JP5757304B2 - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、三相のうち一相の相電流を電流センサにより検出して交流電動機の通電を制御する交流電動機の制御装置に関する。

近年、低燃費、低排気エミッションの社会的要請から車両の動力源として交流電動機を搭載した電気自動車やハイブリッド自動車が注目されている。例えば、ハイブリッド自動車においては、二次電池等からなる直流電源と交流電動機とを、インバータ等で構成された電力変換装置を介して接続し、直流電源の直流電圧をインバータで交流電圧に変換して交流電動機を駆動するようにしたものがある。
このようなハイブリッド自動車や電気自動車に搭載される交流電動機の制御装置において、相電流を検出する電流センサを二相又は三相に設けるのではなく一相のみに設けることで、電流センサの数を減らし、インバータの三相出力端子近傍の小型化や交流電動機の制御系統のコスト低減を図る技術が知られている。例えば、電流センサで検出した一相の「センサ相」（例えばＷ相）の電流検出値と、ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値と、交流電動機の電気角とに基づいて、センサ相以外の相（例えばＵ相とＶ相）の電流推定値を算出するようにしたものがある（例えば特許文献１）。

また、交流電動機の制御モードとして、一般的に採用される正弦波ＰＷＭ制御モードや過変調ＰＷＭ制御モードよりも電圧利用率を高められる「矩形波制御モード」の技術が、例えば特許文献２に開示されている。矩形波とは、電流１周期で１パルスの波形をいう。
正弦波ＰＷＭ制御モード及び過変調ＰＷＭ制御モードは、電流センサの検出値に基づいて算出したｄ軸電流及びｑ軸電流をｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値に追従させるようにフィードバックする「電流フィードバック制御方式」に該当する。これに対し、矩形波制御モードは、電流センサの検出値に基づいて算出したｄ軸電流及びｑ軸電流から推定トルクを算出し、この推定トルクをトルク指令値に追従させるようにフィードバックして矩形波電圧の位相を制御するものであり、「トルクフィードバック制御方式」に該当する。

矩形波制御モードは、特に、逆起電力を抑制するための弱め界磁制御が必要となる高回転運転領域で採用され、負のｄ軸電流である弱め界磁電流の絶対値を最小限とする。また、インバータのスイッチング回数を最少に抑え、スイッチング損失を低減させることができる。このような特性から、ハイブリッド自動車や電気自動車のモータジェネレータ等の駆動制御において、低回転領域では正弦波制御モード、中回転領域では過変調制御モード、高回転領域では矩形波制御モードというように、電動機の回転数や出力トルク等の動作状態に応じて、すなわち電動機の駆動に必要な電圧によって制御方式を切り替えつつ併用することが有効である。

特開２００４−１５９３９１号公報 特開２０１０−１２４５４４号公報

ところで、ハイブリッド自動車や電気自動車に搭載される交流電動機は、他の技術分野の交流電動機に比べ、使用される回転数及び出力トルクが広範囲に及ぶため、電流フィードバック制御方式とトルクフィードバック制御方式とを併用できるようにすることが望まれる。それ故、電流センサを一相としつつ、インバータの三相出力端子近傍の小型化やコスト低減を図る技術を車両技術分野で実用化するためには、電流フィードバック制御方式とトルクフィードバック制御方式とを併用可能とする技術が強く求められる。

本発明は上述の課題に鑑みて成されたものであり、その目的は、三相のうち一相の相電流を電流センサにより検出して交流電動機の通電を制御する制御装置において、電流フィードバック制御方式とトルクフィードバック制御方式とを併用可能とする交流電動機の制御装置を提供することにある。

本発明は、三相の交流電動機を駆動するインバータと、交流電動機の三相のうち一相のセンサ相に流れる電流を検出する電流センサと、インバータを構成する複数のスイッチング素子のオン／オフを切り替えて交流電動機の通電を制御する制御手段とを備える交流電動機の制御装置において、制御手段は、交流電動機の通電の制御方式について、電流フィードバック制御方式及びトルクフィードバック制御方式を切替え可能であることを特徴とする。

「電流フィードバック制御方式」とは、電流センサが検出したセンサ相の電流検出値、又は当該電流検出値に基づく電流推定値を電流指令値に対してフィードバックする制御方式をいう。「トルクフィードバック制御方式」とは、交流電動機の駆動に係るトルク推定値をトルク指令値に対してフィードバックする制御方式をいい、代表的には、電流検出値及び電気角に基づいて算出したトルク推定値をトルク指令値に対してフィードバックする制御方式をいう。

制御手段は、一相のセンサ相の電流検出値に基づいてｄ軸電流推定値及びｑ軸電流推定値を推定する電流推定手段を有する。この場合、ｄ軸電流推定値及びｑ軸電流推定値を直接推定する態様、或いは、センサ相以外の一相の電流推定値を算出してからｄｑ変換によってｄ軸電流推定値及びｑ軸電流推定値を間接的に推定する態様を含む。そして、トルクフィードバック制御方式を適用するとき、電流推定手段によって算出されたｄ軸電流推定値及びｑ軸電流推定値に基づいてトルク推定値を算出する。
これにより、制御手段は、フィードバック制御方式に応じて電流推定方法を切替え可能であることを特徴とする。

ここで、「交流電動機」は、交流駆動のモータ、発電機、及びモータジェネレータを含むものであり、例えば、ハイブリッド自動車や電気自動車の主機として用いられ駆動輪を駆動するためのトルクを発生するモータジェネレータが該当する。また、例えば、モータジェネレータを駆動する電動機制御装置が「交流電動機の制御装置」に該当する。

本発明の構成では、制御手段は、交流電動機の通電の制御方式について、電流フィードバック制御方式及びトルクフィードバック制御方式を切替え可能である
電流フィードバック制御方式は、具体的には正弦波ＰＷＭ制御モードや過変調ＰＷＭ制御モードである。トルクフィードバック制御方式に比べ、取り得る電圧利用率が低く、また、スイッチング回数が多いためスイッチング損失が相対的に大きい。その反面、特に正弦波ＰＷＭ制御モードでは、低回転領域でのトルク脈動を小さくすることができる。
一方、トルクフィードバック制御方式は、具体的には矩形波制御モード等である。電流フィードバック制御方式よりも電圧利用率を高められ、また、スイッチング回数を最少に抑えられるためスイッチング損失が相対的に小さい。そのため、高回転領域における出力向上に適している。

例えば、ハイブリッド自動車や電気自動車のモータジェネレータは、使用する回転数及び出力トルクの範囲が非常に広いため、電流フィードバック制御方式だけでは、十分に効率的な制御をすることができない。したがって、本発明の交流電動機の制御装置により、回転数や出力トルク等に応じて電流フィードバック制御方式とトルクフィードバック制御方式とを切替え可能とすることが特に有効である。

本発明の一つの態様の電流推定手段は、以下のような構成とすることが好ましい。
好ましい電流推定手段は、センサ相の軸に一致するα軸、及び当該α軸に直交するβ軸からなる固定座標系におけるα軸電流及びβ軸電流に基づいてセンサ相を基準にした電流位相であるセンサ相基準電流位相を算出し、当該センサ相基準電流位相とセンサ相の電流検出値とに基づいてセンサ相以外の相の電流推定値を算出する。そして、センサ相の電流検出値とセンサ相以外の相の電流推定値とをｄｑ変換してｄ軸電流推定値及びｑ軸電流推定値を推定する。
また、α軸電流及びβ軸電流の算出について、センサ相の電流検出値に基づいてα軸電流を算出し、且つ、少なくともトルクフィードバック制御方式を適用するとき、α軸電流の微分値に基づいてβ軸電流を算出する。

さらに、この電流推定手段によるα軸電流及びβ軸電流の算出方法について、適用されるフィードバック制御方式に応じて好ましい算出方法を提供する。
α軸電流については、電流フィードバック制御方式を適用するとき、トルクフィードバック制御方式を適用するときのいずれもセンサ相の電流検出値に基づいて算出する。
β軸電流については、電流フィードバック制御方式を適用するときは、ｄｑ軸電流指令値や三相電流指令値の電流指令値を用いて算出することができ、好ましくは、センサ相以外の一相の電流指令値とセンサ相の電流検出値とに基づいてβ軸電流を算出するとよい。

一方、電流指令値を用いないトルクフィードバック制御方式を適用するときは、電流指令値に基づいてβ軸電流を算出することができない。そこで、少なくともトルクフィードバック制御方式を適用するときは、α軸電流の微分値に基づいてβ軸電流を算出する。ここで「微分値」とは、電流検出タイミングの間の電気角移動量に対するα軸電流の差分値を意味する。

また、トルクフィードバック制御方式を適用するとき、スイッチング素子のオン／オフを切り替えるスイッチタイミング、及び、連続するスイッチタイミングの間に一回以上設定される中間タイミングにおけるセンサ相の電流検出値に基づいてα軸電流を算出し、スイッチタイミング又は中間タイミングのうちいずれか二回のタイミングの間の電気角移動量に対するα軸電流の変化量に基づいてα軸電流の微分値を算出することが好ましい。

これにより、三相のうち一相の相電流を電流センサにより検出し他の相の相電流を推定する交流電動機の制御装置において、電流指令値を用いる電流フィードバック制御方式と、電流指令値を用いないトルクフィードバック制御方式とを併用することができる。
したがって、例えばハイブリッド自動車や電気自動車のモータジュネレータの駆動制御に適用した場合、電流センサの数を減らすことでインバータの三相出力端子近傍の小型化やコスト低減をすることができ、且つ、回転数や出力トルク等の動作状態に応じて、電流フィードバック制御方式である正弦波制御モード又は過変調制御モードと、トルクフィードバック制御方式である矩形波制御モードとを切り替えることで、交流電動機を広範囲且つ効率的に駆動することができる。

本発明の交流電動機の制御装置は、通電制御方式を電流フィードバック制御方式からトルクフィードバック制御方式に切り替えたときのα軸電流及びβ軸電流の好ましい算出方法について、さらに言及する。具体的には、どのタイミングでのα軸電流値による「α軸電流の変化量」に基づいてα軸電流を微分し、β軸電流を算出するのが好ましいかを示す。
以下、β軸電流の算出時を基準として、今回のタイミングの電気角、及び、今回のタイミングでセンサ相の電流検出値に基づいて算出されたα軸電流の値の組を「今回値」という。また、今回の一回前のタイミングの電気角、及び、今回の一回前のタイミングで算出されたα軸電流の値の組を「前回値」、今回の二回前のタイミングの電気角、及び、今回の二回前のタイミングで算出されたα軸電流の値の組を「前々回値」という。「前回値」と「前々回値」とを合わせて「過去値」という。

α軸電流の微分は、基本的に「過去値」と「今回値」とを用いて行う。ただし、トルクフィードバック制御方式に切替え後の一回目にα軸電流を算出するタイミングでは、トルクフィードバック制御方式における過去値は存在しない。そのため、切替え前の電流フィードバック制御方式において最後にα軸電流を算出したタイミングの電気角、及び、算出されたα軸電流の値の組を「前回値」として扱い、最後から二番目にα軸電流を算出したタイミングの電気角、及び、算出されたα軸電流の値の組を「前々回値」として扱う。
そして、前回値と今回値とを用いてα軸電流の微分値を算出する場合は、常に前回値である１組の値を保持しておくことが好ましい。また、前々回値と今回値とを用いてα軸電流の微分値を算出する場合は、常に前々回値及び前回値である２組の値を保持しておくことが好ましい。

トルクフィードバック制御方式に切替わった後は、上述したように、スイッチタイミング同士、及び、中間タイミング同士でα軸電流の微分値を算出することが最も好ましい。そこで、切替え前の電流フィードバック制御方式において最後から二番目と最後にα軸電流を算出したタイミングの電気角、及び、算出されたα軸電流の値の組を保持しておき、切替え後の一回目と二回目にα軸電流を算出するスイッチタイミング又は中間タイミングにおいて、「前々回値」として用いることが好ましい。これにより、切替えの前後を通じて連続した電流推定をすることができ、電流推定値に基づいて算出されるトルク推定値の連続性を好適に確保することができる。

また、本発明の他の態様の電流推定手段は、トルクフィードバック制御方式を適用するとき、所定の演算周期で漸近推定演算を繰り返し実行する。この漸近推定演算では、前回の演算で算出されたｄ軸電流推定値及びｑ軸電流推定値に基づくセンサ相の軸方向成分であるセンサ相電流基準値と、今回のセンサ相の電流検出値と、の差である推定誤差に基づいて算出された「補正ベクトル」をｄｑ軸平面上にて積算することによりｄ軸電流推定値及びｑ軸電流推定値を推定する。つまり、この漸近推定演算は、ｄｑ軸平面上で補正ベクトルを繰り返し演算することによって電流推定値を真値に収束させるものである。

漸近推定演算ではセンサ相軸方向を補正ベクトルの向きとしてもよい。或いは、センサ相軸に直交する方向にも補正し、センサ相軸方向の補正値とセンサ相軸に直交する方向の補正値との合成ベクトルとして補正ベクトルを演算してもよい。この場合、ｄｑ軸平面上で電流推定値をより速く真値に収束させることができる。

本発明の実施形態による交流電動機の制御装置が適用される電動機駆動システムの構成を示す図である。 本発明の実施形態による交流電動機の制御装置の全体構成図である。 交流電動機の制御モードを概略的に説明する図である。 交流電動機の動作状態と制御モードとの対応関係を示す図である。 本発明の第１実施形態による交流電動機の制御装置の電流フィードバック制御方式（正弦波制御モード）の制御部の構成を示すブロック図である。 本発明の第１実施形態による交流電動機の制御装置の電流フィードバック制御方式（過変調制御モード）の制御部の構成を示すブロック図である。 図５、図６の制御部の電流推定部の構成を示すブロック図である。 センサ相を基準にした固定座標系（α−β座標系）を説明する図である。 本発明の第１実施形態による交流電動機の制御装置のトルクフィードバック制御方式（矩形波制御モード）の制御部の構成を示すブロック図である。 図９の制御部の電流推定部の構成を示すブロック図である。 矩形波制御モードにおけるスイッチタイミング及び中間タイミングを説明する図である。 （ａ）スイッチタイミング毎、（ｂ）中間タイミング毎での電流検出値の波形を示す図である。 スイッチタイミングと中間タイミングとでα軸電流の微分値Δｉαを算出する比較例でのβ軸電流ｉβ及びセンサ相基準電流位相θｘの算出精度を説明する図である。 スイッチタイミング同士、及び、中間タイミング同士でα軸電流の微分値Δｉαを算出する実施例でのβ軸電流ｉβ及びセンサ相基準電流位相θｘの算出精度を説明する図である。 トルクフィードバック制御方式でα軸電流の微分値Δｉαに基づいてβ軸電流ｉβを算出するときの補正について説明する図である。 本発明の第１実施形態による電流推定処理のメインフローチャートである。 図１６のセンサ相基準電流位相検知処理のサブフローチャートである。 電流フィードバック制御方式からトルクフィードバック制御方式への切替えパターン（１）を示すタイムチャートである。 電流フィードバック制御方式からトルクフィードバック制御方式への切替えパターン（２）を示すタイムチャートである。 電流フィードバック制御方式からトルクフィードバック制御方式への切替えパターン（３）を示すタイムチャートである。 電流フィードバック制御方式からトルクフィードバック制御方式への切替えパターン（４）を示すタイムチャートである。 電流フィードバック制御方式からトルクフィードバック制御方式への切替えパターン（５）を示すタイムチャートである。 トルクフィードバック制御方式から電流フィードバック制御方式への切替えパターン（６）を示すタイムチャートである。 本発明の第１実施形態による電流フィードバック制御方式からトルクフィードバック制御方式への切替え時の電流波形の実験データである。 図２４の電流波形に基づくトルク波形の実験データである。 本発明の第１実施形態によるトルクフィードバック制御方式から電流フィードバック制御方式への切替え時の電流波形の実験データである。 図２６の電流波形に基づくトルク波形の実験データである。 本発明の第２実施形態による電流推定部の構成を示すブロック図である。 本発明の第２実施形態による漸近推定演算を説明するベクトル図である。 本発明の第２実施形態の変形例による電流推定部の構成を示すブロック図である。 本発明の第２実施形態の変形例による漸近推定演算を説明するベクトル図である。

以下、本発明による交流電動機の駆動を制御する交流電動機の制御装置を図面に基づいて説明する。なお、以下の実施形態において、実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。
（第１実施形態）
図１に示すように、本発明の第１実施形態による「交流電動機の制御装置」としての電動機制御装置１０は、ハイブリッド自動車を駆動する電動機駆動システム１に適用される。

電動機駆動システム１は、交流電動機２、直流電源８、及び電動機制御装置１０等を備える。
交流電動機２は、例えば電動車両の駆動輪６を駆動するためのトルクを発生する電動機である。本実施形態の交流電動機２は、永久磁石式同期型の三相交流電動機である。
電動車両には、ハイブリッド自動車、電気自動車、燃料電池車等、電気エネルギによって駆動輪６を駆動する車両が含まれるものとする。本実施形態の電動車両は、エンジン３を備えたハイブリッド車両であり、交流電動機２は、駆動輪６を駆動するためのトルクを発生する電動機としての機能、及び、エンジン３や駆動輪６から伝わる車両の運動エネルギにより駆動されて発電可能な発電機としての機能を有する、所謂モータジェネレータ（図中、「ＭＧ」と記す。）である。

交流電動機２は、例えば変速機等のギア４を介して車軸５に接続される。これにより、交流電動機２の駆動力は、ギア４を介して車軸５を回転させることにより、駆動輪６を駆動する。
直流電源８は、例えばニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等、充放電可能な蓄電装置である。直流電源８は、電動機制御装置１０のインバータ１２（図２参照）と接続され、インバータ１２を介して交流電動機２と電力の授受可能に構成されている

車両制御回路９は、マイクロコンピュータ等により構成され、内部にはいずれも図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、Ｉ／Ｏ、及び、これらを接続するバスライン等を備えている。車両制御回路９は、予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理により、電動車両全体を制御する。

車両制御回路９は、いずれも図示しないアクセルセンサからのアクセル信号、ブレーキスイッチからのブレーキ信号、及び、シフトスイッチからのシフト信号等の各種センサやスイッチ等から信号を取得可能に構成されている。車両制御回路９は、取得されたこれらの信号等に基づいて車両の運転状態を検出し、運転状態に応じたトルク指令値ｔｒｑ^*を電動機制御装置１０に出力する。また、車両制御回路９は、エンジン３の運転を制御する図示しないエンジン制御回路に対し、指令信号を出力する。

図２に示すように、電動機制御装置１０は、インバータ１２、電流センサ１３、及び「制御手段」としての制御部１５を備える。
インバータ１２には、図示しない昇圧コンバータによる直流電源の昇圧電圧がシステム電圧ＶＨとして入力される。インバータ１２は、ブリッジ接続される図示しない６つのスイッチング素子を有する。スイッチング素子には、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタ、バイポーラトランジスタ等を用いることができる。制御部１５のＰＷＭ信号生成部２５から出力されるＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに基づいてスイッチング素子のオン／オフが制御されることにより、交流電動機２に印加される三相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗに基づいて交流電動機２の駆動が制御される。

電流センサ１３は、交流電動機２のいずれか一相に設けられる。本実施形態では、電流センサ１３は、Ｗ相に設けられており、以下、電流センサ１３の設けられるＷ相を「センサ相」という。電流センサ１３は、Ｗ相の相電流をセンサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓとして検出し、制御部１５に出力する。
以下、本実施形態の説明では、センサ相をＷ相とする構成を前提として説明する。ただし、他の実施形態では、Ｕ相又はＶ相をセンサ相としてもよい。

回転角センサ１４は、交流電動機２の図示しないロータ近傍に設けられ、電気角θｅを検出し、制御部１５に出力する。また、回転角センサ１４により検出された電気角θｅに基づき、交流電動機２のロータの回転数Ｎが算出される。以下、「交流電動機２のロータの回転数Ｎ」を、単に「交流電動機２の回転数Ｎ」という。
本実施形態の回転角センサ１４は、レゾルバであるが、その他の実施形態では、ロータリエンコーダ等、他種のセンサを用いてもよい。

制御部１５は、マイクロコンピュータ等により構成され、内部にはいずれも図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、Ｉ／Ｏ、及び、これらの構成を接続するバスライン等を備えている。制御部１５は、予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理により、交流電動機２の動作を制御する。

電動機制御装置１０は、回転角センサ１４が検出した電気角θｅに基づく交流電動機２の回転数Ｎ、及び、車両制御回路９からのトルク指令値ｔｒｑ^*に応じて、交流電動機２を「電動機としての力行動作」により電力を消費し、又は「発電機としての回生動作」により電力を生成する。具体的には、回転数Ｎ及びトルク指令値ｔｒｑ^*の正負によって、以下の４つのパターンで動作を切り替える。
＜１．正転力行＞ 回転数Ｎが正でトルク指令値ｔｒｑ^*が正のとき、電力消費。
＜２．正転回生＞ 回転数Ｎが正でトルク指令値ｔｒｑ^*が負のとき、発電。
＜３．逆転力行＞ 回転数Ｎが負でトルク指令値ｔｒｑ^*が負のとき、電力消費。
＜４．逆転回生＞ 回転数Ｎが負でトルク指令値ｔｒｑ^*が正のとき、発電。

回転数Ｎ＞０（正転）で、トルク指令値ｔｒｑ^*＞０である場合、または、回転数Ｎ＜０（逆転）でトルク指令値ｔｒｑ^*＜０である場合、インバータ１２は、スイッチング素子のスイッチング動作により、直流電源８側から供給される直流電力を交流電力に変換してトルクを出力する（力行動作する）ように、交流電動機２を駆動する。
一方、回転数Ｎ＞０（正転）で、トルク指令値ｔｒｑ^*＜０である場合、または、回転数Ｎ＜０（逆転）でトルク指令値ｔｒｑ^*＞０である場合、インバータ１２は、スイッチング素子のスイッチング動作により、交流電動機２が発電した交流電力を直流電力に変換し、直流電源８側へ供給することにより、回生動作する。

ここで、本実施形態の電動機制御装置１０による交流電動機２の制御モードについて、図３を参照して説明する。電動機制御装置１０は、インバータ１２における電力変換について、図３に示す３つの制御モードを切り替えて交流電動機２を制御する。

正弦波ＰＷＭ制御モード（以下、「正弦波制御モード」という。）は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、各相の上下アームのスイッチング素子のオン／オフを、正弦波状の電圧指令と、三角波に代表される搬送波との電圧比較に従って制御する。この結果、上アームのスイッチング素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アームのスイッチング素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティが制御される。

正弦波制御モードでは、正弦波状の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲に制限される。そのため、正弦波制御モードでは、インバータ１２に印加される入力直流電圧であるシステム電圧ＶＨに対し、交流電動機２への印加電圧の基本波成分を、システム電圧ＶＨの約０．６１倍程度までしか高めることができない。以下、インバータ１２に印加されるシステム電圧ＶＨに対する交流電動機２の線間電圧の基本波成分（実効値）の比を「変調率」という。

正弦波制御モードでは、正弦波の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲であるため、交流電動機２に印加される線間電圧が正弦波となる。また、搬送波振幅以下の範囲の正弦波成分に３ｋ次高調波成分（ｋは自然数）を重畳させて電圧指令を生成する制御モードを、ここでは正弦波制御モードに含めるものとする。代表的には、ｋ＝１の場合の３次高調波成分を正弦波に重畳させる方式がこれに該当する。これにより、変調率を約０．７１まで高めることができる。
この制御方式では、高調波分によって電圧指令が搬送波振幅よりも高くなる期間が生じるが、各相に重畳された３ｋ次高調波成分は線間では打ち消されるので、線間電圧は、正弦波を維持したものとなる。

過変調ＰＷＭ制御モード（以下、「過変調制御モード」という。）は、電圧指令の正弦波成分の振幅が搬送波振幅より大きい範囲で、上記正弦波制御モードと同様のＰＷＭ制御を行なうものである。特に、電圧指令を本来の正弦波波形から歪ませる「電圧振幅補正」によって基本波成分を更に高めることができ、変調率を、正弦波制御モードでの最高変調率から約０．７８の範囲まで更に高めることができる。過変調制御モードでは、電圧指令の正弦波成分の振幅が搬送波振幅より大きいため、交流電動機２に印加される線間電圧は、正弦波ではなく歪んだ電圧となる。
正弦波制御モード及び過変調制御モードでは、出力電流のフィードバックによって交流電動機２に印加される交流電圧の振幅及び位相を制御する「電流フィードバック制御」が実行される。

一方、矩形波制御モードでは、上記一定期間内でハイレベル期間及びローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分を交流電動機２に印加する。これにより、変調率は約０．７８まで高められる。
矩形波制御モードでは、交流電動機２への印加電圧の振幅が固定されるため、トルク推定値とトルク指令値との偏差に基づく矩形波電圧パルスの位相制御によって「トルクフィードバック制御」が実行される。

図４には、交流電動機２の動作状態と上述の制御モードとの対応関係が示される。
交流電動機２では、回転数や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなるため、モータ駆動に必要なモータ必要電圧が高くなる。そこで、昇圧コンバータによって昇圧されインバータ１２に入力されるシステム電圧ＶＨをモータ必要電圧よりも高く設定する必要がある。そして、好ましくはシステム電圧ＶＨの最大値において、制御モードを正弦波制御モードから過変調制御モードに、さらに過変調制御モードから矩形波制御モードに切り替えることで、電圧利用率を向上させる。
図４に概略的に示すように、低回転数域Ａ１ではトルク変動を小さくするために正弦波制御モードが用いられ、中回転数域Ａ２では過変調制御モードが用いられ、高回転数域Ａ３では矩形波制御モードが適用される。特に、過変調制御モード及び矩形波制御モードを適用することにより、交流電動機２の出力が向上する。

ここで、トルクフィードバック制御方式では、ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を使用しないため、従来、相電流を検出する電流センサを一相のみに設ける構成の交流電動機の制御装置で矩形波制御モードを用いたとき、ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値を用いてセンサ相以外の相の電流推定値を算出する技術を適用することができなかった。
すなわち、電流センサを一相のみに設ける構成の交流電動機の制御装置では、電流指令値を使用する電流フィードバック制御方式と電流指令値を使用しないトルクフィードバック制御方式とを併用することができないという問題があった。

それに対し、本実施形態の電動機制御装置１０は、電流指令値を用いる電流フィードバック制御方式と、電流指令値を用いないトルクフィードバック制御方式とを併用し、上記の３つの制御モードを切替え可能であることを特徴とする。そのため、制御部１５の構成や、制御部１５の中の「電流推定手段」としての電流推定部の構成は、そのとき選択されている制御モードによって逐次変わる。
以下、総括的にいう場合の「制御部１５」に対し、正弦波制御モード、過変調制御モード、及び矩形波制御モードに対応する制御部の符号をそれぞれ１５１、１５２、１５３として区別し、各制御部の構成、作用を説明する。なお、この区別は説明上の便宜的なものであり、本実施形態では、物理的に同一の回路基板上に設けられた制御部１５が、各制御モードに対応するようにソフトウェア処理や専用の電子回路によるハードウェア処理によって切り替えられる。

まず、正弦波制御モードに対応する制御部１５１、及び過変調制御モードに対応する制御部１５２について、図５〜図８を参照して説明する。正弦波制御モード及び過変調制御モードは、共に電流フィードバック制御方式であるため共通部分が多い。
図５に示すように、正弦波制御モードに対応する制御部１５１は、ｄｑ軸電流指令値演算部２１、電流減算器２２、ＰＩ演算部２３、逆ｄｑ変換部２４、ＰＷＭ信号生成部２５、及び、電流推定部３０１を有する。

ｄｑ軸電流指令値演算部２１は、車両制御回路９から取得したトルク指令値ｔｒｑ^*に基づき、交流電動機２の回転座標系（ｄ−ｑ座標系）におけるｄ軸電流指令値ｉｄ^*、及び、ｑ軸電流指令値ｉｑ^*を演算する。本実施形態では、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*は、予め記憶されているマップを参照することにより演算される。他の実施形態では、数式等から演算するように構成してもよい。

電流減算器２２は、ｄ軸電流減算器２２１及びｑ軸電流減算器２２２を有する。ｄ軸電流減算器２２１では、電流推定部３０１にて算出されてフィードバックされるｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔとｄ軸電流指令値ｉｄ^*との差であるｄ軸電流偏差Δｉｄを算出する。また、ｑ軸電流減算器２２２では、電流推定部３０１にて算出されてフィードバックされるｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔとｑ軸電流指令値ｉｑ^*との差であるｑ軸電流偏差Δｉｑを算出する。

ＰＩ演算部２３は、ｄ軸ＰＩ演算部２３１及びｑ軸ＰＩ演算部２３２を有する。ｄ軸ＰＩ演算部２３１では、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔをｄ軸電流指令値ｉｄ^*に追従させるべく、ｄ軸電流偏差Δｉｄが０に収束するようにｄ軸電圧指令値ｖｄ^*をＰＩ演算により算出する。また、ｑ軸ＰＩ演算部２３２では、ｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔをｑ軸電流指令値ｉｑ^*に追従させるべく、ｑ軸電流偏差Δｉｑが０に収束するようにｑ軸電圧指令値ｖｑ^*をＰＩ演算により算出する。
逆ｄｑ変換部２４では、回転角センサ１４から取得される電気角θｅに基づき、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^*を、Ｕ相電圧指令値ｖｕ^*、Ｖ相電圧指令値ｖｖ^*、及びＷ相電圧指令値ｖｗ^*に変換する。

ＰＷＭ信号生成部２５では、インバータ１２のスイッチング素子のオン／オフの切替えに係るＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを、三相電圧指令値ｖｕ^*、ｖｖ^*、ｖｗ^*、及び、インバータ１２に印加されるシステム電圧ＶＨに基づいて算出する。
そして、ＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに基づいてインバータ１２のスイッチング素子のオン／オフが制御されることより、三相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが生成され、この三相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが交流電動機２に印加されることにより、トルク指令値ｔｒｑ^*に応じたトルクが出力されるように、交流電動機２の駆動が制御される。

続いて、過変調制御モードに対応する制御部１５２の構成について、図６を参照し、正弦波制御モードの制御部１５１の構成と異なる点のみを説明する。
図６に示すように、過変調制御モードの制御部１５２は、ＰＩ演算部２３０と逆ｄｑ変換部２４との間に電圧振幅補正部２３５を有する点、及び、電流推定部３０２から電流減算器２２へのフィードバック経路上にフィルタ処理部２６を有する点が、正弦波制御モードの制御部１５１と異なる。

電圧振幅補正部２３５は、ＰＩ演算部２３０が出力した電圧指令の正弦波成分の振幅が搬送波振幅より大きくなるように、電圧指令を本来の正弦波波形から歪ませる。これにより、変調率を正弦波制御モードでの最高変調率から約０．７８の範囲まで高めることができる（図３参照）。
フィルタ処理部２６は、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔをローパスフィルタで処理し、フィルタ処理後のｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｌｐｆ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｌｐｆを電流減算器２２にフィードバックする。

次に、正弦波制御モードの電流推定部３０１及び過変調制御モードの電流推定部３０２におけるセンサ相以外の相の電流推定について説明する。これら電流フィードバック制御方式での制御モードでは、ｄｑ軸電流指令値演算部２１により演算されたｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*を電流推定に用いることができる点が特徴である。

ここで、電流センサ１３が二相に設けられている場合、三相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの瞬時値の和が０であるキルヒホッフの法則を利用することにより、電流センサ１３が設けられていない残りの一相の電流を容易に算出可能である。
それに対し、電流センサ１３が一相（Ｗ相）にしか設けられていない本実施形態では、電流推定部３０１にて、一相のセンサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ、及び電気角θｅに加え、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*の情報を用い、電流センサ１３が設けられていないＵ相、Ｖ相のうち一相の電流を推定する。以下、電流を推定する相を「推定相」という。本実施形態の説明では、推定相をＵ相とする構成を前提として説明する。ただし、他の実施形態では、センサ相をＷ相とし推定相をＶ相としてもよい。

図７に示すように、電流推定部３０１、３０２は、センサ相基準電流位相検知部３１、基本波推定部３２、ゼロクロス補間部３３、及び、ｄｑ変換部３４を有する。
センサ相基準電流位相検知部３１は、逆ｄｑ変換部３１１及び位相検知部３１２を有し、センサ相基準電流位相θｘを算出する。
まず、逆ｄｑ変換部３１１では、ｄｑ軸電流指令値演算部２１により算出されるｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*、及び電気角θｅを取得し、逆ｄｑ変換により、推定相でないＶ相の電流指令値ｉｖ^*を算出する。なお、他の実施形態で推定相がＶ相の場合には、Ｕ相の電流指令値ｉｕ^*を算出する。或いは、Ｕ相及びＶ相電流指令値ｉｕ^*、ｉｖ^*を算出してもよい。

位相検知部３１２では、逆ｄｑ変換部３１１にて算出されたＶ相電流指令値ｉｖ^*、及び、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを用い、α軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβを算出した後、α−β座標系で定義されるセンサ相基準電流位相θｘを算出する。
図８に示すように、α軸はセンサ相であるＷ相の軸に一致し、β軸はα軸に直交する。センサ相基準電流位相θｘは、α軸と、電流振幅Ｉａの電流ベクトル（Ｉａ∠θｘ）とがなす、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに同期した角度である。正回転、正トルクの力行状態において、Ｗ相電流ｉｗの波形が負から正にゼロクロスするときのセンサ相基準電流位相θｘは０［°］であり、Ｗ相電流ｉｗの波形が正から負にゼロクロスするときのセンサ相基準電流位相θｘは１８０［°］である。

ここで、センサ相基準電流位相θｘの算出に用いるα軸電流ｉα、及び、β軸電流ｉβについて説明する。α軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβを、各相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを用いて表すと、式（１）、（２）となる。式（１）、（２）中のＫは、変換係数である。

また、上述の通り、キルヒホッフの法則より、三相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの瞬時値の和は０となる。すなわち、以下の式（３）が成り立つ。
ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０ ・・・（３）
ここで、式（１）について式（３）を用いて変形すると、以下の式（４）が得られる。

すなわち、式（４）に示すように、α軸電流ｉαは、センサ相であるＷ相電流ｉｗのみに基づいて算出可能である。ここで、Ｗ相電流ｉｗとして、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを用いると、α軸電流検出値ｉα＿ｓｎｓは、式（５）のように表される。

また、式（２）を参照し、Ｕ相電流ｉｕとして電流指令値ｉｕ^*、Ｖ相電流として電流指令値ｉｖ^*を用いると、β軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔは、式（６）のように表される。

式（６）では、β軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔは、電流指令値ｉｕ^*及びｉｖ^*から算出されており、電流センサ１３により検出されるセンサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓの成分が含まれていない。そのため、式（６）により算出されるβ軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔは、必ずしも実電流を精度よく反映した情報にはならない。
そこで、キルヒホッフの法則（式（３））を用い、β軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔにセンサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを含ませるように式（６）を変形すると、以下の式（７）のようになる。

式（７）のように、実電流であるセンサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓをβ軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔに含ませることにより、制御変動に応答できるようになり、Ｗ相軸成分が小さく、収束しにくい領域を狭小化できるため、β軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔの精度を向上させることができる。つまりは、β軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔを用いて算出されるセンサ相基準電流位相θｘの検知精度を向上させることができる。

そして、位相検知部３１２では、算出されたα軸電流検出値ｉα＿ｓｎｓ（式（５）参照）、及び、β軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔ（式（７）参照）を用いると、センサ相基準電流位相θｘは、以下の式（８）に基づいて算出可能である。なお、他の実施形態では、式（７）に代えて式（６）によりβ軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔを算出してもよい。
ここで、式（８）を用いて、センサ相基準電流位相θｘを逆正接関数（ｔａｎ^-1）で計算する場合、α軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβの定義によっては、センサ相基準電流位相θｘがセンサ相（Ｗ相）に同期した角度にはならない場合がある。これは、軸の定義（例えば、α軸とβ軸の入れ替わりや符号反転）によるものである。この場合には、正回転、正トルクにおけるセンサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓが負から正にゼロクロスするときのセンサ相基準電流位相θｘが０［°］になり、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓが正から負にゼロクロスするときのセンサ相基準電流位相θｘが１８０［°］になるように、すなわち、センサ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに同期した角度となるように、適宜、算出方法を変更してもよいものとする。例えば、α軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβの符号を操作してからセンサ相基準電流位相θｘを算出してもよく、またα軸電流ｉαおよびβ軸電流ｉβ自体を入替えたり、α軸とβ軸との直交関係による位相差９０［°］を算出したセンサ相基準電流位相θｘに適宜加減してもよい。

基本波推定部３２の他相推定部３２１は、位相検知部３１２にて算出されたセンサ相基準電流位相θｘ、及び、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを用い、推定相であるＵ相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔを算出する。

ここで、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ、及び、推定相であるＵ相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔを、センサ相基準電流位相θｘを用いて表すと、各相の位相差は１２０［°］であるので、式（９）、（１０）のようになる。式（９）、（１０）中のＩａは、電流振幅である。
ｉｗ＿ｓｎｓ＝Ｉａ×ｓｉｎ（θｘ） ・・・（９）
ｉｕ＿ｅｓｔ＝Ｉａ×ｓｉｎ（θｘ−１２０°） ・・・（１０）

また、Ｕ相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔは、加法定理により式（１０）を変形すると、センサ相基準電流位相θｘ及びセンサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを用いて以下の式（１１）のように表される。

また、推定係数ｉｕ＿ｋｐを式（１２）で定義すると、Ｕ相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔは、推定係数ｉｕ＿ｋｐを用いて式（１３）のようにも表される。ここで、推定係数ｉｕ＿ｋｐは、式（１２）で直接演算してもよく、又は式（１２）の一部或いは全体をセンサ相基準電流位相θｘに基づいて予めマップ化しておき、このマップを参照することにより算出してもよい。
制御部１５が一般的な電子制御回路（マイコン）で構成される場合、制御部１５に演算式を実装すると、連続時間ではなく離散時間で処理され、センサ検出値や各演算値も指定された分解能（ＬＳＢ）に基づく離散値として扱われる。ここで、「演算式を実装する」とは、ソフトウェアのプログラムや、ハードウェア回路の構築等を含むものとする。処理負荷の大きい乗算や除算を避けるため、引数をセンサ相基準電流位相θｘとし、推定係数ｉｕ＿ｋｐ、或いは推定係数ｉｕ＿ｋｐ内の｛１／ｔａｎ（θｘ）｝項をマップ化しておくことが有効である。このようなマップを設けることにより、離散系への適用を容易にし、マイコンの処理負荷を最小限に留めることができ、演算処理能力の高い高価なマイコンを用いる必要が無くなる。

式（１１）または式（１３）を参照すると、Ｕ相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔをセンサ相基準電流位相θｘ、及びセンサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを用いて算出する場合、電流振幅Ｉａを用いていない。したがって、電流推定において、電流振幅Ｉａを求める必要がなく、演算すべき変数を削減することができる。

センサ相基準電流位相θｘ及びセンサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに基づいて算出されたＵ相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔは、推定相の電流推定値（参照値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｒｅｆとしてゼロクロス補間部３３に出力される。

ここで、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓが０［Ａ］になるとき、或いは、センサ相基準電流位相θｘの正接ｔａｎ（θｘ）が無限大になるとき、式（１１）において、０で乗算する「ゼロ掛け」が生じる。また、センサ相基準電流位相θｘの正接ｔａｎ（θｘ）が０となるとき、式（１１）において、０で除算する「ゼロ割り」が生じる。そのため、推定相であるＵ相のＵ相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔが変動するおそれがある。
そこで、本実施形態では、ゼロクロス補間部３３において、電流推定値（参照値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｒｅｆを補間し、ゼロ割り、ゼロ掛けをマスクしている。なお、ゼロ割りに関しては、式（１３）において離散系の影響により推定値が意図しない値で算出されるのを防ぐため、推定係数ｉｕ＿ｋｐ、或いは推定係数ｉｕ＿ｋｐ内の｛１／ｔａｎ（θｘ）｝項に制限値を設けておくことでも対策できる。また、制御部１５に式（１３）を実装する場合、推定係数ｉｕ＿ｋｐ、或いは推定係数ｉｕ＿ｋｐ内の｛１／ｔａｎ（θｘ）｝項をマップ化しておくことも有効であり、その場合、マップ上で制限値を設けておくことでも対策できる。

ゼロクロス補間部３３は、ゼロクロス判定部３３１及び前回値保持部３３２を有する。
ゼロクロス判定部３３１では、ゼロクロス条件が成立するか否かを判定する。
本実施形態では、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓが、０［Ａ］を含む所定範囲内であるとき、ゼロクロス条件が成立する、と判定する。「所定範囲内の値である」とは、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓの絶対値が所定値以下であること、或いは、推定係数ｉｕ＿ｋｐの絶対値が所定値以上であることをいう。ここで、「所定値」とは、例えば±５［Ａ］といった具合に電流値で設定してもよいし、５［ＬＳＢ］といった具合に離散系における分解能に基づいて設定してもよいし、数式等で設定してもよい。
また、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓとセンサ相基準電流位相θｘとが同期していることから、センサ相基準電流位相θｘの値によって判定してもよい。

ゼロクロス条件が成立しないと判定された場合、他相推定部３２１にて算出された電流推定値（参照値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｒｅｆを、そのまま電流推定値（確定値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｆｉｘとしてｄｑ変換部３４へ出力する。
一方、ゼロクロス条件が成立すると判定された場合、ｄ軸電流偏差Δｉｄ及びｑ軸電流偏差Δｉｑ（図５、図６参照）を強制的に０［Ａ］とすることで、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^*を固定する。或いは、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^*を前回値に保持すること等によって直接固定してもよい。
また、ゼロクロス判定部３３１は、前回値保持部３３２から電流推定値（補間値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｃｍｐを取得し、この電流推定値（補間値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｃｍｐを、電流推定値（確定値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｆｉｘとしてｄｑ変換部３４へ出力する。

前回値保持部３３２では、予め前回値を保持しておき、ゼロクロス条件が成立すると判定された場合、電流推定値（補間値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｃｍｐを算出し、ゼロクロス判定部３３１に出力する。
例えば、前回値保持部３３２では、以前に算出された電流推定値（確定値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｆｉｘについて、直近の所定回数分を、電流推定値（保持値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｈｌｄとして保持しておく。そして、ゼロクロス条件が成立すると判定された場合、前回値またはそれ以前の値である電流推定値（保持値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｈｌｄを、電流推定値（補間値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｃｍｐとしてゼロクロス判定部３３１に出力する。

また例えば、前回値保持部３３２では、以前にｄｑ変換部３４にて算出されたｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔについて、直近の所定回数分を、ｄ軸電流推定値（保持値）ｉｄ＿ｅｓｔ＿ｈｌｄ及びｑ軸電流推定値（保持値）ｉｑ＿ｅｓｔ＿ｈｌｄとして保持しておく。そして、ゼロクロス条件が成立すると判定された場合、前回値またはそれ以前の値であるｄ軸電流推定値（保持値）ｉｄ＿ｅｓｔ＿ｈｌｄ及びｑ軸電流推定値（保持値）ｉｑ＿ｅｓｔ＿ｈｌｄ用い、逆ｄｑ変換により算出されたＵ相電流推定値を、電流推定値（補間値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｃｍｐとしてゼロクロス判定部３３１に出力する。

ｄｑ変換部３４では、ゼロクロス補間部３３から取得した電流推定値（確定値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｆｉｘ、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ、及び、電気角θｅを用い、ｄｑ変換によりｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを算出する。
なお、電流推定部３０１、３０２におけるゼロクロス補間方法は、上記実施形態で説明した以外の方法であってもよいし、必要に応じてゼロクロス補間を行わなくてもよい。

ｄｑ変換部３４におけるｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔの算出について説明する。まず、ｄｑ変換の一般式を以下の式（１４）に示す。

ここで、キルヒホッフの法則（式（３）参照）よりｉｖ＝−ｉｕ−ｉｗであり、また、ｉｕ＝ｉｕ＿ｅｓｔ、ｉｗ＝ｉｗ＿ｓｎｓを式（１４）に代入すると、以下の式（１５）が得られる。なお、本実施形態では、ｉｕ＿ｅｓｔとして、ゼロクロス補間された電流推定値（確定値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｆｉｘを用いる。

式（１５）に示すように、三相のうち二相の電流値（検出値または推定値）を用いて、ｄｑ変換によりｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを算出可能である。したがって、他相推定部３２１では、センサ相以外の二相のうち一相（Ｕ相）のみの電流推定値を算出すればよく、もう一方の相（Ｖ相）の電流推定値を算出する必要はない。

次に、トルクフィードバック制御方式での動作時における電動機制御装置１０の全体構成、及び、特に電流推定に係る構成について、図９〜図１５を参照して説明する。
図９に示すように、矩形波制御モードに対応する制御部１５３は、トルク減算器５２、ＰＩ演算部５３、矩形波発生器５４、信号発生器５５、電流推定部３０３及び「トルク推定手段」としてのトルク推定部５６を有する。

トルク減算器５２は、トルク推定部５６からフィードバックされるトルク推定値ｔｒｑ＿ｅｓｔとトルク指令値ｔｒｑ^*との差であるトルク偏差Δｔｒｑを算出する。
ＰＩ演算部５３は、トルク推定値ｔｒｑ＿ｅｓｔをトルク指令値ｔｒｑ^*に追従させるべく、トルク偏差Δｔｒｑが０に収束するように、電圧ベクトルの位相指令値である「電圧位相指令値ＶΨ」をＰＩ演算により算出する。

矩形波発生器５４は、電圧位相指令値ＶΨと電気角θｅとに基づいて矩形波を発生し、Ｕ相電圧指令値ｖｕ^*、Ｖ相電圧指令値ｖｖ^*、及びＷ相電圧指令値ｖｗ^*を出力する。
信号発生器５５は、Ｕ相電圧指令値ｖｕ^*、Ｖ相電圧指令値ｖｖ^*、及びＷ相電圧指令値ｖｗ^*に基づき、インバータ１２のスイッチング素子のオン／オフの切替えに係る電圧指令信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを生成し、インバータ１２に出力する。
電圧信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに基づいてインバータ１２のスイッチング素子のオン／オフが制御されることより、三相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが生成され、この三相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが交流電動機２に印加されることにより、トルク指令値ｔｒｑ^*に応じたトルクが出力されるように、交流電動機２の駆動が制御される。

電流推定部３０３は、電流センサ１３が検出したセンサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓと、回転角センサ１４から取得された電気角θｅとに基づいて、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを演算する。
トルク推定部５６は、電流推定部３０３が推定したｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔに基づいて、トルク推定値ｔｒｑ＿ｅｓｔをマップ又は数式等により演算し、トルク減算器５２にフィードバックする。

次に、矩形波制御モードの電流推定部３０３におけるセンサ相以外の相の電流推定について、図１０を参照し、正弦波制御モード及び過変調制御モードの電流推定部３０１、３０２と対比しつつ説明する。
図１０に示すように、トルクフィードバック制御方式の電流推定部３０３の構成は、電流フィードバック制御方式に対し、センサ相基準電流位相検知部３６の構成、及び、ゼロクロス補間部３３においてセンサ相電流のゼロクロス時に固定する操作量のみが異なり、他の構成は同じである。

まず、センサ相基準電流位相検知部３６は、電流フィードバック制御方式のセンサ相基準電流位相検知部３１と異なり、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*が入力されないため、逆ｄｑ変換部３１１を有しない。したがって、センサ相以外の相（Ｕ相とＶ相）の電流指令値ｉｕ^*、ｉｖ^*は算出されない。

また、位相検知部３６２は、α軸電流ｉαとβ軸電流ｉβとを算出し、その後、α軸電流ｉαとβ軸電流ｉβを用いて式（８）によりセンサ相基準電流位相θｘを算出する点、式（８）においてα軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβの符号等を適宜変更して算出してもよい点は電流フィードバック制御方式と同じであるが、β軸電流ｉβの算出方法が電流フィードバック制御方式と異なる。すなわち、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*を有しＶ相の電流指令値ｉｖ^*を算出可能な電流フィードバック制御方式と異なり、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*を有しないトルクフィードバック制御方式では、式（６）、（７）を用いてβ軸電流ｉβを算出することができない。

そこで、トルクフィードバック制御方式では、α軸電流ｉαとβ軸電流ｉβが「ｓｉｎ波とｃｏｓ波」の関係にあり、α軸電流ｉαとβ軸電流ｉβの位相差が９０［°］であることに着目し、α軸電流の微分値Δｉαに基づいてβ軸電流ｉβを算出する方法を採用する。
まず、センサ相の電流検出値に基づいてα軸電流ｉαを算出するタイミング間での「電気角移動量Δθｅ［ｒａｄ］に対するα軸電流ｉαの変化量」、すなわち、「α軸電流ｉαの今回値と前回値との差」に基づいて、α軸電流の微分値Δｉαを、下式（１６）により算出する。
Δｉα＝−｛ｉα（ｎ）−ｉα（ｎ−１）｝／Δθｅ ・・・（１６）

ここで、電気角移動量Δθｅは、前回の電流検出タイミングから今回の電流検出タイミングまでの電気角移動量をラジアン単位で表した値である。また、ｉα（ｎ）はα軸電流の今回値であり、ｉα（ｎ−１）はα軸電流の前回値である。
なお、式（１６）において、α軸電流ｉαやβ軸電流ｉβの定義によって符号が反転する場合は、式（８）による「ｔａｎ^-1（ｉβ／ｉα）」の計算に適するように、必要に応じて符号を操作してもよい。或いは、計算した結果、センサ相基準電流位相θｘがセンサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに同期しない場合には、符号操作だけでなく位相差９０［°］を、算出したセンサ相基準電流位相θｘに適宜加減してもよい。この点は、電流フィードバック制御方式と同様である。

上記の技術的思想に基づき、トルクフィードバック制御方式のセンサ相基準電流位相検知部３６は、交流電動機２の電流を推定する場合、後述する電流検出タイミング毎に、電流センサ１３で検出したセンサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを用いて式（５）によりα軸電流ｉαを算出する。そして、式（１６）により、該電流検出タイミングの間の電気角移動量Δθｅに対するα軸電流ｉαの変化量に基づいてα軸電流ｉαの微分値Δｉαを算出する。そして、α軸電流の微分値Δｉαに、後述する補正量Ｈを加算してβ軸電流ｉβを算出した後、α軸電流ｉαとβ軸電流ｉβを用いて式（８）によりセンサ相基準電流位相θｘを算出する。

また、ゼロクロス補間部３３では、センサ相電流のゼロクロス時に、上記の電流フィードバック制御方式におけるｄ軸電圧指令値ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^*に代えて、電圧位相指令値ＶΨを固定する。この場合、トルク偏差Δｔｒｑ（図７参照）を強制的に０［Ｎｍ］としてもよく、或いは、電圧位相指令値ＶΨを前回値に保持すること等によって直接固定してもよい。これにより、電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔの誤差による電圧位相指令値ＶΨの変動を防止する。よって、交流電動機２のトルクフィードバック制御が不安定になる可能性を回避することができる。

次に、矩形波制御モードにおける電流検出タイミングの選定について説明する。
図１１に示すように、矩形波制御モードにおける各相の電圧波形は、オフ状態である０［Ｖ］とオン状態であるシステム電圧ＶＨとを位相１８０［°］毎に交替する波形である。三相の電圧波形の位相は、互いに１２０［°］ずれており、インバータ１２のいずれかの相のスイッチング素子（図示せず）が電気角６０［°］毎にオン／オフすることにより、電圧波形のオン／オフが切替わる。このスイッチング素子のオン／オフタイミングを「スイッチタイミング」という。連続するスイッチタイミング同士の電気角の差は６０［°］である。

本実施形態では、電流センサ１３によるセンサ相の電流検出を、スイッチタイミング毎に、及び、連続するスイッチタイミングの間に設定される「中間タイミング」毎に行う。
ここで、「中間タイミング」は、連続するスイッチタイミング同士の電気角の差である６０［°］を（ｍ＋１）等分した電気角毎にｍ回（ｍは自然数）設定することができる。例えば、スイッチタイミングに対し３０［°］ずれた電気角に一回の中間タイミングを設定することができる。或いは、スイッチタイミングに対し２０［°］、４０［°］ずれた電気角に二回の中間タイミングを設定してもよく、スイッチタイミングに対し１５［°］、３０［°］、４５［°］ずれた電気角に三回の中間タイミングを設定してもよい。これにより、スイッチングタイミングとその直前又は直後の中間タイミングとの間の電気角移動量、及び、連続する中間タイミング同士間の電気角移動量はいずれも等しくなる。

以下、本実施形態では、代表例として図１１に示すように、連続するスイッチタイミング同士の中間の位相に、スイッチタイミングとの間の電気角移動量が３０［°］となる一回の中間タイミングを設定する場合について説明する。

センサ相の電流検出を、スイッチタイミング毎のみでなく中間タイミング毎にも行うことが好ましい理由について、図１２〜図１４を参照して説明する。
図１２（ａ）に示すように、スイッチタイミング毎に検出した電流検出値の波形は、スイッチング素子のスイッチング動作による影響を受けて波形が歪む。一方、図１２（ｂ）に示すように、中間タイミング毎に検出した電流検出値の波形は、スイッチング動作による影響をあまり受けないため波形がほとんど歪まない。そのため、スイッチタイミング毎の電流検出値と中間タイミング毎の電流検出値の両方からなる電流波形は、正弦波のように規則的に増減せず、不規則に増減する傾向となる。
また、図１２（ａ）、図１２（ｂ）の波形とも、それぞれの波形単独では、ほぼ規則的に増減する。

図１３に示す比較例は、スイッチタイミング及び中間タイミングの両方のタイミング毎に、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに基づいてα軸電流ｉαを算出し、スイッチタイミングと中間タイミングとで微分して、α軸電流の微分値Δｉαを算出したものである。ここで、「スイッチタイミングと中間タイミングとで微分する」とは、スイッチタイミングと中間タイミングとの間の電気角移動量Δθｅに対するα軸電流ｉαの変化量に基づいて、α軸電流の微分値Δｉαを算出することをいう。
このように算出したα軸電流の微分値Δｉαに基づいて得られたβ軸電流算出値ｉβ＿ｃａｌ、及びセンサ相基準電流位相算出値θｘ＿ｃａｌ、並びに、β軸電流実測値ｉβ＿ｓｎｓ、及びセンサ相基準電流位相実測値θｘ＿ｓｎｓを図１３（ａ）、（ｂ）に示す。

上述のように、スイッチタイミングと中間タイミングとの間では電流検出値が不規則に増減する。この影響を受け、図１３（ａ）に示すように、比較例ではβ軸電流の算出精度が低下し、算出値ｉβ＿ｃａｌと実測値ｉβ＿ｓｎｓとが乖離している。さらに、図１３（ｂ）に示すように、α軸電流ｉαとβ軸電流ｉβとに基づいたセンサ相基準電流位相θｘの算出精度が低下し、算出値θｘ＿ｃａｌと実測値θｘ＿ｓｎｓとが乖離する可能性がある。

これに対し、図１４に示す実施例では、スイッチタイミング及び中間タイミングの両方のタイミング毎に、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに基づいてα軸電流ｉαを算出する。また、α軸電流の微分値Δｉαは、スイッチタイミング毎に、スイッチタイミング同士で微分して算出すると共に、中間タイミング毎に、中間タイミング同士で微分して算出する。ここで、「スイッチタイミング同士で微分する」とは、前回のスイッチタイミングから今回のスイッチタイミングまでの電気角移動量Δθｅに対するα軸電流ｉαの変化量に基づいて、α軸電流の微分値Δｉαを算出することをいう。また、「中間タイミング同士で微分する」とは、前回の中間タイミングから今回の中間タイミングまでの電気角移動量Δθｅに対するα軸電流ｉαの変化量に基づいて、α軸電流の微分値Δｉαを算出することをいう。そして、それぞれのタイミング毎に算出したα軸電流の微分値Δｉαに基づいてβ軸電流ｉβを算出する。

ここで、連続するスイッチタイミング同士の間に複数回の中間タイミングを設定した場合のα軸電流の微分値Δｉαの算出方法について補足する。例えば、スイッチタイミングに対し２０［°］、４０［°］ずれた電気角に、それぞれ、第１中間タイミング、第２中間タイミングを設定した場合には、前回の第１中間タイミングと今回の第１中間タイミング同士、前回の第２中間タイミングと今回の第２中間タイミング同士というような組合せで微分する。つまり、第１中間タイミングと第２中間タイミングのように、スイッチタイミングに対する電気角が異なる中間タイミング同士で微分するわけではない。

この実施例では、スイッチタイミングと中間タイミングとの間で不規則に増減する電流検出値の影響をほとんど受けないため、図１４（ａ）に示すように、β軸電流ｉβを精度良く算出することができ、算出値ｉβ＿ｃａｌと実測値ｉβ＿ｓｎｓとがよく一致する。さらに、図１４（ｂ）に示すように、α軸電流ｉαとβ軸電流ｉβとに基づいたセンサ相基準電流位相θｘの算出精度を向上させることができ、算出値θｘ＿ｃａｌと実測値θｘ＿ｓｎｓとがよく一致する。

続いて、α軸電流の微分値Δｉαに基づいてβ軸電流ｉβを算出するときの補正について、図１５を参照して説明する。
図１５において、横軸は電気角であり、波形上にマークのあるタイミングの電気角で電流検出が行われたことを示している。ここでは、スイッチタイミングと中間タイミングとの間の電気角移動量である３０［°］が電流検出の電気角移動量Δθｅに相当する。
α軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβが理想的な正弦波であるとすると、実際のβ軸電流ｉβ０は、α軸電流ｉαの微分波形であり、「無限小の電気角移動量におけるα軸電流ｉαの変化量」として定義される。しかし、現実の電動機制御装置１０におけるα軸電流の微分値Δｉαは、有限の電気角移動量Δθｅにおけるα軸電流ｉαの差分値である。したがって、図１５（ａ）に示すように、α軸電流の微分値Δｉαの波形は、実際のβ軸電流ｉβ０の波形に対して、電気角移動量の半分（Δθｅ／２）だけ遅れることとなる。

そこで、α軸電流の微分値Δｉαに基づいてβ軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔを算出するときには、（Δθｅ／２）に相当する補正量Ｈを式（１７）により算出し、この補正量Ｈを、式（１８）によりα軸電流の微分値Δｉαに加算することが好ましい。
Ｈ＝｛ｉα（ｎ−１）＋ｉα（ｎ）｝／２×（Δθｅ／２） ・・・（１７）
ｉβ＿ｅｓｔ＝Δｉα＋Ｈ ・・・（１８）
式（１７）が示すとおり、補正量Ｈは、「α軸電流の前回値ｉα（ｎ−１）と今回値ｉα（ｎ）との平均値」に電気角移動量の半分（Δθｅ／２）を乗算した値として算出される。
図１５（ｂ）に示すように、式（１７）、（１８）により算出したβ軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔは、実際のβ軸電流ｉβ０の波形によく一致する。

ここで、「α軸電流の前回値ｉα（ｎ−１）と今回値ｉα（ｎ）、及び対応する電気角移動量Δθｅ」は、α軸電流の微分値Δｉαの算出の場合と同様に、スイッチタイミングには、「前回のスイッチタイミング及び今回のスイッチタイミングにおけるα軸電流ｉα、及びスイッチタイミング同士間の電気角移動量Δθｅ」を採用し、中間タイミングには、「前回の中間タイミング及び今回の中間タイミングにおけるα軸電流ｉα、及び中間タイミング同士間の電気角移動量Δθｅ」を採用して補正量Ｈを算出することが好ましい。

これにより、α軸電流の微分値Δｉαに基づいて、電気角移動量の半分（Δθｅ／２）に相当する補正量Ｈを用い、β軸電流ｉβを精度良く算出することができる。
なお、上述したβ軸電流ｉβの算出方法は一例であり、β軸電流ｉβを精度良く算出可能であれば、上述した算出方法に限定されず、適宜変更してもよい。

以上説明したように、本実施形態の電動機制御装置１０は、交流電動機２の動作状態に応じてフィードバック制御方式及び制御モードを切替えつつ、各制御モードに対応する制御部１５１、１５２、１５３（総括して「制御部１５」という。）の電流推定部３０１、３０２、３０３（図７、図１０参照）によってセンサ相以外の相の電流を推定する。

ここで、電流推定部３０１、３０２、３０３が実行する電流推定処理ルーチンについて、図１６のメインフローチャート、及び、図１６のステップ２０である「センサ相基準電流位相検知処理」の詳細を示す図１７を参照して説明する。以下のフローチャートの説明で、記号Ｓは「ステップ」を示す。
また、上述のように本実施形態では、三相のうちセンサ相としてＷ相を選択し、電流を推定する推定相としてＵ相を選択する構成を例示しているため、フローチャートの説明においても、この例による構成を前提として説明する。
また、各ステップを実現する具体的な手段や方法については代表例のみを説明し、その他の採用可能な手段や方法は、上述の図７、図１０等を参照する部分の説明に準ずる。

この電流推定ルーチンは、制御部１５の電源オン期間中に所定の演算周期で繰り返し実行される。本ルーチンが起動されると、最初のＳ１０では、電流センサ１３で検出したセンサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを取得すると共に、回転角センサ１４で検出した交流電動機２の電気角θｅを取得する。
Ｓ２０では、センサ相基準電流位相θｘを検知する。詳しくは図１７に示すように、Ｓ２１で、交流電動機２の制御モードが正弦波制御モード又は過変調制御モードであるか否か判定する。

電動機制御装置１０が正弦波制御モード又は過変調制御モードで動作している場合、Ｓ２１でＹＥＳと判定し、Ｓ２２に進む。Ｓ２２では、センサ相基準電流位相検知部３１の逆ｄｑ変換部３１１にて、交流電動機２の電気角θｅとｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*とに基づく逆ｄｑ変換によってＶ相の電流指令値ｉｖ^*を算出する。この場合のＶ相は、センサ相以外の二相のうち推定相でない「他の一相」である。なお、他の実施形態では、「他の二相」であるＵ相及びＶ相の電流指令値ｉｕ^*、ｉｖ^*を算出してもよい。

続くＳ２３、Ｓ２４、Ｓ２８は、センサ相基準電流位相検知部３１の位相検知部３１２にて行われる。Ｓ２３では、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを用いて、式（５）によりα軸電流ｉαを算出する。
Ｓ２４では、他の一相の電流指令値ｉｖ^*とセンサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓとを用いて、式（７）によりβ軸電流ｉβを算出する。

一方、電動機制御装置１０が矩形波制御モードで動作している場合、Ｓ２１でＮＯと判定し、Ｓ２５に進む。Ｓ２５〜Ｓ２８は、センサ相基準電流位相検知部３６の位相検知部３６２にて行われる。Ｓ２５では、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを用いて、式（５）によりα軸電流ｉαを算出する。

Ｓ２６では、α軸電流ｉαの電流検出タイミングの間の電気角移動量Δθｅに対するα軸電流ｉαの変化量に基づいて、式（１６）によりα軸電流の微分値Δｉαを算出する。
ここで「電流検出タイミング間の電気角移動量Δθｅ」は、定常的には、スイッチタイミング同士間の電気角移動量、及び中間タイミング同士間の電気角移動量を用いることが好ましい。ただし、他の実施形態では、スイッチタイミングと中間タイミングとの間の電気角移動量を用いてもよい。
さらに、過変調制御モードから矩形波制御モードへの切替え時には、後述する切替えパターンによる間隔を採用してα軸電流の微分値Δｉαを算出することができる。

Ｓ２７では、α軸電流の微分値Δｉαに基づいて、式（１７）、（１８）により補正量Ｈを加算してβ軸電流ｉβを算出する。
Ｓ２４又はＳ２７でβ軸電流ｉβを算出した後は、Ｓ２８に進み、α軸電流ｉαとβ軸電流ｉβとを用いて式（８）によりセンサ相基準電流位相θｘを算出する。

この後、Ｓ３０、Ｓ４０は、基本波推定部３２の他相推定部３２１にて行われる。
Ｓ３０では、センサ相基準電流位相θｘに応じた推定係数ｉｕ＿ｋｐを、式（１２）により算出し、又はマップから取得する。
Ｓ４０では、推定係数ｉｕ＿ｋｐとセンサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓとを用いて、式（１３）によりＵ相の電流推定値（参照値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｒｅｆを算出する。
なお、他の実施形態では、推定係数ｉｕ＿ｋｐを用いず、センサ相基準電流位相θｘ及びセンサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを用いて、式（１１）によりＵ相の電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔを算出してもよい。

この後、Ｓ５１〜Ｓ５４は、ゼロクロス補間部３３にて行われる。
Ｓ５１では、ゼロクロス判定部３３１にて、現在、センサ相電流のゼロクロス時であるか否かを判定する。この判定は、例えばセンサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓが０［Ａ］を含む所定範囲内の値であるか否かによって判定することができる点は電流フィードバック制御方式と同じである。

Ｓ５１で、センサ相電流のゼロクロス時ではない（ＮＯ）と判定された場合、Ｓ５２に進み、Ｓ４０で算出したＵ相の電流推定値（参照値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｒｅｆを、そのままＵ相の電流推定値（確定値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｆｉｘとして出力し、Ｓ６０に進む。
一方、Ｓ５１で、センサ相電流のゼロクロス時である（ＹＥＳ）と判定された場合、Ｓ５３に進む。Ｓ５３では、電流フィードバック制御方式の動作時は、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^*を固定し、トルクフィードバック制御方式の動作時は、電圧位相指令値ＶΨを固定する。

続くＳ５４では、前回値保持部３３２からＵ相の電流推定値（補間値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｃｍｐを取得し、この電流推定値（補間値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｃｍｐを、Ｕ相の電流推定値（確定値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｆｉｘとして設定する。こうしてゼロクロス時のＵ相の電流推定値（参照値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｒｅｆを補間し、Ｓ６０に進む。
最後にＳ６０では、ｄｑ変換部３４にて、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ、Ｕ相の電流推定値（確定値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｆｉｘ、及び電気角θｅに基づいて、式（１５）によりｄｑ変換を行い、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを算出する。
以上で、電流推定部３０１、３０２、３０３が実行する電流推定ルーチンを終了する。

次に、本実施形態の電動機制御装置１０において通電制御方式を電流フィードバック制御方式の過変調制御モードからトルクフィードバック制御方式の矩形波制御モードに切替えたときの「切替え時における電流推定方法」について、図１８〜図２２のタイムチャートを参照して説明する。図１８〜図２２において、「Ｆ／Ｂ」は「フィードバック」を、「ＳＷ」は「スイッチング」を意味する。また、☆印や◇印のタイミングでは、電流センサ１３からのアナログ信号がＡＤ変換器によってデジタル信号に変換されて出力されることを意味している。

切替え時以外の「定常的」なトルクフィードバック制御方式では、上述のように、「今回」と「過去」の二回の電流検出タイミングの間の電気角移動量Δθｅに対するα軸電流ｉαの変化量から算出したα軸電流の微分値Δｉαに基づいてβ軸電流を算出する。しかし、トルクフィードバック制御方式への切替え後、一回目にα軸電流ｉαを算出するタイミングでは、トルクフィードバック制御方式での「過去」が存在しないため、定常状態のロジックをそのまま適用することができない。また、交流電動機２の制御においては、制御モードが切替わっても、連続した電流推定による安定した駆動が求められる。したがって、切替えの前後を通じて連続した電流推定を可能にするため、切替え時特有の算出方法を規定する必要がある。

まず、図１８に示す切替えパターン（１）、及び、図１９に示す切替えパターン（２）は、切替え時における電流推定の方法の基本パターンを包括的に示したものである。
図１８、図１９において、二重線で示すタイミングを境に、電流フィードバック制御方式の過変調制御モードからトルクフィードバック制御方式の矩形波制御モードに切替わっている。ここで、記号「ｔ」は、電流フィードバック制御方式においては、予め定められた一定周期の電流検出タイミングを示し、トルクフィードバック制御方式においてはスイッチタイミング及び中間タイミングを示す。

トルクフィードバック制御方式への切替え後の「ｔ」の添え字「１ｓ」はα軸電流を算出する切替え後一回目のスイッチタイミングを示し、添え字「１ｃ」はα軸電流を算出する切替え後一回目の中間タイミングを示す。また、「ｔ_2s」が示す「α軸電流を算出する切替え後二回目のスイッチタイミング」は、切替え後一回目のスイッチタイミングｔ_1sが存在するか否かに関わらず、切替え後一回目の中間タイミングｔ_1cの次のスイッチタイミングを意味する。
また、☆印はスイッチタイミングを示し、◇印は中間タイミングを示す。この例では、中間タイミングは、連続するスイッチタイミングの中間の位相に一回、設定される。したがって、スイッチタイミングから中間タイミングまでの電気角移動量、及び、中間タイミングから次のスイッチタイミングまでの電気角移動量は、いずれも定角度３０［°］に設定される。

また、「ｓｗｔ−ｃｏｍ」は、スイッチタイミングの決定を示す。図１８の切替え後直後のタイミングｔ₀では、次のスイッチタイミングｔ_1sを決定する。図１８、図１９の切替え後一回目の中間タイミングｔ_1cでは、トルクフィードバックの結果に基づいて、次のスイッチタイミングｔ_2sを決定する。

なお、制御モードの切替えは、制御状態に応じて任意のタイミングで指令されるため、切替え後一回目の電流検出タイミングがスイッチタイミングとなるのか中間タイミングとなるのかは成り行き次第である。
そこで、切替え直前の仮想のスイッチタイミングから切替え時までの電気角移動量をθｔｒ［°］であるとすると、３０［°］＜θｔｒ＜６０［°］の場合、図１８に示すように、切替え後一回目の電流検出タイミングはスイッチタイミングとなる。一方、０［°］＜θｔｒ＜３０［°］の場合、図１９に示すように、切替え後一回目の電流検出タイミングは中間タイミングとなる。この場合、切替え後一回目のスイッチタイミングｔ_1sは存在しない。また、切替え後二回目のスイッチタイミングｔ_2sは、タイミングｔ₀による情報Ｓ₀、及び、中間タイミングｔ_1cによる情報Ｓ_1cの一方又は両方に基づいて決定される。

また、切替え前の電流フィードバック制御方式の期間における「ｔ」の添え字「−１」は切替え前の最後の電流検出タイミングを示す。添え字「−２」は切替え前の最後から二番目の電流検出タイミングを、添え字「−３」は切替え前の最後から三番目の電流検出タイミングを示す。
なお、電流フィードバック制御方式で電流検出が実行される一定周期タイミングは、スイッチタイミングの直後のタイミングではなく、実質的に中間タイミングに相当するため、トルクフィードバック制御方式での中間タイミングを示す印と同じ◇印を付している。

電流フィードバック制御方式では、電流推定部３０１、３０２は、電流検出タイミング毎にセンサ相の電流検出値に基づいてα軸電流ｉαを算出し、センサ相の電流検出値と他の一相の電流指令値とに基づいてβ軸電流ｉβを算出する。そして、α軸電流ｉαとβ軸電流ｉβとからセンサ相基準電流位相θｘを算出し、センサ相の電流検出値とセンサ相基準電流位相θｘとから三相の電流値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを算出する。詳しくは、本実施形態では、Ｕ相電流ｉｕとして推定値ｉｕ＿ｅｓｔを用い、Ｗ相電流ｉｗとして検出値ｉｗ＿ｓｎｓを用いる。Ｖ相電流ｉｖはキルヒホッフの法則より算出可能である。そして、三相の電流値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗをｄｑ変換してｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを算出し、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*に対してフィードバックする。

一方、トルクフィードバック制御方式では、電流推定部３０３は、スイッチタイミング及び中間タイミング毎に、そのタイミングの電気角、及び、センサ相の電流検出値に基づいてα軸電流ｉαを算出し、その後、以下に説明する切替え時の算出方法によって求めたα軸電流の微分値Δｉαに基づいてβ軸電流ｉβを算出する。そして、電流フィードバック制御方式と同様に、センサ相基準電流位相θｘ、三相の電流値ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを算出する。トルク推定部５６は、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔに基づいてトルク推定値ｔｒｑ＿ｅｓｔを算出し、トルク指令値ｔｒｑ^*に対してフィードバックする。

以下、制御モード切替え時における「α軸電流の微分値Δｉα」の算出方法について説明する。上述のように、制御モード切替え時には、切替えの前後を通じて連続した電流推定をすることが求められる。そのためには、電流フィードバック制御方式の過変調制御モードとトルクフィードバック制御方式の矩形波制御モードとで、電流推定値等の制御情報を引き継ぐ必要がある。
そこで本実施形態では、トルクフィードバック制御方式に切替えた後の一回目、又は、一回目及び二回目の電流検出タイミングにおいて、そのタイミングの電気角及び検出される電流である「今回値」と共に、切替え前の電流フィードバック制御方式の動作時の電気角及び検出電流を「過去値」として、α軸電流の微分値Δｉαの算出に用いることを特徴とする。

「過去値」を用いる方法には、今回の一回前の値である「前回値」を用いるパターンと、今回の二回前の値である「前々回値」を用いるパターンの２とおりがある。図１８、図１９において、＜ｐ＞は「前回値」を用いるパターンを示し、＜ｐｐ＞は「前々回値」を用いるパターンを示す。
例えば、図１８の切替え後一回目のスイッチタイミングｔ_1sにおいて、「前回値」を用いるパターン＜ｐ＞では、切替え前の最後の電流検出タイミングｔ_-1からの電気角移動量に対するα軸電流ｉαの変化量を微分値Δｉα（１ｓ）とする。また、「前々回値」を用いるパターン＜ｐｐ＞では、切替え前の最後から二番目の電流検出タイミングｔ_-2からの電気角移動量に対するα軸電流ｉαの変化量を微分値Δｉα（１ｓ）とする。また、矢印上の（１ｓ）は、矢印が示す電気角移動量がこのときの微分に用いるものであることを示す。

また、図１８の切替え後一回目の中間タイミングｔ_1cにおいて、「前回値」を用いるパターン＜ｐ＞では、トルクフィードバック制御方式に切替え後の一回目のスイッチタイミングｔ_1sのα軸電流ｉα（１ｓ）を用いて定角度３０［°］における微分値Δｉα（１ｃ）を算出する。また、「前々回値」を用いるパターン＜ｐｐ＞では、切替え前の最後の電流検出タイミングｔ_-1からの電気角移動量に対するα軸電流ｉαの変化量を微分値Δｉα（１ｃ）とする。図１９に示す例でも同様である。
このように、「過去値」として「前回値」を用いる場合には、フィードバック制御方式によらず常に１組の電気角及び電流検出値を保持しておく必要があり、「前々回値」を用いる場合には、常に２組の電気角及び電流検出値を保持しておく必要がある。

次に、トルク推定部５６によるトルク推定値ｔｒｑ＿ｅｓｔの算出について補足する。
図１８、図１９に示すように、本実施形態では、あるスイッチタイミングで算出されたｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔと、その次の中間タイミングで算出されたｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔとに基づく平均値によりトルク推定値ｔｒｑ＿ｅｓｔを算出する。これにより、トルク推定値ｔｒｑ＿ｅｓｔの急激な変動を抑制することができる。
また、図１９の切替えパターン（２）の場合、切替え後一回目の中間タイミングｔ_1cにおいては、電流フィードバック制御方式の最後の電流検出タイミングｔ_-1でのｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔとの平均値により、トルク推定値ｔｒｑ＿ｅｓｔを算出してもよい。

次に、図２０〜図２２に示すタイムチャートは、図１８、図１９に示した切替えパターン（１）、（２）を応用し、切替え後の初回のα軸電流算出タイミングから順次、定常的な電流推定に移行していくパターンを示したものである。
図２０に示す切替えパターン（３）は、「過去値」として「前回値」を用いるパターンを採用する。すなわち、切替え後一回目のスイッチタイミングｔ_1sでは、電流フィードバック制御方式の最後の電流検出タイミングｔ_-1からの電気角移動量に対するα軸電流ｉαの変化量を微分値Δｉα（１ｓ）とする。切替え後一回目の中間タイミングｔ_1c以降は、定常的に、切替え後の「前回値」を用いてα軸電流の微分値Δｉαを算出する。

図２１に示す切替えパターン（４）、及び、図２２に示す切替えパターン（５）は、「過去値」として「前々回値」を用いるパターンを採用する。そして、トルクフィードバック制御方式への切替え後、切替え後一回目の中間タイミングｔ_1cでは、電流フィードバック制御方式の最後の電流検出タイミングｔ_-1からの電気角移動量に対するα軸電流ｉαの変化量を微分値Δｉα（１ｃ）とする点、及び、切替え後二回目のスイッチタイミングｔ_2s以降は、定常的にスイッチタイミング同士、及び、中間タイミング同士でα軸電流の微分値Δｉαを算出する点で共通する。

ただし、切替え後一回目のスイッチタイミングｔ_1sにおいて、図２２の切替えパターン（５）では、切替え前の最後から二番目の電流検出タイミングｔ_-2からの電気角移動量に対するα軸電流ｉαの変化量を微分値Δｉα（１ｓ）とするのに対し、図２１の切替えパターン（４）では、微分値Δｉα（１ｓ）を算出しない点が異なる。すなわち、切替えパターン（４）では、切替え前の最後から二番目の電流検出タイミングｔ_-2の電気角、及びタイミングｔ_-2でのα軸電流ｉαを「過去値」として用いず、また、切替え後一回目のスイッチタイミングｔ_1sの電気角、及びタイミングｔ_1sでのα軸電流ｉα（１ｓ）を「今回値」として用いない。

切替えパターン（４）、（５）は、定常的に、スイッチタイミング同士、及び、中間タイミング同士でα軸電流を微分してβ軸電流ｉβを算出するものであるため、β軸電流ｉβの算出精度を向上させることができる。また、切替え後一回目の中間タイミングｔ_1cで「前々回値」を用いる電流フィードバック制御方式の最後の電流検出タイミングｔ_-1は実質的に中間タイミングであるため、「中間タイミング同士」相当の微分がされることとなり、好ましい。なお、図１９の切替えパターン（２）のようにタイミングｔ₀の次が中間タイミングとなる場合は、切替え後二回目の中間タイミングｔ_2c以降、「中間タイミング同士での微分」が行われる。

なお、切替えパターン（５）の場合、切替え後一回目のスイッチタイミングｔ_1sで、「前々回値」として電流フィードバック制御方式の最後から二番目の電流検出タイミングｔ_-2の電気角、及びタイミングｔ_-2での電流検出値を用いると、実質的に「スイッチングタイミングと中間タイミングでの微分」となり、このタイミングでの微分値のみがそれ以降の微分値と性質が異なるものとなる。しかし、トルク推定値ｔｒｑ＿ｅｓｔの算出にあたって、「中間タイミング同士での微分値」に基づいて算出したｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔとの平均値によりトルク推定値ｔｒｑ＿ｅｓｔを算出することで、スイッチタイミングの電流検出値の影響が希釈化されるため、許容することができる。

次に、図２３は、上記とは逆に、トルクフィードバック制御方式の矩形波制御モードから電流フィードバック制御方式の過変調制御モードへの切替えパターン（６）を示すタイムチャートである。
図２３において、トルクフィードバック制御方式の矩形波制御モードでのｎ回目の中間タイミングｔ_ncの後、電流フィードバック制御方式の過変調制御モードに切替わっている。なお、トルクフィードバック制御方式でのα軸電流の微分値Δｉαの算出について、切替えパターン（４）、（５）のようにスイッチタイミング同士、及び、中間タイミング同士で微分するパターンを例示したが、図２０の切替えパターン（３）のようにスイッチタイミングと中間タイミングで微分するパターンであってもよい。また、切替え前の最後のタイミングはスイッチタイミングであってもよい。

電流フィードバック制御方式の過変調制御モードへの切替え後一回目のスイッチタイミングは、トルクフィードバック制御方式での情報に基づき決定される。ここで、過変調制御モードへの切替え後一回目のスイッチタイミングでは、電流検出してからスイッチングするようにしてもよい。
続く電流検出タイミングｔ_n+1以降は、今回値のみで電流推定する。この点だけを見れば、電流フィードバック制御方式での制御中は「過去値」を保持する必要はないように考えられる。しかし、電流フィードバック制御方式から再度トルクフィードバック制御方式に切り替わるかもしれない可能性を想定すると、「過去値」を常時、保持しておくことが好ましい。

また、トルクフィードバック制御方式における中間タイミングは、上述のとおり、連続するスイッチタイミング同士の間に複数設定してもよい。連続するスイッチタイミング同士の間に複数の中間タイミングを設定した場合、上記の切替えパターン（４）、（５）に対し、中間タイミングの数に応じた数の「過去値」を保持し、対応する中間タイミング同士で微分することが好ましい。

次に、本実施形態の電動機制御装置１０による制御モードの切替え時の実験データについて、図２４〜図２７を参照して説明する。
図２４、図２５は、電流フィードバック制御方式の過変調制御モードからトルクフィードバック制御方式の矩形波制御モードへの切替えにおいて、上記の切替えパターン（５）を適用したときの電流波形及びトルク波形を示したものである。
図２４に示すように、切替えの前後を通じて、ｕ相、ｖ相、ｗ相の三相電流、ｄ軸電流及びｑ軸電流は連続している。また、図２５に示すように、トルク推定値、及びトルク推定値をスムージング処理した値も連続している。この結果より、本実施形態による過変調制御モードから矩形波制御モードへの切替えは実用上問題がないことが確認できる。

図２６、図２７は、トルクフィードバック制御方式の矩形波制御モードから電流フィードバック制御方式の過変調制御モードへの切替えにおいて、上記の切替えパターン（６）を適用したときの電流波形及びトルク波形を示したものである。
図２６に示すように、切替えの前後を通じて、ｕ相、ｖ相、ｗ相の三相電流、ｄ軸電流及びｑ軸電流は連続している。また、図２７に示すように、トルク推定値、及びトルク推定値をスムージング処理した値も連続している。この結果より、本実施形態による矩形波制御モードから過変調制御モードへの切替えも実用上問題がないことが確認できる。

（第１実施形態の効果）
（１）本実施形態の電動機制御装置１０は、三相のうち一相の相電流を電流センサ１３により検出し、他の二相の相電流を推定するものである。電流センサ１３をセンサ相のみに設けることで、電流センサ１３の数を減らすことができる。これにより、インバータ１２の三相出力端子近傍を小型化し、また、電動機制御装置１０のコストを低減することができる。
また、電流センサ１３の数を１つにすることで、複数個の電流センサを用いる従来の交流電動機の制御システムで発生しうる、電流センサのゲイン誤差の影響が無くなる。これにより、交流電動機２において、複数個の電流センサのゲイン誤差が引き起こす出力トルク変動を排することができ、例えば車両用の場合は車両振動を無くすことに繋がり、車両の商品性を下げる要素を取り除くことができる。

電動機制御装置１０の制御部１５は、電流推定部３０１、３０２、３０３におけるセンサ相以外の相の電流推定方法について、電流フィードバック制御方式での動作時とトルクフィードバック制御方式での動作時とで電流推定方法を切り替える。
具体的には、α軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβの算出について、電流指令値を用いる電流フィードバック制御方式では、センサ相以外の相の電流指令値に基づいてβ軸電流ｉβを算出し、一方、電流指令値を用いないトルクフィードバック制御方式では、α軸電流の微分値Δｉαに基づいて、電流指令値を用いることなくβ軸電流ｉβを算出する。

ここで、電流センサを一相のみに設けた構成の従来技術と対比して説明する。
特開２００４−１５９３９１号公報（特許文献１）に開示された技術では、電流センサで検出した一相（例えばＵ相）の電流検出値と、ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値と、交流電動機の電気角の情報とに基づいて他の二相（例えばＶ相とＷ相）の電流推定値を算出する。
具体的には、交流電動機の回転子とステータのＵ相軸とが成す角度と、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値Ｉｑ^*から得られた指令電流位相角とを加算した「Ｕ相電流位相角θ´」を求め、Ｕ相電流位相角θ´とＵ相電流検出値Ｉｕを用いて、下式（９１）により電流振幅Ｉａを算出する。この電流振幅Ｉａを、Ｕ相電流位相角θ´から±１２０［°］ずらした電気角におけるｓｉｎ値に乗じ、下式（９２）、（９３）により他の二相の電流推定値Ｉｖ、Ｉｗを算出する。

Ｉａ＝Ｉｕ／［√（１／３）×｛−ｓｉｎ（θ´）｝］ ・・・（９１）
Ｉｖ＝√（１／３）×Ｉａ×｛−ｓｉｎ（θ´＋１２０°）｝ ・・・（９２）
Ｉｗ＝√（１／３）×Ｉａ×｛−ｓｉｎ（θ´＋２４０°）｝ ・・・（９３）
この電流推定方法は、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*が必要であるため、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*を有しないトルクフィードバック制御方式に適用することができない。

特開２００８−８６１３９号公報には、電流センサで検出した一相（例えばＵ相）の電流検出値と、三相電流指令値に基づいて他の二相（例えばＶ相とＷ相）の電流推定値を算出する技術が開示されている。具体的には、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*を逆ｄｑ変換して得られる三相電流指令値Ｉｕ^*、Ｉｖ^*、Ｉｗ^*のうちセンサ相以外の二相の電流指令値Ｉｖ^*、Ｉｗ^*を推定値として扱う。
この電流推定方法も、上記特開２００４−１５９３９１号公報の技術と同様にｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*が必要であるため、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*を有しないトルクフィードバック制御方式に適用することができない。

これらの従来技術に対し、本実施形態の電動機制御装置１０の制御部１５は、トルクフィードバック制御方式の動作時には、α軸電流の微分値Δｉαに基づいて、電流指令値を用いることなくβ軸電流ｉβを算出することができる。この電流推定方法は、α軸電流ｉαとβ軸電流ｉβとの位相差が９０［°］であり、α軸電流ｉαとβ軸電流ｉβとがｓｉｎ波とｃｏｓ波の関係にあることに着目した結果、想到するに至ったものである。

これにより、三相のうち一相の相電流を電流センサにより検出する交流電動機の制御装置において、電流フィードバック制御方式と、トルクフィードバック制御方式とを併用することができる。特に本実施形態では、一相の電流検出値に基づいて他の相の相電流を推定することで、相電流を適切に推定することができる。
したがって、本実施形態のようにハイブリッド自動車等の交流電動機２に適用された場合、交流電動機２の回転数等や出力トルク等の動作状態に応じて、正弦波制御モード又は過変調制御モードと矩形波制御モードとを切り替えることで、交流電動機２を効率的に駆動することができる。

（２）本実施形態の電流推定部３０１、３０２、３０３では、センサ相を基準にした固定座標系（α−β座標系）におけるα軸電流ｉαとβ軸電流ｉβとに基づいてセンサ相基準電流位相θｘを算出するようにしたので、センサ相を基準にした実際の電流位相θｘを算出することができる。また、センサ相基準電流位相θｘとセンサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓとに基づいて他の相の電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔを算出するようにしたので、実際の電流位相θｘの高調波成分や通常起こり得る変動の影響を織り込んで他の相の電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔを精度良く算出することができる。

再び上記の従来技術と対比すると、特開２００４−１５９３９１号公報の技術、及び、特開２００８−８６１３９号公報の技術は、いずれも電流指令値に基づいてセンサ相以外の相の電流を推定するものである。ところで、交流電動機の電流ベクトルは、制御誤差やフィードバック制御等の影響により、電流指令値に対応した指令電流ベクトルに対して変動しながら、指令電流ベクトルに追従している。そのため、実際の電流位相と指令電流位相との間には「ずれ」が生じており、指令電流位相は実際の電流位相を精度良く反映した情報にはならない。その点、これらの従来技術では、実際の電流位相を全く考慮しておらず、指令電流位相角から求めたＵ相電流位相角を用いて他の二相の電流推定値を算出するため、特に車両用のようにトルク変化や回転速度変化が要求される場合には、電流推定値を精度良く算出することができず、交流電動機の制御が成立しなくなる可能性がある。
それに対し、本実施形態の電動機制御装置１０の制御部１５は、α−β座標系におけるα軸電流ｉαとβ軸電流ｉβとに基づいて電流推定するため、電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔの算出精度を向上させることができる。

（３）本実施形態では、電流フィードバック制御方式でのβ軸電流ｉβの好ましい算出方法として、「センサ相以外の一相の電流指令値とセンサ相の電流検出値とに基づいてβ軸電流ｉβを算出する」方法を推奨する。つまり、β軸電流ｉβを算出するとき、「センサ相以外の二相の電流指令値」に基づいて算出するよりも、「センサ相以外の一相の電流指令値とセンサ相の電流検出値」とに基づいて算出する方がより好ましい。その理由は、以下のようである。

まず、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに基づいてα軸電流ｉαを算出する一方で、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを用いないでβ軸電流ｉβを算出する場合には、α−β座標系において「電流検出値の影響が大きく、センサ相基準電流位相θｘの算出誤差が小さい領域」が比較的狭くなる。そのため、センサ相基準電流位相θｘの算出精度、及びセンサ相基準電流位相θｘに基づいた電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔの算出精度を十分に高めることができない。

それに対し、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに基づいてα軸電流ｉαを算出すると共に、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを用いてβ軸電流ｉβを算出する場合には、α−β座標系において、「電流検出値の影響が大きく、センサ相基準電流位相θｘの算出誤差が小さい領域」を拡大することができる。したがって、センサ相の電流検出値の影響をβ軸電流ｉβに含ませることができ、その結果、センサ相基準電流位相θｘの算出精度を向上させることができる。これにより、ｄ軸電流やｑ軸電流の周期的な制御変動を低減することができると共に、電流指令値の変化時等の過渡時に、電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔの算出精度、言い換えれば、真値に対する収束性を向上させることができる。

また、電流フィードバック制御方式において、トルクフィードバック制御方式と同様にα軸電流の微分値に基づいてβ軸電流ｉβを算出することも可能である。しかし、以下二点の理由により必ずしも適するものとは限らないと考えられる。一つ目には、微分値を用いるには波形が変化していることが前提となるため、特に低回転領域や低電流といった正弦波の変化が少ない場合には、十分な微分精度が得られない可能性があるからである。二つ目には、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに基づくα軸電流ｉαは必ずしも理想正弦波のような規則増減波形にはならないため、該波形の微分により算出されるβ軸電流ｉβの波形が歪む可能性があるからである。

（４）本実施形態では、トルクフィードバック制御方式でのα軸電流の微分値Δｉαの好ましい算出方法として、「スイッチタイミング及び中間タイミングの両方のタイミング毎に、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに基づいてα軸電流ｉαを算出」し、「α軸電流の微分値Δｉαは、スイッチタイミング毎に、スイッチタイミング同士でα軸電流ｉαを微分して算出すると共に、中間タイミング毎に、中間タイミング同士でα軸電流ｉαを微分して算出する」方法を推奨する。

上述のように、スイッチングタイミング毎に検出した電流検出値の波形は、スイッチング動作による影響を受けて波形が歪むのに対し、中間タイミング毎に検出した電流検出値の波形は、スイッチング動作の影響をあまり受けないため波形がほとんど歪まない。そのため、スイッチタイミング毎の電流検出値と中間タイミング毎の電流検出値の両方からなる電流波形は、正弦波のように規則的に増減せず、不規則に増減する傾向となる。

一方、スイッチングタイミング毎に検出した電流検出値の波形、中間タイミング毎に検出した電流検出値の波形のいずれも、それぞれの波形では、ほぼ規則的に増減する。したがって、スイッチタイミング同士、又は中間タイミング同士でα軸電流を微分すれば、スイッチタイミングと中間タイミングとの間で不規則に増減する電流検出値の影響をほとんど受けずに、β軸電流ｉβを精度良く算出することができる。さらに、α軸電流ｉαとβ軸電流ｉβとに基づいたセンサ相基準電流位相θｘの算出精度を向上させることができる。

（５）本実施形態では、連続するスイッチタイミング同士の中間の位相に、スイッチタイミングとの間の電気角移動量が３０［°］となるように、一回の中間タイミングを設定している。これにより、最低限の回数の中間タイミングを確保することができ、また、スイッチタイミングと中間タイミングとの間の電気角移動量が３０［°］で一定となるため、制御を簡素化し、マイコンなどの処理負荷を軽減することができる。

（６）本実施形態では、電流フィードバック制御方式からトルクフィードバック制御方式に切替えた後の一回目、又は、一回目及び二回目の電流検出タイミングにおいて、そのタイミングの電気角、及び算出されたα軸電流の値の組である「今回値」と共に、切替え前の電流フィードバック制御方式の動作時の電流検出タイミングの電気角、及びα軸電流の値の組を「過去値」として、α軸電流の微分値Δｉαの算出に用いる。
これにより、制御方式が切替わっても、切替え前の電流推定値等の制御情報を引き継ぐことができ、切替えの前後を通じて連続した電流推定をすることができる。

（６）本実施形態のトルク推定部５６は、あるスイッチタイミングで算出されたｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔと、その次の中間タイミングで算出されたｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔとに基づく平均値によりトルク推定値ｔｒｑ＿ｅｓｔを算出する。これにより、トルク推定値ｔｒｑ＿ｅｓｔの急激な変動を抑制することができる。
また、上記の切替えパターン（５）では、切替え後一回目のスイッチタイミングｔ_1sで実質的に「スイッチングタイミングと中間タイミングでの微分」が行われる。しかし、トルク推定値ｔｒｑ＿ｅｓｔの算出にあたって、「中間タイミング同士での微分値」に基づいて算出したｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔとの平均値によりトルク推定値ｔｒｑ＿ｅｓｔを算出することで、スイッチタイミングの電流検出値の影響を希釈化することができる。

（第２実施形態）
上記第１実施形態では、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*を有しないトルクフィードバック制御方式を適用するとき、α軸電流ｉαの微分値Δｉαに基づいてβ軸電流ｉβを算出することで、センサ相基準電流位相θｘを算出する。その後、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*を有する電流フィードバック制御方式と同様、式（１１）又は式（１３）を用いて、センサ相基準電流位相θｘとセンサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓとに基づきセンサ相以外の電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔを算出し、式（１５）を用いて、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを推定する。

これに対し第２実施形態では、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*を有しないトルクフィードバック制御方式を適用するとき、別の推定方法である「漸近推定演算」を用いて、１相のセンサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓからｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを推定する。以下、第２実施形態の基本例について図２８、図２９を参照して説明し、変形例について図３０、図３１を参照して説明する。
漸近推定演算では、回転座標系であるｄｑ軸平面上でＷ相軸が相対的に回転することを利用し、Ｗ相推定誤差Δｉｗを積算してｄ軸実電流値ｉｄ及びｑ軸実電流値ｉｑに漸近させることにより、精度良くｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを推定する。

図２８に示すように、第２実施形態の基本例の電流推定部６０１は、電流基準値算出部６１、減算器６２、ゲイン補正部６３、センサ相軸方向補正値算出部６４、減算器６５、他相電流推定部６６、及び、遅延素子６７を有し、所定の演算周期で漸近推定演算を繰り返し実行する。ここで、今回入力されるＷ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに基づく漸近推定演算を第ｎ回目の演算とし、入力されるＷ相電流検出値を「ｉｗ＿ｓｎｓ（ｎ）」、電気角を「θ（ｎ）」とし、この演算によって得られる電流推定値を「ｉ＃＿ｅｓｔ（ｎ）」（ただし、＃は、ｄ、ｑ、ｕ、ｖ、ｗ）のように表す。

電流基準値算出部６１には、前回の演算で算出されたｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ（ｎ−１）及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔ（ｎ−１）が入力され、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ（ｎ−１）及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔ（ｎ−１）、電気角θｅ（ｎ）を用いて逆ｄｑ変換し、センサ相であるＷ相成分の電流基準値ｉｗ＿ｂｆを演算する。

減算器６２では、電流基準値ｉｗ＿ｂｆと今回のＷ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ（ｎ）との差分であるＷ相推定誤差Δｉｗを演算する。
ゲイン誤差補正部６３では、Ｗ相推定誤差ΔｉｗにゲインＫを乗じ、補正後の推定誤差ＫΔｉｗを演算する。ゲインＫは、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔに設けられたローパスフィルタ（以下、「ＬＰＦ」という。）の役割をなすものであり、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔの変化の緩急を調整する。ゲインＫの値は、０＜Ｋ＜１の範囲に含まれ、そのＬＰＦの所望の時定数の演算回数（時定数÷演算周期）をＫｌｐｆとすると、（１／Ｋｌｐｆ）で表される。

センサ相軸方向補正値算出部６４では、Δｉｕ＝０、Δｉｖ＝０とし、補正後の推定誤差ＫΔｉｗをｄｑ変換し、センサ相軸方向のｄ軸電流補正値ｉｄ＿ｃｒｒ（ｎ）及びｑ軸電流補正値ｉｑ＿ｃｒｒ（ｎ）を演算する。本実施形態では、センサ相軸方向のｄ軸電流補正値ｉｄ＿ｃｒｒ（ｎ）及びｑ軸電流補正値ｉｑ＿ｃｒｒ（ｎ）が「補正ベクトル」に対応する。以下、センサ相軸方向のｄ軸電流補正値ｉｄ＿ｃｒｒ（ｎ）及びｑ軸電流補正値ｉｑ＿ｃｒｒ（ｎ）をそれぞれｄ軸成分及びｑ軸成分とするベクトルを、適宜「補正ベクトル（Δｉｄ、Δｉｑ）」と表す。
なお、補正ベクトルは、常に（Δｉｄ、Δｉｑ）の１セットで示すものであり、電流フィードバック制御方式でＰＩ演算部２３等に入力されるｄ軸電流偏差Δｉｄ及びｑ軸電流偏差Δｉｑ（図５、図６参照）とは異なるものであることを注意的に述べておく。

減算器６５では、遅延素子６７を経由してフィードバックされた前回のｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ（ｎ−１）からセンサ相軸方向ｄ軸電流補正値ｉｄ＿ｃｒｒ（ｎ）を減算し、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ（ｎ）を演算する。また、遅延素子６７を経由してフィードバックされた前回のｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔ（ｎ−１）からセンサ相軸方向ｑ軸電流補正値ｉｑ＿ｃｒｒ（ｎ）を減算し、ｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔ（ｎ）を演算する。
減算器６５において、前回のｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ（ｎ−１）に対しセンサ相軸方向ｄ軸電流補正値ｉｄ＿ｃｒｒ（ｎ）を減算し、且つ、前回のｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔ（ｎ−１）に対しセンサ相軸方向ｑ軸電流補正値を減算することが「補正ベクトルをｄｑ軸平面上にて積算する」ことに対応する。

こうして電流推定部６０１で推定されたｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ（ｎ）及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔ（ｎ）は、遅延素子６７を経由して電流基準値算出部６１へフィードバックされる。
他相電流推定部６６では、電気角θｅ（ｎ）に基づき、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ（ｎ）及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔ（ｎ）を逆ｄｑ変換し、３相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔ（ｎ）、ｉｖ＿ｅｓｔ（ｎ）、ｉｗ＿ｅｓｔ（ｎ）の一部又は全部を必要に応じて演算する。

基本例における漸近推定演算を表した漸化式を式（１９）に示す。式（１９）中のＷ相基準の位相θｗ（ｎ）は、電気角θｅ（ｎ）＋１２０［°］に相当する。
また、「Ｋ×｛ｃｏｓ（θｗ（ｎ））｝×Δｉｗ」がセンサ相軸方向ｄ軸電流補正値ｉｄ＿ｃｒｒ（ｎ）に対応し、「Ｋ×｛−ｓｉｎ（θｗ（ｎ））｝×Δｉｗ」がセンサ相軸方向ｑ軸電流補正値ｉｑ＿ｃｒｒ（ｎ）に対応する。

式（１９）に示す漸化式をベクトル図で表現すると、図２９（ａ）のようになる。
図２９（ｂ）に示すように、回転座標系であるｄｑ軸平面上において、Ｗ相軸が相対的に回転することを利用し、矢印ＹＩで示す補正ベクトル（Δｉｄ、Δｉｑ）を積算していくことにより、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔをｄ軸実電流値ｉｄ及びｑ軸実電流値ｉｑに漸近させている。

ゲインＫは、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔがｄ軸実電流値ｉｄ及びｑ軸実電流値ｉｑに漸近する速度を律するためのフィルタ要素である。ゲインＫが大きすぎると、すなわち１に近い値であると、「ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔと、ｄ軸実電流値ｉｄ及びｑ軸実電流値ｉｑとの差である誤差ベクトルΔｉｅ」がＷ相軸に対して直交に近くなり、ｄ軸実電流値ｉｄ及びｑ軸実電流値ｉｑを中心とする円周方向に渦を描くように動く。そのため、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔがｄ軸実電流値ｉｄ及びｑ軸実電流値ｉｑに漸近しにくくなる。このような点を考慮し、ゲインＫは、０＜Ｋ＜１の範囲で、ｄ軸実電流値ｉｄ及びｑ軸実電流値ｉｑに漸近しやすくなるような値に適宜設定される。

（第２実施形態の変形例）
上記の基本例では、補正ベクトル（Δｉｄ、Δｉｑ）の方向がセンサ相軸方向であるのに対し、以下に説明する変形例では、補正ベクトル（Δｉｄ、Δｉｑ）に、センサ相軸に直交する方向のベクトル成分が含まれる点が異なる。以下、「センサ相軸に直交する軸」をβ軸といい、「センサ相軸に直交する方向」を、「直交方向」という。
図３０に示すように、変形例の電流推定部６０２は、基本例の構成（図２８参照）に加え、直交方向補正値算出部６８を有している。

変形例では、センサ相軸方向補正値算出部６４にてセンサ相軸方向のｄ軸電流補正値ｉｄ＿ｃｒｒ（ｎ）及びｑ軸電流補正値ｉｑ＿ｃｒｒ（ｎ）を算出する。また、減算器６５にて、遅延素子６７を経由してフィードバックされた前回のｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ（ｎ−１）に対し、センサ相軸方向ｄ軸電流補正値ｉｄ＿ｃｒｒ（ｎ）を減算し、Ｗ相方向に補正されたｄ軸電流暫定推定値ｉｄ＿ｅｓｔ’（ｎ）を算出する。同様に、減算器６５にて、遅延素子６７を経由してフィードバックされた前回のｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔ（ｎ−１）に対し、センサ相軸方向ｑ軸電流補正値ｉｑ＿ｃｒｒ（ｎ）を減算し、Ｗ相方向に補正されたｑ軸電流暫定推定値ｉｑ＿ｅｓｔ’（ｎ）を算出する。ｄ軸電流暫定推定値ｉｄ＿ｅｓｔ’（ｎ）及びｑ軸電流暫定推定値ｉｑ＿ｅｓｔ’（ｎ）は、基本例のｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ（ｎ）及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔ（ｎ）と同様である。

直交方向補正値算出部６８では、センサ相軸に直交する成分であるβ軸推定誤差Δｉβを式（２０）により演算する。また、式（２１）により、β軸推定誤差Δｉβを用い、ｄｑ変換により直交方向のｄ軸電流補正値ｉｄ＿ｃｒｒ＿β（ｎ）及びｑ軸電流補正値ｉｑ＿ｃｒｒ＿β（ｎ）を演算する。
減算器６９では、ｄ軸電流暫定推定値ｉｄ＿ｅｓｔ’（ｎ）から直交方向ｄ軸電流補正値ｉｄ＿ｃｒｒ＿β（ｎ）を減算し、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ（ｎ）を演算する。また、ｑ軸電流暫定推定値ｉｑ＿ｅｓｔ’（ｎ）から直交方向ｑ軸電流補正値ｉｑ＿ｃｒｒ＿β（ｎ）を減算し、ｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔ（ｎ）を演算する。

変形例における漸近推定演算を表した漸化式を式（２２）に示す。

式（２２）に示す漸化式をベクトル図で表現すると図３１のようになる。図３１では、センサ相軸方向のｄ軸電流補正値ｉｄ＿ｃｒｒ（ｎ）及びｑ軸電流補正値ｉｑ＿ｃｒｒ（ｎ）と、直交方向のｄ軸電流補正値ｉｄ＿ｃｒｒ＿β（ｎ）及びｑ軸電流補正値ｉｑ＿ｃｒｒ＿β（ｎ）との合成ベクトルが「補正ベクトル（Δｉｄ、Δｉｑ）」に相当する。

図３１に示すように、変形例の電流推定部６０２では、前回の演算で算出されたｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ（ｎ−１）及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔ（ｎ−１）のセンサ相成分である電流基準値ｉｗ＿ｂｆとＷ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓとの差である推定誤差ΔｉＷに基づいて算出された補正ベクトル（Δｉｄ、Δｉｑ）を、ｄｑ軸平面上にて積算することにより、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ（ｎ）及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔ（ｎ）を推定する。
変形例では、基本例に対し、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ（ｎ−１）及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔ（ｎ−１）を、センサ相軸方向のみでなく直交方向にも補正することで、ｄ軸実電流値ｉｄ及びｑ軸実電流値ｉｑへの収束応答性を高めることができる。

変形例では、前回のｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ（ｎ−１）に対し、減算器６５にてセンサ相軸方向ｄ軸電流補正値ｉｄ＿ｃｒｒ（ｎ）を減算、及び、減算器６９にて直交方向ｄ軸電流補正値ｉｄ＿ｃｒｒ＿β（ｎ）を減算し、且つ、前回のｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔ（ｎ−１）に対し、減算器６５にてセンサ相軸方向ｑ軸電流補正値ｉｑ＿ｃｒｒ（ｎ）を減算、及び、減算器６９にて直交方向ｑ軸電流補正値ｉｑ＿ｃｒｒ＿β（ｎ）を減算することが、「補正ベクトルをｄｑ軸平面上にて積算する」ことに対応する。

以上のように第２実施形態の基本例及び変形例では、漸近推定演算により補正ベクトル（Δｉｄ、Δｉｑ）をｄｑ軸平面上にて積算することにより、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*を用いずに、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを推定することができる。
よって、電動機制御装置１０は、電流フィードバック制御方式を適用するとき、例えば第１実施形態の電流推定方法でｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを推定し、一方、トルクフィードバック制御方式を適用するとき、本実施形態の漸近推定演算によってｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを推定する、というように交流電動機２の通電の制御方式を切り替えることができる。

第２実施形態も第１実施形態と同様に、好ましくはセンサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ及び電気角θｅを常時「前回値」として保持しておくことで、制御方式の切替え時における連続性を確保することができる。この点、第２実施形態は漸化式を用いる性質上、制御方式に関係なく、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ及び電気角θｅの「前回値」を保持しておく必要があるため、切替え時の連続性を確保することができる。

なお、第２実施形態の漸近推定演算は、電流フィードバック制御方式が適用される低回転領域では、前回の演算と今回の演算との電気角変化Δθｅが相対的に小さくなり、また低トルク領域では、電流変化が相対的に小さくなるため、推定精度が低下する傾向にある。したがって、電流フィードバック制御方式では、漸近推定演算を使用するよりも、電流指令値を用いた推定方法を使用する方がより好ましい。

（その他の実施形態）
（ア）上記実施形態では、電流フィードバック制御方式を適用するとき電流推定部３０１、３０２が採用することのできる最良の電流推定方法として、α−β座標系において、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓとセンサ相以外の一相の電流指令値（例えばｉｖ^*）とからβ軸電流ｉβを求める方法（式（７））を説明した。また、これと比べるとセンサ相基準電流位相θｘの検出精度が劣る可能性あるが、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓとセンサ相以外の二相の電流指令値（ｉｕ^*、ｉｖ^*）とからβ軸電流ｉβを求める方法（式（６））もあることを述べた。

しかし、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*を有する電流フィードバック制御方式を適用するとき電流推定部が採用することのできる電流推定方法は、上記実施形態のように、α−β座標系におけるα軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβに基づくものに限らない。例えば、従来技術として紹介した特開２００４−１５９３９１号公報（特許文献１）又は特開２００８−８６１３９号公報の技術を、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*を有する電流フィードバック制御方式に限って適用することは可能である。

つまり、上述の説明でこれらの従来技術を否定したのは、電流フィードバック制御方式とトルクフィードバック制御方式とで同じ座標系、或いは、少なくとも基本部分が共通の推定ロジックを用いて制御を切り替えることが困難であるからに過ぎない。したがって、それぞれの制御方式に採用可能な電流推定方法を個別に選択するという思想に基づいて、従来技術の電流推定方法を電流フィードバック制御方式に適用してもよい。その場合、制御方式の切替え時における連続性を考慮してもよいし、考慮しなくてもよい。

要するに、本発明のコアとなる技術的思想は、交流電動機の制御装置において、電流指令値に対して電流推定値をフィードバックする制御と、トルク指令値に対して電流推定値に基づくトルク推定値をフィードバックする制御とで、電流推定方法を切り替えるというものである。よって、電流指令値を用いるどのような推定方法と、電流指令値を用いないどのような推定方法とを組み合わせることも、本発明の技術的範囲に含まれる。

（イ）電流センサにより相電流を検出するセンサ相は、上記実施形態のＷ相に限らず、Ｕ相又はＶ相としてもよい。また、センサ相の電流検出値とセンサ相基準電流位相θｘとから電流推定値を算出する推定相は、上記実施形態のＵ相に限らず、Ｖ相又はＷ相としてもよい。

（ウ）「電流フィードバック制御方式」は、ＰＷＭ指令信号を用いた正弦波ＰＷＭ制御モードや過変調ＰＷＭ制御モードに限らず、電流指令値を用い、電流検出値、又当該電流検出値に基づく電流推定値を電流指令値に対してフィードバックする制御方式であれば、どのようなものであってもよい。
また、「トルクフィードバック制御方式」は、上記実施形態の矩形波制御モードに限らず、交流電動機の駆動に係る電流検出値に基づくトルク推定値をトルク指令値に対してフィードバックする制御方式であれば、どのようなものであってもよい。或いは、トルク推定値に代えて、電流以外の物理量についての検出値、例えばトルクメータ等でトルクを直接検出した値をトルク指令値に対してフィードバックすることとしてもよい。

（エ）上記第１実施形態では、電流検出値が一相のみとなるためにｄｑ変換が成立しなくなる対策として、制御部１５の電流推定部３０１、３０２、３０３で、センサ相以外の相の電流を推定してｄｑ変換を成立させる方法を採った。しかし、一相の電流検出値に基づいてｄｑ変換を成立させるための手段は、これに限定せず、例えば一相のみの電流検出値でも成立するｄｑ変換式を新たに創出して対策してもよい。
この方法では、図１６のＳ５２又はＳ５４のようなセンサ相以外の相の電流推定値を出力するステップが顕在的には存在しないものの、ｄｑ変換式の内部で、このステップに相当する演算が包括的に実行されると解釈する。ただし、発明者の研究の結果、どちらの方法でも数式的には同じ結果となることが判明している。

（オ）上記実施形態の交流電動機は、永久磁石式同期型の三相交流電動機であったが、他の実施形態では、誘導電動機やその他の同期電動機であってもよい。また、上記実施形態の交流電動機は、電動機としての機能、及び発電機としての機能を併せ持つ所謂モータジェネレータであったが、他の実施形態では、発電機としての機能を持たなくてもよい。

（カ）本発明による交流電動機の制御装置は、上記実施形態のようにインバータと交流電動機を一組のみ設けたシステムに限らず、インバータと交流電動機を二組以上設けたシステムに適用してもよい。また、１台のインバータに複数台の交流電動機を並列接続させた電車等のシステムに適用してもよい。

（キ）本発明による交流電動機の制御装置は、図１に示す構成のハイブリッド自動車の交流電動機に限定されず、どのような構成の電動車両の交流電動機に適用してもよい。また、電動車両以外の交流電動機に適用してもよい。
以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。

２・・・交流電動機、
１０・・・電動機制御装置（交流電動機の制御装置）、
１２・・・インバータ、
１３・・・電流センサ、
１５・・・制御部（制御手段）、
３０１、３０２、３０３、６０１、６０２・・・電流推定部（電流推定手段）、
５６・・・トルク推定部（トルク推定手段）。

Claims (13)

1. 三相の交流電動機（２）を駆動するインバータ（１２）と、
   前記交流電動機の三相のうち一相のセンサ相に流れる電流を検出する電流センサ（１３）と、
   前記インバータを構成する複数のスイッチング素子のオン／オフを切り替えて前記交流電動機の通電を制御する制御手段であって、前記交流電動機の通電の制御方式について、前記電流センサが検出した前記センサ相の電流検出値、及び当該電流検出値に基づく電流推定値を電流指令値に対してフィードバックすることで前記交流電動機の通電を制御する電流フィードバック制御方式、及び、前記交流電動機の駆動に係るトルク推定値をトルク指令値に対してフィードバックすることで前記交流電動機の通電を制御するトルクフィードバック制御方式を切替え可能である制御手段（１５）と、
   を備え、
   前記制御手段は、
   前記一相のセンサ相の電流検出値に基づいてｄ軸電流推定値及びｑ軸電流推定値を推定する電流推定手段（３０１、３０２、３０３）を有し、
   前記トルクフィードバック制御方式を適用するとき、前記電流推定手段によって算出されたｄ軸電流推定値及びｑ軸電流推定値に基づいて前記トルク推定値を算出し、
   前記電流推定手段は、
   前記センサ相の軸に一致するα軸、及び当該α軸に直交するβ軸からなる固定座標系におけるα軸電流及びβ軸電流に基づいて前記センサ相を基準にした電流位相であるセンサ相基準電流位相を算出し、当該センサ相基準電流位相と前記センサ相の電流検出値とに基づいて前記センサ相以外の相の電流推定値を算出し、前記センサ相の電流検出値と前記センサ相以外の相の電流推定値とをｄｑ変換してｄ軸電流推定値及びｑ軸電流推定値を推定し、
   前記α軸電流及び前記β軸電流の算出について、前記センサ相の電流検出値に基づいて前記α軸電流を算出し、且つ、少なくとも前記トルクフィードバック制御方式を適用するとき、前記α軸電流の微分値に基づいて前記β軸電流を算出することを特徴とする交流電動機の制御装置（１０）。
2. 前記電流推定手段（３０１、３０２）は、前記電流フィードバック制御方式を適用するとき、前記センサ相以外の一相又は二相の電流指令値を用いて前記β軸電流を算出することを特徴とする請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
3. 前記電流推定手段は、前記電流フィードバック制御方式を適用するとき、前記センサ相以外の一相の電流指令値と前記センサ相の電流検出値とに基づいて前記β軸電流を算出することを特徴とする請求項２に記載の交流電動機の制御装置。
4. 前記電流推定手段（３０３）は、前記トルクフィードバック制御方式を適用するとき、
   前記スイッチング素子のオン／オフを切り替えるスイッチタイミング、及び、連続する前記スイッチタイミングの間に一回以上設定される中間タイミングにおける前記センサ相の電流検出値に基づいて前記α軸電流を算出し、
   前記スイッチタイミング又は前記中間タイミングのうちいずれか二回のタイミングの間の電気角移動量に対する前記α軸電流の変化量に基づいて前記α軸電流の微分値を算出することを特徴とする請求項１〜３のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。
5. 前記中間タイミングは、連続する前記スイッチタイミングの中間に一回設定されることを特徴とする請求項４に記載の交流電動機の制御装置。
6. 前記電流推定手段は、前記トルクフィードバック制御方式を適用するとき、
   前記スイッチタイミング毎に、今回の前記スイッチタイミングと前回の前記スイッチタイミングとの間の電気角移動量に対する前記α軸電流の変化量に基づいて前記α軸電流の微分値を算出すると共に、前記中間タイミング毎に、今回の中間タイミングと前回の前記中間タイミングとの間の電気角移動量に対する前記α軸電流の変化量に基づいて前記α軸電流の微分値を算出することを特徴とする請求項５に記載の交流電動機の制御装置。
7. 前記交流電動機の通電制御方式を前記電流フィードバック制御方式から前記トルクフィードバック制御方式に切替えたとき、
   少なくとも切替え後の三回目以降に前記α軸電流を算出する前記スイッチタイミング又は前記中間タイミングでは、
   前記スイッチタイミング毎に、今回の前記スイッチタイミングと前回の前記スイッチタイミングとの間の電気角移動量に対する前記α軸電流の変化量に基づいて前記α軸電流の微分値を算出すると共に、前記中間タイミング毎に、今回の中間タイミングと前回の前記中間タイミングとの間の電気角移動量に対する前記α軸電流の変化量に基づいて前記α軸電流の微分値を算出することを特徴とする請求項６に記載の交流電動機の制御装置。
8. 前記交流電動機の通電制御方式を前記電流フィードバック制御方式から前記トルクフィードバック制御方式に切替えたとき、
   切替え後の最初又は二回目に前記α軸電流を算出するタイミングでは、切替え前の前記電流フィードバック制御方式での動作時に前記センサ相の電流検出値を検出したタイミングの電気角、及び、そのタイミングで算出された前記α軸電流の値の組である過去値を用いて前記α軸電流の微分値を算出することを特徴とする請求項５〜７のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。
9. 切替え後の最初に前記α軸電流を算出する前記スイッチタイミング又は前記中間タイミングでは、今回の前記スイッチタイミング又は前記中間タイミングと、切替え前の最後に前記センサ相の電流検出値を検出したタイミングとの間の電気角移動量に対する前記α軸電流の変化量に基づいて前記α軸電流の微分値を算出することを特徴とする請求項８に記載の交流電動機の制御装置。
10. 切替え後の最初に前記α軸電流を算出する前記スイッチタイミング又は前記中間タイミングでは、今回の前記スイッチタイミング又は前記中間タイミングと、切替え前の最後から二番目に前記センサ相の電流検出値を検出したタイミングとの間の電気角移動量に対する前記α軸電流の変化量に基づいて前記α軸電流の微分値を算出し、
    切替え後の二回目に前記α軸電流を算出する前記スイッチタイミング又は前記中間タイミングでは、今回の前記スイッチタイミング又は前記中間タイミングと、切替え前の最後に前記センサ相の電流検出値を検出したタイミングとの間の電気角移動量に対する前記α軸電流の変化量に基づいて前記α軸電流の微分値を算出することを特徴とする請求項８に記載の交流電動機の制御装置。
11. 三相の交流電動機（２）を駆動するインバータ（１２）と、
    前記交流電動機の三相のうち一相のセンサ相に流れる電流を検出する電流センサ（１３）と、
    前記インバータを構成する複数のスイッチング素子のオン／オフを切り替えて前記交流電動機の通電を制御する制御手段であって、前記交流電動機の通電の制御方式について、前記電流センサが検出した前記センサ相の電流検出値、及び当該電流検出値に基づく電流推定値を電流指令値に対してフィードバックすることで前記交流電動機の通電を制御する電流フィードバック制御方式、及び、前記交流電動機の駆動に係るトルク推定値をトルク指令値に対してフィードバックすることで前記交流電動機の通電を制御するトルクフィードバック制御方式を切替え可能である制御手段（１５）と、
    を備え、
    前記制御手段は、
    前記一相のセンサ相の電流検出値に基づいてｄ軸電流推定値及びｑ軸電流推定値を推定する電流推定手段（６０１、６０２）を有し、
    前記トルクフィードバック制御方式を適用するとき、前記電流推定手段によって算出されたｄ軸電流推定値及びｑ軸電流推定値に基づいて前記トルク推定値を算出し、
    前記電流推定手段は、前記トルクフィードバック制御方式を適用するとき、
    所定の演算周期で繰り返し実行される漸近推定演算において、前回の演算で算出されたｄ軸電流推定値及びｑ軸電流推定値に基づく前記センサ相の軸方向成分であるセンサ相電流基準値と、今回の前記センサ相の電流検出値と、の差である推定誤差に基づいて算出された補正ベクトルをｄｑ軸平面上にて積算することによりｄ軸電流推定値及びｑ軸電流推定値を推定することを特徴とする交流電動機の制御装置（１０）。
12. 前記漸近推定処理における前記補正ベクトルは、前記センサ相の軸方向の補正値と前記センサ相軸に直交する方向の補正値との合成ベクトルとして算出されることを特徴とする請求項１１に記載の交流電動機の制御装置。
13. 前記トルク推定値は、前記電流推定手段によって算出された少なくとも二回の前記電流推定値の平均値に基づいて算出されることを特徴とする請求項１〜１２のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。

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