多个载波周期，在马达的电角1周期中，3相输出中的一相仅上侧开关元件持续导通，另一相仅下侧开关元件持续导通，剩余的一相以相互反相的方式交替地进行上侧开关元件、下侧开关元件的导通、断开的开关模式，能够降低共模电流，改善EMI特性。反过来说，相对于马达10的必要的转速，调整降压电路27的输出电压，以使调制率大于1.0。例如，在马达10为较低的转速时，降低降压电路27的输出电压，随着马达1的转速上升，提高降压电路27的输出电压，以便使调制率维持1.15。
(其他实施方式)
调制率并不限定于1.15，只要设定为大于1.0即可。
在第2实施方式中，也可以使一次侧逆变器1的PWM信号延迟。
对本发明的几个实施方式进行了说明，但这些实施方式是作为例子而提示的，并不意图对发明的范围进行限定。这些新的实施方式能够以其他各种方式加以实施，在不脱离发明的主旨的范围内能够进行各种省略、置换、变更。这些实施方式及其变形包含于发明的范围及主旨中，并且包含于技术方案所记载的发明和与其等同的范围中。

Claims (3)

1.一种开放式绕组马达驱动装置，具备：
一次侧逆变器，与3相绕组分别独立且具备6个输出端子的开放式绕组构造的马达所具备的6个输出端子中的3个输出端子连接；
二次侧逆变器，与上述马达的输出端子的剩余3个输出端子连接；以及
控制部，通过对上述一次侧逆变器以及上述二次侧逆变器进行控制，对向上述马达通电的电流以及旋转速度进行控制，
向上述一次侧逆变器以及上述二次侧逆变器供给直流电力，
上述控制部通过各自的开关元件导通的相数相等的开关模式对上述一次侧逆变器以及上述二次侧逆变器进行PWM控制，
并且具备如下的开关模式：遍及上述PWM控制的多个载波周期，在上述马达的电角1周期中，3相输出中的一相仅上侧开关元件持续导通，另一相仅下侧开关元件持续导通，剩余的一相以相互反相的方式交替地进行上侧开关元件、下侧开关元件的导通、断开。
2.根据权利要求1所述的开放式绕组马达驱动装置，其中，
上述控制部以错开通过上述一次侧逆变器与上述二次侧逆变器进行开关的定时的方式输出PWM信号。
3.根据权利要求1或2所述的开放式绕组马达驱动装置，其中，
从与交流电源连接的转换器向上述一次侧逆变器以及上述二次侧逆变器供给直流电力，
上述控制部对上述转换器的输出电压进行控制，以使PWM信号的调制率为“1”以上。
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