WO2018070224A1 - 交流電動機の制御装置および制御方法、並びに交流電動機駆動システム - Google Patents

交流電動機の制御装置および制御方法、並びに交流電動機駆動システム Download PDF

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WO2018070224A1
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motor
inverter
controller
control
pulse width
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PCT/JP2017/034454
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岩路　善尚
岡本　直樹
誠己 羽野
岳 梅津
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日立オートモティブシステムズ株式会社
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    • H02P27/085—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation wherein the PWM mode is adapted on the running conditions of the motor, e.g. the switching frequency
    • H—ELECTRICITY
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    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
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Definitions

  • the present invention relates to an AC motor control device and control method for overmodulation controlling an inverter that drives an AC motor, and an AC motor drive system.
  • PM motors permanent magnet type synchronous motors
  • the magnetic flux necessary for generating torque is generated by the magnetic flux of the permanent magnet attached to the rotor. This eliminates the need for a current for generating magnetic flux and greatly improves copper loss, so that the PM motor has high efficiency.
  • the PM motor efficiency is further improved by more effectively using the permanent magnet magnetic flux.
  • the permanent magnet magnetic flux is to be used effectively, the induced voltage (speed electromotive voltage) of the PM motor increases at the same time.
  • This induced voltage is generated in principle when the permanent magnet magnetic flux is linked to the stator coil. Therefore, in order to drive the PM motor with high efficiency, it is desirable to use an inverter that can output as high a voltage as possible.
  • the magnitude of the fundamental voltage that can be output from the inverter is limited by the DC power supply voltage.
  • the inverter is desirably driven by the voltage command sinusoidal, in which case, with respect to the DC power supply voltage E DC, maximum output voltage of the inverter (fundamental wave voltage) is E DC.
  • the maximum output voltage of the inverter may be larger than E DC by a so-called overmodulation control.
  • the pulse width of the PWM pulse is widened near the peak value of the voltage command (modulated wave signal). Therefore, in a state where the largest voltage is output due to overmodulation, the output voltage waveform of the inverter is a rectangular wave.
  • the effective, the magnitude of the fundamental voltage can be increased 10-20% with respect to E DC.
  • Patent Documents 1, 2, and 3 are known as conventional techniques related to the overmodulation control described above.
  • Patent Document 1 when the number of triangular wave carriers per one cycle of the output voltage command of the inverter is reduced, a fundamental wave voltage corresponding to the voltage command cannot be obtained, and the controllability is lowered. Further, a beat phenomenon may occur with the asynchronous PWM control.
  • Patent Document 3 the response of the current control system is lowered, and the stability of control is reduced in applications where voltage limitation is applied and when it is not.
  • the present invention provides an AC motor control apparatus capable of overmodulation control having high controllability and low noise.
  • an AC motor control device includes an inverter that drives an AC motor, and a controller that controls the inverter by pulse width modulation, and the controller is an inverter.
  • the amplitude of the voltage command in pulse width modulation is limited to a predetermined upper limit value or less.
  • the control method of the AC motor according to the present invention controls the inverter that drives the AC motor by pulse width modulation, and when the inverter is overmodulated, the voltage command in the pulse width modulation is controlled.
  • the amplitude is limited to a predetermined upper limit value or less.
  • an AC motor drive system includes an AC motor that drives a load, an inverter that drives the AC motor, and a controller that controls the inverter by pulse width modulation.
  • the controller limits the amplitude of the voltage command in the pulse width modulation to a predetermined upper limit value or less when over-modulating the inverter.
  • the amplitude of the voltage command in the pulse width modulation is limited to a predetermined upper limit value or less, so that the overmodulation control having high controllability and low noise property is achieved. Is possible.
  • the structure of the control apparatus of the alternating current motor which is 1st Embodiment is shown. It is a vector diagram which shows the calculation operation
  • Each waveform of a triangular wave carrier, a voltage command, a PWM pulse train, and a line voltage between the U phase and the V phase is shown.
  • Each waveform of a triangular wave carrier, a voltage command, a PWM pulse train, and a line voltage between the U phase and the V phase is shown.
  • the change in the intersection of the triangular wave carrier and the fundamental wave is shown.
  • the three-phase voltage command, the three-phase voltage command on which the third harmonic is superimposed, and the carrier waveform are shown.
  • An example of the relationship between the carrier and the inclination of the fundamental wave is shown.
  • An example of the relationship between the carrier and the inclination of the fundamental wave is shown.
  • the structure of the voltage limiting part of the control apparatus of the alternating current motor which is 2nd Embodiment is shown.
  • the structure of the controller of the control apparatus of the alternating current motor which is 3rd Embodiment is shown.
  • the structure of the electric current control part of the control apparatus of the alternating current motor which is 4th Embodiment is shown.
  • the schematic structure of the AC motor drive system which is 5th Embodiment is shown.
  • the structure of the hydraulic drive system which is 6th Embodiment is shown. It is a block diagram which shows the structure of the positioning device which is 7th Embodiment, and its drive device.
  • FIG. 1 shows the configuration of an AC motor control device according to a first embodiment of the present invention.
  • the present embodiment includes an inverter 3 that drives three-phase AC power to a three-phase permanent magnet synchronous motor (hereinafter abbreviated as “PM motor”) 4 to drive the PM motor 4, and Iq * generation.
  • the controller 2 that controls the inverter 3 based on the torque current command Iq * output from the controller 1 is included.
  • the inverter 3 has a DC power source 31 and an inverter main circuit 32 that converts the DC power of the DC power source 31 into three-phase AC power and outputs it to the PM motor 4.
  • the PM motor 4 When the three-phase voltages Vu, Vv, and Vw output from the inverter are applied, the PM motor 4 is rotationally driven by the magnetic force between the rotating magnetic field generated by the stator winding and the permanent magnet included in the rotor. .
  • the AC motor to be driven is a PM motor.
  • the present invention is not limited to this, and other types of AC motors such as an induction motor and a wound field synchronous motor may be used.
  • the inverter main circuit 32 is configured by a three-phase bridge circuit including six semiconductor switching elements Sup, Sun, Svp, Svn, Swp, and Swn (MOSFETs in FIG. 1). These six semiconductor switching elements are controlled to be turned on / off by a gate drive signal output from a gate driver 33 provided in the inverter 3 in accordance with a control signal generated by the controller 2. Is converted into three-phase AC power.
  • the controller 2 performs current control based on a DC bus current I0 detected by a current detector 34 provided in the inverter 3, for example, a shunt resistor.
  • the Iq * generator 1 generates a torque current command Iq * for the PM motor 4 and corresponds to a higher-order controller of the controller 2.
  • the Iq * generator 1 functions as a speed controller that controls the rotational speed of the PM motor 4 or functions as a torque controller that controls the torque of the PM motor 4 according to the state of a load device such as a pump.
  • a load device such as a pump.
  • Controller 2 performs vector control of PM motor 4.
  • the controller 2 includes a current control unit 5 for controlling the torque current Iq and the excitation current Id, a voltage limiting unit 10 for limiting the voltage commands Vd0 and Vq0 on the dq coordinate, which is an output from the current control unit 5, and a voltage limit.
  • a gate pulse signal for driving the inverter 3 is generated by pulse width modulation (PWM).
  • a pulse width modulator (PWM) 13 a current reproducer 14 for reproducing the three-phase AC currents Iuc, Ivc, Iwc from the DC bus current I0 of the inverter 3, and a reproduced three-phase AC current Iuc
  • a dq converter 15 that converts Ivc and Iwc into values Id and Iq of the dq coordinate axis that is the rotor coordinate axis of the PM motor 4, a speed and phase calculator 16 that calculates the rotational speed and rotational phase angle of the PM motor 4, and a pulse width
  • a carrier frequency setting unit 17 is provided for setting a carrier frequency fc for modulation.
  • the current controller 5 includes a signal adder 6, an Id * generator 7 that gives an excitation current command Id * to the PM motor 4, a d-axis current controller (IdACR) 8 that controls the excitation current (d-axis current), A q-axis current controller (IqACR) 9 for controlling torque current (q-axis current) is provided.
  • the d-axis current controller (IdACR) 8 in the current control unit 5 has a d-axis voltage so that the difference between the d-axis current command Id * and the d-axis current value Id becomes zero, that is, Id approaches Id *. Command Vd0 is created.
  • the q-axis current controller (IqACR) 9 in the current control unit 5 sets the q-axis current command Iq * and the q-axis current value Iq so that the difference becomes zero, that is, Iq approaches Iq *.
  • a shaft voltage command Vq0 is created.
  • the phase current of the PM motor 4 is detected by detecting the DC bus current I0 by the current detector 34 and reproducing the phase current by the current reproducer 14 inside the controller 2.
  • the phase current may be detected directly using a sensor.
  • a known single shunt method is applied.
  • the speed / phase calculator 16 is a sensor signal processing unit when a rotational phase / speed sensor is used, and a position / speed estimation unit when a position / speed sensor is not used.
  • the voltage limiter 10 is a polar coordinate converter 101 that converts dq-axis voltage commands Vd0 and Vq0 into an amplitude V1 and a phase ⁇ in polar coordinates, an upper limit limiter 102 that limits the amplitude V1, an output value V1L of the upper limit limiter 102, and a polar coordinate conversion.
  • An inverse polar coordinate converter 103 is provided for converting the phase ⁇ output from the device 101 into voltage values Vd1 and Vq1 in dq coordinates.
  • the polar coordinate converter 101 obtains the amplitude V1 and the phase ⁇ by the equation (1) using the voltage commands Vd0 and Vq0 calculated by the current control unit 5.
  • V1 does not exceed the preset limit value V1MAX
  • V1 exceeds V1MAX
  • the inverse polar coordinate converter 103 outputs new voltage commands Vd1 and Vq1 different from the original voltage commands Vd0 and Vq0.
  • FIG. 2 is a vector diagram showing a calculation operation of the voltage limiting unit 10.
  • a circle drawn by a broken line is a range in which the voltage is limited, and the voltage command is limited in this circle. That is, the radius of the edge is equal to the limit value V1MAX.
  • V1 obtained by the equation (1) exceeds the limit V1MAX (V1> V1MAX).
  • FIG. 3 and 4 show a triangular pulse carrier (hereinafter referred to as “carrier”), three-phase voltage commands Vu, Vv, Vw, and a PWM pulse train generated by pulse width modulation (PWM) based on them.
  • carrier triangular pulse carrier
  • PWM pulse width modulation
  • FIG. 3 shows a case of normal PWM control in which the modulation factor (the amplitude of the voltage command / the amplitude of the carrier wave) is smaller than 1.
  • FIG. 4 shows a case of overmodulation PWM control in which the modulation rate is larger than 1.
  • the degree of overmodulation is limited by a limit value V1MAX set in advance in the voltage limiter 10.
  • FIG. 5 shows a change in the intersection of the triangular wave carrier and the fundamental wave when the carrier frequency is constant, that is, in the asynchronous PWM control, when the amplitude of the fundamental wave voltage command is changed.
  • overmodulation control is stabilized by means of limiting the degree of overmodulation based on the magnitude relationship between the change rate of the fundamental wave and the change rate of the carrier. To do.
  • this means will be described.
  • FIG. 6 shows the three-phase voltage commands Vu, Vv, Vw, the three-phase voltage commands VuH, VvH, VwH on which the third-order harmonics are superimposed, and the carrier waveform in this embodiment.
  • EDC represents a DC power supply voltage [V]
  • Kh represents a modulation factor
  • ⁇ represents an electrical angular frequency [rad / s].
  • the third harmonic is added to Vu, Vv, Vw by the third harmonic adder 12 (FIG. 1) (middle stage in FIG. 6).
  • the third harmonic addition is a known technique.
  • a U-phase voltage command VuH (where ⁇ t is in a range of ⁇ 30 degrees) obtained by adding the third harmonic to the U-phase voltage command Vu represented by the equation (2) is represented by the equation (4).
  • Tc is the carrier period [sec ⁇ 1 ]
  • fc is the carrier frequency [Hz ⁇ .
  • Equation (7) the condition that the slope of the voltage command is smaller than the slope of the carrier is represented by Equation (7).
  • Equation (8) the limit value KhMAX for Kh is expressed by Equation (8).
  • KhMAX (2 / ⁇ ) (fc / f1).
  • KhMAX is proportional to (fc / f1).
  • FIG. 7 and 8 show an example of the relationship between the carrier and the inclination of the fundamental wave.
  • the voltage limiting unit 10 (FIG. 1) is calculated by the carrier frequency fc set by the carrier frequency setting unit 17 (FIG. 1) and the speed / phase calculator 16 (FIG. 1). Based on the fundamental frequency f1, the modulation factor limit value KhMAX is calculated by equation (8), and the limit value V1MAX of the amplitude V1 of the voltage command is set so that the modulation factor Kh is equal to or less than the limit value KhMAX.
  • Equation (9) is a case where third-order harmonic addition is used, and a relative transformation is used for dq transformation. Therefore, by restricting the magnitude of the voltage command based on the formula (8) or (9), stable overmodulation control can be performed even with asynchronous PWM control. Therefore, problems such as electromagnetic noise and increase in current ripple are less likely to occur due to changes in the carrier frequency in synchronous PWM control. Further, since the carrier frequency can be made constant even in the overmodulation region, high response control can be realized in both the overmodulation region and the normal region.
  • FIG. 9 shows the configuration of the voltage limiting unit 10B of the control apparatus for an AC motor that is the second embodiment of the present invention.
  • the voltage limiting unit 10B has a configuration different from that of the voltage limiting unit 10 in FIG.
  • the configuration other than the voltage limiting unit 10B is the same as that of the first embodiment shown in FIG. Hereinafter, differences from the first embodiment will be described.
  • the voltage limiting unit 10B includes a voltage corrector 104 that performs voltage correction on the voltage command amplitude V1 that is the output of the polar coordinate converter 101.
  • the voltage corrector 104 corrects V1 based on nonlinearity in the relationship between the voltage command amplitude (V1) in the overmodulation region and the output voltage of the inverter 3, that is, the voltage (V1M) actually applied to the motor. Note that the voltage corrector 104 performs correction using a predetermined table or formula representing the relationship between V1 and V1M.
  • the voltage corrector 104 described above reduces an error between the voltage command amplitude in the overmodulation region and the inverter output voltage, it is possible to perform overmodulation control with high accuracy.
  • FIG. 10 shows the configuration of the controller 2 of the AC motor control apparatus according to the third embodiment of the present invention.
  • This controller 2 has a partially different configuration from the controller 2 of FIG.
  • the configuration other than the controller 2 is the same as that of the first embodiment shown in FIG.
  • differences from the first embodiment will be described.
  • the controller 2 includes a carrier frequency setting unit 17C that changes and sets the carrier frequency fc based on the drive frequency of the PM motor 4 (FIG. 1), that is, the fundamental frequency f1.
  • the voltage corrector 104 changes and sets fc using a predetermined table or formula representing the relationship between f1 and fc.
  • the carrier frequency setting unit 17C fixes the carrier frequency fc to a constant value in a range where the fundamental frequency f1 is low and does not reach the upper limit of overmodulation substantially, and f1 becomes higher than a predetermined value and overmodulation occurs.
  • the carrier frequency fc is set higher than a certain value in a range where the upper limit of the above can be reached. According to the above equation (8), as the fundamental frequency f1 increases, the modulation factor limit value (upper limit) decreases. Therefore, by increasing the carrier frequency fc as the fundamental frequency f1 increases, the upper limit value of the modulation rate can be maintained at a desired magnitude.
  • the switching frequency of the semiconductor switching elements constituting the inverter main circuit decreases, so even if the carrier frequency is increased, the inverter power loss Can be suppressed.
  • the above-described carrier frequency setting unit 17C can ensure a desired modulation rate in overmodulation control even if the fundamental frequency f1 increases or decreases.
  • the carrier frequency setting unit 17C described above may be applied to the second embodiment. Also in this case, the above-described effects can be obtained.
  • overmodulation control is stabilized by limiting the amplitude of the voltage command.
  • the current control system may cause hunting. For example, when the voltage applied to the motor by the inverter is insufficient with respect to the induced voltage of the motor, a negative excitation current is generated.
  • a current controller (especially a d-axis current controller) operates to control this negative excitation current to zero.
  • PI control Since the integral value is accumulated in the integral term of the proportional integral controller), hunting may occur.
  • the current control is stabilized by adjusting the gain of the current controller.
  • FIG. 11 shows a configuration of a current control unit 5D of an AC motor control device according to a fourth embodiment of the present invention.
  • the current control unit 5D has a configuration different from that of the current control unit 5 in FIG.
  • the configuration other than the current control unit 5D is the same as that of the first embodiment.
  • differences from the first embodiment will be described.
  • a normal PI controller is applied to the q-axis current controller 9 that is a torque current controller, and a d-axis current controller 8D that is an excitation current controller is applied to the d-axis current controller 8D.
  • a controller having a frequency characteristic with a finite DC gain is applied.
  • the torque current deviation is controlled to zero by normal PI control.
  • a deviation remains in the d-axis current control, but since the DC gain is finite, hunting is suppressed and the control system can be stabilized.
  • the control system can be stabilized even when the above-described current control unit 5D repeats execution and release of voltage restriction.
  • the same current controller can perform stable control in both the normal region and the overmodulation region.
  • the above-described current control unit 5D can be applied to any of the first to third embodiments, and the above-described effects can be obtained in any case.
  • FIG. 12 shows a schematic configuration of an AC motor drive system according to the fifth embodiment of the present invention.
  • the AC motor drive system 23 includes a PM motor 4 that drives a load (not shown) (see, for example, sixth and seventh embodiments described later), a PM in which a rotor and a stator are stored.
  • An inverter 3 and a controller 2 housed in the housing of the motor 4 are provided.
  • the PM motor 4, the inverter 3 and the controller 2 are configured by any one of the AC motor control devices of the first to fourth embodiments.
  • the inverter 3 and the controller 2 are constituted by an integrated circuit and are mounted on the same substrate. This substrate is housed in the housing of the PM motor 4.
  • the output terminal of the inverter 3 located on the substrate and the three-phase AC terminal of the motor 4 are electrically connected by wiring in the housing of the PM motor 4.
  • a three-phase AC voltage (Vu, Vv, Vw) is applied to the PM motor 4 from the inverter 3.
  • a DC terminal for connecting the inverter 3 to the DC power source and a terminal for connecting a communication line used for communication between the controller 2 and the outside are provided on the substrate. Connected. The DC power supply line and the communication line are taken out of the PM motor 4.
  • the overmodulation control having high controllability and low noise can be achieved. It becomes possible to drive the motor.
  • the motor current can be reduced by actively using the overmodulation range, the amount of heat generated by the motor is reduced, and the motor can be downsized.
  • an AC motor drive system is constituted by a single motor, the AC motor drive system can be reduced in size.
  • FIG. 13 shows a configuration of a hydraulic drive system according to the sixth embodiment of the present invention.
  • This hydraulic drive system is used for transmission hydraulic pressure, brake hydraulic pressure and the like inside an automobile.
  • the oil pump 24 controls the hydraulic pressure of the hydraulic circuit 50.
  • the hydraulic circuit 50 includes a tank 51 that stores oil, a relief valve 52 that keeps the hydraulic pressure below a set value, a solenoid valve 53 that switches the hydraulic circuit, and a cylinder 54 that operates as a hydraulic actuator.
  • Oil pump 24 is driven by AC motor drive system 23 to generate hydraulic pressure and drive cylinder 54.
  • the load of the oil pump 24 changes, and a load disturbance occurs in the AC motor drive system 23.
  • a load more than several times may be applied to the steady-state pressure.
  • a robust hydraulic drive system that can increase the output of the motor by effectively utilizing overmodulation and can reliably continue the control of the hydraulic pressure even when subjected to a large load fluctuation is obtained. It is done.
  • AC motor drive system 23 is applied to drive an oil pump in this embodiment, but is not limited to this, and can also be applied to drive other liquid pumps such as a water pump.
  • FIG. 14 is a block diagram illustrating a configuration of a positioning device and a driving device thereof according to the seventh embodiment of the present invention.
  • the positioning device 70 is mechanically connected to the PM motor 4 as a load and is driven by the PM motor 4.
  • the positioning device 70 is a position setting device for an object whose position moves using, for example, a ball screw, and is controlled so that the setting position ⁇ matches the position command ⁇ *.
  • the driving device of the positioning device 70 any of the AC motor control devices of the first to fourth embodiments is applied.
  • the torque current command Iq * is created by the speed controller 1E.
  • the speed controller 1E calculates Iq * so that the deviation between the speed command ⁇ r * calculated by the subtractor 6E and the motor speed ⁇ 1 detected or estimated by the controller 2 approaches zero.
  • the speed command ⁇ r * is created by the position controller 71 which is a host control device.
  • the position controller 71 calculates the speed command ⁇ r * so that the deviation between the position command ⁇ * calculated by the subtractor 6E and the position ⁇ set by the positioning device 70 becomes zero.
  • the present embodiment since it is possible to effectively use the overmodulation region, it is possible to realize positioning control with higher response. In addition, since the occurrence of an unstable phenomenon during overmodulation is suppressed, the operation of the positioning device can be stabilized and the noise can be reduced.
  • the seventh embodiment described above may be applied to position control of an elevator car or the like.
  • synchronous PWM control may be applied.
  • IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • the application range of the AC motor control device is not limited to the above-described pumps (hydraulic pumps, water pumps) and positioning devices, but includes a wide range of compressors, spindle motors, air conditioning equipment, conveyors, elevators, extruders, machine tools, etc. .
  • AC motor drive system 24 ... Oil pump, 31 ... DC power supply 32 ... Inverter main circuit, 33 ... Gate driver, 34 ... Current detector, 50 ... Hydraulic circuit, 51 ... Tank, 52 ... Relief valve, 53 ... Solenoid valve, 54 ... Cylinder, 70 ... Positioning device, 71 ... Position Controller, 10 ... polar converter, 102 ... upper limiter, 103 ... inverse polar converter, 104 ... voltage corrector

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Abstract

高い制御性と、低騒音性とを有する過変調制御を可能にする。交流電動機の制御装置が、交流電動機４を駆動するインバータ３と、インバータ３をパルス幅変調によって制御する制御器２と、を備え、制御器２は、インバータ３を過変調制御する際に、パルス幅変調における電圧指令の振幅を、所定の上限値以下に制限する。

Description

交流電動機の制御装置および制御方法、並びに交流電動機駆動システム
　本発明は、交流電動機を駆動するインバータを過変調制御する交流電動機の制御装置および制御方法、並びに交流電動機駆動システムに関する。
　家電・産業・自動車などの分野では、ファンやポンプおよび圧縮機の回転速度制御、搬送機や昇降機の位置決め制御、電動パワーステアリングのトルク制御などに、モータ駆動装置が用いられている。これらの分野のモータ駆動装置では、小形・高効率の交流電動機である永久磁石型同期電動機（以下、「ＰＭモータ」と記す）が幅広く用いられている。
　ＰＭモータにおいては、トルクを発生させるのに必要な磁束を、回転子に取り付けられた永久磁石の磁束によって生成している。これにより、磁束を作るための電流が不要となり、銅損が大きく改善されるので、ＰＭモータは高効率を有する。
　永久磁石磁束をより有効に利用することで、ＰＭモータの効率はさらに改善される。しかし、永久磁石磁束を有効利用しようとすると、同時にＰＭモータの誘起電圧（速度起電圧）が増加する。この誘起電圧は、永久磁石磁束が固定子コイルへ鎖交することによって、原理的に発生する。従って、高効率にＰＭモータを駆動するには、できる限り高い電圧を出力できるインバータを用いることが望ましい。
　しかし、インバータの出力できる基本波電圧の大きさは、直流電源電圧によって制限される。特に高性能な制御方式であるベクトル制御を用いる場合には、インバータは正弦波状の電圧指令で駆動することが望ましく、その場合、直流電源電圧ＥＤＣに対して、インバータの最大出力電圧（基本波電圧）はＥＤＣとなる。
　インバータの最大出力電圧は、いわゆる過変調制御によりＥＤＣより大きくすることができる。この過変調制御においては、電圧指令（変調波信号）のピーク値付近でＰＷＭパルスのパルス幅を広げる。従って、過変調によって最も大きな電圧が出力される状態において、インバータの出力電圧波形は矩形波となる。このような過変調制御によって、実効的には、基本波電圧の大きさを、ＥＤＣに対して１０～２０％程度増大できる。
　前述の過変調制御に関する従来技術として、特許文献１，２および３に記載の技術が知られている。
　特許文献１に記載の技術では、非同期ＰＷＭ制御における過変調制御において、変調率をインバータの出力電圧指令に対して非直線的に変化させる。これにより、インバータの出力電圧を、出力電圧指令に対して、直線的に制御できる。
　特許文献２に記載の技術では、同期ＰＷＭ制御における過変調制御において、ｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を、相電圧指令１周期あたりの三角波キャリア数である同期数に応じて補正する。これにより、ビート現象を起こすことなく、パルス幅変調電圧の基本波振幅が電圧指令振幅とおりに制御できる。
　特許文献３に記載の技術では、インバータを電流制御（ＰＷＭ変調制御）から電圧制御（矩形波制御）へ切り換える際に、積分電流制御系の積分項を零に収束させて積分電流制御を中止するとともに、比例項を用いた比例電圧制御に切り換える。これにより、ＰＷＭ変調制御から矩形波制御へ滑らかに切り換えることができる。
特開平７－１９４１３０号公報 特許第５００２３４３号公報 特開２００２－３２５４９８号公報
　特許文献１の従来技術では、インバータの出力電圧指令１周期あたりの三角波キャリアの数が少なくなると、電圧指令に応じた基本波電圧が得られなくなり、制御性が低下する。また、非同期ＰＷＭ制御に伴い、ビート現象が発生し得る。
　特許文献２の従来技術では、同期ＰＷＭ制御によって、ビート現象を回避できる反面、基本波周波数に対して、電圧指令信号の周期がキャリア信号の周期の整数倍になるようにキャリア信号の周波数を切り換える。このため、キャリア信号の周波数切り換えに伴う電磁騒音の変化が不快感を生じる怖れが有る。また、キャリア周波数と電流制御周期はリンクしているため、制御応答の設定の自由度が制限される。このため、制御性が低下する。また、キャリア周波数と基本波周波数の比率を切り替える際に、トルクショックが生じる怖れが有る。
　特許文献３の従来技術では、電流制御系の応答性が低下すると共に、電圧制限にかかった場合と、そうでない場合が繰り返されるような用途では、制御の安定性が低くなる。
　そこで、本発明は、高い制御性と、低騒音性とを有する過変調制御が可能な交流電動機の制御装置を提供する。
　上記課題を解決するために、本発明による交流電動機の制御装置は、交流電動機を駆動するインバータと、インバータをパルス幅変調によって制御する制御器と、を備えるものであって、制御器は、インバータを過変調制御する際に、パルス幅変調における電圧指令の振幅を、所定の上限値以下に制限する。
　また、上記課題を解決するために、本発明による交流電動機の制御方法は、交流電動機を駆動するインバータをパルス幅変調によって制御し、インバータを過変調制御する際に、パルス幅変調における電圧指令の振幅を、所定の上限値以下に制限する。
　また、上記課題を解決するために、本発明による交流電動機駆動システムは、負荷を駆動する交流電動機と、交流電動機を駆動するインバータと、インバータをパルス幅変調によって制御する制御器と、を備えるものであって、制御器は、インバータを過変調制御する際に、パルス幅変調における電圧指令の振幅を、所定の上限値以下に制限する。
　本発明によれば、インバータを過変調制御する際に、パルス幅変調における電圧指令の振幅を、所定の上限値以下に制限することにより、高い制御性と、低騒音性とを有する過変調制御が可能になる。
　上記した以外の課題、構成および効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。
第１の実施形態である交流電動機の制御装置の構成を示す。 電圧指令制限部の演算動作を示すベクトル図である。 三角波キャリアと電圧指令、ＰＷＭパルス列、並びにＵ相－Ｖ相間の線間電圧の各波形を示す。 三角波キャリアと電圧指令、ＰＷＭパルス列、並びにＵ相－Ｖ相間の線間電圧の各波形を示す。 三角波キャリアと基本波の交点の変化を示す。 三相電圧指令、三次調波が重畳された三相電圧指令およびキャリアの波形を示す。 キャリアと基本波の傾きの関係の一例を示す。 キャリアと基本波の傾きの関係の一例を示す。 第２の実施形態である交流電動機の制御装置の電圧制限部の構成を示す。 第３の実施形態である交流電動機の制御装置の制御器の構成を示す。 第４の実施形態である交流電動機の制御装置の電流制御部の構成を示す。 第５の実施形態である交流電動機駆動システムの概略構成を示す。 第６の実施形態である油圧駆動システムの構成を示す。 第７の実施形態である位置決め装置およびその駆動装置の構成を示すブロック図である。
　以下、本発明の実施形態について、図面を用いて説明する。なお、各図において、参照番号が同一のものは同一の構成要件あるいは類似の機能を備えた構成要件を示している。
　（第１の実施形態）
　図１～８を用いて、本発明の第１の実施形態について説明する。
　図１は、本発明の第１の実施形態である交流電動機の制御装置の構成を示す。
　図１に示すように、本実施形態は、三相の永久磁石同期電動機（以下「ＰＭモータ」と略記）４に三相交流電力を与えてＰＭモータ４を駆動するインバータ３と、Ｉｑ＊発生器１が出力するトルク電流指令Ｉｑ＊に基づいてインバータ３を制御する制御器２を含む。インバータ３は、直流電源３１と、直流電源３１の直流電力を三相交流電力に変換してＰＭモータ４へ出力するインバータ主回路３２を有する。
　ＰＭモータ４は、インバータから出力される三相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが印加されると、固定子巻線によって発生する回転磁界と回転子が備える永久磁石との間における磁力によって回転駆動される。
　なお、本実施形態においては、駆動される交流電動機がＰＭモータであるが、これに限らず、他の種類の交流電動機、例えば誘導電動機や巻線界磁型同期電動機であっても良い。
　インバータ主回路３２は、６個の半導体スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎ（図１ではＭＯＳＦＥＴ）からなる三相ブリッジ回路によって構成される。これら６個の半導体スイッチング素子が、制御器２が作成する制御信号に応じてインバータ３が備えるゲート・ドライバ３３が出力するゲート駆動信号によってオン・オフ制御されることにより、直流電源３１の直流電力が三相交流電力に変換される。なお、制御器２は、インバータ３が備える電流検出器３４、例えばシャント抵抗によって検出される直流母線電流Ｉ０に基づいて、電流制御を実行する。
　Ｉｑ＊発生器１は、ＰＭモータ４のトルク電流指令Ｉｑ＊を生成するが、制御器２の上位の制御器に相当する。たとえば、Ｉｑ＊発生器１は、ＰＭモータ４の回転速度を制御する速度制御器として機能したり、ポンプなどの負荷装置の状態に応じてＰＭモータ４のトルクを制御するトルク制御器として機能したりする。
　制御器２は、ＰＭモータ４のベクトル制御を実行する。制御器２は、トルク電流Ｉｑと励磁電流Ｉｄを制御する電流制御部５、電流制御部５からの出力であるｄｑ座標上の電圧指令Ｖｄ０，Ｖｑ０に制限を設ける電圧制限部１０、電圧制限されたｄｑ座標上の電圧指令Ｖｄ１，Ｖｑ１を、三相交流電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換するｄｑ逆変換器１１、三相交流電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに三次調波を加算し、電圧利用率を改善する三次調波加算器１２、三次調波加算器１２の出力ＶｕＨ，ＶｖＨ，ＶｗＨに基づいて、インバータ３を駆動するゲートパルス信号をパルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）によって作成するパルス幅変調器（ＰＷＭ）１３、インバータ３の直流母線電流Ｉ０から三相交流電流Ｉｕｃ，Ｉｖｃ，Ｉｗｃを再現する電流再現器１４、再現された三相交流電流Ｉｕｃ，Ｉｖｃ，ＩｗｃをＰＭモータ４の回転子座標軸であるｄｑ座標軸の値Ｉｄ，Ｉｑに変換するｄｑ変換器１５、ＰＭモータ４の回転速度・回転位相角を演算する速度・位相演算器１６、パルス幅変調を行う際のキャリア周波数ｆｃを設定するキャリア周波数設定器１７を備えている。
　電流制御部５は、信号の加算器６、ＰＭモータ４への励磁電流指令Ｉｄ＊を与えるＩｄ＊発生器７、励磁電流（ｄ軸電流）を制御するｄ軸電流制御器（ＩｄＡＣＲ）８、トルク電流（ｑ軸電流）を制御するｑ軸電流制御器（ＩｑＡＣＲ）９を備えている。電流制御部５におけるｄ軸電流制御器（ＩｄＡＣＲ）８は、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊とｄ軸電流値Ｉｄとの差分が零となるように、すなわちＩｄがＩｄ＊に近づくようにｄ軸電圧指令Ｖｄ０を作成する。また、電流制御部５におけるｑ軸電流制御器（ＩｑＡＣＲ）９は、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊とｑ軸電流値Ｉｑとの差分が零となるように、すなわちＩｑがＩｑ＊に近づくようにｑ軸電圧指令Ｖｑ０を作成する。
　本実施形態では、ＰＭモータ４の相電流の検出は、直流母線電流Ｉ０を電流検出器３４によって検出し、制御器２内部の電流再現器１４にて相電流を再現しているが、相電流センサを用いて、直接、相電流を検出してもよい。なお、電流再現器１４においては、公知の１シャント方式が適用される。また、速度・位相演算器１６は、回転位相・速度センサを用いる場合には、センサ信号の処理部であり、位置・速度センサレスの場合には、位置・速度推定部である。
　次に、本実施形態の一特徴部である電圧制限部１０の動作について説明する。
　電圧制限部１０は、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄ０，Ｖｑ０を、極座標における振幅Ｖ１および位相δへ変換する極座標変換器１０１、振幅Ｖ１に制限を与える上限リミッタ１０２、上限リミッタ１０２の出力値Ｖ１Ｌおよび極座標変換器１０１が出力する位相δをｄｑ座標における電圧値Ｖｄ１，Ｖｑ１へ変換する逆極座標変換器１０３を備える。
　極座標変換器１０１は、振幅Ｖ１と位相δを、電流制御部５の演算した電圧指令Ｖｄ０，Ｖｑ０を用いて、式（１）によって求める。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 　上限リミッタ１０２は、Ｖ１が、予め設定される制限値Ｖ１ＭＡＸを超えていない場合、式（１）によって求められたＶ１をそのまま出力する（Ｖ１Ｌ＝Ｖ１）。従って、この場合、逆極座標変換器１０３が出力する電圧指令Ｖｄ１，Ｖｑ１は、それぞれ、もとの電圧指令Ｖｄ０，Ｖｑ０に等しい。また、Ｖ１がＶ１ＭＡＸ超えている場合、上限リミッタ１０２は、Ｖ１をＶ１ＭＡＸに制限して出力する（Ｖ１Ｌ＝Ｖ１ＭＡＸ）。この場合、逆極座標変換器１０３は、もとの電圧指令Ｖｄ０，Ｖｑ０とは異なる新たな電圧指令Ｖｄ１，Ｖｑ１を出力する。
　図２は、電圧制限部１０の演算動作を示すベクトル図である。図２では、破線で描かれた円が電圧を制限する範囲であり、この円内に電圧指令は制限される。すなわち、この縁の半径の大きさは、制限値Ｖ１ＭＡＸの大きさに等しい。
　図２中の左図においては、式（１）により求めたＶ１が制限Ｖ１ＭＡＸを超えている（Ｖ１＞Ｖ１ＭＡＸ）。この場合、右図が示すように、位相δは変えずに、振幅をＶ１からＶ１ＭＡＸにして、ベクトル（Ｖ１ＭＡＸ，δ）のｄｑ軸成分である電圧指令Ｖｄ１（＝Ｖ１ＭＡＸ・ｃｏｓδ），Ｖｑ１（＝Ｖ１ＭＡＸ・ｓｉｎδ）が演算される。
　次に、電圧制限値と過変調の関係について説明する。
　図３、図４は、三角波キャリア（以下、「キャリア」と記す）と三相の電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ、これらに基づいてパルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）によって生成されるＰＷＭパルス列ＰＵ，ＰＶ，ＰＷ、並びにＵ相－Ｖ相間の線間電圧の各波形を示す。図３は、変調率（電圧指令の振幅／キャリア波の振幅）が１より小さい、通常のＰＷＭ制御の場合である。また、図４は、変調率が１より大きな、過変調ＰＷＭ制御の場合である。図３と図４を比較すると判るように、過変調の場合、ＰＵ，ＰＶ，ＰＷは、波形の一部が連続してパルス幅が広がる。このため、波形のひずみが増加するけれども、ＰＷＭ波形に含まれる基本波成分が増加するため、出力電圧が増大する。
　本実施形態においては、過変調の程度が、電圧制限部１０に予め設定される制限値Ｖ１ＭＡＸによって制限される。
　次に、本発明者の検討により見いだされた過変調動作時の問題点、並びに制限値Ｖ１ＭＡＸを用いる解決手段について説明する。
　図５は、キャリア周波数を一定として、すなわち非同期ＰＷＭ制御において、基本波の電圧指令の振幅を変えた時の、三角波キャリアと基本波の交点の変化を示す。
　図５に示すように、通常動作領域（変調率＜１）では（図５の上段）、キャリアの半周期（正のピークと負のピークとの間）において、必ず基本波とキャリアの交点があり、そこでパルス信号の符号が切り替わる。ここで、パルスの符号の切り替りは、図３中のＰＷＭパルス列のHighからLowへの切り替わり、もしくはLowからHighへの切り替わりに対応する。
　変調率を徐々に上げ、過変調域（変調率＞１）に入ると（図５の中段）、基本波とキャリアの交点の数は減少する。ただし、基本波の零クロス点を含むキャリア半周期では、交点が得られている。これによって、ＰＷＭパルス波形の正側と負側のバランスが取られている。従って、基本波のひずみは生じるものの、ビート現象のような不安定な出力（電流・電圧）波形は生じにくい。
　さらに変調率を上げると（図５の下段）、基本波の零クロス点を含むキャリア半周期でも、基本波とキャリアとの交点が生じない場合が生じる。これは、零クロス点付近における基本波の傾きが、キャリアの傾きよりも急峻に変化しているためである。基本波とキャリアの比較によるＰＷＭ制御は、キャリアの変化に対し、基本波が十分緩やかに変化するという条件のもとで有効であり、通常動作領域ではそのような条件が満たされている。しかし、変調率が過大になると、そのような条件が成立しなくなる。この結果、ＰＷＭパルス波形の正側と負側のバランスが損なわれ、出力（電流・電圧）波形に、基本波よりも低周波の脈動（ビート）が生じ、制御系全体が不安定となる。
　上述のような過変調における問題点の検討から、本実施形態では、基本波の変化率とキャリアの変化率の大小関係に基づいて過変調の度合いを制限する手段により、過変調制御を安定化する。以下、本手段について説明する。
　図６は、本実施形態における三相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ、三次調波が重畳された三相電圧指令ＶｕＨ，ＶｖＨ，ＶｗＨ、およびキャリアの波形を示す。
　三相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが純粋な（歪の無い）正弦波である場合、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの傾きは、零クロス点において最も急峻になる（図６上段）。まず、Ｕ相の電圧指令Ｖｕを式（２）で表す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 　ここで、ＥＤＣは直流電源電圧［Ｖ］、Ｋｈは変調率、ωは電気角周波数［ｒａｄ／ｓ］を表す。
　式（２）より、Ｖｕの傾きは式（３）によって表わされる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 　また、本実施形態では、電圧利用率を向上するために、三次調波加算器１２（図１）によって、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに三次調波が加算される（図６中段）。なお、三次調波加算は公知の技術である。式（２）で表されるＵ相電圧指令Ｖｕに三次調波が加算されたＵ相電圧指令ＶｕＨ（ただし、ωｔは±３０度範囲）は、式（４）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
 　式（４）より、ＶｕＨの傾きは式（５）によって表わされる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
 　ここで、ｆ１は、ＰＭモータ４の駆動周波数すなわち基本波周波数［Ｈｚ］である（ω＝２πｆ１）。
　図６（下段）に示すような波形から、キャリア（Ｃｆｃ）の傾きは式（６）によって表わされる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
 　ここで、Ｔｃはキャリア周期［ｓｅｃ－１］、ｆｃはキャリア周波数［Ｈｚ｝である。
　式（５）および（６）から、電圧指令の傾きがキャリアの傾きよりも小さくなる条件は、式（７）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
 　式（７）が表すように、キャリア周波数ｆｃが高いほど、また、基本波周波数ｆ１が低いほど、変調率Ｋｈの上限、すなわち最大電圧の制限値を大きくすることができる。式（７）によれば、Ｋｈの制限値ＫｈＭＡＸは、式（８）によって表わされる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
 　なお、三次調波が加算されない場合は、ＫｈＭＡＸ＝（２／π）（ｆｃ／ｆ１）となるが、ＫｈＭＡＸが（ｆｃ／ｆ１）に比例する点は、同様である。
　図７および図８は、キャリアと基本波の傾きの関係の一例を示す。図７においては、キャリア周波数ｆｃ＝１２ｋＨｚ、基本波周波数ｆ１＝１７５Ｈｚであり、図８においては、キャリア周波数ｆｃ＝１．６１ｋＨｚ、基本波周波数ｆ１＝１７５Ｈｚである。
　図７が示すように、基本波の傾きは、変調率Ｋｈが大きくなると大きくなり、式（７）が示す過変調の限界点であるＫｈ＝２９．１になると、キャリアの傾きに一致する。
　また、図８に示すように、図７よりもキャリア周波数を低くすると（１２ｋＨｚ→１．６１ｋＨｚ）、過変調の限界点はＫｈ＝３．９０まで低下する（図７ではＫｈ＝２９．１が限界点）。
　上記のような手段に基づいて、電圧制限部１０（図１）は、キャリア周波数設定器１７（図１）によって設定されるキャリア周波数ｆｃと、速度・位相演算器１６（図１）によって演算される基本波周波数ｆ１とに基づいて、式（８）によって変調率の制限値ＫｈＭＡＸを算出し、変調率Ｋｈが制限値ＫｈＭＡＸ以下になるように電圧指令の振幅Ｖ１の制限値Ｖ１ＭＡＸを設定する。
　なお、Ｖ１ＭＡＸとＫｈＭＡＸの関係は、式（９）によって表わされる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
 　なお、式（９）は、三次調波加算を用いる場合であり、かつ、ｄｑ変換に相対変換を用いる場合である。よって、式（８）あるいは（９）に基づいて、電圧指令の大きさを制限することにより、非同期ＰＷＭ制御であっても、安定な過変調制御が可能になる。従って、同期ＰＷＭ制御におけるキャリア周波数の変化に伴う、電磁騒音や電流リプルの増加のような不具合は生じにくくなる。また、キャリア周波数を過変調域でも一定にできるため、過変調域および通常領域のいずれにおいても、高応答な制御が実現できる。
　上述のように、本発明の第一の実施形態によれば、交流電動機の制御装置の過変調制御において、高い制御性と、低騒音性とが得られる。
　（第２の実施形態）
　図９は、本発明の第２の実施形態である交流電動機の制御装置の電圧制限部１０Ｂの構成を示す。この電圧制限部１０Ｂは、図１の電圧制限部１０とは異なる構成を有する。なお、電圧制限部１０Ｂ以外の構成は、図１に示す第１の実施形態と同様である。以下、第１の実施形態とは異なる点について説明する。
　図９に示すように、電圧制限部１０Ｂは、極座標変換器１０１の出力である電圧指令振幅Ｖ１に対して電圧補正を行う電圧補正器１０４を備えている。電圧補正器１０４は、過変調域における電圧指令振幅（Ｖ１）と、インバータ３の出力電圧すなわち実際にモータに加わる電圧（Ｖ１Ｍ）との関係における非線形性に基づいて、Ｖ１を補正する。なお、電圧補正器１０４は、Ｖ１とＶ１Ｍの関係を表す所定のテーブルあるいは数式を用いて補正を実行する。
　第２の実施形態によれば、第１の実施形態と同様に、交流電動機の制御装置の過変調制御において、高い制御性と、低騒音性とが得られる。さらに、上述の電圧補正器１０４により、過変調域の電圧指令振幅とインバータ出力電圧との誤差が低減されるので、高精度の過変調制御が可能になる。
　（第３の実施形態）
　図１０は、本発明の第３の実施形態である交流電動機の制御装置の制御器２の構成を示す。この制御器２は、図１の制御器２とは一部異なる構成を有する。なお、制御器２以外の構成は、図１に示す第１の実施形態と同様である。以下、第１の実施形態とは異なる点について説明する。
　図１０に示すように、制御器２は、ＰＭモータ４（図１）の駆動周波数すなわち基本波周波数ｆ１に基づいて、キャリア周波数ｆｃを変更かつ設定するキャリア周波数設定器１７Ｃを備えている。なお、電圧補正器１０４は、ｆ１とｆｃの関係を表す所定のテーブルあるいは数式を用いてｆｃを変更して設定する。
　キャリア周波数設定器１７Ｃは、基本波周波数ｆ１が低く、実質的に過変調の上限には到達することがない範囲ではキャリア周波数ｆｃを一定値に固定し、ｆ１が所定値よりも高くなり過変調の上限に到達し得る範囲ではキャリア周波数ｆｃを一定値よりも高くする。前述の式（８）によれば、基本波周波数ｆ１が高くなると、変調率の制限値（上限値）は低下する。従って、基本波周波数ｆ１の増加に伴い、キャリア周波数ｆｃを増加させることにより、変調率の上限値を所望の大きさに保持することができる。
　なお、前述の図３および図４を比較すると判るように、過変調域では、インバータ主回路を構成する半導体スイッチング素子のスイッチング回数が低下するため、キャリア周波数を高くしても、インバータの電力損失の増加を抑えることができる。
　第３の実施形態によれば、第１の実施形態と同様に、交流電動機の制御装置の過変調制御において、高い制御性と、低騒音性とが得られる。さらに、上述のキャリア周波数設定器１７Ｃにより、基本波周波数ｆ１が増減しても、過変調制御における所望の変調率を確保することができる。
　なお、上述のキャリア周波数設定器１７Ｃは、第２の実施形態に適用しても良い。この場合も、上述した効果が得られる。
　（第４の実施形態）
　上述の第１～３の実施形態では、電圧指令の振幅を制限することにより、過変調制御が安定化されている。この時、電流制御系がハンチングを起こす可能性がある。例えば、モータの誘起電圧に対して、インバータによるモータへの印加電圧が不足すると、負の励磁電流が発生する。この負の励磁電流を零に制御しようとして電流制御器（特にｄ軸電流制御器）が動作するが、この時、電圧指令の振幅が制限値にかかっていると、電流制御器におけるＰＩ制御（比例積分制御器）の積分項に積分値が蓄積されるため、ハンチングを起こす可能性がある。
　これに対し、前述の特許文献３に示されているような積分電流制御系の積分項を零に収束させて積分電流制御を中止する手段を適用することが考えられる。しかし、電圧指令の振幅が電圧制限値に近い場合、電圧指令の振幅が電圧制限値に制限されたり制限されなかったりするため、制御系が安定化しない怖れがある。これに対し、電圧制限の有無に関わらず、一つの手段で電流制御を連続的に行う方が制御系は安定化する。
　そこで、第４の実施形態では、次に説明するように、電流制御器のゲインを調整することにより、電流制御を安定化する。
　図１１は、本発明の第４の実施形態である交流電動機の制御装置の電流制御部５Ｄの構成を示す。この電流制御部５Ｄは、図１の電流制御部５とは異なる構成を有する。なお、電流制御部５Ｄ以外の構成は、第１の実施形態と同様である。以下、第１の実施形態とは異なる点について説明する。
　図１１に示すように、本実施形態においては、トルク電流制御器であるｑ軸電流制御器９には通常のＰＩ制御器が適用され、励磁電流制御器であるｄ軸電流制御器８Ｄには、通常のＰＩ制御器とは異なり、直流ゲインが有限である周波数特性を有する制御器が適用される。
　通常の電流制御器としては、定常誤差を零にするために、直流ゲインが無限大であるＰＩ制御器が適用される。しかし、電圧制限にかかると、前述のハンチングが生じる可能性が有る。そこで、本実施形態では、ｄ軸電流制御器８Ｄの直流ゲインを有限とし、定常偏差を残すようにする。なお、定常偏差は残るものの、その値は、直流ゲイン（ω＝０）の値の調整によって、適宜設定することができる。
　ここで、本実施形態では、過変調域においてトルク制御を優先させるために、ｑ軸電流制御においては、通常のＰＩ制御によりトルク電流偏差は零に制御する。これに対し、ｄ軸電流制御においては偏差が残ることになるが、直流ゲインが有限であるためハンチングが抑制され、制御系を安定化することができる。
　第４の実施形態によれば、第１の実施形態と同様に、交流電動機の制御装置の過変調制御において、高い制御性と、低騒音性とが得られる。さらに、上述の電流制御部５Ｄによって、電圧制限の実行および解除が繰り返されても、制御系を安定化することができる。また、同じ電流制御器によって、通常領域と過変調領域の両方において安定した制御を行える。
　なお、上述の電流制御部５Ｄは、第１～３の実施形態のいずれにも適用することができ、いずれの場合も上述の効果が得られる。
　（第５の実施形態）
　図１２は、本発明の第５の実施形態である交流電動機駆動システムの概略構成を示す。
　図１２に示すように、交流電動機駆動システム２３は、図示しない負荷（例えば、後述の第６，７の実施例を参照）を駆動するＰＭモータ４と、回転子および固定子が格納されるＰＭモータ４の筐体内に収納されるインバータ３および制御器２を備えている。ＰＭモータ４と、インバータ３および制御器２は、第１～４の実施形態の交流電動機の制御装置のいずれかによって構成される。
　本実施形態では、インバータ３および制御器２は集積回路によって構成され、同じ基板上に搭載される。この基板が、ＰＭモータ４の筐体内に収納される。
　基板上に位置するインバータ３の出力端子とモータ４の三相交流端子は、ＰＭモータ４の筐体内において、配線によって電気的に接続される。これにより、ＰＭモータ４にインバータ３から三相交流電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）が印加される。また、インバータ３を直流電源に接続するための直流端子、並びに、制御器２と外部との通信に用いる通信線を接続するための端子が基板上に設けられ、それぞれ直流電源線並びに通信線が接続される。直流電源線並びに通信線は、ＰＭモータ４外に取り出される。
　第５の実施形態によれば、モータを直流電源に接続し、外部から通信線を介してトルク電流指令Ｉｑ＊をモータに与えれば、高い制御性と、低騒音性とを有する過変調制御によってモータを駆動することが可能になる。また、過変調域を積極的に使用して、モータ電流を低減できるので、モータの発熱量が少なくなり、モータを小型化できる。
　また、モータおよびその制御装置が一体化され、いわば一個のモータによって交流電動機駆動システムが構成されるので、交流電動機駆動システムを小型化することができる。
　（第６の実施形態）
　図１３は、本発明の第６の実施形態である油圧駆動システムの構成を示す。この油圧駆動システムは、自動車内部のトランスミッション油圧やブレーキ油圧などに用いられる。
　本実施形態においては、ＰＭモータ４によってオイルポンプ２４を駆動するために、前述の第５の実施形態による交流電動機駆動システム２３（図１２）が適用される。オイルポンプ２４によって、油圧回路５０の油圧を制御する。油圧回路５０は、油を貯蔵するタンク５１、油圧を設定値以下に保つリリーフバルブ５２、油圧回路を切り替えるソレノイドバルブ５３、油圧アクチュエータとして動作するシリンダ５４を備えている。
　オイルポンプ２４は、交流電動機駆動システム２３によって駆動されて油圧を生成し、シリンダ５４を駆動する。油圧回路５０では、ソレノイドバルブ５３により回路が切り替わることで、オイルポンプ２４の負荷が変化し、交流電動機駆動システム２３に負荷外乱が発生する。油圧回路５０では、定常状態の圧力に対し、数倍以上の負荷が加わることもある。これに対し、本実施形態によれば、過変調を有効利用することでモータの出力アップが可能であり、大きな負荷変動を受けても油圧の制御を確実に継続できるロバストな油圧駆動システムが得られる。
　交流電動機駆動システム２３は、本実施形態においては、オイルポンプの駆動に適用されるが、これに限らず、水ポンプなどの他の液体ポンプの駆動にも適用できる。
　（第７の実施形態）
　図１４は、本発明の第７の実施形態である位置決め装置およびその駆動装置の構成を示すブロック図である。
　図１４に示すように、位置決め装置７０が、負荷としてＰＭモータ４に機械的に接続され、ＰＭモータ４によって駆動される。位置決め装置７０は、例えばボールねじなどを利用した、位置が移動する物体の位置設定装置であり、設定位置θが位置指令θ＊に合うように制御される。なお、位置決め装置７０の駆動装置としては、第１～４の実施形態の交流電動機の制御装置のいずれかが適用される。
　本実施形態においては、トルク電流指令Ｉｑ＊は速度制御器１Ｅによって作成される。速度制御器１Ｅは、減算器６Ｅによって算出される、速度指令ωｒ＊と制御器２によって検出あるいは推定されるモータ速度ω１との偏差が、零に近づくように、Ｉｑ＊を演算する。速度指令ωｒ＊は、上位の制御装置である位置制御器７１によって作成される。位置制御器７１は、減算器６Ｅによって算出される、位置指令θ＊と位置決め装置７０により設定される位置θとの偏差が、零になるように、速度指令ωｒ＊を演算する。
　本実施形態によれば、過変調域を有効に活用することが可能であるため、より高応答な位置決め制御が実現できる。また、過変調時における不安定現象の発生が抑制されるため、位置決め装置の動作が安定化されるとともに静音化することができる。
　上述の第７の実施形態は、エレベータの乗りかごなどの位置制御に適用しても良い。
　なお、本発明は前述した実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、前述した実施形態は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置き換えをすることが可能である。
　例えば、上記実施形態においては、同期式ＰＷＭ制御を適用しても良い。また、インバータ回路を構成する半導体スイッチング素子として、ＭＯＳＦＥＴのほか、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などを適用しても良い。
　また、交流電動機の制御装置の適用範囲は、上述のポンプ（油圧ポンプ、水ポンプ）や位置決め装置に限らず、圧縮機、スピンドルモータ、冷暖房機器、コンベア、昇降機、押し出し機、工作機械など多岐にわたる。
１…Ｉｑ＊発生器、１Ｅ…速度制御器、２…制御器、３…インバータ、４…ＰＭモータ、５，５Ｄ…電流制御部、６…加算器、６Ｅ…減算器、７…Ｉｄ＊発生器、８，８Ｄ…ｄ軸電流制御器、９…ｑ軸電流制御器、１０，１０Ｂ…電圧制限部、１１…ｄｑ逆変換器、１２…三次調波加算器、１３…パルス幅変調器、１４…電流再現器、１５…ｄｑ変換器、１６…速度・位相演算器、１７…キャリア周波数設定器、１７Ｃ…キャリア周波数設定器、２３…交流電動機駆動システム、２４…オイルポンプ、３１…直流電源、３２…インバータ主回路、３３…ゲート・ドライバ、３４…電流検出器、５０…油圧回路、５１…タンク、５２…リリーフバルブ、５３…ソレノイドバルブ、５４…シリンダ、７０…位置決め装置、７１…位置制御器、１０１…極座標変換器、１０２…上限リミッタ、１０３…逆極座標変換器、１０４…電圧補正器

Claims (13)

  1. 　交流電動機を駆動するインバータと、
    　前記インバータをパルス幅変調によって制御する制御器と、
    を備える交流電動機の制御装置において、
    　前記制御器は、
    　前記インバータを過変調制御する際に、前記パルス幅変調における電圧指令の振幅を、所定の上限値以下に制限することを特徴とする交流電動機の制御装置。
  2. 　請求項１に記載の交流電動機の制御装置において、
    　前記所定の上限値は、前記パルス幅変調におけるキャリア周波数および前記交流電動機の駆動周波数の少なくとも一方に応じて設定されることを特徴とする交流電動機の制御装置。
  3. 　請求項１に記載の交流電動機の制御装置において、
    　前記パルス幅変調におけるキャリア周波数を一定とし、
    　前記所定の上限値は、前記交流電動機の駆動周波数に応じて設定されることを特徴とする交流電動機の制御装置。
  4. 　請求項１に記載の交流電動機の制御装置において、
    　前記電圧指令の振幅が前記上限値である場合、前記電圧指令の零クロス点における傾きと、前記パルス幅変調におけるキャリアの傾きとが等しくなることを特徴とする交流電動機の制御装置。
  5. 　請求項１に記載の交流電動機の制御装置において、
    　変調率Ｋｈ、前記パルス幅変調のキャリア周波数ｆｃ、および前記交流電動機の駆動周波数ｆ１の関係が式（１）によって表わされることを特徴とする交流電動機の制御装置。
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
  6. 　請求項１に記載の交流電動機の制御装置において、
    　前記制御器は、
    　前記過変調制御における前記電圧指令の振幅と前記インバータの出力電圧との間の非線形な関係に基づいて、前記電圧指令の振幅を補正することを特徴とする交流電動機の制御装置。
  7. 　請求項１に記載の交流電動機の制御装置において、
    　前記制御器は、
    　前記パルス幅変調におけるキャリア周波数を、前記交流電動機の駆動周波数が所定値までは一定値とし、前記交流電動機の駆動周波数が所定値を超えたら前記一定値よりも増加することを特徴とする交流電動機の制御装置。
  8. 　請求項１に記載の交流電動機の制御装置において、
    　前記制御器は、
    　前記インバータの出力電流のトルク成分を制御するトルク電流制御器と、
    　前記インバータの出力電流の励磁成分を制御する励磁電流制御器と、
    を備え、
    　前記励磁電流制御器の直流ゲインが有限であることを特徴とする交流電動機の制御装置。
  9. 　交流電動機を駆動するインバータをパルス幅変調によって制御する交流電動機の制御方法において、
    　前記インバータを過変調制御する際に、前記パルス幅変調における電圧指令の振幅を、所定の上限値以下に制限することを特徴とする交流電動機の制御方法。
  10. 　負荷を駆動する交流電動機と、
    　前記交流電動機を駆動するインバータと、
    　前記インバータをパルス幅変調によって制御する制御器と、
    を備える交流電動機駆動システムにおいて、
    　前記制御器は、
    　前記インバータを過変調制御する際に、前記パルス幅変調における電圧指令の振幅を、所定の上限値以下に制限することを特徴とする交流電動機駆動システム。
  11. 　請求項１０に記載の交流電動機駆動システムにおいて、
    　前記インバータおよび前記制御器が、前記交流電動機の筐体内に格納されることを特徴とする交流電動機駆動システム。
  12. 　請求項１０に記載の交流電動機駆動システムにおいて、
    　前記負荷が液体用ポンプであることを特徴とする交流電動機駆動システム。
  13. 　請求項１０に記載の交流電動機駆動システムにおいて、
    　前記負荷が移動物体であり、前記制御器は前記移動物体の位置を制御すること特徴とする交流電動機駆動システム。
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