JP3939481B2 - 交流モータの制御装置 - Google Patents
交流モータの制御装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3939481B2 JP3939481B2 JP2000000524A JP2000000524A JP3939481B2 JP 3939481 B2 JP3939481 B2 JP 3939481B2 JP 2000000524 A JP2000000524 A JP 2000000524A JP 2000000524 A JP2000000524 A JP 2000000524A JP 3939481 B2 JP3939481 B2 JP 3939481B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- axis
- current
- voltage command
- motor
- phase
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Classifications
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
- Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
- Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
- Y02T10/72—Electric energy management in electromobility
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流モータをベクトル制御する交流モータの制御装置に関し、特に、電力変換装置から交流モータへ供給される交流電力を制御する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、例えば特開平９−３０８３００号公報に開示された交流モータの制御装置のように、界磁に永久磁石を利用する永久磁石式モータのような交流モータにおいて、交流モータの電機子に流れる電流を測定して、この測定値を回転子に同期して回転する直交座標、すなわちｄｑ座標系に変換して、このｄｑ座標上で電流の指令値と測定値との偏差がゼロとなるようにフィードバック制御を行う交流モータの制御装置が知られている。
このような交流モータの制御装置では、ｄｑ座標上での電流の指令値と測定値との各偏差Δｉｄ，Δｉｑから、例えばＰＩ動作によりｄｑ座標上でのｄ軸電圧指令値＊Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値＊Ｖｑが演算され、次に、これらのｄ軸電圧指令値＊Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値＊Ｖｑから、交流モータの各相、例えばＵ相，Ｖ相，Ｗ相の３相に供給される相電圧に対する各電圧指令値＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗが演算される。そして、これらの各電圧指令値＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗが、例えばＩＧＢＴ等のスイッチング素子からなるインバータにスイッチング指令として入力され、これらのスイッチング指令に応じてインバータから交流モータを駆動するための交流電力が出力される。
ここで、インバータには、例えばバッテリ等からなる直流電源が備えられており、インバータから交流モータに供給可能な最大電圧は、この直流電源からの直流電圧により制限を受ける。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記従来技術の一例に係る交流モータの制御装置においては、例えば永久磁石式モータの回転子が回転することによって、固定子の固定子コイル内を貫く永久磁石の界磁磁束に磁束密度の変化が生じて、コイル電流の供給電圧を打ち消すような逆起電圧が発生する。この逆起電圧は回転子の回転数に比例して増大し、コイル電流の供給電圧、つまりインバータから交流モータに供給可能な最大電圧に等しくなると、コイル電流がゼロになると共に回転トルクもゼロになる。
この回転子の回転数当たりの逆起電圧、つまり逆起電圧定数は、例えば回転子や固定子及び固定子コイル等の構成によって固有な値となる。従って、逆起電圧定数が大きな交流モータにおいて、特に高回転数領域で所望のトルクを発生させるためには、例えばインバータから交流モータに供給可能な最大電圧を大きくすれば良いが、この場合、バッテリ等の直流電源及びインバータの容量を増大させる必要があり、装置が大型化してしまうという問題が生じる。
【０００４】
また、等価的に界磁の磁束を弱めることによって、交流モータの逆起電圧がインバータから交流モータに供給可能な最大電圧を超える領域まで運転可能な回転数の範囲を拡大したり、発生可能なトルクを増大したり、高効率での運転が可能な回転数やトルクの範囲を拡大する制御として、いわゆる弱め界磁制御が知られている。
しかしながら、界磁の磁束を弱める弱め界磁電流が増大すると鉄損や銅損等が増大して、交流モータの損失が大きくなるという問題が発生する。
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、例えば直流電源やインバータの容量等を大きくすること無しに、交流モータの出力を増大させることが可能な交流モータの制御装置を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決して係る目的を達成するために、請求項１に記載の本発明の交流モータの制御装置は、トルク指令（例えば、後述する実施の形態においてはトルク指令＊Ｔ）に基づいた電流指令値を、回転直交座標系をなすｄｑ座標上でのｄ軸目標電流（例えば、後述する実施の形態においてはｄ軸目標電流＊ｉｄ）及びｑ軸目標電流（例えば、後述する実施の形態においてはｑ軸目標電流＊ｉｑ）として発生する目標電流発生手段（例えば、後述する実施の形態においては目標電流演算部２２）と、多相の交流モータ（例えば、後述する実施の形態においては交流モータ１１）の各相（例えば、後述する実施の形態においてはＵ相，Ｖ相，Ｗ相）に供給される交流電流を検出する電流検出器（例えば、後述する実施の形態においては電流検出器１６，１７）と、前記電流検出器により検出された前記交流電流を前記ｄｑ座標上のｄ軸電流（例えば、後述する実施の形態においてはｄ軸電流ｉｄ）及びｑ軸電流（例えば、後述する実施の形態においてはｑ軸電流ｉｑ）に変換する回転座標変換手段（例えば、後述する実施の形態においては３相交流−ｄｑ座標変換器３１）と、前記ｄ軸目標電流に前記ｄ軸電流を追従させ、前記ｑ軸目標電流に前記ｑ軸電流を追従させるように電流フィードバック制御を行うベクトル制御手段（例えば、後述する実施の形態においてはベクトル制御部２３）と、前記ベクトル制御手段により制御されて前記交流モータを駆動する電力変換装置（例えば、後述する実施の形態においてはインバータ１３）と、この電力変換装置に直流電力を供給する電源装置（例えば、後述する実施の形態においては電源１４）とを備え、前記ベクトル制御手段は、前記電力変換装置から前記交流モータの各相へ供給される相電圧の波形を矩形波又は疑似矩形波とし、前記交流モータの各相間の線間電圧の波形を矩形波又は疑似矩形波とし、前記ベクトル制御手段は、前記ｄ軸目標電流と前記ｄ軸電流との偏差（例えば、後述する実施の形態においては偏差Δｉｄ）及び前記ｑ軸目標電流と前記ｑ軸電流との偏差（例えば、後述する実施の形態においては偏差Δｉｑ）に基づいて、ｄ軸電圧指令値（例えば、後述する実施の形態においてはｄ軸電圧指令初期値Ｖ ｄ０ ）及びｑ軸電圧指令値（例えば、後述する実施の形態においてはｑ軸電圧指令初期値Ｖ ｑ０ ）を算出する電流制御手段（例えば、後述する実施の形態においては電流制御部３４，３５）と、前記ｄ軸電圧指令値及び前記ｑ軸電圧指令値を固定座標上の相電圧指令値（例えば、後述する実施の形態においてはＵ相交流電圧指令初期値＊Ｖ ｕ０ 及びＷ相交流電圧指令初期値＊Ｖ ｗ０ ）に変換する固定座標変換手段（例えば、後述する実施の形態においてはｄｑ−３相交流座標変換器４０）と、前記相電圧指令値に応じた変調信号（例えば、後述する実施の形態においては各電圧指令初期値＊Ｖ ｕ０ ，＊Ｖ ｗ０ ，＊Ｖ ｖ０ ）と所定の搬送信号（例えば、後述する実施の形態においては三角波Ｃ）とに基づくパルス幅変調方式により、前記電力変換装置から前記交流モータの各相に前記相電圧を出力させるための交流電圧指令値（例えば、後述する実施の形態においては各電圧指令値＊Ｖｕ，＊Ｖｗ，＊Ｖｖ）として、パルス列を発生する変調制御手段（例えば、後述する実施の形態においては変調制御部４２）と、前記ｄ軸電圧指令値及び前記ｑ軸電圧指令値の合成スカラー（例えば、後述する実施の形態においては合成スカラーＳ＝（Ｖ ｄ０ ２ ＋Ｖ ｑ０ ２ ） （１／２） ）が所定の閾値（例えば、後述する実施の形態においては閾値Ｖ ｌｉｍｉｔ ）以下となるように、前記ｄ軸電圧指令値及び前記ｑ軸電圧指令値を制限する電圧調整手段（例えば、後述する実施の形態においては電圧調整部３９）とを備え、前記閾値は、少なくとも前記電力変換装置から前記交流モータへ供給可能な最大電圧（例えば、後述する実施の形態においては最大電圧Ｖｍａｘ）よりも大きい値に設定されており、前記変調制御手段は、前記合成スカラーが前記最大電圧を超える場合に、前記変調信号の最大振幅（例えば、後述する実施の形態においては最大振幅Ｖｍ）が前記搬送信号の最大振幅（例えば、後述する実施の形態においては最大振幅Ｖｃ）よりも大きくなるように設定することを特徴としている。
【０００６】
上記構成の交流モータの制御装置によれば、交流モータの各相の端子間での線間電圧の波形を矩形波又は疑似矩形波とすることで、例えばこれらの矩形波又は疑似矩形波と同一の最大振幅を有する正弦波に比べて、実効値電圧を増大させることができる。すなわち、電力変換装置から交流モータへ供給可能な最大電圧は、電源装置から供給される直流電力の大きさによって制限されるが、線間電圧を矩形波又は疑似矩形波として実効値電圧を大きくすることで、等価的に電力変換装置から交流モータへ供給可能な最大電圧を増大させた場合と同等の出力を得ることができ、電圧利用率を向上させることができる。
これにより、例えば交流モータの逆起電圧定数が大きく、高回転数領域で逆起電圧が増大した場合であっても、交流モータに所望のトルクを発生させるための電流を通電することができ、所望の回転数及びトルクを発生させて、交流モータの性能を最大限まで活用することが可能となる。
【０００８】
上記構成の交流モータの制御装置によれば、正弦波状の相電圧指令値に応じた変調信号の最大振幅が、搬送信号である例えば三角波の最大振幅を超えるように設定して、変調信号が搬送信号を超える場合であっても変調信号を動作させて「ロー」又は「ハイ」のパルス列を出力させると、変調信号が搬送波を超える場合のＰＷＭ（パルス幅変調）のデューティーは、いわば頭打ちの状態となり、０％又は１００％にクリップされる。
このパルス列をフーリエ解析した際の基本波の振幅は、変調度に対して線形関係にはならず、電力変換装置から交流モータの各相へ供給される相電圧は疑似矩形波状又は矩形波状となり、例えば電力変換装置から交流モータの各相へ正弦波状の相電圧を供給する場合に比べて、たとえ電力変換装置から交流モータへ供給可能な最大電圧が同一であっても、実効値電圧を増大させることができる。
【００１０】
上記構成の交流モータの制御装置によれば、ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値の合成スカラーを、例えば電力変換装置から交流モータへ供給可能な最大電圧で制限せずに、この最大電圧よりも大きな所定の閾値で制限することにより、変調信号の最大振幅が搬送信号の最大振幅よりも大きくなる領域、すなわち変調制御手段から出力されるパルス列をフーリエ解析した際の基本波の振幅が、変調度に対して非線形となる領域を利用することができる。
つまり、ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値の合成スカラーのうち、電力変換装置から交流モータへ供給可能な最大電圧を超えた部分は、電力変換装置から交流モータの各相へ供給される相電圧を正弦波状から疑似矩形波状又は矩形波状とした際の実効値電圧の増大分として確保することができる。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の交流モータの制御装置の一実施形態について添付図面を参照しながら説明する。図１は本発明の一実施形態に係る交流モータの制御装置１０の構成図であり、図２は図１に示すベクトル制御部２３の構成図であり、図３はＰＷＭ（パルス幅変調）方式における変調信号及び搬送波の波形と、出力されるパルス列とを示すグラフ図であり、図４はＵ相交流電圧指令値＊Ｖｕ及びＷＵ線間電圧Ｖｗｕの波形を示すグラフ図である。
本実施の形態による交流モータの制御装置１０は、例えば電気自動車に搭載される交流モータ１１を駆動制御するものであって、この交流モータ１１は、例えば界磁として永久磁石を利用する永久磁石式の交流同期モータとされている。
図１に示すように、この交流モータの制御装置１０は、ＥＣＵ１２と、インバータ１３と、電源１４とを備えて構成されている。
【００１２】
インバータ１３は、例えばＰＷＭインバータをなすものであって、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子から構成されている。そして、インバータ１３は、例えばバッテリや燃料電池等からなる電源１４から供給される直流電力を、３相交流電力に変換して交流モータ１１に供給する。
ＥＣＵ１２はインバータ１３の電力変換動作を制御しており、スイッチング指令としてＵ相交流電圧指令値＊Ｖｕ及びＶ相交流電圧指令値＊Ｖｖ及びＷ相交流電圧指令値＊Ｖｗをインバータ１３に出力して、これらの各電圧指令値＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗに応じたＵ相電流ｉｕ及びＶ相電流ｉｖ及びＷ相電流ｉｗを、インバータ１３から交流モータ１１の各相へと出力させる。
このため、ＥＣＵ１２には、例えば運転者によるアクセルペダルの踏み込み操作等に関するアクセル操作量Ａｃの信号と、交流モータ１１に備えられた磁極位置−角速度検出器１５から出力される磁極位置θｒｅ（電気角）及び交流モータ１１の回転数Ｎの信号と、インバータ１３と交流モータ１１の間で例えばＵ相及びＷ相に供給される交流電流を検出する電流検出器１６，１７から出力されるＵ相電流ｉｕ及びＷ相電流ｉｗの信号と、電源１４に備えられた電圧検出器１８から出力される電源電圧Ｖｄｃの信号とが入力されている。
【００１３】
さらに、ＥＣＵ１２は、トルク指令演算部２１と、目標電流演算部２２と、ベクトル制御部２３とを備えて構成されている。
トルク指令演算部２１は、アクセル操作量Ａｃ及び回転数Ｎに基づいて必要とされるトルク値を演算して、このトルク値を交流モータ１１に発生させるためのトルク指令＊Ｔを生成して目標電流演算部２２へ出力する。
【００１４】
目標電流演算部２２は、トルク指令値＊Ｔ及び回転数Ｎに基づいて、インバータ１３から交流モータ１１へ供給する各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを指定するための電流指令を演算しており、この電流指令は、回転する直交座標上でのｄ軸目標電流＊ｉｄ及びｑ軸目標電流＊ｉｑとして、ベクトル制御部２３へ出力されている。
この回転直交座標をなすｄｑ座標は、例えば界磁の磁束方向をｄ軸とし、このｄ軸と直交する方向をｑ軸としており、交流モータ１１の回転子（図示略）と共に同期して電気角速度ωｒｅで回転している。これにより、交流モータ１１の各相に供給される交流信号に対する電流指令として、直流的な信号であるｄ軸目標電流＊ｉｄ及びｑ軸目標電流＊ｉｑを与えるようになっている。
【００１５】
ベクトル制御部２３は、ｄｑ座標上で電流のフィードバック制御を行うものであり、ｄ軸目標電流＊ｉｄ及びｑ軸目標電流＊ｉｑに基づいて、インバータ１３へ出力する各電圧指令値＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗを算出すると共に、実際にインバータ１３から交流モータ１１に供給される各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをｄｑ座標上に変換して得たｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑと、ｄ軸目標電流＊ｉｄ及びｑ軸目標電流＊ｉｑとの各偏差がゼロとなるように制御を行う。
すなわち、図２に示すように、インバータ１３から交流モータ１１の各相へと供給されるＵ相電流ｉｕ及びＶ相電流ｉｖ及びＷ相電流ｉｗのうち、例えばＵ相電流ｉｕ及びＷ相電流ｉｗは、それぞれ電流検出器１６，１７により検出されて３相交流−ｄｑ座標変換器３１に入力されている。
【００１６】
３相交流−ｄｑ座標変換器３１は、静止する座標上におけるＵ相電流ｉｕ及びＷ相電流ｉｗを、下記数式（１）に基づいて、交流モータ１１の回転位相による回転座標、すなわちｄｑ座標上でのｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑに変換する。なお、数式（１）での磁極位置θｒｅ（電気角）は、磁極位置−角速度検出器１５から出力されており、例えばＵ相電機子巻線を基準としてＶ相周りにとった界磁の角度である。また、ｉｖ＝−ｉｕ−ｉｗとされている。
【００１７】
【数１】
【００１８】
３相交流−ｄｑ座標変換器３１から出力されたｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑは、それぞれ減算器３２，３３に入力されている。
そして、減算器３２はｄ軸目標電流＊ｉｄとｄ軸電流ｉｄとの偏差Δｉｄを算出し、減算器３３はｑ軸目標電流＊ｉｑとｑ軸電流ｉｑとの偏差Δｉｑを算出する。
この場合、ｄ軸目標電流＊ｉｄ及びｑ軸目標電流＊ｉｑと、ｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑとは直流的な信号であるため、例えば位相遅れや振幅誤差等は直流分として検出される。
【００１９】
各減算器３２，３３から出力された偏差Δｉｄ及び偏差Δｉｑは、それぞれ電流制御部３４，３５に入力されている。
そして、電流制御部３４は、例えばＰＩ動作により偏差Δｉｄを制御増幅してｄ軸電圧指令初期値Ｖd0を算出し、電流制御部３５は、例えばＰＩ動作により偏差Δｉｑを制御増幅してｑ軸電圧指令初期値Ｖq0を算出する。
【００２０】
また、非干渉制御器３６には、ｄ軸目標電流＊ｉｄ及びｑ軸目標電流＊ｉｑと、磁極位置−角速度検出器１５から出力される交流モータ１１の電気角速度ωｒｅとが入力されており、さらに、ｄ軸インダクタンスＬｄ及びｑ軸インダクタンスＬｑの値が保持されている。
そして、非干渉制御器３６は、ｄ軸とｑ軸との間で干渉し合う速度起電力成分を相殺してｄ軸及びｑ軸を独立して制御するために、ｄ軸及びｑ軸に対する各干渉成分を相殺するｄ軸補償項Ｖｄｋ及びｑ軸補償項Ｖｑｋを算出する。
【００２１】
非干渉制御器３６から出力されたｄ軸補償項Ｖｄｋと、電流制御部３４から出力されたｄ軸電圧指令初期値Ｖd0とは加算器３７に入力されており、非干渉制御器３６から出力されたｑ軸補償項Ｖｑｋと、電流制御部３５から出力されたｑ軸電圧指令初期値Ｖq0とは加算器３８に入力されている。
そして、加算器３７はｄ軸補償項Ｖｄｋとｄ軸電圧指令初期値Ｖd0とを加算して得た値を、新たなｄ軸電圧指令初期値Ｖd0とする。
同様に、加算器３８はｑ軸補償項Ｖｑｋとｑ軸電圧指令初期値Ｖq0とを加算して得た値を、新たなｑ軸電圧指令初期値Ｖq0とする。
【００２２】
加算器３７から出力されたｄ軸電圧指令初期値Ｖd0及び加算器３８から出力されたｑ軸電圧指令初期値Ｖq0は、共に電圧調整部３９に入力されている。
電圧調整部３９は、ｄ軸電圧指令初期値Ｖd0及びｑ軸電圧指令初期値Ｖq0の合成スカラーＳ＝（Ｖd0 2＋Ｖq0 2）(1/2)が所定の閾値Ｖlimit以下の場合には、ｄ軸電圧指令初期値Ｖd0及びｑ軸電圧指令初期値Ｖq0を何等変化させずに、それぞれｄ軸電圧指令値＊Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値＊Ｖｑとして出力する。
一方、合成スカラーＳ＝（Ｖd0 2＋Ｖq0 2）(1/2)が所定の閾値Ｖlimitを超える場合には、例えば、ｄ軸電圧指令初期値Ｖd0は不変のまま、合成スカラーＳ＝（Ｖd0 2＋Ｖq0 2）(1/2)が閾値Ｖlimitと等しくなるようにｑ軸電圧指令初期値Ｖq0を調整、すなわちＶq0 2＝Ｖlimit 2−Ｖd0 2に基づきｑ軸電圧指令初期値Ｖq0を縮小して、それぞれｄ軸電圧指令値＊Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値＊Ｖｑとして出力する。
ここで、閾値Ｖlimitは、少なくともインバータ１３から交流モータ１１へ供給可能な最大電圧Ｖｍａｘより大きい値に設定されている。なお、ｄｑ座標系においては、電源電圧Ｖｄｃに対して、３相交流座標とｄｑ座標との変換係数Ｃ＝（２／３）1/2を考慮すると、インバータ１３から交流モータ１１へ供給可能な最大電圧Ｖｍａｘは、Ｖｍａｘ＝（Ｖｄｃ／２）×（１／Ｃ）と算出される。
【００２３】
電圧調整部３９から出力されたｄ軸電圧指令値＊Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値＊Ｖｑはｄｑ−３相交流座標変換器４０に入力されている。
ｄｑ−３相交流座標変換器４０は、ｄｑ座標上でのｄ軸電圧指令値＊Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値＊Ｖｑを、下記数式（２）に基づいて、静止座標である３相交流座標上でのＵ相交流電圧指令初期値＊Ｖu0及びＷ相交流電圧指令初期値＊Ｖw0に変換する。なお、数式（２）において、変換係数Ｃ＝（２／３）1/2は、変換の前後で取り扱う電力が変わらないようにするための係数である。
【００２４】
【数２】
【００２５】
ｄｑ−３相交流座標変換器４０から出力されたＵ相交流電圧指令初期値＊Ｖu0及びＷ相交流電圧指令初期値＊Ｖw0は、演算器４１に入力されている。
演算器４１は、＊Ｖv0＝−（＊Ｖu0）−（＊Ｖw0）により、Ｖ相交流電圧指令初期値＊Ｖv0を算出する。
そして、ｄｑ−３相交流座標変換器４０から出力されたＵ相交流電圧指令初期値＊Ｖu0及びＷ相交流電圧指令初期値＊Ｖw0と、演算器４１から出力されたＶ相交流電圧指令初期値＊Ｖv0とは、変調制御部４２に入力されている。
【００２６】
変調制御部４２は、各電圧指令初期値＊Ｖu0，＊Ｖw0，＊Ｖv0に基づいて、インバータ１３のスイッチング素子をオン／オフさせるためのスイッチング指令として各電圧指令値＊Ｖｕ，＊Ｖｗ，＊Ｖｖを生成して、インバータ１３に供給している。
すなわち、変調制御部４２は、例えばＰＷＭ方式により、変調信号である各電圧指令初期値＊Ｖu0，＊Ｖw0，＊Ｖv0と、搬送波である例えば三角波Ｃとの大小を比較して「ロー」又は「ハイ」を出力して、パルス列からなる各電圧指令値＊Ｖｕ，＊Ｖｗ，＊Ｖｖを生成する。
【００２７】
ここで、変調制御部４２は、電圧調整部３９におけるｄ軸電圧指令初期値Ｖd0及びｑ軸電圧指令初期値Ｖq0の合成スカラーＳ＝（Ｖd0 2＋Ｖq0 2）(1/2)が、インバータ１３から交流モータ１１へ供給可能な最大電圧Ｖｍａｘより大きい場合に、変調信号である正弦波状の各電圧指令初期値＊Ｖu0，＊Ｖw0，＊Ｖv0の最大振幅Ｖｍが、搬送波である三角波Ｃの最大振幅Ｖｃを超えるように設定する。そして、変調信号が搬送波を超える場合であっても変調信号を動作させて「ロー」又は「ハイ」を出力する。これにより、例えば図３に示すように、正弦波状のＵ相交流電圧指令初期値＊Ｖu0が、搬送波である三角波Ｃを超える領域αにおいて、ＰＷＭのデューティーは、いわば頭打ちの状態となり、０％又は１００％にクリップされる。
この場合、パルス列からなる各電圧指令値＊Ｖｕ，＊Ｖｗ，＊Ｖｖをフーリエ解析した際の基本波の振幅は、変調度に対して線形関係にはならず、例えば図４に示した実変調波のＵ相交流電圧指令値＊Ｖｕ（図４での破線＊Ｖｕ）及びＷＵ線間電圧Ｖｗｕ（図４での実線Ｖｗｕ）のように、各電圧指令値＊Ｖｕ，＊Ｖｗ，＊Ｖｖは疑似矩形波状となり、これに伴って、交流モータ１１の各相の端子間に対する各線間電圧Ｖｗｕ，Ｖｕｖ，Ｖｖｗは疑似矩形波状となる。さらに、変調信号である正弦波状の各電圧指令初期値＊Ｖu0，＊Ｖw0，＊Ｖv0の各最大振幅Ｖｍが極めて大きくなれば、各線間電圧Ｖｗｕ，Ｖｕｖ，Ｖｖｗは矩形波状となる。
【００２８】
この疑似矩形波或いは矩形波状の各線間電圧Ｖｗｕ，Ｖｕｖ，Ｖｖｗの実効値電圧Ｖeffは、例えば正弦波変調のＰＷＭ方式、すなわち正弦波状の変調信号の最大振幅Ｖｍを三角波状の搬送波の最大振幅Ｖｃよりも小さくなるように制限して、ＰＷＭ方式により得られたパルス列をフーリエ解析した際の基本波の振幅が変調度に対して線形関係を有するように設定した場合の、正弦波状の各線間電圧Ｖwu0，Ｖuv0，Ｖvw0の実効値電圧Ｖeff0に比べて大きな値となる。
具体的には、各線間電圧Ｖｗｕ，Ｖｕｖ，Ｖｖｗが矩形波状となった状態で実効値電圧Ｖeffは最大となり、この場合、各線間電圧Ｖｗｕ，Ｖｕｖ，Ｖｖｗの最大振幅はＶｄｃであるから、Ｖeff＝Ｖｄｃ×（２／３）(1/2)となる。
一方、正弦波変調のＰＷＭ方式における各線間電圧Ｖwu0，Ｖuv0，Ｖvw0の実効値電圧Ｖeff0は、各線間電圧Ｖwu0，Ｖuv0，Ｖvw0の最大振幅がＶｄｃ×３(1/2)／２なので、Ｖeff0＝（Ｖｄｃ×３(1/2)／２）×（１／２(1/2)）＝Ｖｄｃ×６(1/2)／４であり、最大で約３３％の電圧利用率改善となる。
なお、例えば図４に示すように、インバータ１３内におけるスイッチング素子等の電圧降下を無視すると、各電圧指令値＊Ｖｕ，＊Ｖｗ，＊Ｖｖの最大電圧は、インバータ１３の各相出力点と電源１４の直流電源仮想中性点との間の電圧、すなわち電源電圧Ｖｄｃの半分の値Ｖｄｃ／２に等しくなり、各線間電圧Ｖｗｕ，Ｖｕｖ，Ｖｖｗの最大電圧は電源電圧Ｖｄｃに等しくなる。
一方、正弦波変調のＰＷＭ方式における各線間電圧Ｖwu0，Ｖuv0，Ｖvw0の最大電圧は、（３(1/2)／２）×Ｖｄｃである。
【００２９】
本実施の形態による交流モータの制御装置１０は上記構成を備えており、次に、この交流モータの制御装置１０の動作、特に、電圧調整部３９の動作について添付図面を参照しながら説明する。図５は交流モータの制御装置１０の動作について示すフローチャートである。
【００３０】
先ず、ステップＳ１１にて、ｄｑ座標上で電流のフィードバック制御により、ｄ軸電圧指令初期値Ｖd0及びｑ軸電圧指令初期値Ｖq0を算出する。
次に、ステップＳ１２にて、ｄ軸電圧指令初期値Ｖd0及びｑ軸電圧指令初期値Ｖq0の合成スカラーＳ＝（Ｖd0 2＋Ｖq0 2）(1/2)が、少なくともインバータ１３から交流モータ１１へ供給可能な最大電圧Ｖｍａｘより大きい値に設定された所定の閾値Ｖlimitを超える場合には、ｄ軸電圧指令初期値Ｖd0は不変のまま、ｑ軸電圧指令初期値Ｖq0を縮小して、合成スカラーＳ＝（Ｖd0 2＋Ｖq0 2）(1/2)が閾値Ｖlimitと等しくなるように設定して、それぞれｄ軸電圧指令値＊Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値＊Ｖｑとして出力する。
【００３１】
一方、合成スカラーＳ＝（Ｖd0 2＋Ｖq0 2）(1/2)が所定の閾値Ｖlimit以下の場合には、ｄ軸電圧指令初期値Ｖd0及びｑ軸電圧指令初期値Ｖq0を何等変化させずに、それぞれｄ軸電圧指令値＊Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値＊Ｖｑとして出力する。
次に、ステップＳ１３において、ｄｑ座標上でのｄ軸電圧指令値＊Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値＊Ｖｑを、静止座標である３相交流座標上でのＵ相交流電圧指令初期値＊Ｖu0及びＷ相交流電圧指令初期値＊Ｖw0に変換する。
次に、ステップＳ１４において、Ｕ相交流電圧指令初期値＊Ｖu0及びＷ相交流電圧指令初期値＊Ｖw0に基づいて、インバータ１３のスイッチング素子をオン／オフさせるためのスイッチング指令として各電圧指令値＊Ｖｕ，＊Ｖｗ，＊Ｖｖを生成する。
【００３２】
上述したように、本実施の形態による交流モータの制御装置１０によれば、電圧調整部３９にて、ｄ軸電圧指令初期値Ｖd0及びｑ軸電圧指令初期値Ｖq0の合成スカラーＳ＝（Ｖd0 2＋Ｖq0 2）(1/2)が、少なくともインバータ１３から交流モータ１１へ供給可能な最大電圧Ｖｍａｘより大きい所定の閾値Ｖlimit以下の場合には、ｄ軸電圧指令初期値Ｖd0及びｑ軸電圧指令初期値Ｖq0を何等変化させずに、それぞれｄ軸電圧指令値＊Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値＊Ｖｑとして出力するため、この最大電圧Ｖｍａｘよりも大きな電圧を交流モータ１１に供給することが可能となる。これにより、例えば交流モータ１１の回転数の増大に伴って、逆起電圧が増大した場合であっても、交流モータ１１に所望のトルクを発生させるための電流を通電させることが可能となる。
しかも、変調制御部４２は、交流モータ１１の各相の端子間に対する各線間電圧Ｖｗｕ，Ｖｕｖ，Ｖｖｗを疑似矩形波又は矩形波とすることで、例えば同一の最大振幅を有する正弦波に比べて、最大で３３％まで実効値電圧を向上させることができ、この実効値電圧の増大分によって、等価的にインバータ１３から交流モータ１１へ供給可能な最大電圧Ｖｍａｘを増大させた場合と同等の効果を得ることができる。
これにより、交流モータ１１に所望の回転数及びトルクを発生させて、交流モータ１１の性能を最大限まで活用することが可能となる。
【００３３】
なお、本実施形態においては、電圧調整部３９にてｄ軸電圧指令初期値Ｖd0及びｑ軸電圧指令初期値Ｖq0を、少なくともインバータ１３から交流モータ１１へ供給可能な最大電圧Ｖｍａｘよりも大きい値に設定されている閾値Ｖlimitに応じて調整するとしたが、これに限定されず、常に、ｄ軸電圧指令初期値Ｖd0及びｑ軸電圧指令初期値Ｖq0を何等変化させずに、それぞれｄ軸電圧指令値＊Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値＊Ｖｑとして出力しても良いし、電圧調整部３９が省略されていても良い。
この場合、図６に示す交流モータの制御装置１０の動作の変形例を示すフローチャートのように、先ず、ステップＳ２１において、ｄｑ座標上で電流のフィードバック制御により、ｄ軸電圧指令初期値Ｖd0及びｑ軸電圧指令初期値Ｖq0を算出する。
【００３４】
次に、ステップＳ２２において、ｄｑ座標上でのｄ軸電圧指令値＊Ｖｄ（ｄ軸電圧指令初期値Ｖd0と同等）及びｑ軸電圧指令値＊Ｖｑ（ｑ軸電圧指令初期値Ｖq0と同等）を、静止座標である３相交流座標上でのＵ相交流電圧指令初期値＊Ｖu0及びＷ相交流電圧指令初期値＊Ｖw0に変換する。
そして、ステップＳ２３において、Ｕ相交流電圧指令初期値＊Ｖu0及びＷ相交流電圧指令初期値＊Ｖw0に基づいて、インバータ１３のスイッチング素子をオン／オフさせるためのスイッチング指令として各電圧指令値＊Ｖｕ，＊Ｖｗ，＊Ｖｖを生成する。
【００３５】
また、本実施形態においては、電圧調整部３９にて合成スカラーＳ＝（Ｖd0 2＋Ｖq0 2）(1/2)が所定の閾値Ｖlimitを超える場合には、ｄ軸電圧指令初期値Ｖd0は不変のまま、ｑ軸電圧指令初期値Ｖq0を縮小するとしたが、これに限定されず、例えば、ｄｑ座標系におけるベクトル位相θ＝ｔａｎ-1（Ｖd0／Ｖq0）は不変のまま、合成スカラーＳ＝（Ｖd0 2＋Ｖq0 2）(1/2)が閾値Ｖlimitと等しくなるようにｄ軸電圧指令初期値Ｖd0及びｑ軸電圧指令初期値Ｖq0を縮小して、それぞれｄ軸電圧指令値＊Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値＊Ｖｑとして出力しても良いし、その他の方法であっても良い。要するに、合成スカラーＳが閾値Ｖlimitで制限されていれば良い。
【００３６】
なお、本実施形態においては、インバータ１３から交流モータ１１へ供給可能な最大電圧Ｖｍａｘは電源電圧Ｖｄｃの半分の値（Ｖｄｃ／２）に等しくなるとしたが、これに限定されず、例えばインバータ１３内におけるスイッチング素子等の電圧降下δがある場合には、この電圧降下δを考慮した値（Ｖｄｃ／２−δ）となる。
なお、本実施の形態においては、搬送波を三角波Ｃとしたが、これに限定されず、例えば鋸波等のその他の波形であっても良い。
【００３７】
さらに、本実施の形態においては、交流モータ１１を永久磁石式の交流同期モータとしたが、これに限定されず、例えば誘導モータ等の、その他の交流モータであっても良い。
【００３８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の交流モータの制御装置によれば、交流モータの各相の端子間での線間電圧の波形を矩形波又は疑似矩形波とすることで、例えば同一の最大振幅を有する正弦波に比べて、実効値電圧を増大させることができる。これにより、例えば交流モータの回転数の増大に伴って逆起電圧が増大した場合であっても、交流モータに所望のトルクを発生させるための電流を通電することができ、所望の回転数及びトルクを発生させて、交流モータの性能を最大限まで活用することが可能となる。
さらに、正弦波状の相電圧指令値に応じた変調信号の最大振幅が、搬送信号の最大振幅を超えるように設定して、変調信号が搬送信号を超える場合であっても変調信号を動作させることで、電力変換装置から交流モータの各相へ供給される相電圧を疑似矩形波状とすることができ、さらに変調信号の最大振幅を増大させることで、矩形波状とすることが可能であり、交流モータの各相の端子間での線間電圧において、例えば同一の最大振幅を有する正弦波に比べて、最大で３３％まで電圧利用率を向上させることができる。
さらに、ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値の合成スカラーを、少なくとも電力変換装置から交流モータへ供給可能な最大電圧よりも大きな所定の閾値で制限することにより、この合成スカラーのうち、電力変換装置から交流モータへ供給可能な最大電圧を超えた部分は、電力変換装置から交流モータの各相へ供給される相電圧を疑似矩形波状又は矩形波状にした際の実効値電圧の増大分として確保することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の一実施形態に係る交流モータの制御装置の構成図である。
【図２】 図１に示すベクトル制御部の構成図である。
【図３】 ＰＷＭ方式における変調信号及び搬送波の波形と、出力されるパルス列とを示すグラフ図である。
【図４】 Ｕ相交流電圧指令値＊Ｖｕ及びＷＵ線間電圧Ｖｗｕの波形を示すグラフ図である。
【図５】 交流モータの制御装置の動作を示すフローチャートである。
【図６】 交流モータの制御装置の動作の変形例を示すフローチャートである。
【符号の説明】
１０ 交流モータの制御装置
１１ 交流モータ
１３ インバータ（電力変換装置）
１４ 電源（電源装置）
１６，１７ 電流検出器
２２ 目標電流演算部（目標電流発生手段）
２３ ベクトル制御部（ベクトル制御手段）
３１ ３相交流−ｄｑ座標変換器（回転座標変換手段）
３４，３５ 電流制御部（電流制御手段）
３９ 電圧調整部（電圧調整手段）
４０ ｄｑ−３相交流座標変換器（固定座標変換手段）
４２ 変調制御部（変調制御手段）
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流モータをベクトル制御する交流モータの制御装置に関し、特に、電力変換装置から交流モータへ供給される交流電力を制御する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、例えば特開平９−３０８３００号公報に開示された交流モータの制御装置のように、界磁に永久磁石を利用する永久磁石式モータのような交流モータにおいて、交流モータの電機子に流れる電流を測定して、この測定値を回転子に同期して回転する直交座標、すなわちｄｑ座標系に変換して、このｄｑ座標上で電流の指令値と測定値との偏差がゼロとなるようにフィードバック制御を行う交流モータの制御装置が知られている。
このような交流モータの制御装置では、ｄｑ座標上での電流の指令値と測定値との各偏差Δｉｄ，Δｉｑから、例えばＰＩ動作によりｄｑ座標上でのｄ軸電圧指令値＊Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値＊Ｖｑが演算され、次に、これらのｄ軸電圧指令値＊Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値＊Ｖｑから、交流モータの各相、例えばＵ相，Ｖ相，Ｗ相の３相に供給される相電圧に対する各電圧指令値＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗが演算される。そして、これらの各電圧指令値＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗが、例えばＩＧＢＴ等のスイッチング素子からなるインバータにスイッチング指令として入力され、これらのスイッチング指令に応じてインバータから交流モータを駆動するための交流電力が出力される。
ここで、インバータには、例えばバッテリ等からなる直流電源が備えられており、インバータから交流モータに供給可能な最大電圧は、この直流電源からの直流電圧により制限を受ける。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記従来技術の一例に係る交流モータの制御装置においては、例えば永久磁石式モータの回転子が回転することによって、固定子の固定子コイル内を貫く永久磁石の界磁磁束に磁束密度の変化が生じて、コイル電流の供給電圧を打ち消すような逆起電圧が発生する。この逆起電圧は回転子の回転数に比例して増大し、コイル電流の供給電圧、つまりインバータから交流モータに供給可能な最大電圧に等しくなると、コイル電流がゼロになると共に回転トルクもゼロになる。
この回転子の回転数当たりの逆起電圧、つまり逆起電圧定数は、例えば回転子や固定子及び固定子コイル等の構成によって固有な値となる。従って、逆起電圧定数が大きな交流モータにおいて、特に高回転数領域で所望のトルクを発生させるためには、例えばインバータから交流モータに供給可能な最大電圧を大きくすれば良いが、この場合、バッテリ等の直流電源及びインバータの容量を増大させる必要があり、装置が大型化してしまうという問題が生じる。
【０００４】
また、等価的に界磁の磁束を弱めることによって、交流モータの逆起電圧がインバータから交流モータに供給可能な最大電圧を超える領域まで運転可能な回転数の範囲を拡大したり、発生可能なトルクを増大したり、高効率での運転が可能な回転数やトルクの範囲を拡大する制御として、いわゆる弱め界磁制御が知られている。
しかしながら、界磁の磁束を弱める弱め界磁電流が増大すると鉄損や銅損等が増大して、交流モータの損失が大きくなるという問題が発生する。
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、例えば直流電源やインバータの容量等を大きくすること無しに、交流モータの出力を増大させることが可能な交流モータの制御装置を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決して係る目的を達成するために、請求項１に記載の本発明の交流モータの制御装置は、トルク指令（例えば、後述する実施の形態においてはトルク指令＊Ｔ）に基づいた電流指令値を、回転直交座標系をなすｄｑ座標上でのｄ軸目標電流（例えば、後述する実施の形態においてはｄ軸目標電流＊ｉｄ）及びｑ軸目標電流（例えば、後述する実施の形態においてはｑ軸目標電流＊ｉｑ）として発生する目標電流発生手段（例えば、後述する実施の形態においては目標電流演算部２２）と、多相の交流モータ（例えば、後述する実施の形態においては交流モータ１１）の各相（例えば、後述する実施の形態においてはＵ相，Ｖ相，Ｗ相）に供給される交流電流を検出する電流検出器（例えば、後述する実施の形態においては電流検出器１６，１７）と、前記電流検出器により検出された前記交流電流を前記ｄｑ座標上のｄ軸電流（例えば、後述する実施の形態においてはｄ軸電流ｉｄ）及びｑ軸電流（例えば、後述する実施の形態においてはｑ軸電流ｉｑ）に変換する回転座標変換手段（例えば、後述する実施の形態においては３相交流−ｄｑ座標変換器３１）と、前記ｄ軸目標電流に前記ｄ軸電流を追従させ、前記ｑ軸目標電流に前記ｑ軸電流を追従させるように電流フィードバック制御を行うベクトル制御手段（例えば、後述する実施の形態においてはベクトル制御部２３）と、前記ベクトル制御手段により制御されて前記交流モータを駆動する電力変換装置（例えば、後述する実施の形態においてはインバータ１３）と、この電力変換装置に直流電力を供給する電源装置（例えば、後述する実施の形態においては電源１４）とを備え、前記ベクトル制御手段は、前記電力変換装置から前記交流モータの各相へ供給される相電圧の波形を矩形波又は疑似矩形波とし、前記交流モータの各相間の線間電圧の波形を矩形波又は疑似矩形波とし、前記ベクトル制御手段は、前記ｄ軸目標電流と前記ｄ軸電流との偏差（例えば、後述する実施の形態においては偏差Δｉｄ）及び前記ｑ軸目標電流と前記ｑ軸電流との偏差（例えば、後述する実施の形態においては偏差Δｉｑ）に基づいて、ｄ軸電圧指令値（例えば、後述する実施の形態においてはｄ軸電圧指令初期値Ｖ ｄ０ ）及びｑ軸電圧指令値（例えば、後述する実施の形態においてはｑ軸電圧指令初期値Ｖ ｑ０ ）を算出する電流制御手段（例えば、後述する実施の形態においては電流制御部３４，３５）と、前記ｄ軸電圧指令値及び前記ｑ軸電圧指令値を固定座標上の相電圧指令値（例えば、後述する実施の形態においてはＵ相交流電圧指令初期値＊Ｖ ｕ０ 及びＷ相交流電圧指令初期値＊Ｖ ｗ０ ）に変換する固定座標変換手段（例えば、後述する実施の形態においてはｄｑ−３相交流座標変換器４０）と、前記相電圧指令値に応じた変調信号（例えば、後述する実施の形態においては各電圧指令初期値＊Ｖ ｕ０ ，＊Ｖ ｗ０ ，＊Ｖ ｖ０ ）と所定の搬送信号（例えば、後述する実施の形態においては三角波Ｃ）とに基づくパルス幅変調方式により、前記電力変換装置から前記交流モータの各相に前記相電圧を出力させるための交流電圧指令値（例えば、後述する実施の形態においては各電圧指令値＊Ｖｕ，＊Ｖｗ，＊Ｖｖ）として、パルス列を発生する変調制御手段（例えば、後述する実施の形態においては変調制御部４２）と、前記ｄ軸電圧指令値及び前記ｑ軸電圧指令値の合成スカラー（例えば、後述する実施の形態においては合成スカラーＳ＝（Ｖ ｄ０ ２ ＋Ｖ ｑ０ ２ ） （１／２） ）が所定の閾値（例えば、後述する実施の形態においては閾値Ｖ ｌｉｍｉｔ ）以下となるように、前記ｄ軸電圧指令値及び前記ｑ軸電圧指令値を制限する電圧調整手段（例えば、後述する実施の形態においては電圧調整部３９）とを備え、前記閾値は、少なくとも前記電力変換装置から前記交流モータへ供給可能な最大電圧（例えば、後述する実施の形態においては最大電圧Ｖｍａｘ）よりも大きい値に設定されており、前記変調制御手段は、前記合成スカラーが前記最大電圧を超える場合に、前記変調信号の最大振幅（例えば、後述する実施の形態においては最大振幅Ｖｍ）が前記搬送信号の最大振幅（例えば、後述する実施の形態においては最大振幅Ｖｃ）よりも大きくなるように設定することを特徴としている。
【０００６】
上記構成の交流モータの制御装置によれば、交流モータの各相の端子間での線間電圧の波形を矩形波又は疑似矩形波とすることで、例えばこれらの矩形波又は疑似矩形波と同一の最大振幅を有する正弦波に比べて、実効値電圧を増大させることができる。すなわち、電力変換装置から交流モータへ供給可能な最大電圧は、電源装置から供給される直流電力の大きさによって制限されるが、線間電圧を矩形波又は疑似矩形波として実効値電圧を大きくすることで、等価的に電力変換装置から交流モータへ供給可能な最大電圧を増大させた場合と同等の出力を得ることができ、電圧利用率を向上させることができる。
これにより、例えば交流モータの逆起電圧定数が大きく、高回転数領域で逆起電圧が増大した場合であっても、交流モータに所望のトルクを発生させるための電流を通電することができ、所望の回転数及びトルクを発生させて、交流モータの性能を最大限まで活用することが可能となる。
【０００８】
上記構成の交流モータの制御装置によれば、正弦波状の相電圧指令値に応じた変調信号の最大振幅が、搬送信号である例えば三角波の最大振幅を超えるように設定して、変調信号が搬送信号を超える場合であっても変調信号を動作させて「ロー」又は「ハイ」のパルス列を出力させると、変調信号が搬送波を超える場合のＰＷＭ（パルス幅変調）のデューティーは、いわば頭打ちの状態となり、０％又は１００％にクリップされる。
このパルス列をフーリエ解析した際の基本波の振幅は、変調度に対して線形関係にはならず、電力変換装置から交流モータの各相へ供給される相電圧は疑似矩形波状又は矩形波状となり、例えば電力変換装置から交流モータの各相へ正弦波状の相電圧を供給する場合に比べて、たとえ電力変換装置から交流モータへ供給可能な最大電圧が同一であっても、実効値電圧を増大させることができる。
【００１０】
上記構成の交流モータの制御装置によれば、ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値の合成スカラーを、例えば電力変換装置から交流モータへ供給可能な最大電圧で制限せずに、この最大電圧よりも大きな所定の閾値で制限することにより、変調信号の最大振幅が搬送信号の最大振幅よりも大きくなる領域、すなわち変調制御手段から出力されるパルス列をフーリエ解析した際の基本波の振幅が、変調度に対して非線形となる領域を利用することができる。
つまり、ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値の合成スカラーのうち、電力変換装置から交流モータへ供給可能な最大電圧を超えた部分は、電力変換装置から交流モータの各相へ供給される相電圧を正弦波状から疑似矩形波状又は矩形波状とした際の実効値電圧の増大分として確保することができる。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の交流モータの制御装置の一実施形態について添付図面を参照しながら説明する。図１は本発明の一実施形態に係る交流モータの制御装置１０の構成図であり、図２は図１に示すベクトル制御部２３の構成図であり、図３はＰＷＭ（パルス幅変調）方式における変調信号及び搬送波の波形と、出力されるパルス列とを示すグラフ図であり、図４はＵ相交流電圧指令値＊Ｖｕ及びＷＵ線間電圧Ｖｗｕの波形を示すグラフ図である。
本実施の形態による交流モータの制御装置１０は、例えば電気自動車に搭載される交流モータ１１を駆動制御するものであって、この交流モータ１１は、例えば界磁として永久磁石を利用する永久磁石式の交流同期モータとされている。
図１に示すように、この交流モータの制御装置１０は、ＥＣＵ１２と、インバータ１３と、電源１４とを備えて構成されている。
【００１２】
インバータ１３は、例えばＰＷＭインバータをなすものであって、ＩＧＢＴ等のスイッチング素子から構成されている。そして、インバータ１３は、例えばバッテリや燃料電池等からなる電源１４から供給される直流電力を、３相交流電力に変換して交流モータ１１に供給する。
ＥＣＵ１２はインバータ１３の電力変換動作を制御しており、スイッチング指令としてＵ相交流電圧指令値＊Ｖｕ及びＶ相交流電圧指令値＊Ｖｖ及びＷ相交流電圧指令値＊Ｖｗをインバータ１３に出力して、これらの各電圧指令値＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗに応じたＵ相電流ｉｕ及びＶ相電流ｉｖ及びＷ相電流ｉｗを、インバータ１３から交流モータ１１の各相へと出力させる。
このため、ＥＣＵ１２には、例えば運転者によるアクセルペダルの踏み込み操作等に関するアクセル操作量Ａｃの信号と、交流モータ１１に備えられた磁極位置−角速度検出器１５から出力される磁極位置θｒｅ（電気角）及び交流モータ１１の回転数Ｎの信号と、インバータ１３と交流モータ１１の間で例えばＵ相及びＷ相に供給される交流電流を検出する電流検出器１６，１７から出力されるＵ相電流ｉｕ及びＷ相電流ｉｗの信号と、電源１４に備えられた電圧検出器１８から出力される電源電圧Ｖｄｃの信号とが入力されている。
【００１３】
さらに、ＥＣＵ１２は、トルク指令演算部２１と、目標電流演算部２２と、ベクトル制御部２３とを備えて構成されている。
トルク指令演算部２１は、アクセル操作量Ａｃ及び回転数Ｎに基づいて必要とされるトルク値を演算して、このトルク値を交流モータ１１に発生させるためのトルク指令＊Ｔを生成して目標電流演算部２２へ出力する。
【００１４】
目標電流演算部２２は、トルク指令値＊Ｔ及び回転数Ｎに基づいて、インバータ１３から交流モータ１１へ供給する各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを指定するための電流指令を演算しており、この電流指令は、回転する直交座標上でのｄ軸目標電流＊ｉｄ及びｑ軸目標電流＊ｉｑとして、ベクトル制御部２３へ出力されている。
この回転直交座標をなすｄｑ座標は、例えば界磁の磁束方向をｄ軸とし、このｄ軸と直交する方向をｑ軸としており、交流モータ１１の回転子（図示略）と共に同期して電気角速度ωｒｅで回転している。これにより、交流モータ１１の各相に供給される交流信号に対する電流指令として、直流的な信号であるｄ軸目標電流＊ｉｄ及びｑ軸目標電流＊ｉｑを与えるようになっている。
【００１５】
ベクトル制御部２３は、ｄｑ座標上で電流のフィードバック制御を行うものであり、ｄ軸目標電流＊ｉｄ及びｑ軸目標電流＊ｉｑに基づいて、インバータ１３へ出力する各電圧指令値＊Ｖｕ，＊Ｖｖ，＊Ｖｗを算出すると共に、実際にインバータ１３から交流モータ１１に供給される各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをｄｑ座標上に変換して得たｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑと、ｄ軸目標電流＊ｉｄ及びｑ軸目標電流＊ｉｑとの各偏差がゼロとなるように制御を行う。
すなわち、図２に示すように、インバータ１３から交流モータ１１の各相へと供給されるＵ相電流ｉｕ及びＶ相電流ｉｖ及びＷ相電流ｉｗのうち、例えばＵ相電流ｉｕ及びＷ相電流ｉｗは、それぞれ電流検出器１６，１７により検出されて３相交流−ｄｑ座標変換器３１に入力されている。
【００１６】
３相交流−ｄｑ座標変換器３１は、静止する座標上におけるＵ相電流ｉｕ及びＷ相電流ｉｗを、下記数式（１）に基づいて、交流モータ１１の回転位相による回転座標、すなわちｄｑ座標上でのｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑに変換する。なお、数式（１）での磁極位置θｒｅ（電気角）は、磁極位置−角速度検出器１５から出力されており、例えばＵ相電機子巻線を基準としてＶ相周りにとった界磁の角度である。また、ｉｖ＝−ｉｕ−ｉｗとされている。
【００１７】
【数１】
３相交流−ｄｑ座標変換器３１から出力されたｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑは、それぞれ減算器３２，３３に入力されている。
そして、減算器３２はｄ軸目標電流＊ｉｄとｄ軸電流ｉｄとの偏差Δｉｄを算出し、減算器３３はｑ軸目標電流＊ｉｑとｑ軸電流ｉｑとの偏差Δｉｑを算出する。
この場合、ｄ軸目標電流＊ｉｄ及びｑ軸目標電流＊ｉｑと、ｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑとは直流的な信号であるため、例えば位相遅れや振幅誤差等は直流分として検出される。
【００１９】
各減算器３２，３３から出力された偏差Δｉｄ及び偏差Δｉｑは、それぞれ電流制御部３４，３５に入力されている。
そして、電流制御部３４は、例えばＰＩ動作により偏差Δｉｄを制御増幅してｄ軸電圧指令初期値Ｖd0を算出し、電流制御部３５は、例えばＰＩ動作により偏差Δｉｑを制御増幅してｑ軸電圧指令初期値Ｖq0を算出する。
【００２０】
また、非干渉制御器３６には、ｄ軸目標電流＊ｉｄ及びｑ軸目標電流＊ｉｑと、磁極位置−角速度検出器１５から出力される交流モータ１１の電気角速度ωｒｅとが入力されており、さらに、ｄ軸インダクタンスＬｄ及びｑ軸インダクタンスＬｑの値が保持されている。
そして、非干渉制御器３６は、ｄ軸とｑ軸との間で干渉し合う速度起電力成分を相殺してｄ軸及びｑ軸を独立して制御するために、ｄ軸及びｑ軸に対する各干渉成分を相殺するｄ軸補償項Ｖｄｋ及びｑ軸補償項Ｖｑｋを算出する。
【００２１】
非干渉制御器３６から出力されたｄ軸補償項Ｖｄｋと、電流制御部３４から出力されたｄ軸電圧指令初期値Ｖd0とは加算器３７に入力されており、非干渉制御器３６から出力されたｑ軸補償項Ｖｑｋと、電流制御部３５から出力されたｑ軸電圧指令初期値Ｖq0とは加算器３８に入力されている。
そして、加算器３７はｄ軸補償項Ｖｄｋとｄ軸電圧指令初期値Ｖd0とを加算して得た値を、新たなｄ軸電圧指令初期値Ｖd0とする。
同様に、加算器３８はｑ軸補償項Ｖｑｋとｑ軸電圧指令初期値Ｖq0とを加算して得た値を、新たなｑ軸電圧指令初期値Ｖq0とする。
【００２２】
加算器３７から出力されたｄ軸電圧指令初期値Ｖd0及び加算器３８から出力されたｑ軸電圧指令初期値Ｖq0は、共に電圧調整部３９に入力されている。
電圧調整部３９は、ｄ軸電圧指令初期値Ｖd0及びｑ軸電圧指令初期値Ｖq0の合成スカラーＳ＝（Ｖd0 2＋Ｖq0 2）(1/2)が所定の閾値Ｖlimit以下の場合には、ｄ軸電圧指令初期値Ｖd0及びｑ軸電圧指令初期値Ｖq0を何等変化させずに、それぞれｄ軸電圧指令値＊Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値＊Ｖｑとして出力する。
一方、合成スカラーＳ＝（Ｖd0 2＋Ｖq0 2）(1/2)が所定の閾値Ｖlimitを超える場合には、例えば、ｄ軸電圧指令初期値Ｖd0は不変のまま、合成スカラーＳ＝（Ｖd0 2＋Ｖq0 2）(1/2)が閾値Ｖlimitと等しくなるようにｑ軸電圧指令初期値Ｖq0を調整、すなわちＶq0 2＝Ｖlimit 2−Ｖd0 2に基づきｑ軸電圧指令初期値Ｖq0を縮小して、それぞれｄ軸電圧指令値＊Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値＊Ｖｑとして出力する。
ここで、閾値Ｖlimitは、少なくともインバータ１３から交流モータ１１へ供給可能な最大電圧Ｖｍａｘより大きい値に設定されている。なお、ｄｑ座標系においては、電源電圧Ｖｄｃに対して、３相交流座標とｄｑ座標との変換係数Ｃ＝（２／３）1/2を考慮すると、インバータ１３から交流モータ１１へ供給可能な最大電圧Ｖｍａｘは、Ｖｍａｘ＝（Ｖｄｃ／２）×（１／Ｃ）と算出される。
【００２３】
電圧調整部３９から出力されたｄ軸電圧指令値＊Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値＊Ｖｑはｄｑ−３相交流座標変換器４０に入力されている。
ｄｑ−３相交流座標変換器４０は、ｄｑ座標上でのｄ軸電圧指令値＊Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値＊Ｖｑを、下記数式（２）に基づいて、静止座標である３相交流座標上でのＵ相交流電圧指令初期値＊Ｖu0及びＷ相交流電圧指令初期値＊Ｖw0に変換する。なお、数式（２）において、変換係数Ｃ＝（２／３）1/2は、変換の前後で取り扱う電力が変わらないようにするための係数である。
【００２４】
【数２】
ｄｑ−３相交流座標変換器４０から出力されたＵ相交流電圧指令初期値＊Ｖu0及びＷ相交流電圧指令初期値＊Ｖw0は、演算器４１に入力されている。
演算器４１は、＊Ｖv0＝−（＊Ｖu0）−（＊Ｖw0）により、Ｖ相交流電圧指令初期値＊Ｖv0を算出する。
そして、ｄｑ−３相交流座標変換器４０から出力されたＵ相交流電圧指令初期値＊Ｖu0及びＷ相交流電圧指令初期値＊Ｖw0と、演算器４１から出力されたＶ相交流電圧指令初期値＊Ｖv0とは、変調制御部４２に入力されている。
【００２６】
変調制御部４２は、各電圧指令初期値＊Ｖu0，＊Ｖw0，＊Ｖv0に基づいて、インバータ１３のスイッチング素子をオン／オフさせるためのスイッチング指令として各電圧指令値＊Ｖｕ，＊Ｖｗ，＊Ｖｖを生成して、インバータ１３に供給している。
すなわち、変調制御部４２は、例えばＰＷＭ方式により、変調信号である各電圧指令初期値＊Ｖu0，＊Ｖw0，＊Ｖv0と、搬送波である例えば三角波Ｃとの大小を比較して「ロー」又は「ハイ」を出力して、パルス列からなる各電圧指令値＊Ｖｕ，＊Ｖｗ，＊Ｖｖを生成する。
【００２７】
ここで、変調制御部４２は、電圧調整部３９におけるｄ軸電圧指令初期値Ｖd0及びｑ軸電圧指令初期値Ｖq0の合成スカラーＳ＝（Ｖd0 2＋Ｖq0 2）(1/2)が、インバータ１３から交流モータ１１へ供給可能な最大電圧Ｖｍａｘより大きい場合に、変調信号である正弦波状の各電圧指令初期値＊Ｖu0，＊Ｖw0，＊Ｖv0の最大振幅Ｖｍが、搬送波である三角波Ｃの最大振幅Ｖｃを超えるように設定する。そして、変調信号が搬送波を超える場合であっても変調信号を動作させて「ロー」又は「ハイ」を出力する。これにより、例えば図３に示すように、正弦波状のＵ相交流電圧指令初期値＊Ｖu0が、搬送波である三角波Ｃを超える領域αにおいて、ＰＷＭのデューティーは、いわば頭打ちの状態となり、０％又は１００％にクリップされる。
この場合、パルス列からなる各電圧指令値＊Ｖｕ，＊Ｖｗ，＊Ｖｖをフーリエ解析した際の基本波の振幅は、変調度に対して線形関係にはならず、例えば図４に示した実変調波のＵ相交流電圧指令値＊Ｖｕ（図４での破線＊Ｖｕ）及びＷＵ線間電圧Ｖｗｕ（図４での実線Ｖｗｕ）のように、各電圧指令値＊Ｖｕ，＊Ｖｗ，＊Ｖｖは疑似矩形波状となり、これに伴って、交流モータ１１の各相の端子間に対する各線間電圧Ｖｗｕ，Ｖｕｖ，Ｖｖｗは疑似矩形波状となる。さらに、変調信号である正弦波状の各電圧指令初期値＊Ｖu0，＊Ｖw0，＊Ｖv0の各最大振幅Ｖｍが極めて大きくなれば、各線間電圧Ｖｗｕ，Ｖｕｖ，Ｖｖｗは矩形波状となる。
【００２８】
この疑似矩形波或いは矩形波状の各線間電圧Ｖｗｕ，Ｖｕｖ，Ｖｖｗの実効値電圧Ｖeffは、例えば正弦波変調のＰＷＭ方式、すなわち正弦波状の変調信号の最大振幅Ｖｍを三角波状の搬送波の最大振幅Ｖｃよりも小さくなるように制限して、ＰＷＭ方式により得られたパルス列をフーリエ解析した際の基本波の振幅が変調度に対して線形関係を有するように設定した場合の、正弦波状の各線間電圧Ｖwu0，Ｖuv0，Ｖvw0の実効値電圧Ｖeff0に比べて大きな値となる。
具体的には、各線間電圧Ｖｗｕ，Ｖｕｖ，Ｖｖｗが矩形波状となった状態で実効値電圧Ｖeffは最大となり、この場合、各線間電圧Ｖｗｕ，Ｖｕｖ，Ｖｖｗの最大振幅はＶｄｃであるから、Ｖeff＝Ｖｄｃ×（２／３）(1/2)となる。
一方、正弦波変調のＰＷＭ方式における各線間電圧Ｖwu0，Ｖuv0，Ｖvw0の実効値電圧Ｖeff0は、各線間電圧Ｖwu0，Ｖuv0，Ｖvw0の最大振幅がＶｄｃ×３(1/2)／２なので、Ｖeff0＝（Ｖｄｃ×３(1/2)／２）×（１／２(1/2)）＝Ｖｄｃ×６(1/2)／４であり、最大で約３３％の電圧利用率改善となる。
なお、例えば図４に示すように、インバータ１３内におけるスイッチング素子等の電圧降下を無視すると、各電圧指令値＊Ｖｕ，＊Ｖｗ，＊Ｖｖの最大電圧は、インバータ１３の各相出力点と電源１４の直流電源仮想中性点との間の電圧、すなわち電源電圧Ｖｄｃの半分の値Ｖｄｃ／２に等しくなり、各線間電圧Ｖｗｕ，Ｖｕｖ，Ｖｖｗの最大電圧は電源電圧Ｖｄｃに等しくなる。
一方、正弦波変調のＰＷＭ方式における各線間電圧Ｖwu0，Ｖuv0，Ｖvw0の最大電圧は、（３(1/2)／２）×Ｖｄｃである。
【００２９】
本実施の形態による交流モータの制御装置１０は上記構成を備えており、次に、この交流モータの制御装置１０の動作、特に、電圧調整部３９の動作について添付図面を参照しながら説明する。図５は交流モータの制御装置１０の動作について示すフローチャートである。
【００３０】
先ず、ステップＳ１１にて、ｄｑ座標上で電流のフィードバック制御により、ｄ軸電圧指令初期値Ｖd0及びｑ軸電圧指令初期値Ｖq0を算出する。
次に、ステップＳ１２にて、ｄ軸電圧指令初期値Ｖd0及びｑ軸電圧指令初期値Ｖq0の合成スカラーＳ＝（Ｖd0 2＋Ｖq0 2）(1/2)が、少なくともインバータ１３から交流モータ１１へ供給可能な最大電圧Ｖｍａｘより大きい値に設定された所定の閾値Ｖlimitを超える場合には、ｄ軸電圧指令初期値Ｖd0は不変のまま、ｑ軸電圧指令初期値Ｖq0を縮小して、合成スカラーＳ＝（Ｖd0 2＋Ｖq0 2）(1/2)が閾値Ｖlimitと等しくなるように設定して、それぞれｄ軸電圧指令値＊Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値＊Ｖｑとして出力する。
【００３１】
一方、合成スカラーＳ＝（Ｖd0 2＋Ｖq0 2）(1/2)が所定の閾値Ｖlimit以下の場合には、ｄ軸電圧指令初期値Ｖd0及びｑ軸電圧指令初期値Ｖq0を何等変化させずに、それぞれｄ軸電圧指令値＊Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値＊Ｖｑとして出力する。
次に、ステップＳ１３において、ｄｑ座標上でのｄ軸電圧指令値＊Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値＊Ｖｑを、静止座標である３相交流座標上でのＵ相交流電圧指令初期値＊Ｖu0及びＷ相交流電圧指令初期値＊Ｖw0に変換する。
次に、ステップＳ１４において、Ｕ相交流電圧指令初期値＊Ｖu0及びＷ相交流電圧指令初期値＊Ｖw0に基づいて、インバータ１３のスイッチング素子をオン／オフさせるためのスイッチング指令として各電圧指令値＊Ｖｕ，＊Ｖｗ，＊Ｖｖを生成する。
【００３２】
上述したように、本実施の形態による交流モータの制御装置１０によれば、電圧調整部３９にて、ｄ軸電圧指令初期値Ｖd0及びｑ軸電圧指令初期値Ｖq0の合成スカラーＳ＝（Ｖd0 2＋Ｖq0 2）(1/2)が、少なくともインバータ１３から交流モータ１１へ供給可能な最大電圧Ｖｍａｘより大きい所定の閾値Ｖlimit以下の場合には、ｄ軸電圧指令初期値Ｖd0及びｑ軸電圧指令初期値Ｖq0を何等変化させずに、それぞれｄ軸電圧指令値＊Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値＊Ｖｑとして出力するため、この最大電圧Ｖｍａｘよりも大きな電圧を交流モータ１１に供給することが可能となる。これにより、例えば交流モータ１１の回転数の増大に伴って、逆起電圧が増大した場合であっても、交流モータ１１に所望のトルクを発生させるための電流を通電させることが可能となる。
しかも、変調制御部４２は、交流モータ１１の各相の端子間に対する各線間電圧Ｖｗｕ，Ｖｕｖ，Ｖｖｗを疑似矩形波又は矩形波とすることで、例えば同一の最大振幅を有する正弦波に比べて、最大で３３％まで実効値電圧を向上させることができ、この実効値電圧の増大分によって、等価的にインバータ１３から交流モータ１１へ供給可能な最大電圧Ｖｍａｘを増大させた場合と同等の効果を得ることができる。
これにより、交流モータ１１に所望の回転数及びトルクを発生させて、交流モータ１１の性能を最大限まで活用することが可能となる。
【００３３】
なお、本実施形態においては、電圧調整部３９にてｄ軸電圧指令初期値Ｖd0及びｑ軸電圧指令初期値Ｖq0を、少なくともインバータ１３から交流モータ１１へ供給可能な最大電圧Ｖｍａｘよりも大きい値に設定されている閾値Ｖlimitに応じて調整するとしたが、これに限定されず、常に、ｄ軸電圧指令初期値Ｖd0及びｑ軸電圧指令初期値Ｖq0を何等変化させずに、それぞれｄ軸電圧指令値＊Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値＊Ｖｑとして出力しても良いし、電圧調整部３９が省略されていても良い。
この場合、図６に示す交流モータの制御装置１０の動作の変形例を示すフローチャートのように、先ず、ステップＳ２１において、ｄｑ座標上で電流のフィードバック制御により、ｄ軸電圧指令初期値Ｖd0及びｑ軸電圧指令初期値Ｖq0を算出する。
【００３４】
次に、ステップＳ２２において、ｄｑ座標上でのｄ軸電圧指令値＊Ｖｄ（ｄ軸電圧指令初期値Ｖd0と同等）及びｑ軸電圧指令値＊Ｖｑ（ｑ軸電圧指令初期値Ｖq0と同等）を、静止座標である３相交流座標上でのＵ相交流電圧指令初期値＊Ｖu0及びＷ相交流電圧指令初期値＊Ｖw0に変換する。
そして、ステップＳ２３において、Ｕ相交流電圧指令初期値＊Ｖu0及びＷ相交流電圧指令初期値＊Ｖw0に基づいて、インバータ１３のスイッチング素子をオン／オフさせるためのスイッチング指令として各電圧指令値＊Ｖｕ，＊Ｖｗ，＊Ｖｖを生成する。
【００３５】
また、本実施形態においては、電圧調整部３９にて合成スカラーＳ＝（Ｖd0 2＋Ｖq0 2）(1/2)が所定の閾値Ｖlimitを超える場合には、ｄ軸電圧指令初期値Ｖd0は不変のまま、ｑ軸電圧指令初期値Ｖq0を縮小するとしたが、これに限定されず、例えば、ｄｑ座標系におけるベクトル位相θ＝ｔａｎ-1（Ｖd0／Ｖq0）は不変のまま、合成スカラーＳ＝（Ｖd0 2＋Ｖq0 2）(1/2)が閾値Ｖlimitと等しくなるようにｄ軸電圧指令初期値Ｖd0及びｑ軸電圧指令初期値Ｖq0を縮小して、それぞれｄ軸電圧指令値＊Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値＊Ｖｑとして出力しても良いし、その他の方法であっても良い。要するに、合成スカラーＳが閾値Ｖlimitで制限されていれば良い。
【００３６】
なお、本実施形態においては、インバータ１３から交流モータ１１へ供給可能な最大電圧Ｖｍａｘは電源電圧Ｖｄｃの半分の値（Ｖｄｃ／２）に等しくなるとしたが、これに限定されず、例えばインバータ１３内におけるスイッチング素子等の電圧降下δがある場合には、この電圧降下δを考慮した値（Ｖｄｃ／２−δ）となる。
なお、本実施の形態においては、搬送波を三角波Ｃとしたが、これに限定されず、例えば鋸波等のその他の波形であっても良い。
【００３７】
さらに、本実施の形態においては、交流モータ１１を永久磁石式の交流同期モータとしたが、これに限定されず、例えば誘導モータ等の、その他の交流モータであっても良い。
【００３８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の交流モータの制御装置によれば、交流モータの各相の端子間での線間電圧の波形を矩形波又は疑似矩形波とすることで、例えば同一の最大振幅を有する正弦波に比べて、実効値電圧を増大させることができる。これにより、例えば交流モータの回転数の増大に伴って逆起電圧が増大した場合であっても、交流モータに所望のトルクを発生させるための電流を通電することができ、所望の回転数及びトルクを発生させて、交流モータの性能を最大限まで活用することが可能となる。
さらに、正弦波状の相電圧指令値に応じた変調信号の最大振幅が、搬送信号の最大振幅を超えるように設定して、変調信号が搬送信号を超える場合であっても変調信号を動作させることで、電力変換装置から交流モータの各相へ供給される相電圧を疑似矩形波状とすることができ、さらに変調信号の最大振幅を増大させることで、矩形波状とすることが可能であり、交流モータの各相の端子間での線間電圧において、例えば同一の最大振幅を有する正弦波に比べて、最大で３３％まで電圧利用率を向上させることができる。
さらに、ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値の合成スカラーを、少なくとも電力変換装置から交流モータへ供給可能な最大電圧よりも大きな所定の閾値で制限することにより、この合成スカラーのうち、電力変換装置から交流モータへ供給可能な最大電圧を超えた部分は、電力変換装置から交流モータの各相へ供給される相電圧を疑似矩形波状又は矩形波状にした際の実効値電圧の増大分として確保することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の一実施形態に係る交流モータの制御装置の構成図である。
【図２】 図１に示すベクトル制御部の構成図である。
【図３】 ＰＷＭ方式における変調信号及び搬送波の波形と、出力されるパルス列とを示すグラフ図である。
【図４】 Ｕ相交流電圧指令値＊Ｖｕ及びＷＵ線間電圧Ｖｗｕの波形を示すグラフ図である。
【図５】 交流モータの制御装置の動作を示すフローチャートである。
【図６】 交流モータの制御装置の動作の変形例を示すフローチャートである。
【符号の説明】
１０ 交流モータの制御装置
１１ 交流モータ
１３ インバータ（電力変換装置）
１４ 電源（電源装置）
１６，１７ 電流検出器
２２ 目標電流演算部（目標電流発生手段）
２３ ベクトル制御部（ベクトル制御手段）
３１ ３相交流−ｄｑ座標変換器（回転座標変換手段）
３４，３５ 電流制御部（電流制御手段）
３９ 電圧調整部（電圧調整手段）
４０ ｄｑ−３相交流座標変換器（固定座標変換手段）
４２ 変調制御部（変調制御手段）
Claims (1)
- トルク指令に基づいた電流指令値を、回転直交座標系をなすｄｑ座標上でのｄ軸目標電流及びｑ軸目標電流として発生する目標電流発生手段と、
多相の交流モータの各相に供給される交流電流を検出する電流検出器と、
前記電流検出器により検出された前記交流電流を前記ｄｑ座標上のｄ軸電流及びｑ軸電流に変換する回転座標変換手段と、
前記ｄ軸目標電流に前記ｄ軸電流を追従させ、前記ｑ軸目標電流に前記ｑ軸電流を追従させるように電流フィードバック制御を行うベクトル制御手段と、
前記ベクトル制御手段により制御されて前記交流モータを駆動する電力変換装置と、この電力変換装置に直流電力を供給する電源装置とを備え、
前記ベクトル制御手段は、前記電力変換装置から前記交流モータの各相へ供給される相電圧の波形を矩形波又は疑似矩形波とし、前記交流モータの各相間の線間電圧の波形を矩形波又は疑似矩形波とし、
前記ベクトル制御手段は、前記ｄ軸目標電流と前記ｄ軸電流との偏差及び前記ｑ軸目標電流と前記ｑ軸電流との偏差に基づいて、ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を算出する電流制御手段と、
前記ｄ軸電圧指令値及び前記ｑ軸電圧指令値を固定座標上の相電圧指令値に変換する固定座標変換手段と、
前記相電圧指令値に応じた変調信号と所定の搬送信号とに基づくパルス幅変調方式により、前記電力変換装置から前記交流モータの各相に前記相電圧を出力させるための交流電圧指令値として、パルス列を発生する変調制御手段と、
前記ｄ軸電圧指令値及び前記ｑ軸電圧指令値の合成スカラーが所定の閾値以下となるように、前記ｄ軸電圧指令値及び前記ｑ軸電圧指令値を制限する電圧調整手段とを備え、
前記閾値は、少なくとも前記電力変換装置から前記交流モータへ供給可能な最大電圧よりも大きい値に設定されており、
前記変調制御手段は、前記合成スカラーが前記最大電圧を超える場合に、前記変調信号の最大振幅が前記搬送信号の最大振幅よりも大きくなるように設定することを特徴とする交流モータの制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000000524A JP3939481B2 (ja) | 2000-01-05 | 2000-01-05 | 交流モータの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000000524A JP3939481B2 (ja) | 2000-01-05 | 2000-01-05 | 交流モータの制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001197778A JP2001197778A (ja) | 2001-07-19 |
| JP3939481B2 true JP3939481B2 (ja) | 2007-07-04 |
Family
ID=18529865
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000000524A Expired - Fee Related JP3939481B2 (ja) | 2000-01-05 | 2000-01-05 | 交流モータの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3939481B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE112010005981T5 (de) | 2010-11-09 | 2013-09-26 | Toshiba Kikai Kabushiki Kaisha | Verfahren zum Steuern des Stroms eines Motors und Steuergerät eines Motors |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4549777B2 (ja) * | 2004-08-19 | 2010-09-22 | 本田技研工業株式会社 | モータ制御装置 |
| JP4856383B2 (ja) * | 2005-03-18 | 2012-01-18 | 本田技研工業株式会社 | 電動パワーステアリング装置 |
| KR101361241B1 (ko) | 2008-01-23 | 2014-02-21 | 현대모비스 주식회사 | Ｍｄｐｓ 시스템의 토크 리플 감소 방법 |
| JP5332904B2 (ja) * | 2009-05-26 | 2013-11-06 | 三菱電機株式会社 | 交流電動機のセンサレス制御装置 |
| US9054622B2 (en) | 2009-09-15 | 2015-06-09 | Toshiba Kikai Kabushiki Kaisha | Method of controlling a current of a motor and control device of a motor |
| KR101405237B1 (ko) | 2013-06-25 | 2014-06-10 | 현대자동차 주식회사 | 친환경 자동차의 모터 제어 시스템 |
| JP2017205017A (ja) * | 2017-08-28 | 2017-11-16 | 三菱重工サーマルシステムズ株式会社 | 空気調和機のモータ制御装置及び空気調和機 |
| DE112020003026T5 (de) * | 2019-06-26 | 2022-03-10 | Kabushiki Kaisha Toyota Jidoshokki | Steuerungsvorrichtung für einen Elektromotor |
-
2000
- 2000-01-05 JP JP2000000524A patent/JP3939481B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE112010005981T5 (de) | 2010-11-09 | 2013-09-26 | Toshiba Kikai Kabushiki Kaisha | Verfahren zum Steuern des Stroms eines Motors und Steuergerät eines Motors |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2001197778A (ja) | 2001-07-19 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US8278865B2 (en) | Control device | |
| JP4205157B1 (ja) | 電動機の制御装置 | |
| JP4065903B2 (ja) | 誘導電動機のベクトル制御装置、誘導電動機のベクトル制御方法および誘導電動機の駆動制御装置 | |
| US8232753B2 (en) | Control device for electric motor drive apparatus | |
| JP3661642B2 (ja) | モータの制御装置及びその制御方法 | |
| KR100655702B1 (ko) | 영구자석 동기 모터 제어방법 | |
| JP5741966B2 (ja) | 交流電動機の制御装置 | |
| JP3515460B2 (ja) | 交流モータの制御装置 | |
| JP5757304B2 (ja) | 交流電動機の制御装置 | |
| US9543868B2 (en) | Apparatus for controlling rotary electric machine | |
| JP3783695B2 (ja) | モーター制御装置 | |
| JP5488845B2 (ja) | 交流電動機の制御装置 | |
| WO2012017766A1 (ja) | 制御装置 | |
| JP2004064909A (ja) | モータ制御装置 | |
| JP5483218B2 (ja) | 交流電動機の制御装置 | |
| JP3939481B2 (ja) | 交流モータの制御装置 | |
| WO2017030055A1 (ja) | 回転機の制御装置および制御方法 | |
| JP2004289927A (ja) | モーター制御装置 | |
| JP2005168140A (ja) | モータ制御装置及びその制御方法 | |
| JP4526628B2 (ja) | 交流モータの制御装置 | |
| JP2014050123A (ja) | ロータ位置推定装置、電動機制御システムおよびロータ位置推定方法 | |
| JP2006121855A (ja) | 交流モータ制御装置 | |
| JP7385776B2 (ja) | 電動機の制御装置 | |
| WO2023073823A1 (ja) | 回転機の制御装置及び電動パワーステアリング装置 | |
| JP7251336B2 (ja) | モータ制御装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20051013 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20051018 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20051214 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20060822 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20070320 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20070328 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110406 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110406 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130406 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130406 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140406 Year of fee payment: 7 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |