CN109874401B - 交流电动机的控制装置及控制方法、以及交流电动机驱动系统 - Google Patents

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Abstract

本发明实现具有高控制性与低噪音性的过调制控制。交流电动机的控制装置具备：逆变器(3)，其驱动交流电动机(4)；以及控制器(2)，其利用脉冲宽度调制对逆变器(3)进行控制，控制器(2)在对逆变器(3)进行过调制控制时，将脉冲宽度调制中的电压指令的振幅限制在规定的上限值以下。

Description

交流电动机的控制装置及控制方法、以及交流电动机驱动 系统
技术领域
本发明涉及一种对驱动交流电动机的逆变器进行过调制控制的交流电动机的控制装置及控制方法、以及交流电动机驱动系统。
背景技术
家电、工业、汽车等领域中，在风扇或泵以及压缩机的旋转速度控制、搬运机或升降机的定位控制、电动助力转向的转矩控制等中使用马达驱动装置。在这些领域的马达驱动装置中，广泛使用小型、高效的交流电动机即永磁同步电动机(以下，称为“PM马达”)。
PM马达中，利用安装在转子的永磁体的磁通来生成为产生转矩所需的磁通。由此，不需要用于生成磁通的电流，从而铜损得到大幅度改善，所以PM马达具有高效。
通过更有效地利用永磁体磁通，PM马达的效率得到进一步改善。但是，如果想要有效地利用永磁体磁通，则同时PM马达的感应电压(速度电动势)会增加。该感应电压原理上是通过永磁体磁通与定子线圈进行交链而产生的。因此，为了高效地驱动PM马达，优选使用能够输出尽可能高的电压的逆变器。
但是，逆变器能够输出的基波电压的大小受直流电源电压限制。尤其是采用高性能的控制方式即矢量控制的情况下，逆变器优选为以正弦波状的电压指令来驱动，该情况下，相对于直流电源电压EDC，逆变器的最大输出电压(基波电压)就为EDC。
逆变器的最大输出电压能够利用所谓的过调制控制来控制得大于EDC。在该过调制控制中，在电压指令(调制波信号)的峰值附近扩展PWM脉冲的脉冲宽度。因此，在利用过调制输出最大电压的状态下，逆变器的输出电压波形就会变成矩形波。利用像这样的过调制控制，能在实际效果上将基波电压相对于EDC增大10～20％左右。
作为与前述的过调制控制相关的现有技术，已知有专利文献1、2以及3所记载的技术。
专利文献1所记载的技术中，在非同步PWM控制的过调制控制中，使调制系数相对于逆变器的输出电压指令非线性地变化。由此，能够将逆变器的输出电压相对于输出电压指令线性地控制。
专利文献2所记载的技术中，在同步PWM控制的过调制控制中，与相电压指令每1周期的三角波载波数即同步数相应地对d轴电压指令及q轴电压指令进行修正。由此，不会引起脉动现象，而能够完全按照电压指令振幅来控制脉冲宽度调制电压的基波振幅。
专利文献3所记载的技术中，在将逆变器从电流控制(PWM调制控制)切换成电压控制(矩形波控制)时，使积分电流控制系统的积分项收敛为零以使积分电流控制中止，且切换为使用比例项的比例电压控制。由此，能够从PWM调制控制平滑地切换成矩形波控制。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开平7-194130号公报
专利文献2：日本专利第5002343号公报
专利文献3：日本专利特开2002-325498号公报
发明内容
发明要解决的问题
专利文献1的现有技术中，如果逆变器的输出电压指令每1周期的三角波载波的数量变少，则无法获得与电压指令相应的基波电压，从而控制性下降。另外，伴随非同步PWM控制，可能会产生脉动现象。
专利文献2的现有技术中，利用同步PWM控制，虽然能够避免脉动现象，但其反面，会相对于基波频率，以电压指令信号的周期变成载波信号的周期的整数倍的方式切换载波信号的频率。因此，有伴随载波信号的频率切换而来的电磁噪音变化产生不适感之虞。另外，因为载波频率与电流控制周期相关联，所以控制应答的设定的自由度受限。因此，控制性下降。另外，在切换载波频率与基波频率的比率时，有产生转矩冲击之虞。
专利文献3的现有技术中，在电流控制系统的应答性下降且施加电压限制的情况、与不同于此的情况重复进行这样的用途中，控制的稳定性会降低。
于是，本发明提供一种能够实现具有高控制性与低噪音性的过调制控制的交流电动机的控制装置。
解决问题的技术手段
为了解决上述课题，本发明的交流电动机的控制装置具备：逆变器，其驱动交流电动机；以及控制器，其利用脉冲宽度调制对逆变器进行控制，控制器在对逆变器进行过调制控制时，将脉冲宽度调制中的电压指令的振幅限制在规定的上限值以下。
另外，为了解决上述课题，本发明的交流电动机的控制方法利用脉冲宽度调制对驱动交流电动机的逆变器进行控制，且在对逆变器进行过调制控制时，将脉冲宽度调制中的电压指令的振幅限制在规定的上限值以下。
另外，为了解决上述课题，本发明的交流电动机驱动系统具备：交流电动机，其驱动负载；逆变器，其驱动交流电动机；以及控制器，其利用脉冲宽度调制对逆变器进行控制，控制器在对逆变器进行过调制控制时，将脉冲宽度调制中的电压指令的振幅限制在规定的上限值以下。
发明的效果
依据本发明，通过在对逆变器进行过调制控制时，将脉冲宽度调制中的电压指令的振幅限制在规定的上限值以下，能够实现具有高控制性与低噪音性的过调制控制。
上述以外的课题、构成以及效果通过以下实施方式的说明得以明确。
附图说明
图1表示第1实施方式的交流电动机的控制装置的构成。
图2是表示电压指令限制部的运算动作的矢量图。
图3表示三角波载波与电压指令、PWM脉冲序列、以及U相-V相间的线电压的各波形。
图4表示三角波载波与电压指令、PWM脉冲序列、以及U相-V相间的线电压的各波形。
图5表示三角波载波与基波的交点的变化。
图6表示三相电压指令、重叠了三次谐波的三相电压指令以及载波的波形。
图7表示载波与基波的斜率的关系的一例。
图8表示载波与基波的斜率的关系的一例。
图9表示第2实施方式的交流电动机的控制装置的电压限制部的构成。
图10表示第3实施方式的交流电动机的控制装置的控制器的构成。
图11表示第4实施方式的交流电动机的控制装置的电流控制部的构成。
图12表示第5实施方式的交流电动机驱动系统的概略构成。
图13表示第6实施方式的油压驱动系统的构成。
图14是表示第7实施方式的定位装置及其驱动装置的构成的框图。
具体实施方式
以下，使用附图对本发明的实施方式进行说明。另外，在各图中，参照符号相同的部件表示同一构成要件或具备类似功能的构成要件。
(第1实施方式)
使用图1～8，对本发明的第1实施方式进行说明。
图1表示本发明的第1实施方式的交流电动机的控制装置的构成。
如图1所示，本实施方式包含：逆变器3，其对三相永磁体同步电动机(以下，简称为“PM马达”)4施加三相交流电力而驱动PM马达4；以及控制器2，其基于从Iq*产生器1输出的转矩电流指令Iq*控制逆变器3。逆变器3具有直流电源31、与将直流电源31的直流电力转换为三相交流电力并对PM马达4输出的逆变器主电路32。
当PM马达4被施加从逆变器输出的三相电压Vu、Vv、Vw时，PM马达4就利用由定子线圈产生的旋转磁场与具备转子的永磁体之间的磁力而被旋转驱动。
另外，本实施方式中，所驱动的交流电动机虽然为PM马达，但并不限于此，也可为其它种类的交流电动机，例如感应电动机、绕组励磁式同步电动机。
逆变器主电路32由包含6个半导体开关元件Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn(图1中为MOSFET)的三相桥式电路构成。利用逆变器3所具备的栅极驱动器33根据控制器2所产生的控制信号而输出的栅极驱动信号，对这6个半导体开关元件进行闭合/断开控制，由此将直流电源31的直流电力转换成三相交流电力。另外，控制器2基于由逆变器3所具备的电流检测器34、例如分流电阻检测出的直流母线电流I0，执行电流控制。
Iq*产生器1生成PM马达4的转矩电流指令Iq*，相当于控制器2的上位控制器。例如，Iq*产生器1作为控制PM马达4的旋转速度的速度控制器而发挥功能，或作为根据泵等负载装置的状态来控制PM马达4的转矩的转矩控制器而发挥功能。
控制器2执行PM马达4的矢量控制。控制器2具备：电流控制部5，其控制转矩电流Iq与励磁电流Id；电压限制部10，其对来自电流控制部5的输出即dq坐标上的电压指令Vd0、Vq0设定限制；dq逆转换器11，其将限制了电压的dq坐标上的电压指令Vd1、Vq1转换成三相交流电压指令Vu、Vv、Vw；三次谐波加法器12，其对三相交流电压指令Vu、Vv、Vw加上三次谐波，改善电压利用率；脉冲宽度调制器(PWM)13，其基于三次谐波加法器12的输出VuH、VvH、VwH，利用脉冲宽度调制(PWM：Pulse Width Modulation)生成驱动逆变器3的栅极脉冲信号；电流再现器14，其根据逆变器3的直流母线电流I0再现三相交流电流Iuc、Ivc、Iwc；dq转换器15，其将所再现的三相交流电流Iuc、Ivc、Iwc转换成PM马达4的转子坐标轴即dq坐标轴的值Id、Iq；速度/相位运算器16，其运算PM马达4的旋转速度/旋转相位角；以及载波频率设定器17，其设定进行脉冲宽度调制时的载波频率fc。
电流控制部5具备信号加法器6、对PM马达赋予4励磁电流指令Id*的Id*产生器7、控制励磁电流(d轴电流)的d轴电流控制器(IdACR)8、以及控制转矩电流(q轴电流)的q轴电流控制器(IqACR)9。电流控制部5的d轴电流控制器(IdACR)8以d轴电流指令Id*与d轴电流值Id的差分变成零的方式、即以Id靠近Id*的方式，生成d轴电压指令Vd0。另外，电流控制部5的q轴电流控制器(IqACR)9以q轴电流指令Iq*与q轴电流值Iq的差分变成零的方式、即以Iq靠近Iq*的方式，生成q轴电压指令Vq0。
本实施方式中，PM马达4的相电流的检测是由电流检测器34检测直流母线电流I0、并以控制器2内部的电流再现器14再现相电流，但也可使用相电流传感器直接检测相电流。另外，在电流再现器14中应用了周知的1分流方式。另外，速度/相位运算器16在使用旋转相位/速度传感器的情况下，为传感器信号的处理部，在无位置/速度传感器的情况下，为位置/速度推定部。
接着，对本实施方式的一个特征部即电压限制部10的动作进行说明。
电压限制部10具备：极坐标转换器101，其将dq轴电压指令Vd0、Vq0转换成极坐标中的振幅V1以及相位δ；上限限制器102，其对振幅V1施加限制；以及逆极坐标转换器103，其将上限限制器102的输出值V1以及极坐标转换器101输出的相位δ转换成dq坐标中的电压值Vd1、Vq1。
极坐标转换器101使用电流控制部5所算出的电压指令Vd0、Vq0，利用表达式(1)求出振幅V1与相位δ。
[式1]
Figure BDA0002022609760000051
上限限制器102在V1不超过预先设定的限制值V1MAX的情况下，将利用表达式(1)求出的V1原状输出(V1L＝V1)。因此，该情况下，逆极坐标转换器103输出的电压指令Vd1、Vq1分别与原本的电压指令Vd0、Vq0相等。另外，在V1超过V1MAX的情况下，上限限制器102将V1限制成V1MAX而输出(V1L＝V1MAX)。该情况下，逆极坐标转换器103输出与原本的电压指令Vd0、Vq0不同的新电压指令Vd1、Vq1。
图2是表示电压限制部10的运算动作的矢量图。图2中，以虚线描绘的圆为对电压进行限制的范围，电压指令被限制在该圆内。即，该圆的半径的大小等于限制值V1MAX的大小。
图2中的左图中，利用表达式(1)求出的V1超过了限制V1MAX(V1>V1MAX)。该情况下，如右图所示，相位δ不变，将振幅从V1设为V1MAX，运算矢量(V1MAX,δ)的dq轴成分即电压指令Vd1(＝V1MAX·cosδ)、Vq1(＝V1MAX·sinδ)。
接着，对电压限制值与过调制的关系进行说明。
图3、图4表示三角波载波(以下，记为“载波”)与三相的电压指令Vu、Vv、Vw、基于它们利用脉冲宽度调制(PWM：Pulse Width Modulation)而产生的PWM脉冲序列PU、PV、PW、以及U相-V相间的线电压的各波形。图3为调制系数(电压指令的振幅/载波的振幅)小于1的通常的PWM控制的情况。另外，图4为调制系数大于1的过调制PWM控制的情况。比较图3与图4则可知，过调制的情况下，PU、PV、PW的波形的一部分连续而脉冲宽度变宽。因此，虽然波形的畸变增加，但因为PWM波形所包含的基波成分增加，所以输出电压增大。
本实施方式中，过调制的程度受预先设定在电压限制部10的限制值V1MAX限制。
接着，对通过本发明人的研究而发现的过调制动作时的问题点、以及使用限制值V1MAX的解决手段进行说明。
图5表示将载波频率设为固定、即非同步PWM控制中，改变基波的电压指令的振幅时的三角波载波与基波的交点的变化。
如图5所示，在通常动作区域(调制系数<1)中(图5的上段)，载波的半周期(正峰与负峰之间)内，必定存在基波与载波的交点，在那里切换脉冲信号的符号。此处，脉冲符号的切换对应于图3中的PWM脉冲序列从高到低的切换、或从低到高的切换。
逐步提高调制系数，当进入过调制区(调制系数>1)时(图5的中段)，基波与载波的交点的数量就减少。不过，在包含基波的过零点的载波半周期中，能得到交点。由此，取得PWM脉冲波形的正侧与负侧的平衡。因此，虽然发生基波畸变，但不易产生像脉动现象这样不稳定的输出(电流/电压)波形。
如果进一步提高调制系数(图5的下段)，则会有即使在包含基波的过零点的载波半周期内也不产生基波与载波的交点的情况。这是因为，过零点附近的基波的斜率比载波的斜率更陡峭地变化。利用基波与载波的比较进行的PWM控制在相对于载波的变化而言基波足够平缓地变化这一条件下有效，通常动作区域中满足这样的条件。但是，如果调制系数变得过大，则这样的条件就变得不成立。其结果，PWM脉冲波形的正侧与负侧的平衡受损，在输出(电流/电压)波形中产生比基波更低频的脉动(beat)，从而控制系统整体变得不稳定。
根据如上所述的过调制中的问题点的研究，本实施方式中，利用基于基波的变化率与载波的变化率的大小关系而限制过调制的程度的手段，将过调制控制稳定化。以下，对本手段进行说明。
图6表示本实施方式的三相电压指令Vu、Vv、Vw、重叠了三次谐波的三相电压指令VuH、VvH、VwH、以及载波的波形。
在三相电压指令Vu、Vv、Vw为纯粹的(无畸变)正弦波的情况下，Vu、Vv、Vw的斜率在过零点变得最陡峭(图6上段)。首先，以表达式(2)表达U相的电压指令Vu。
[式2]
Figure BDA0002022609760000071
此处，EDC表示直流电源电压[V]，Kh表示调制系数，ω表示电角频率[rad/s]。
根据表达式(2)，Vu的斜率可由表达式(3)表达。
[式3]
Figure BDA0002022609760000072
另外，本实施方式中，为了提高电压利用率，利用三次谐波加法器12(图1)，对Vu、Vv、Vw加上三次谐波(图6中段)。另外，三次谐波加法为周知的技术。对表达式(2)所表达的U相电压指令Vu加上三次谐波后的U相电压指令VuH(不过，ωt为±30度范围)可由表达式(4)表达。
[式4]
Figure BDA0002022609760000081
根据表达式(4)，VuH的斜率可由表达式(5)表达。
[式5]
Figure BDA0002022609760000082
此处，f1为PM马达4的驱动频率即基波频率[Hz](ω＝2πf1)。
根据图6(下段)所示的波形，载波(Cfc)的斜率可由表达式(6)表达。
[式6]
Figure BDA0002022609760000083
此处，Tc为载波周期[sec-1]，fc为载波频率[Hz]。
根据表达式(5)及(6)，电压指令的斜率变得小于载波的斜率的条件可由表达式(7)表达。
[式7]
Figure BDA0002022609760000084
如表达式(7)所表达，载波频率fc越高、或基波频率f1越低，越能够增大调制系数Kh的上限、即最大电压的限制值。依据表达式(7)，Kh的限制值KhMAX可由表达式(8)表达。
[式8]
Figure BDA0002022609760000085
另外，在没有加上三次谐波的情况下，虽然变成KhMAX＝(2/π)(fc/f1)，但是KhMAX与(fc/f1)成比例这一点相同。
图7及图8表示载波与基波的斜率的关系的一例。在图7中，载波频率fc＝12kHz，基波频率f1＝175Hz，在图8中，载波频率fc＝1.61kHz，基波频率f1＝175Hz。
如图7所示，基波的斜率随着调制系数Kh变大而变大，且当变成表达式(7)所示的过调制的界限点即Kh＝29.1时，就与载波的斜率一致。
另外，如图8所示，如果载波频率低于图7(12kHz→1.61kHz)，则过调制的界限点就下降至Kh＝3.90(图7中Kh＝29.1为界限点)。
基于如上所述的手段，电压限制部10(图1)基于由载波频率设定器17(图1)设定的载波频率fc、与由速度/相位运算器16(图1)算出的基波频率f1，利用表达式(8)算出调制系数的限制值KhMAX，并以调制系数Kh变成限制值KhMAX以下的方式设定电压指令的振幅V1的限制值V1MAX。
另外，V1MAX与KhMAX的关系可由表达式(9)表达。
[式9]
Figure BDA0002022609760000091
另外，表达式(9)为使用三次谐波加法的情况，且为对dq转换使用相对转换的情况。因此，基于表达式(8)或(9)，通过限制电压指令的大小，即使在非同步PWM控制中，也能实现稳定的过调制控制。因此，就不易产生同步PWM控制中的伴随载波频率的变化而来的电磁杂音、电流波动增加这样的异常。另外，因为在过调制区也能将载波频率设为固定，所以在过调制区及通常区域中的任一个区域，均能实现高响应的控制。
如上所述，依据本发明的第一实施方式，能够在交流电动机的控制装置的过调制控制中获得高控制性与低噪音性。
(第2实施方式)
图9表示本发明的第2实施方式的交流电动机的控制装置的电压限制部10B的构成。该电压限制部10B具有与图1的电压限制部10不同的构成。另外，电压限制部10B以外的构成与图1所示的第1实施方式相同。以下，针对与第1实施方式的不同点进行说明。
如图9所示，电压限制部10B具备对极坐标转换器101的输出即电压指令振幅V1进行电压修正的电压修正器104。电压修正器104基于过调制区域中的电压指令振幅(V1)、与逆变器3的输出电压即实际上对马达施加的电压(V1M)的关系的非线形性，修正V1。另外，电压修正器104使用表达V1与V1M的关系的规定的表格或公式执行修正。
依据第2实施方式，与第1实施方式同样，能够在交流电动机的控制装置的过调制控制中获得高控制性与低噪音性。进而，利用上述的电压修正器104，过调制区域的电压指令振幅与逆变器输出电压的误差得到减少，因此，能够实现高精度的过调制控制。
(第3实施方式)
图10表示本发明的第3实施方式的交流电动机的控制装置的控制器2的构成。该控制器2具有与图1的控制器2一部分不同的构成。另外，控制器2以外的构成与图1所示的第1实施方式相同。以下，针对与第1实施方式的不同点进行说明。
如图10所示，控制器2具备载波频率设定器17C，其基于PM马达4(图1)的驱动频率即基波频率f1，变更且设定载波频率fc。另外，电压修正器104使用表达f1与fc的关系的规定的表格或公式来变更并设定fc。
载波频率设定器17C在基波频率f1较低而实质上没有达到过调制的上限的范围内，将载波频率fc固定为固定值，在f1变得高于规定值而能达到过调制的上限的范围内，将载波频率fc设为高于固定值。依据前述的表达式(8)，如果基波频率f1变高，则调制系数的限制值(上限值)就会降低。因此，通过使载波频率fc随着基波频率f1的增加而增加，能够将调制系数的上限值保持在所期望的大小。
另外，如比较前述的图3及图4可知，在过调制区中，因为构成逆变器主电路的半导体开关元件的开关次数降低，所以即使提高载波频率，也能够抑制逆变器的电力损耗的增加。
依据第3实施方式，与第1实施方式同样，能够在交流电动机的控制装置的过调制控制中获得高控制性与低噪音性。进而，利用上述的载波频率设定器17C，即使基波频率f1增减，也能够确保过调制控制中的所期望的调制系数。
另外，上述的载波频率设定器17C也可应用于第2实施方式。该情况下，也能获得上述效果。
(第4实施方式)
上述的第1～3实施方式中，通过限制电压指令的振幅，将调制控制稳定化。此时，电流控制系统有可能引发猎振。例如，如果逆变器对马达施加的电压相对于马达的感应电压而言不足，则会产生负的励磁电流。虽然电流控制器(尤其是d轴电流控制器)为了将该负的励磁电流控制成零而动作，但此时，如果对电压指令的振幅施加限制值，则因为电流控制器的PI控制(比例积分控制器)的积分项中累计了积分值，所以有可能会引起猎振。
对此，考虑应用前述的专利文献3所示那样的使积分电流控制系统的积分项收敛为零而中止积分电流控制的手段。但是，在电压指令的振幅接近电压限制值的情况下，因为电压指令的振幅时而被限制在电压限制值时而未被限制在电压限制值，所以有控制系统不稳定化之虞。相对于此，无论有无电压限制，均以一种手段持续进行电流控制的话，控制系统就更稳定化。
于是，第4实施方式中，如以下所说明，通过调整电流控制器的增益，来将电流控制稳定化。
图11表示本发明的第4实施方式的交流电动机的控制装置的电流控制部5D的构成。该电流控制部5D具有与图1的电流控制部5不同的构成。另外，电流控制部5D以外的构成与第1实施方式相同。以下，针对与第1实施方式的不同点进行说明。
如图11所示，本实施方式中，对转矩电流控制器即q轴电流控制器9应用了通常的PI控制器，对励磁电流控制器即d轴电流控制器8D应用了与通常的PI控制器不同、具有直流增益有限的频率特性的控制器。
作为通常的电流控制器，为了将稳态误差设为零，应用了直流增益无限大的PI控制器。但是，如果施加电压限制，则有可能产生前述的猎振。于是，本实施方式中，将d轴电流控制器8D的直流增益设为有限，而保留稳态偏差。另外，尽管留有稳态偏差，但其值能够通过调整直流增益(ω＝0)的值而适当设定。
此处，本实施方式中，为了在过调制区优先进行转矩控制，而在q轴电流控制中利用通常的PI控制将转矩电流偏差控制为零。相对于此，在d轴电流控制中保留偏差，但是因为直流增益有限所以抑制了振荡，从而能够将控制系统稳定化。
依据第4实施方式，与第1实施方式同样，能够在交流电动机的控制装置的过调制控制中获得高控制性与低噪音性。进而，利用上述的电流控制部5D，即使反复执行及解除电压限制，也能够将控制系统稳定化。另外，能够利用相同的电流控制器，在通常区域与过调制区域双方进行稳定的控制。
另外，上述的电流控制部5D能够应用于第1～3实施方式中的任意一个，任一情况均能获得上述的效果。
(第5实施方式)
图12表示作为本发明的第5实施方式的交流电动机驱动系统的概略构成。
如图12所示，交流电动机驱动系统23具备驱动未图示的负载(例如，参照后述的第6、7实施例)的PM马达4、以及收纳在收容转子及定子的PM马达4的框体内的逆变器3及控制器2。PM马达4、逆变器3及控制器2由第1～4实施方式的交流电动机的控制装置中的任意一个构成。
本实施方式中，逆变器3及控制器2由集成电路构成，搭载在相同基板上。该基板收纳在PM马达4的框体内。
位于基板上的逆变器3的输出端子与马达4的三相交流端子在PM马达4的框体内由配线电连接。由此，从逆变器3对PM马达4施加三相交流电压(Vu、Vv、Vw)。另外，在基板上设置有用于将逆变器3连接到直流电源的直流端子、以及用于连接控制器2与外部通信用的通信线的端子，且分别连接有直流电源线以及通信线。直流电源线以及通信线抽出到PM马达4外部。
依据第5实施方式，将马达连接到直流电源，并从外部经由通信线对马达赋予转矩电流指令Iq*，则能够利用具有高控制性与低噪音性的过调制控制来驱动马达。另外，因为积极地使用过调制区而能减小马达电流，所以马达的发热量变少，能够将马达小型化。
另外，马达及其控制装置得以一体化，也就是由一个马达构成交流电动机驱动系统，因此，能够将交流电动机驱动系统小型化。
(第6实施方式)
图13表示本发明的第6实施方式的油压驱动系统的构成。该油压驱动系统使用于汽车内部的变速器油压、制动器油压等。
本实施方式中，为了利用PM马达4驱动油泵24，而应用前述的第5实施方式的交流电动机驱动系统23(图12)。利用油泵24控制油压电路50的油压。油压电路50具备贮存油的油箱51、将油压保持在设定值以下的溢流阀52、切换油压电路的电磁阀53、以及作为油压致动器动作的汽缸54。
油泵24由交流电动机驱动系统23驱动而产生油压，驱动汽缸54。油压电路50中，通过利用电磁阀53切换电路，从而油泵24的负载变化，对交流电动机驱动系统23产生负载干扰。在油压电路50中，有时相对于稳态时的压力，会施加数倍以上的负载。相对于此，依据本实施方式，能够获得一种鲁棒性的油压驱动系统，其通过有效利用过调制而能够放大马达的输出，从而即使承受较大负载变动也能够可靠地继续油压的控制。
交流电动机驱动系统23在本实施方式中虽然应用于油泵的驱动，但并不限于此，也能应用于水泵等其它液体泵的驱动。
(第7实施方式)
图14是表示本发明的第7实施方式的定位装置及其驱动装置的构成的框图。
如图14所示，定位装置70作为负载而与PM马达4机械性地连接，并由PM马达4驱动。定位装置70例如为利用了滚珠螺杆等的、位置会移动的物体的位置设定装置，以设定位置θ与位置指令θ*一致的方式受控制。另外，作为定位装置70的驱动装置，应用第1～4实施方式的交流电动机的控制装置中的任意一个。
本实施方式中，转矩电流指令Iq*由速度控制器1E生成。速度控制器1E以由减法器6E算出的、速度指令ωr*与由控制器2检测或推定的马达速度ω1的偏差接近零的方式来运算Iq*。速度指令ωr*由上位控制装置即位置控制器71生成。位置控制器71以由减法器6E算出的、位置指令θ*与由定位装置70设定的位置θ的偏差变成零的方式来运算速度指令ωr*。
依据本实施方式，因为能够有效地活用过调制区，所以能够实现更高应答的定位控制。另外，因为抑制了过调制时的不稳定现象的发生，所以能够将定位装置的动作稳定化且静音化。
上述的第7实施方式也可应用于升降电梯的轿厢等的位置控制。
另外，本发明并不限定于前述的实施方式，还包含各种变形例。例如，前述的实施方式是为了便于理解地说明本发明而进行的详细说明，并不限定于必须包括所说明的全部构成。另外，能对各实施方式的构成的一部分，添加、删除、置换其它构成。
例如，上述实施方式中，也可应用同步式PWM控制。另外，作为构成逆变器电路的半导体开光元件，除了MOSFET以外，也可应用IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅双极型晶体管)等。
另外，交流电动机的控制装置的应用范围并不限于上述泵(油压泵、水泵)、定位装置，广泛应用于压缩机、主轴马达、制冷制热机器、输送机、升降机、挤出机、机床等。
符号说明
1 Iq*产生器
1E 速度控制器
2 控制器
3 逆变器
4 PM马达
5、5D 电流控制部
6 加法器
6E 减法器
7 Id*产生器
8、8D d轴电流控制器
9 q轴电流控制器
10、10B 电压限制部
11 dq逆转换器
12 三次谐波加法器
13 脉冲宽度调制器
14 电流再现器
15 dq转换器
16 速度/相位运算器
17 载波频率设定器
17C 载波频率设定器
23 交流电动机驱动系统
24 油泵
31 直流电源
32 逆变器主电路
33 栅极驱动器
34 电流检测器
50 油压电路
51 油箱
52 溢流阀
53 电磁阀
54 汽缸
70 定位装置
71 位置控制器
101 极坐标转换器
102 上线限制器
103 逆极坐标转换器
104 电压修正器。

Claims (11)

1.一种交流电动机的控制装置，其具备：
逆变器，其驱动交流电动机；以及
控制器，其利用脉冲宽度调制对所述逆变器进行控制，
所述交流电动机的控制装置的特征在于，
所述控制器在对所述逆变器进行过调制控制时，将所述脉冲宽度调制中的电压指令的振幅限制在规定的上限值以下，
调制系数Kh、所述脉冲宽度调制的载波频率fc以及所述交流电动机的驱动频率f1的关系可由表达式(1)表示，
[式1]
Figure FDA0003491304340000011
2.根据权利要求1所述的交流电动机的控制装置，其特征在于，
将所述脉冲宽度调制中的载波频率设为固定；
所述规定的上限值是根据所述交流电动机的驱动频率而设定。
3.根据权利要求1所述的交流电动机的控制装置，其特征在于，
在所述电压指令的振幅为所述上限值的情况下，所述电压指令的过零点处的斜率与所述脉冲宽度调制中的载波的斜率变得相等。
4.根据权利要求1所述的交流电动机的控制装置，其特征在于，
所述控制器基于所述过调制控制中的所述电压指令的振幅与所述逆变器的输出电压之间的非线性关系，修正所述电压指令的振幅。
5.根据权利要求1所述的交流电动机的控制装置，其特征在于，
在所述交流电动机的驱动频率达到规定值之前，所述控制器将所述脉冲宽度调制中的载波频率设为固定值，若所述交流电动机的驱动频率超过规定值，则所述控制器将所述脉冲宽度调制中的载波频率自所述固定值而增加。
6.根据权利要求1所述的交流电动机的控制装置，其特征在于，
所述控制器具备：
转矩电流控制器，其控制所述逆变器的输出电流的转矩成分；以及
励磁电流控制器，其控制所述逆变器的输出电流的励磁成分，
所述励磁电流控制器的直流增益有限。
7.一种交流电动机的控制方法，其利用脉冲宽度调制对驱动交流电动机的逆变器进行控制，所述交流电动机的控制方法的特征在于，
在对所述逆变器进行过调制控制时，将所述脉冲宽度调制中的电压指令的振幅限制在规定的上限值以下，
调制系数Kh、所述脉冲宽度调制的载波频率fc以及所述交流电动机的驱动频率f1的关系可由表达式(1)表示，
[式1]
Figure FDA0003491304340000021
8.一种交流电动机驱动系统，其具备：
交流电动机，其驱动负载；
逆变器，其驱动所述交流电动机；以及
控制器，其利用脉冲宽度调制对所述逆变器进行控制，
所述交流电动机驱动系统的特征在于，
所述控制器在对所述逆变器进行过调制控制时，将所述脉冲宽度调制中的电压指令的振幅限制在规定的上限值以下，
调制系数Kh、所述脉冲宽度调制的载波频率fc以及所述交流电动机的驱动频率f1的关系可由表达式(1)表示，
[式1]
Figure FDA0003491304340000031
9.根据权利要求8所述的交流电动机驱动系统，其特征在于，
所述逆变器及所述控制器收容在所述交流电动机的框体内。
10.根据权利要求8所述的交流电动机驱动系统，其特征在于，
所述负载为液体用泵。
11.根据权利要求8所述的交流电动机驱动系统，其特征在于，
所述负载为移动物体，所述控制器控制所述移动物体的位置。
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