CN103812409A - 用于交流电动机的控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种用于交流电动机的控制装置。传感器相参考电流相位感测部件计算关于作为参考的传感器相形成的固定坐标系中的α轴电流和β轴电流。α轴电流基于传感器相的电流检测值来计算，β轴电流基于根据d轴电流命令值和q轴电流命令值确定的其他两相的电流命令值来计算。因而，电流相位被计算为tan^-1(iβ/iα)。基准波估计部件通过计算对应于传感器相参考电流相位的估计系数并且将传感器相的电流检测值乘以该估计系数来计算其他相的估计电流。

Description

用于交流电动机的控制装置

技术领域

本发明涉及一种用于AC（交流）电动机的控制装置，该用于AC电动机的控制装置使用电流传感器检测三相中的一相中的相电流以控制AC电动机的通电。

背景技术

近年来，鉴于改进燃油经济性和减少废气排放的社会需求，安装有AC电动机作为车辆的驱动电源的电动车辆和混合动力车辆受到关注。例如，一些混合动力车辆被配置成使得：DC（直流）电源如二次电池和AC电动机通过电力转换设备如逆变器彼此连接。DC电源的DC电压通过逆变器转换成AC电压以驱动AC电动机。AC电动机由控制装置以例如下列专利文献1至6中公开的方式来控制。

专利文献1：JP-A-2004-159391

专利文献2：JP-A-2010-124544

专利文献3：JP-A-2008-86139

专利文献4：JP-A-2004-64903

专利文献5：JP-A-H10-225199

专利文献6：JP-A-2001-145398

在专利文献1中，设置有一个电流传感器用于感测AC电动机的相中的一相（例如，U相）中流过的电流，以及基于由电流传感器感测的一相（例如，U相）的电流、d轴和q轴命令电流以及AC电动机的电角信息来估计其他两相（例如，V相和W相）的电流。

具体地，该技术包括：通过将q轴与由AC电动机的d轴命令电流Id^*和q轴命令电流Iq^*引起的向量之间的命令电流相角α加上电动机的转子与电动机的定子的U相轴之间的角θ来确定U相电流相角θ′(=θ+α)；根据下面的公式根据U相电流相角θ′和U相中的感测电流Iu计算电流幅度Ia；根据下面的公式根据电流幅度Ia和U相电流相角θ′分别计算V相和W相中的估计电流Iv和Iw；根据U相中的感测电流Iu以及V相和W相中的估计电流Iv和Iw分别计算d轴估计电流Id和q轴估计电流Iq；以及通过计算电动机的命令电压使得估计电流Id和Iq分别等于命令电流Id^*和Iq^*来执行AC电动机中的电流的反馈控制。

$\mathrm{Ia}=\mathrm{Iu}/[\sqrt{1/3}\×\{-\sin \left({\mathrm{\θ}}^{\′}\right)\left\}\right]$

基于一相的感测电流Iu和其他两相的估计电流Iv和Iw计算d轴估计电流Id和q轴估计电流Iq。计算AC电动机的命令电压，以及对流到AC电动机的电流进行反馈控制，使得估计电流Id和Iq达到命令电流Id^*和Iq^*。

在此，当由于控制误差、反馈控制等的影响AC电动机的电流向量相对于命令电流向量波动时，AC电动机的电流向量跟随命令电流向量（对应于电流命令值的电流向量）。因此实际电流相位与命令电流相位之间产生偏差（偏差），因此命令电流相位不能精确地反映实际电流相位。

然而，该方法中根本没有考虑实际电流相位。其他两相的估计电流通过使用根据命令电流相角确定的U相电流相角来计算。因此，不能充分精确地计算估计电流，以及将不能适当地控制AC电动机。

在专利文献3中，设置有一个电流传感器以感测AC电动机的多个相的一相（例如，U相）中流动的电流。由该电流传感器感测的U相的感测电流与AC电动机的三相命令电流共同用来估计其他两相（例如，V相和W相）的电流。

具体地，通过基于U相的感测电流Iu以及三个命令电流Iu^*、Iv^*和Iw^*中的其他两相的命令电流Iv^*和Iw^*使用电角进行dq转换来控制AC电动机，三个命令电流Iu^*、Iv^*和Iw^*基于电角根据AC电动机的d轴电流Id^*和q轴电流Iq^*来计算。其他两相的命令电流不由电流传感器感测。然而，类似于专利文献1，如果三相命令电流被未设置电流传感器的其他两相替代，那么不能精确地检测实际电流相位。因此，在转矩和旋转速度需要时刻改变的车辆中，将不能充分精确地计算估计电流，因此将不能适当地控制AC电动机。

在专利文献4中，DC电源线中设置有一个电流传感器以感测总线中流动的电流。如果在用于安装在车辆中的大功率AC电动机的控制系统中的DC电源线中设置有电流传感器，那么不仅DC电源线附近的组装工作会很复杂，而且DC电源线的扩展会引起电流传导噪声。因此，逆变器将变得大而且昂贵。

在专利文献5中，通过使用根据电动机常量确定的状态方程、根据三相中的一相的感测电流计算d轴电流Id和q轴电流Iq。根据该技术，由于电动机常量随温度变化，因此当通过解状态方程计算d轴电流Id和q轴电流Iq时，估计误差很可能会变大。因此不能使电动机控制稳定。另外，需要复杂的计算处理，因此在控制ECU（微型计算机）中不太可能实现这样的技术。

在专利文献6中，通过对三相中的一相的感测电流和其他两相的估计相电流进行d-q转换来计算AC电动机的d轴电流Id和q轴电流Iq。电流Id和Iq由一阶时滞滤波器进行平均并且进行逆d-q转换以估计其他两相的相电流。根据该技术，当车辆中需要转矩变化或旋转速度变化时，受为求平均而设置的一阶时滞滤波器的影响，估计电流会产生时延，并且不能使电动机控制稳定。

发明内容

因此，目的是提供一种用于AC电动机的控制装置，该用于AC电动机的控制装置稳定地驱动三相AC电动机的三相中的仅一相中具有电流传感器的AC电动机。

根据本发明的一方面，用于具有三相的AC电动机的控制装置包括电流传感器和控制器。电流传感器检测作为AC电动机的三相中的预定的一相的传感器相中流过的电流。控制器包括电流估计部件并且控制AC电动机的通电。电流估计部件基于由α轴和β轴定义的固定坐标系中的α轴电流和β轴电流来计算传感器相参考电流相位，传感器相参考电流相位是与作为参考的传感器相有关的电流相位，α轴和β轴分别在与传感器相轴相同的方向上和垂直于传感器相轴的方向上，以及电流估计部件基于传感器相参考电流相位和由电流传感器检测的电流检测值来计算三相中的不同于传感器相的其他相的电流估计值。

附图说明

图1是说明应用用于AC电动机的控制装置的电动机驱动系统的配置的示意图；

图2是用于AC电动机的控制装置的框图；

图3是示意性地说明AC电动机的控制模式的表；

图4是示出AC电动机的操作状态与控制模式之间的关联的曲线图；

图5是说明电流反馈控制方案（正弦波控制模式）中根据第一实施方式的用于AC电动机的控制装置的控制部件的配置的框图；

图6是说明电流反馈控制方案（过调制控制模式）中根据第一实施方式的用于AC电动机的控制装置的控制部件的配置的框图；

图7是说明图5和图6中的控制部件的电流估计部件的配置的框图；

图8是基于传感器相说明固定坐标系（α-β坐标系）的图；

图9是说明转矩反馈控制方案（矩形波控制模式）中根据第一实施方式的用于AC电动机的控制装置的控制部件的配置的框图；

图10是说明图9中的控制部件的电流估计部件的配置的框图；

图11是说明矩形波控制模式中的切换定时和中间定时的图；

图12A和图12B分别是示出每个切换时刻和每个中间时刻电流检测值的波形的图；

图13A和图13B分别是说明比较示例中的β轴电流iβ和传感器相参考电流相位θx的计算精度的图；

图14A和图14B分别是说明第一实施方式中的β轴电流iβ和传感器相参考电流相位θx的计算精度的图；

图15A和15B是说明转矩反馈控制方案中当基于α轴电流的微分值Δiα计算β轴电流iβ时使用的校正的图；

图16是根据第一实施方式的电流估计处理的流程图；

图17是图16中的传感器相参考电流相位检测处理的流程图；

图18是表明从电流反馈控制方案切换至转矩反馈控制方案的图案[1]的时间图；

图19是表明从电流反馈控制方案切换至转矩反馈控制方案的图案[2]的时间图；

图20是表明从电流反馈控制方案切换至转矩反馈控制方案的图案[3]的时间图；

图21是表明从电流反馈控制方案切换至转矩反馈控制方案的图案[4]的时间图；

图22是表明从电流反馈控制方案切换至转矩反馈控制方案的图案[5]的时间图；

图23是表明从转矩反馈控制方案切换至电流反馈控制方案的图案[6]的时间图；

图24是示出根据第一实施方式的在控制方案从电流反馈控制方案切换至转矩反馈控制方案时提供的电流波形的实验数据的图；

图25A和图25B是基于图24中的电流波形的转矩波形的实验数据；

图26是示出根据第一实施方式的在控制方案从转矩反馈控制方案切换至电流反馈控制方案时提供的电流波形的实验数据的图；

图27A和图27B是示出基于图26中的电流波形的转矩波形的实验数据的图；

图28是说明根据第二实施方式的电流估计部件的配置的框图；

图29A和图29B是说明第二实施方式中的渐近估计操作的向量图；

图30是说明根据第二实施方式的修改的电流估计部件的配置的框图；以及

图31是说明根据第二实施方式的修改的渐近估计操作的向量图。

具体实施方式

将参照附图详细地描述控制AC电动机的驱动的用于AC电动机的控制装置。在下面的实施方式中，将用相同附图标记表示基本上相同的配置元件，从而简化描述。

（第一实施方式）

如图1中所述，根据第一实施方式的、作为用于AC电动机的控制装置的电动机控制装置10应用于驱动混合动力车辆的电动机驱动系统1。

电动机驱动系统1包括AC电动机2、DC电源8、电动机控制装置10等等。AC电动机2是生成用于驱动例如电驱动车辆的驱动轮6的转矩的电动机。AC电动机2是永磁式同步三相AC电动机。

电驱动车辆包括驱动轮6由电能驱动的车辆，如混合动力车辆、电动车辆和燃料电池电动车辆。本实施方式中的电驱动车辆是装备有发动机3和AC电动机2的混合动力车辆，AC电动机2是电动发电机（MG）并且具有以下功能：作为生成用于驱动驱动轮6的转矩的电动机的功能；以及作为由从发动机3和驱动轮6发送的车辆的动能驱动并且能够发电的发电机的功能。

AC电动机2通过例如传动装置的齿轮4连接至车轴5。因此，AC电动机2的驱动力通过齿轮4旋转车轴5从而驱动驱动轮6。

DC电源8是不可充电/可再充电的电存储设备，如例如镍氢化物、锂离子等的二次电池、以及双电层电容器等等。DC电源8与电动机控制装置10的逆变器12（图2）连接，并且被配置成使得其能够通过逆变器12向AC电动机2提供电能以及从AC电动机2接收电能。

车辆控制电路9由微型计算机等形成并且其中包括CPU、ROM、I/O、连接他们的总线等等，尽管这些没有示出。车辆控制电路9通过在CPU执行预存储的程序所实现的软件处理以及通过由专用电子电路所实现的硬件处理来控制整个电驱动车辆。

车辆控制电路9被构造成使得能够从各种传感器和开关等等中获取信号。这些信号包括来自加速器传感器的加速信号、来自制动开关的制动信号、来自转向开关的转向信号等等。车辆控制电路9基于这些所获取的信号等检测车辆的操作状态，以及向电动机控制装置10输出与操作状态相对应的转矩命令值trq^*。车辆控制电路9向控制发动机3的操作的未示出的发动机控制电路输出命令信号。

如图2中所述，电动机控制装置10包括逆变器12、电流传感器13、以及作为控制部件的控制器15。

由未示出的升压转换器产生的DC电源的升压电压作为系统电压VH被输入至逆变器12。逆变器12包括未示出的六个桥接的切换元件。对于切换元件，例如，可以使用IGBT（绝缘栅双极晶体管）、MOS（金属氧化物半导体）晶体管、双极晶体管等等。基于从控制器15的PWM信号生成部件25（图5）输出的PMW信号UU、UL、VU、VL、WU和WL控制切换元件的接通/关断。因此，基于应用于AC电动机2的三相AC电压vu、vv、vw控制AC电动机2的驱动。

电流传感器13仅设置在AC电动机2的任一相中。在本实施方式中，电流传感器13设置在AC电动机2的W相中。其中设置有电流传感器13的W相被称为传感器相。电流传感器13检测W相中流过的相电流作为传感器相中的电流检测值iw_sns，并且将电流检测值iw_sns输出至控制器15。尽管将W相作为传感器相，可替代地，也可以将U相或V相作为传感器相。

旋转角传感器14设置在AC电动机2的未示出的转子附近，并且检测电角θe以及将电角θe输出至控制器15。AC电动机2的转子的旋转圈数（旋转速度）N基于旋转角传感器14检测的电角θe来计算。在下文中，AC电动机2的转子的旋转圈数N将被简单称为AC电动机2的旋转圈数N。旋转角传感器14是求解仪，但也可以是其他类型的传感器如旋转编码器。

根据基于由旋转角传感器14检测的电角θe的AC电动机2的旋转圈数N、以及来自车辆控制电路9的转矩命令值trq^*，电动机控制装置10在使用AC电动机2作为电动机的电力运行操作中耗电，以及在使用AC电动机2作为发电机的再生操作中发电。具体地，根据旋转圈数N以及根据转矩命令值trq^*为正还是为负，电动机控制设备10在下列四种模式间切换操作。

<1>正常旋转电力运行，其中，当旋转圈数N为正并且转矩命令值trq^*为正时，耗电。

<2>正常旋转再生操作，其中，当旋转圈数N为正并且转矩命令值trq^*为负时，发电。

<3>反向旋转电力运行，其中，当旋转圈数N为负并且转矩命令值trq^*为负时，耗电。

<4>反向旋转再生操作，其中，当旋转圈数N为负并且转矩命令值trq^*为正时，发电。

在旋转圈数为N>0（正常旋转）并且转矩命令值为trq^*>0，或者旋转圈数为N<0（反向旋转）并且转矩命令值为trq^*<0的情况下，逆变器12驱动AC电动机2使得执行下列操作：通过切换元件的切换操作将DC电源8侧提供的DC电力转换成AC电力；并且输出转矩（执行电力运行操作）。

而在旋转圈数为N>0（正常旋转）并且转矩命令值为trq^*<0，或旋转圈数为N<0（反向旋转）并且转矩命令值为trq^*>0的情况下，逆变器12执行下列操作：逆变器12通过切换元件的切换操作将AC电动机2生成的AC电力转换成DC电力；并且将DC电力提供至DC电源8侧从而执行再生操作。

将参照图3描述电动机控制装置10控制AC电动机2的模式。关于逆变器12中的电力转换，电动机控制装置10在图3所示的三种控制模式之间切换控制模式以控制AC电动机2。

使用正弦波PWM控制模式（正弦波控制模式）作为通用PWM控制。在这种控制模式下，根据正弦电压命令与以三角波为代表的载波之间的电压比较来控制逆变器12的每个相中的上臂（高电位侧）和下臂（低电位侧）中的切换元件的接通/关断。因此，应该被控制使得在如下的特定时间周期内波的基波分量变成正弦波：一组对应于上臂切换元件的接通周期的高电平周期与对应于下臂切换元件的接通周期的低电平周期。

在正弦波控制模式下，正弦电压命令的幅度被限制在载波幅度范围内或载波幅度以下。为此，在正弦波控制模式下，AC电动机2上所施加的电压的基波分量可以被增加至仅系统电压VH的近似0.61倍。系统电压VH是施加于逆变器12的输入DC电压。在下文中，AC电动机2的线间电压的基波分量（有效值）与施加于逆变器12上的系统电压VH的比值将被称为调制率。

在正弦波控制模式下，正弦电压命令的幅度在载波幅度范围内或载波幅度以下。因此，施加于AC电动机2上的线间电压变成正弦波。在这种情况下，正弦波控制模式中包括其中通过在载波幅度范围内或载波幅度以下将3k阶谐波分量（k是自然数）叠加在正弦波分量上生成电压命令的控制模式。典型地，当k=1时将3阶谐波分量叠加在正弦波上的方法对应于上述控制模式。这使得可以将调制率增加高达近0.71。

在这种控制方案中，由于谐波分量，出现了电压命令高于载波幅度的周期。然而，因为在线间消除了叠加在每个相中的3k阶谐波分量，所以线间电压维持正弦波。

在过调制PWM控制模式（过调制控制模式）下，在电压命令的正弦波分量的幅度大于载波幅度的范围内执行与正弦波控制模式下相同的PWM控制。特别地，可以通过电压幅度校正进一步增强基波分量，电压幅度校正使得电压命令相比它们的原始正弦波波形产生失真。因此，可以进一步将调制率从正弦波控制模式下的最高调制率提高高达近似0.78的范围内。在过调制控制模式下，电压命令的正弦波分量的幅度大于载波的幅度。因此，施加于AC电动机2上的线间电压不是正弦波而是失真的电压。

在正弦波控制模式和过调制控制模式下，执行通过反馈输出电流将AC电压的幅度和相位施加于AC电动机2的电流反馈控制。

同时，在矩形波控制模式下，将上面特定周期内的高电平周期与低电平周期的比值为1:1的矩形波的一个脉冲施加于AC电动机2。因此，调制率被提高高达近似0.78。

在矩形波控制模式下，AC电动机2上所施加的电压的幅度是固定的。因此，基于转矩估计值与转矩命令值之间的差通过矩形波电压脉冲的相控制来执行转矩反馈控制。

图4示出了AC电动机2的操作状态与上面描述的控制模式之间的关联。

在AC电动机2中，感应电压随着旋转圈数或输出转矩的增加而增加，因此驱动电动机所需的电动机所需电压增加。因此，必需使由升压转换器升压并且输入至逆变器12的系统电压VH高于电动机所需电压。优选地，通过采取下列措施来改善电压利用因子：在系统电压VH的最大值处，控制模式从正弦波控制模式切换至过调制控制模式并且进一步从过调制控制模式切换至矩形波控制模式。

如图4中示意性地所示，在低旋转圈数范围（低速范围）A1内，使用正弦波控制模式以减少转矩波动；在中间旋转圈数范围（中速范围）A2内，使用过调制控制模式；在高旋转圈数范围（高速范围）A3内，应用矩形波控制模式。特别地，通过采用过调制控制模式和矩形波控制模式来改善AC电动机2的输出。

在转矩反馈控制方案中，不使用d轴电流命令值或q轴电流命令值。因此，当在被配置成使得仅一相中设置有用于检测相电流的电流传感器的用于AC电动机的控制装置中使用矩形波控制模式时会发生：不可以采用用于使用d轴电流命令值和q轴电流命令值来计算除传感器相之外的相中的电流估计值的技术。

就是说，被配置成使得仅一相中设置有电流传感器的用于AC电动机的控制装置通常包含以下问题：不可以同时使用其中使用电流命令值的电流反馈控制方案和其中不使用电流命令值的转矩反馈控制方案。

同时，本实施方式中的电动机控制装置10的特征在于：可以同时使用其中使用电流命令值的电流反馈控制方案和其中不使用电流命令值的转矩反馈控制方案；以及可以在上面三种控制模式之间切换控制模式。为此，控制器15的配置和控制器15中的电流估计部件的配置根据所选择的控制模式不时地变化。

在下面的描述中，尽管控制器15是集体称号，然而对应于正弦波控制模式的控制部件、对应于过调制控制模式的控制部件和对应于矩形波控制模式的控制部件分别用附图标记151、152和153区分。这种区分只是为了说明的目的。在本实施方式中，通过软件处理或由专用电子电路执行的硬件处理来改变设置在物理上相同的电路板中的控制器15以执行每种控制模式。

首先，参照图5至图8，控制器151对应于正弦波控制模式，控制器152对应于过调制控制模式。正弦波控制模式和过调制控制模式两者是电流反馈控制方案并且具有很多相同的部分。

如图5中所述，对应于正弦波控制模式的控制器151包括：dq轴电流命令值计算部件21、电流减法器22、PI计算部件23、逆dq转换部件24、PWM信号生成部件25、以及电流估计部件301。

dq轴电流命令值计算部件21基于从车辆控制电路9获取的转矩命令值trq^*来计算AC电动机2的旋转坐标系（d-q坐标系）中的d轴电流命令值id^*和q轴电流命令值iq^*。d轴电流命令值id^*和q轴电流命令值iq^*通过参考预存储的映射来计算。可替换地，可以根据公式等计算这些命令值。

电流减法器22包括d轴电流减法器221和q轴电流减法器222。在d轴电流减法器221中，计算d轴电流差Δid，d轴电流差Δid是d轴电流命令值id^*与在电流估计部件301中计算并反馈的d轴电流估计值id_est之间的差。在q轴电流减法器222中，计算q轴电流差Δiq，q轴电流差Δiq是q轴电流命令值iq^*与在电流估计部件301中计算并反馈的q轴电流估计值iq_est之间的差。

PI计算部件23包括d轴PI计算部件231和q轴PI计算部件232。在d轴PI计算部件231中，通过PI（比例积分）操作计算d轴电压命令值vd^*，使得d轴电流差Δid收敛于0以使d轴电流估计值id_est跟随d轴电流命令值id^*。在q轴PI计算部件232中，通过PI操作计算q轴电压命令值vq^*，使得q轴电流差Δiq收敛于0以使q轴电流估计值iq_est跟随q轴电流命令值iq^*。

在逆dq转换部件24中，基于从旋转角传感器14获取的电角θe执行下列处理：将d轴电流命令值vd^*和q轴电压命令值vq^*转换成U相电压命令值vu^*、V相电压命令值vv^*、和W相电压命令值vw^*。

在PWM信号生成部件25中，基于三相电压命令值vu^*、vv^*和vw^*以及施加于逆变器12上的系统电压VH计算与逆变器12的切换元件的接通/关断切换有关的PWM信号UU、UL、VU、VL、WU和WL。

从而，控制AC电动机2的驱动，使得实现操作：通过基于PWM信号UU、UL、VU、VL、WU和WL控制逆变器12的切换元件的接通/关断来生成三相AC电压vu、vv和vw；以及将三相AC电压vu、vv和vw施加于AC电动机2上，使得从AC电动机2输出对应于转矩命令值trq^*的转矩。

接下来将参照图6描述对应于过调制控制模式的控制器152。将只描述与对应于正弦波控制模式的控制器151的配置之间的差异。

如图6中所述，对应于过调制控制模式的控制器152与对应于正弦波控制模式的控制器151之间的差异在于：在PI计算部件230与逆dq转换部件24之间设置有电压幅度校正部件235；在从电流估计部件302到电流减法器22的反馈路径上设置有滤波处理部件26。

电压幅度校正部件235使电压命令相比他们的原始正弦波波形产生失真，使得由PI计算部件230输出的电压命令的正弦波分量的幅度变得大于载波幅度。如参照图3所描述的，这使得可以将调制率从正弦波控制模式下的最大调制率增加到近似0.78的范围。

滤波处理部件26通过低通滤波器处理d轴电流估计值id_est和q轴电流估计值iq_est。然后滤波处理部件26将滤波后的d轴电流估计值id_lpf和q轴电流估计值iq_lpf反馈至电流减法器22。

电流估计部件301和302分别在正弦波控制模式和过调制控制模式下执行除传感器相之外的相中的电流估计。电流反馈控制方案中的这些控制模式的特征在于：由dq轴电流命令值计算部件21计算的d轴电流命令值id^*和q轴电流命令值iq^*可以用在电流估计中。

当两相中设置有电流传感器13时，可以采取以下措施容易地计算其中未设置电流传感器13的剩余一相中的电流：利用其中三相电流iu、iv和iw的瞬时值的和为零的基尔霍夫定律。

而在仅一相（W相）中设置有电流传感器13的本实施方式中，在其中未设置电流传感器13的其他相（U相和V相）中的一相中的电流在电流估计部件301中使用下列来估计：除一相中的传感器相的电流检测值iw_sns和电角θe之外、还有d轴电流命令值id^*和q轴电流命令值iq^*的信息。在下面的描述中，其中的电流被估计的相将被称为估计相。U相被假定为估计相。然而，可替代地，W相可以作为传感器相，V相可以作为估计相。

如图7中所述，电流估计部件301和302每个包括：传感器相参考电流相位检测部件31、基准（基本）波估计部件32、过零插值部件33、以及dq转换部件34。

传感器相参考电流相位检测部件31包括逆dq转换部件311和相检测部件312，并且计算传感器相参考电流相位θx。

在逆dq转换部件311中，获取电角θe以及dq轴电流命令值计算部件21计算的d轴电流命令值id^*和q轴电流命令值iq^*。然后通过逆dq转换计算不是估计相的V相中的电流命令值iv^*。可替代地，当估计相为V相时，可以计算U相中的电流命令值iu^*。可替代地，可以计算U相电流命令值iu^*和V相电流命令值iv^*。

在相检测部件312中，将在逆dq转换部件311中计算的V相电流命令值iv^*和传感器相中的电流检测值iw_sns用于计算α轴电流iα和β轴电流iβ。在下文中，计算α-β坐标系中定义的传感器相参考电流相位θx。

如图8所示，α轴与作为传感器相的W相的轴相一致，并且β轴正交于α轴。传感器相参考电流相位θx是由α轴和电流幅度的电流向量Ia（Ia∠θx）形成的与传感器相中的电流检测值iw_sns同步的角。在正常旋转和正转矩的电力运行状态下，当W相电流iw的波形从负到正过零时，传感器相参考电流相位θx是0[°]；当W相电流iw的波形从正到负过零时，传感器相参考电流相位θx是180[°]。

下面将描述传感器相参考电流相位θx的计算中使用的α轴电流iα和β轴电流iβ。当使用相电流iu、iv和iw表示α轴电流iα和β轴电流iβ时，得到公式（1）和公式（2）。在公式（1）和公式（2）中，K是转换因子。

$\mathrm{i\&alpha;}=K\&times;(\mathrm{iw}-\frac{1}{2}\&times;\mathrm{iu}-\frac{1}{2}\&times;\mathrm{iv})---\left(1\right)$

$\mathrm{i\&beta;}=K\&times;(\frac{\sqrt{3}}{2}\&times;\mathrm{iu}-\frac{\sqrt{3}}{2}\&times;\mathrm{iv})---\left(2\right)$

如上面描述的，根据基尔霍夫定律，三相电流iu、iv和iw的瞬时值的和为0。就是说，下面的公式（3）成立。

iu+iv+iw=0   ---(3)

当使用公式（3）修改公式（1）时，得到下面的公式（4）。

$\mathrm{i\&alpha;}=K\&times;\frac{3}{2}\&times;\mathrm{iw}---\left(4\right)$

就是说，如公式（4）所示，可以仅基于传感器相中的W相电流iw计算α轴电流iα。当使用传感器相中的电流检测值iw_sns作为W相电流iw时，α轴电流检测值iα_sns用公式（5）表示如下。

$\mathrm{i\&alpha;}\_\mathrm{sns}=K\&times;\frac{3}{2}\&times;\mathrm{iw}\_\mathrm{sns}---\left(5\right)$

参照公式（2），当使用电流命令值iu^*作为U相电流iu并且使用电流命令值iv^*作为V相电流时，β轴电流估计值iβ_est用公式（6）表示如下。

$\mathrm{i\&beta;}\_\mathrm{est}=K\&times;(\frac{\sqrt{3}}{2}\&times;{\mathrm{iu}}^{*}-\frac{\sqrt{3}}{2}\&times;{\mathrm{iv}}^{*})---\left(6\right)$

在公式（6）中，根据电流命令值iu^*和iv^*计算β轴电流估计值iβ_est，并且由电流传感器13检测的传感器相中的电流检测值iw_sns的分量没有包含在公式（6）中。为此，根据公式（6）计算的β轴电流估计值iβ_est未必是精确地反映实际电流的信息。

因此，当使用基尔霍夫定律（公式（3））时，公式（6）被修改使得传感器相中的电流检测值iw_sns包含在β轴电流估计值iβ_est中，得到下面的公式（7）。

$\mathrm{i\&beta;}\_\mathrm{est}=K\&times;(-\sqrt{3}\&times;\mathrm{iv}*-\frac{\sqrt{3}}{2}\&times;\mathrm{iw}\_\mathrm{sns})---\left(7\right)$

通过将传感器相中的电流检测值iw_sns作为实际电流包含在如公式（7）所示的β轴电流估计值iβ_est中，可以实现：可以响应于控制波动以及可以缩小其中W相轴分量很小并且转换不易发生的范围；因此，可以提高β轴电流估计值iβ_est的精度。就是说，可以提高使用β轴电流估计值iβ_est计算的传感器相参考电流相位θx的检测精度。

在相检测部件312中，当使用根据公式（5）所计算的计算出的α轴电流检测值iα_sns以及根据公式（7）所计算的β轴电流估计值iβ_est时，可以基于下面的公式（8）计算传感器相参考电流相位θx。可替代地，可以用公式（6）替代公式（7）计算β轴电流估计值iβ_est。

当使用公式（8）用反正切函数（tan^-1）计算传感器相参考电流相位θx时，取决于α轴电流iα和β轴电流iβ的定义，存在发生传感器相参考电流相位θx不是与传感器相（W相）同步的角的情况。这是由轴的定义（例如，α轴和β轴的互换或者符号的倒置）导致的。在这种情况下，可以适当地改变计算方法使得发生：当正常旋转和负转矩的传感器相中的电流检测值iw_sns从负到正过零时，传感器相参考电流相位θx为0[°]；当传感器相中的电流检测值iw_sns从正到负过零时，传感器相参考电流相位θx为180[°]；就是说，传感器相参考电流相位θx是与传感器相电流检测值iw_sns同步的角。例如，可以在操作α轴电流iα和β轴电流iβ的符号之后计算传感器相参考电流相位θx。可替代地，α轴电流iα和β轴电流iβ自身可以互换，或者可以适当地给计算出的传感器相参考电流相位θx加上相差90[°]或从计算出的传感器相参考电流相位θx中减去相差90[°]，相差90[°]起因于α轴与β轴之间的正交关系。

$\mathrm{\&theta;x}={\tan }^{-1}\left(\frac{\mathrm{i\&beta;}\_\mathrm{est}}{\mathrm{i\&alpha;}\_\mathrm{sns}}\right)---\left(8\right)$

基准波估计部件32的其他相估计部件321使用传感器相中的电流检测值iw_sns和在相检测部件312中计算的传感器相参考电流相位θx来计算估计相中的U相电流估计值iu_est。

在此，使用传感器相参考电流相位θx来表示传感器相中的电流检测值iw_sns和估计相中的U相电流估计值iu_est。由于相之间的相差为120[°]，所以传感器相中的电流检测值iw_sns和估计相中的U相电流估计值iu_est用公式（9）和公式（10）表示如下。在公式（9）和公式（10）中，Ia代表电流幅度。

iw_sns=Ia×sin(θx)   ---(9)

iu_est=Ia×sin(θx-120°)   ---(10)

当用加法定理修改公式（10）时，U相电流估计值iu_est通过下面的公式（11）使用传感器相参考电流相位θx和传感器相中的电流检测值iw_sns表示如下。

$=-\frac{1}{2}\&times;\mathrm{Ia}\&times;\sin \left(\mathrm{\&theta;x}\right)-\frac{\sqrt{3}}{2}\&times;\mathrm{Ia}\&times;\cos \left(\mathrm{\&theta;x}\right)$

$=-\frac{1}{2}\&times;\mathrm{iw}\_\mathrm{sns}-\frac{\sqrt{3}}{2}\&times;\frac{\mathrm{Ia}\&times;\sin \left(\mathrm{\&theta;x}\right)}{\tan \left(\mathrm{\&theta;x}\right)}$

$=\{-\frac{1}{2}-\frac{\sqrt{3}}{2}\&times;\frac{1}{\tan \left(\mathrm{\&theta;x}\right)}\}\&times;\mathrm{iw}\_\mathrm{sns}---\left(11\right)$

当用公式（12）定义估计系数iu_kp时，U相电流估计值iu_est还可以根据公式（13）使用估计系数iu_kp表示如下。估计系数iu_kp可以根据公式（12）直接计算或者可以通过基于传感器相参考电流相位θx对公式（12）的一部分或整体进行预映射并且通过参考这个预存储的映射来计算。

在控制器15由通用电子控制电路（微型计算机）形成的情况下，当在控制器15中实现计算公式时，不是以连续时间而是以离散时间执行处理。传感器检测值和每个计算值也是基于指定的分辨率（LSB）以离散值处理的。在此，计算公式的实现包括创建软件程序和硬件电路等。为了避免带来大的处理负荷的数学乘法和除法，有效的是将传感器相参考电流相位θx作为参数并且映射估计系数iu_kp或估计系数iu_kp中的{1/tan(θx)}项。提供这样的映射有利于应用于离散系统，使得可以使微型计算机上的处理负荷最小化，并且不需要使用昂贵的高运算处理能力的微型计算机。

$\mathrm{iu}\_\mathrm{kp}=-\frac{1}{2}-\frac{\sqrt{3}}{2}\&times;\frac{1}{\tan \left(\mathrm{\&theta;x}\right)}---\left(12\right)$

iu_est＝iu_kp×iw_sns---（13）

参考公式（11）或公式（13），可以理解：当使用传感器相参考电流相位θx和传感器相中的电流检测值iw_sns来计算U相电流估计值iu_est时，没有使用电流幅度Ia。因此，在电流估计中不需要确定电流幅度Ia，可以减少要计算的变量。

基于传感器相参考电流相位θx和传感器相中的电流检测值iw_sns计算的U相电流估计值iu_est被输出至过零插值部件33。U相电流估计值iu_est作为估计相中的电流估计值（参考值）iu_est_ref被输出。

当传感器相中的电流检测值iw_sns为0[A]或者当传感器相参考电流相位θx的正切tan(θx)为无穷时，执行乘以0的公式（11）中发生零乘。当传感器相参考电流相位θx的正切tan(θx)为0时，执行除以0的公式（11）中发生零除。为此，作为估计相的U相中的U相电流估计值iu_est可能会波动。

因此，在本实施方式中，在过零插值部件33中对电流估计值（参考值）iu_est_ref进行插值，并且掩蔽零除和零乘。对于零除，还可以通过采取以下措施来解决问题以防止根据受离散系统影响的公式（13）中的不想要的值计算估计值：在估计系数iu_kp或估计系数iu_kp中的{1/tan(θx)}项中提供极限值。当在控制器15中实现公式（13）时，对估计系数iu_kp或估计系数iu_kp中的{1/tan(θx)}项进行映射也是有效的。在这种情况下，还可以通过在映射上提供极限值来解决问题。

过零插值部件33包括过零检查部件331和先前值保存部件332。

在过零检查部件331中，检查过零条件是否成立。

在本实施方式中，当传感器相中的电流检测值iw_sns处于包含0[A]的预定范围内时，判定过零条件成立。处于预定范围内的值表示传感器相中的电流检测值iw_sns的绝对值为预定值或者在预定值以下。或者表示估计系数iu_kp的绝对值为预定值或者在预定值以上。这里的预定值可以设置为电流值，例如，±5[A]，可以基于离散系统的分辨率来设置，例如，5[LSB]，或者可以用数学表达式等来设置。

由于传感器相中的电流检测值iw_sns和传感器相参考电流相位θx是彼此同步的，因此可以根据传感器相参考电流相位θx的值来判定。

当判定过零条件不成立时，其他相估计部件321处计算的电流估计值（参考值）iu_est_ref不经修改地作为固定的电流估计值（定值）iu_est_fix被输出至dq转换部件34。

同时，当判定过零条件成立时，执行下面的处理：将d轴电流差Δid和q轴电流差Δiq（图5和图6）强制地设置为0[A]，从而固定d轴电压命令值vd^*和q轴电压命令值vq^*。可替代地，可以通过将d轴电压命令值vd^*和q轴电压命令值vq^*保存在先前值处或通过采取其他类似的措施来直接固定它们。

过零检查部件331从先前值保存部件332中获取电流估计值（内插值）iu_est_cmp。然后将这个电流估计值（内插值）iu_est_cmp作为电流估计值（定值）iu_est_fix输出至dq转换部件34。

在先前值保存部件332中，事前保存先前值。当判定过零条件成立时，计算电流估计值（内插值）iu_est_cmp并且将其输出至过零检查部件331。

例如，在先前值保存部件332中，预定数量的最近时刻计算的电流估计值（定值）iu_est_fix被保存为电流估计值（保存值）iu_est_hld。当判定过零条件成立时，作为先前值或此前的值的电流估计值（保存值）iu_est_hld被作为电流估计值（内插值）iu_est_cmp输出至过零检查部件331。

例如，在先前值保存部件332中，保存在dq转换部件34中在预定数量的最近时刻之前计算的d轴电流估计值id_est和q轴电流估计值iq_est。他们被保存为d轴电流估计值（保存值）id_est_hld和q轴电流估计值（保存值）iq_est_hld。当判定过零条件成立时，以下被作为电流估计值（内插值）iu_est_cmp输出至过零检查部件331：通过逆dq转换使用作为先前值或此前的值的d轴电流估计值（保存值）id_est_hld和q轴电流估计值（保存值）iq_est_hld计算的U相电流估计值。

在dq转换部件34中，通过dq转换使用从过零插值部件33获取的固定的电流估计值（定值）iu_est_fix、传感器相中的电流检测值iw_sns和电角θe来计算d轴电流估计值id_est和q轴电流估计值iq_est。

除了上面描述的方法之外的与本实施方式有关的任何方法可以用在电流估计部件301和302中的过零插值中，或者根据需要可以不使用过零插值。

在dq转换部件34中计算d轴电流估计值id_est和q轴电流估计值iq_est。通过使用dq转换的一般公式（14）执行dq转换。

如从公式（3）所理解的，根据基尔霍夫定律，电流iv表示为iv=-iu-iw。当把iu=iu_est和iw=iw_sns代入公式（14）时，得到下面的公式（15）。在本实施方式中，使用过零内插的电流估计值（定值）iu_est_fix作为iu_est。

如公式（15）所示，可以通过dq转换使用三相中的两相中的电流值（检测值或估计值）来计算d轴电流估计值id_est和q轴电流估计值iq_est。因此，在其他相估计部件321中，只需要计算除传感器相之外的两相中的一相（U相）中的电流估计值；而不需要计算其他相（V相）中的电流估计值。

接下来将参照图9至图15描述电动机控制装置10在转矩反馈控制方案的操作中的整体配置，特别地，描述其与电流估计有关的配置。如图3中所讨论的，转矩反馈控制方案不同于电流反馈方案。

如图9中所述，对应于矩形波控制模式的控制器153包括转矩减法器52、PI计算部件53、矩形波生成部件54、信号生成部件55、电流估计部件303、以及转矩估计部件56。

转矩减法器52计算作为从转矩估计部件56反馈的转矩估计值trq_est与转矩命令值trq^*之间的差的转矩差Δtrq。

PI计算部件53通过PI操作计算作为电压向量的相命令值的电压相命令值Vψ，使得转矩差Δtrq收敛于0以使转矩估计值trq_est跟随转矩命令值trq^*。

矩形波生成部件54基于电压相命令值Vψ和电角θe生成矩形波，并且输出U相电压命令值vu^*、V相电压命令值vv^*和W相电压命令值vw^*。

信号生成部件55基于U相电压命令值vu^*、V相电压命令值vv^*和W相电压命令值vw^*生成与逆变器12的切换元件的接通/关断切换有关的电压命令信号UU、UL、VU、VL、WU和WL。然后信号生成部件55将这些信号输出至逆变器12。

作为基于电压信号UU、UL、VU、VL、WU和WL控制逆变器12的切换元件的接通/关断的结果，生成三相AC电压vu、vv和vw。作为三相AC电压vu、vv和vw被施加于AC电动机2的结果，AC电动机2的驱动受到控制，使得输出对应于转矩命令值trq^*的转矩。

电流估计部件303基于由电流传感器13检测的传感器相中的电流检测值iw_sns和从旋转角传感器14获取的电角θe，计算d轴电流估计值id_est和q轴电流估计值iq_est。

转矩估计部件56基于由电流估计部件303估计的d轴电流估计值id_est和q轴电流估计值iq_est，通过映射、数学表达式等计算转矩估计值trq_est。然后转矩估计部件56将转矩估计值反馈至转矩减法器52。

将参照图10详细描述矩形波控制模式下估计除传感器相之外的相中的电流估计值的电流估计部件303。基于与正弦波控制模式和过调制控制模式下的电流估计部件301和302（图7）相比较来进行描述。

如图10中所述，转矩反馈控制方案中的电流估计部件303的配置类似于电流估计部件301和302。然而，电流反馈控制方案的不同仅在于传感器相参考电流相位检测部件36的配置和过零插值部件33中传感器相电流过零时刻固定的操作量。

不像电流反馈控制方案中的传感器相参考电流相位检测部件31，传感器相参考电流相位检测部件36没有输入d轴电流命令值id^*或q轴电流命令值iq^*；因此，传感器相参考电流相位检测部件36不具有逆dq转换部件311。因此，不计算除传感器相之外的相（U相和V相）中的电流命令值iu^*和iv^*。

传感器相参考电流相位检测部件36与电流反馈控制方案中的相同之处在于：相检测部件362计算α轴电流iα和β轴电流iβ，然后根据公式（8）使用α轴电流iα和β轴电流iβ计算传感器相参考电流相位θx；并且α轴电流iα和β轴电流iβ等的符号在公式（8）中可以适当地改变。然而，传感器相参考电流相位检测部件36与电流反馈控制方案中的不同在于β轴电流iβ的计算方法。更具体地，在电流反馈控制方案中，包含d轴电流命令值id^*和q轴电流命令值iq^*，并且可以计算V相电流命令值iv^*。不像该方案，在不包含d轴电流命令值id^*或q轴电流命令值iq^*的转矩反馈控制方案中，不能使用公式（6）和公式（7）计算β轴电流iβ。

因此，在转矩反馈控制方案中，注意力应放在：α轴电流iα和β轴电流iβ是正弦波和余弦波的关系，并且α轴电流iα与β轴电流iβ之间的相差为90[°]。因此，采用基于α轴电流的微分值Δiα计算β轴电流iβ的方法。

首先，通过下面的公式（16）基于以下计算α轴电流的微分值Δiα：基于传感器相中的电流检测值计算α轴电流iα的时刻之间的α轴电流iα的变化量除以电角变化Δθe[弧度]；即α轴电流iα的当前时刻值与先前值之间的差。

Δiα=-{iα(n)-iα(n-1)}/Δθe---(16)

电角变化Δθe是表示以弧度为单位从先前电流检测时刻到本次电流检测时刻之间电角变化的值。iα(n)是α轴电流的当前时刻值，iα(n-1)是α轴电流的先前值。

当根据α轴电流iα和β轴电流iβ的定义转化公式（16）中的符号时，可以根据需要操作这些符号，使得适合根据公式（8）来计算“tan^-1(iβ/iα)”。可替代地，当作为计算的结果，传感器相参考电流相位θx不与传感器相中的电流检测值iw_sns同步时，除了符号处理，可以采取下面的措施：适当地给计算的传感器相参考电流相位θx加上相差90[°]或者从计算的传感器相参考电流相位θx中减去相差90[°]。这与电流反馈控制方案中相同。

基于上面描述的技术思想，在估计AC电动机2的电流时，转矩反馈控制方案中的传感器相参考电流相位检测部件36执行以下处理：在以后描述的每个电流检测时刻，根据公式（5）使用由电流传感器13检测的传感器相中的电流检测值iw_sns计算α轴电流iα。然后根据公式（16）基于这些电流检测时刻之间的α轴电流iα的变化量除以电角变化Δθe来计算α轴电流iα的微分值Δiα。然后给以后描述的校正量H加上α轴电流iα的微分值Δiα以计算β轴电流iβ。此后，根据公式（8）使用α轴电流iα和β轴电流iβ计算传感器相参考电流相位θx。

在过零插值部件33中，在传感器相电流的过零时刻固定电压相命令值Vψ，而非电流反馈控制方案中的d轴电压命令值vd^*和q轴电压命令值vq^*。在这种情况下，可以将转矩差Δtrq（图7）强制地设置为0[Nm]，或者可以通过将电压相命令值Vψ保存在先前值处或通过采取其他类似措施来直接固定转矩差Δtrq。从而可以防止由于电流估计值iu_est的误差导致的电压相命令值的波动。因此，可以消除AC电动机2的转矩反馈控制变得不稳定的可能性。

在矩形波控制模式下，如下选择电流检测时刻。

如图11所示，矩形波控制模式下每个相中的电压波形是其中等同于关断状态的0[V]和等同于接通状态的系统电压VH每180[°]相位被切换的波形。三相电压波形的相位彼此偏移120[°]。通过在每60[°]电角处接通和关断逆变器12的任意相中的切换元件（未示出），可以切换电压波形的接通/关断。切换元件接通和关断的时刻被称为切换时刻。连续切换时刻之间电角的差为60[°]。

在本实施方式中，在每个切换时刻以及在设置在连续切换时刻之间的每个中间时刻由电流传感器13执行传感器相中的电流的检测。

可以为通过将60[°]平均地除以（m+1）获得的每个电角设置M个中间时刻（m是自然数），60[°]是连续切换时刻之间电角的差。例如，可以为从每个切换时刻偏移30[°]的电角设置一个中间时刻。可替代地，可以为从每个切换时刻偏移20[°]和40[°]的电角设置两个（M=2）中间时刻，或者可以为从每个切换时刻偏移15[°]、30[°]和45[°]的电角设置三个（M=3）中间时刻。因此，每个切换时刻与紧在此前或此后的中间时刻之间的电角变化与连续中间时刻之间的电角变化彼此相等。

在下面的描述中，假定作为代表性示例，如图11所示，中间时刻与每个切换时刻之间的电角变化为30[°]的一个该中间时刻设置在连续切换时刻之间的中间相上。

如图12A和图12B至图14A和图14B所示，由于以下原因，期望不只在每个切换时刻，还在每个中间时刻都执行传感器相中的电流检测。

如图12A所示，每个切换时刻检测的电流检测值的波形受切换元件的切换操作的影响而产生失真。同时，如图12B所示，每个中间时刻检测的电流检测值的波形不太受切换操作的影响，并且几乎不失真。为此，每个切换时刻的电流检测值和每个中间时刻的电流检测值两者形成的电流波形不像正弦波那样规律地增加或减少，而是趋于不规律地增加或减少。

对于图12A和图12B中的每个波形，每个单独的波形基本上规律地增加或减少。

在图13A和图13B所示的比较示例中，通过以下来计算α轴电流的微分值Δiα：在每个切换时刻和每个中间时刻基于传感器相中的电流检测值iw_sns计算α轴电流iα；以及以切换时刻和中间时刻求α轴电流iα的微分。以切换时刻和中间时刻求微分表示：基于切换时刻与中间时刻之间的α轴电流iα的变化量除以电角变化Δθe来计算α轴电流的微分值Δiα。

图13A和图13B分别用实线表示基于从而所计算的α轴电流的微分值Δiα而分别获得的β轴电流计算值iβ_cal和传感器相参考电流相位计算值θx_cal。图13A和图13B分别用虚线表示作为实际测量值的β轴电流测量值iβ_sns和传感器相参考电流相位测量值θx_sns。

如上面描述的，电流检测值在切换时刻与中间时刻之间不规律地增加或减少。在其影响下，如图13A所示，β轴电流的计算精度在比较示例中下降，计算值iβ_cal和测量值iβ_sns彼此不同。另外，如图13B所示，基于α轴电流iα和β轴电流iβ的传感器相参考电流相位θx的计算精度下降，计算值θx_cal和测量值θx_sns可能彼此不同。

同时，在根据第一实施方式的示例中，如图14A和图14B所示，在每个切换时刻和每个中间时刻两者处基于传感器相中的电流检测值iw_sns计算α轴电流iα。在每个切换时刻通过执行切换时刻之间的微分来计算α轴电流的微分值Δiα，在每个中间时刻通过执行中间时刻之间的微分来计算α轴电流的微分值Δiα。切换时刻之间的微分表示基于从先前切换时刻到当前切换时刻之间的α轴电流iα的变化量除以电角变化Δθe来计算α轴电流的微分值Δiα。中间时刻之间的微分表示基于从先前中间时刻到当前中间时刻之间的α轴电流iα的变化量除以电角变化Δθe来计算α轴电流的微分值Δiα。然后基于每个时刻计算的α轴电流的微分值Δiα计算β轴电流iβ。

更具体地，例如，当为从每个切换时刻偏移20[°]和40[°]的电角设置第一中间时刻和第二中间时刻时，通过下面的组合执行微分：第一中间时刻和本第一中间时刻的组合，或者先前第二中间时刻和本第二中间时刻的组合。就是说，在至每个切换时刻的电角不同的中间时刻之间（例如，第一中间时刻与第二中间时刻之间）不执行微分。

在本示例中，在切换时刻与中间时刻之间不规律地增加或减少的电流检测值几乎没有影响。因此，如图14A所示，可以精确地计算β轴电流iβ，并且计算值iβ_cal和测量值iβ_sns顺利地彼此一致。另外，如图14B所示，可以提高基于α轴电流iα和β轴电流iβ计算传感器相参考电流相位θx的精度；以及计算值θx_cal和测量值θx_sns可以顺利地彼此一致。

当基于α轴电流的微分值Δiα计算β轴电流iβ时，如下面参照图15A和图15B描述地执行校正。

在图15A和图15B中，水平轴表示电角。显示在波形中用三角和菱形表示的每个电角处执行电流检测。在本示例中，作为切换时刻与中间时刻之间的电角变化的30[°]对应于电流检测中的电角变化Δθe。

当假定α轴电流iα和β轴电流iβ是理想正弦波时，实际β轴电流iβ0是α轴电流iα的差分波形。实际β轴电流iβ0被定义为无限小电角变化中的α轴电流iα的变化量。然而，电动机控制装置10中的α轴电流的微分值Δiα是有限电角变化Δθe中的α轴电流iα的微分值。因此，如图15A所示，α轴电流的微分值Δiα的波形相对于实际β轴电流iβ0的波形被延迟了电角变化的二分之一，即Δθe/2。

因此，当基于α轴电流的微分值Δiα计算β轴电流估计值iβ_est时，期望采取以下措施：根据公式（17）计算等于Δθe/2的校正量H，以及根据公式（18）给α轴电流的微分值Δiα加上该校正量H。

H={iα(n-1)+iα(n)}/2(Δθe/2)---(17)

iβ_est=Δiα+H---(18)

如公式（17）所示，校正量H被计算为通过将α轴电流的先前值iα(n-1)和当前时刻值iα(n)的平均值乘以电角变化的二分之一Δθe/2而获得的值。

如图15B所示，根据公式（17）和公式（18）计算的β轴电流估计值iβ_est顺利地与实际β轴电流iβ0的波形一致。

在这种情况下，对于α轴电流的先前值iα(n-1)和当前时刻值iα(n)以及相应的电角变化Δθe，期望采取下面的措施。就是说，在α轴电流的微分值Δiα的计算中期望采取下面的措施来计算校正量H：为切换时刻采用先前切换时刻和当前切换时刻的α轴电流iα以及切换时刻之间的电角变化Δθe；以及为中间时刻采用先前中间时刻和当前中间时刻的α轴电流iα以及中间时刻之间的电角变化Δθe。

这使得可以基于α轴电流的微分值Δiα使用等于电角变化的二分之一——即Δθe/2——的校正量H精确地计算β轴电流iβ。

上面描述的用于β轴电流iβ的计算方法只是一个示例，计算方法不限于前述内容，而是可以适当地改变，只要可以精确地计算β轴电流iβ。

如上面描述的，第一实施方式中的电动机控制装置10根据AC电动机2的操作状态切换反馈控制方案和控制模式，还估计除传感器相之外的相中的电流。电动机控制装置10通过对应于每种控制模式的控制部件151、152和153（控制器15）的电流估计部件301、302、和303（图7和图10）估计电流。

将参照图16和图17所示的流程图描述由电流估计部件301、302和303执行的电流估计处理例程。图17示出了等同于图16的步骤20的传感器相参考电流相位检测处理的细节。在对流程图的以下描述中，符号S表示步骤。

在第一实施方式的描述中，如上面描述的，作为示例，W相被作为三相中的传感器相，U相被选作为估计电流的估计相。

至于用于实现每个步骤的部件和方法，将只对代表性示例进行描述，可以可替代地采用如参照图7和图10等所描述的其他部件和方法的描述。

在控制器15被供电期间，在预定的操作周期内重复地执行该电流估计例程。当启动该例程时，在S10，第一步骤中，获取在电流传感器13处检测的传感器相中的电流检测值iw_sns。另外，获取在旋转角传感器14处检测的AC电动机2的电角θe。

在S20中，检测传感器相参考电流相位θx。具体地，如图17所示，在S21中，检查AC电动机2的控制模式是正弦波控制模式还是过调制控制模式。

当电动机控制装置10在正弦波控制模式或过调制控制模式下操作时，在S21中作出“是”的判定，并且执行S22。在S22中，在传感器相参考电流相位检测部件31的逆dq转换部件311中执行以下处理：通过逆dq转换基于AC电动机2的电角θe以及d轴电流命令值id^*和q轴电流命令值iq^*计算V相中的电流命令值iv^*。在这种情况下，V相是作为除传感器相之外的两相中的非估计相的一个其他相。可替代地，可以计算作为两个其他相的U相和V相中的电流命令值iu^*和iv^*。

在传感器相参考电流相位检测部件31的相检测部件312中执行随后的步骤S23、S24和S28。在S23中，根据公式（5）使用传感器相中的电流检测值iw_sns计算α轴电流iα。

在S24中，根据公式（7）使用一个其他相中的电流命令值iv^*和传感器相中的电流检测值iw_sns计算β轴电流iβ。

而当电动机控制装置10在矩形波控制模式下操作时，在S21中作出“否”的判定，并且执行S25。在传感器相参考电流相位检测部件36的相检测部件362中执行S25至S28。在S25中，根据公式（5）使用传感器相中的电流检测值iw_sns计算α轴电流iα。

在S26中，根据公式（16）基于用于α轴电流iα的电流检测时刻之间的α轴电流iα的变化量除以电角的变化Δθe来计算α轴电流iα的微分值Δiα。

对于电流检测时刻之间的电角变化Δθe，期望通常使用切换时刻之间的电角变化和中间时刻之间的电角变化。然而，可以使用切换时刻与中间时刻之间的电角变化。

在从过调制控制模式切换至矩形波控制模式切换的时刻，可以使用之后描述的切换图案的间隔来计算α轴电流的微分值Δiα。

在S27中，通过根据公式（17）和公式（18）给基于α轴电流的微分值Δiα加上校正量H来计算β轴电流iβ。

在S24或S27中计算β轴电流iβ之后，执行S28。在S28中，根据公式（8）使用α轴电流iα和β轴电流iβ计算传感器相参考电流相位θx。

此后，在基准波估计部件32的其他相估计部件321中执行S30和S40。

在S30中，根据公式（12）计算或从映射获得对应于传感器相参考电流相位θx的估计系数iu_kp。

在S40中，根据公式（13）使用估计系数iu_kp和传感器相中的电流检测值iw_sns计算U相中的电流估计值（参考值）iu_est_ref。

可替代地，可以根据公式（11）使用传感器相参考电流相位θx和传感器相中的电流检测值iw_sns而不使用估计系数iu_kp来计算U相电流估计值iu_est。

此后，在过零插值部件33中执行S51至S54。

在S51中，在过零检查部件331中检查当前时刻是否是传感器相电流的过零时刻。该检查与电流反馈控制方案中的相同之处在于可以根据例如传感器相中的电流检测值iw_sns是否在包含0[A]的预定范围内来进行判定。

当在S51中判定当前时刻不是传感器相电流的过零时刻（“否”）时，执行S52。然后将在S40中计算的U相中的电流估计值（参考值）iu_est_ref作为U相中的电流估计值（定值）iu_est_fix未经改变地输出。然后执行S60。

同时，当在S51中判定当前时刻是传感器相电流的过零时刻（“是”）时，执行S53。在S53中，当在电流反馈控制方案下操作时，固定d轴电压指令值vd^*和q轴电压指令值vq^*；以及当在转矩反馈控制方案下操作时，固定电压相命令值Vψ。

随后，在S54中，从先前值保存部件332中获取U相中的电流估计值（内插值）iu_est_cmp。然后将这个电流估计值（内插值）iu_est_cmp设置为U相中的电流估计值（定值）iu_est_fix。因此，在过零时刻对U相中的电流估计值（参考值）iu_est_ref进行插值，并且执行S60。

最后，在S60中，在dq转换部件34中根据公式（15）基于传感器相中的电流检测值iw_sns、U相中的电流估计值（定值）iu_est_fix和电角θe执行dq转换。从而计算d轴电流估计值id_est和q轴电流估计值iq_est。

这完成了由电流估计部件301、302和303执行的电流估计例程。

将参照图18至图22中的时间图来描述切换时刻的电流估计方法。该切换在电动机控制装置10中的通电控制方案从电流反馈控制方案中的过调制控制模式切换至转矩反馈控制方案中的矩形波控制模式时发生。在图18至图22中，F/B表示反馈，SW表示切换。用○或◇标记的时刻表示在那时来自电流传感器13的模拟信号被AD转换器转化成数字信号并且输出。

在除了切换时刻的稳定状态转矩反馈控制方案中，如上面描述的，基于根据两个当前电流检测时刻与过去电流检测时刻之间的α轴电流iα的变化量除以电角变化Δθe计算的α轴电流的微分值Δiα，计算β轴电流iβ。然而，当在切换至转矩反馈控制方案之后第一次计算α轴电流iα时，在转矩反馈控制方案中没有过去，因此，不能不经改变地采用稳定状态逻辑。在AC电动机2的控制中，即使在切换控制模式时也需要由连续电流估计实现的稳定驱动。因此，需要规定适合于切换时刻的计算方法以使得能够在切换过程中进行连续电流估计。

图18所示的切换图案[1]和图19所示的切换图案[2]包括性地示出了切换时刻的电流估计方法的基本图案。

在图18和图19中，在用双线作为边界指示的时刻发生：控制模式从电流反馈控制方案中的过调制控制模式切换至转矩反馈控制方案中的矩形波控制模式。符号“t”表示电流反馈控制方案中预定的特定周期内的电流检测时刻以及转矩反馈控制方案中的切换时刻和中间时刻。

t的后缀1s表示切换至转矩反馈控制方案之后计算α轴电流的第一切换时刻；后缀1c表示切换之后计算α轴电流的第一中间时刻。用t_2s表示的切换之后计算α轴电流的第二切换时刻表示紧接切换之后的第一中间时刻t_1c的切换时刻，而不管切换之后的第一切换时刻t_1s是否存在。

符号○表示切换时刻，符号◇表示中间时刻。在本示例中，一个中间时刻设置在连续切换时刻之间的相上。因此，从切换时刻到中间时刻的电角变化以及从中间时刻到下一切换时刻的电角变化都被设置为恒定角度30[°]。

swt-com表示切换时刻的判定。在图18中的切换之后紧接着的时刻t₀，确定下一切换时刻t_1s。在图18和图19中的切换之后的第一中间时刻t_1c，基于转矩反馈的结果确定下一切换时刻t_2s。

根据控制的状态，在任意时刻命令进行控制模式的切换；因此，切换之后的第一电流检测时刻是切换时刻还是中间时刻取决于操作状态。

当假定从紧接着切换之前的实际切换时刻到切换时刻的电角变化为θtr[°]，则发生：当30[°]<θtr<60[°]时，如图18所示，切换之后的第一电流检测时刻是切换时刻；而当0[°]<θtr<30[°]时，如图19所示，切换之后的第一电流检测时刻是中间时刻。在这种情况下，切换之后的第一切换时刻t_1s不存在。切换之后的第二切换时刻t_2s基于起因于时刻t₀的信息S₀或起因于中间时刻t_1c的信息S_1c或者基于两者来确定。

切换之前电流反馈控制方案中的时间段期间内的t的后缀-1表示切换之前最后的电流检测时刻。后缀-2表示切换之前倒数第二的电流检测时刻，后缀-3表示切换之前倒数第三的电流检测时刻。

电流反馈控制方案中执行电流检测的确定周期内的时刻不是紧接着切换之后的时刻，而是基本上等于中间时刻。因此，用与表示转矩反馈控制方案中的中间时刻的符号相同的符号◇来标记。

在电流反馈控制方案中，电流估计部件301和302执行下面的处理：在每个电流检测时刻基于传感器相中的电流检测值计算α轴电流iα；以及基于传感器相中的电流检测值和一个其他相中的电流命令值计算β轴电流iβ。然后电流估计部件301和302根据α轴电流iα和β轴电流iβ计算传感器相参考电流相位θx，以及根据传感器相中的电流检测值和传感器相参考电流相位θx计算三相电流值iu、iv和iw。在本实施方式中，使用估计值iu_est作为ase电流iu，使用检测值iw_sns作为W相电流iw。V相电流iv可以根据基尔霍夫定律来计算。对三相电流值iu、iv和iw进行dq转换以计算要反馈至d轴电流命令值id^*和q轴电流命令值iq^*的d轴电流估计值id_est和q轴电流估计值iq_est。

而在转矩反馈控制方案中，电流估计部件303执行下面的处理：在每个切换时刻和每个中间时刻，基于那时的电角和传感器相中的电流检测值计算α轴电流iα；此后，基于通过下面描述的用于切换时刻的计算方法确定的α轴电流的微分值Δiα计算β轴电流iβ。然后如在电流反馈控制方案中的，电流估计部件303计算传感器相参考电流相位θx、三相电流值iu、iv和iw、d轴电流估计值id_est、以及q轴电流估计值iq_est。转矩估计部件56基于d轴电流估计值id_est和q轴电流估计值iq_est计算转矩估计值trq_est并且将转矩估计值trq_est反馈至转矩命令值trq^*。

在下文中，将描述在控制模式切换时刻用于α轴电流的微分值Δiα的计算方法。如上面描述的，当切换控制模式时，切换过程中需要执行连续的电流估计。为此，需要在电流反馈控制方案中的过调制控制模式与转矩反馈控制方案中的矩形波控制模式之间传送控制信息如电流估计值。

本实施方式的特征在于，在切换至转矩反馈控制方案之后的第一或者第一和第二电流检测时刻使用以下来计算α轴电流的微分值Δiα：使用作为这些时刻的电角和检测电流的当前时刻值；以及使用切换之前电流反馈控制方案的操作中的电角和检测电流作为过去值。

有两种使用过去值的方法：使用作为当前时刻之前的最后时刻的值的先前值的图案；使用作为当前时刻之前的倒数第二时刻的值的第二先前值的图案。在图18至图19中，<p>表示使用先前值的图案，<pp>表示使用第二先前值的图案。

例如，在图18中的切换之后的第一切换时刻t_1s时使用先前值的图案<p>中，采取下面的措施：使用从切换之前的最后电流检测时刻t_-1的α轴电流iα的变化量除以电角的变化作为微分值Δiα(1s)。在使用第二先前值的图案<pp>中，采取下面的措施：使用从切换之前的倒数第二电流检测时刻t_-2的α轴电流iα的变化量除以电角的变化作为微分值Δiα(1s)。每个箭头上的(1s)表示在那个时刻的微分中使用用箭头表示的电角的变化。

在图18中的切换之后的第一中间时刻t_1c时使用先前值的图案<p>中，采取下面的措施：使用切换至转矩反馈控制方案之后的第一切换时刻t_1s时的α轴电流iα(1s)计算恒定角30[°]处的微分值Δiα(1c)。在使用第二先前值的图案<pp>中，采取下面的措施：采用从切换之前的最后电流检测时刻t_-1的α轴电流iα的变化量除以电角的变化作为微分值Δiα(1c)。这与图19所示的示例相同。

如上面描述的，当使用先前值作为过去值时，不论反馈控制方案，都需要恒定地保存一组电角和电流检测值。当使用第二先前值时，需要恒定地保存两组电角和电流检测值。

接下来将描述由转矩估计部件56执行的转矩估计值trq_est的计算。

在本实施方式中，如图18和图19所示，通过基于以下的平均值（AVE）来计算转矩估计值trq_est：某切换时刻计算的d轴电流估计值id_est和q轴电流估计值iq_est；以及下个中间时刻计算的d轴电流估计值id_est和q轴电流估计值iq_est。这使得可以抑制转矩估计值trq_est的突发波动。

在图19中的切换图案[2]的情况下，可以在切换之后的第一中间时刻t_1c，通过电流反馈控制方案中最后电流检测时刻t_-1时的d轴电流估计值id_est和q轴电流估计值iq_est的平均值来计算转矩估计值trq_est。

图20至图22所示的时间图表示以下图案：其中，应用图18和图19所示的切换图案[1]和[2]并且从切换之后的第一α轴电流计算时刻到稳定状态电流估计进行逐渐转变。

图20所示的切换图案[3]采用其中使用先前值作为过去值的图案。更具体地，在切换之后的第一切换时刻t_1s，使用从电流反馈控制方案中的最后电流检测时刻t_-1的α轴电流iα的变化量除以电角的变化作为微分值Δiα(1s)。在切换之后的第一中间时刻t_1c，通常使用切换之后的先前值来计算α轴电流的微分值Δiα。

图21所示的切换图案[4]和图22所示的切换图案[5]采用其中使用第二先前值作为过去值的图案。这些图案的共同之处在于：在切换至转矩反馈控制方案之后的第一中间时刻t_1c，使用从电流反馈控制方案中的最后电流检测时刻t_-1的α轴电流iα的变化量除以电角的变化作为微分值Δiα(1c)；以及在切换之后的第二切换时刻t_2s之后，通常在切换时刻之间和中间时刻之间计算α轴电流的微分值Δiα。

然而，这些切换图案彼此的不同之处在于，在切换之后的第一切换时刻t_1s发生：在图22中的切换图案[5]中，使用从切换之前的倒数第二电流检测时刻t_-2的α轴电流iα的变化量除以电角的变化作为微分值Δiα(1s)；而在图21中的切换图案[4]中，不计算微分值Δiα(1s)。就是说，在切换图案[4]中，不使用切换之前的倒数第二电流检测时刻t_-2的电角或时刻t_-2的α轴电流iα作为过去值，以及不使用切换之后第一切换时刻t_1s的电角或时刻t_1s的α轴电流iα(1s)作为当前时刻值。

在切换图案（4）和（5）中，通常在切换时刻之间和中间时刻之间进行α轴电流的微分以计算β轴电流iβ；因此，可以提高β轴电流iβ的计算精度。在切换之后的第一中间时刻t_1c使用第二先前值的电流反馈控制方案中的最后电流检测时刻t_-1基本上是中间时刻。执行等同于中间时刻之间的微分，这是有利的。当如图19中的切换图案[2]中的，时刻t₀之后的时刻是中间时刻时，在切换之后的第二次中间时刻t_2c之后执行中间时刻之间的微分。

在切换图案[5]的情况下，当在切换之后的第一切换时刻t_1s使用以下作为第二先前值时，基本上执行切换时刻与中间时刻之间的微分：电流反馈控制方案中倒数第二电流检测时刻t_-2的电角和时刻t_-2的电流检测值。只有此时的微分值在属性上不同于此后的微分值。然而，当采取下面的措施来计算转矩估计值trq_est时，问题得以解决：通过基于中间时刻之间的微分值计算的d轴电流估计值id_est与q轴电流估计值iq_est的平均值来计算转矩估计值trq_est。因此切换时刻的电流检测值的影响被削弱并且是可允许的。

与前述内容相反，图23是表示从转矩反馈控制方案中的矩形波控制模式切换至电流反馈控制方案中的过调制控制模式的图案[6]的时间图。

在图23中，在转矩反馈控制方案中的矩形波控制模式中的第n个中间时刻t_nc之后，控制模式被切换至电流反馈控制方案中的过调制控制模式。对于转矩反馈控制方案中的α轴电流的微分值Δiα的计算，如在切换图案[4]和[5]中的，已经使用在切换时刻之间以及中间时刻之间执行微分的图案作为示例。相反，如在图20中的切换图案[3]中，可以在切换时刻与中间时刻之间执行微分。切换之前的最后时刻可以是切换时刻。

切换至电流反馈控制方案中的过调制控制模式之后的第一切换时刻基于转矩反馈控制方案中的信息来确定。在切换至过调制控制模式之后的第一切换时刻，可以在检测电流之后执行切换。

在随后的电流检测时刻t_n+1之后，使用仅当前时刻值来执行电流估计。当只把注意力放到这方面时，在电流反馈控制方案的控制期间好像不需要保存过去值。然而，考虑到控制方案可以再次从电流反馈控制方案切换至转矩反馈控制方案的可能性，所以期望恒定地保存过去值。

如上面描述的，可以在连续切换时刻之间设置转矩反馈控制方案中的多个中间时刻。当连续切换时刻之间设置有多个中间时刻时，希望在上面的切换图案[4]和[5]中采取下面的措施：保存对应于中间时刻个数的多个过去值并且在相应的中间时刻之间执行微分。

将参照图24至图27A和图27B描述与本实施方式中由电动机控制装置10执行的控制模式的切换时刻有关的实验数据。

图24和图25A、图25B表示在从电流反馈控制方案中的过调制控制模式切换至转矩反馈控制方案中的矩形波控制模式的切换时刻采用上面的切换图案[5]时获得的电流波形和转矩波形。

如图24所示，切换过程中U相、V相和W相中的三相电流、d轴电流和q轴电流是连续的。如图25A、图25B所示，转矩估计值和通过使该转矩估计值平滑而得到的值也是连续的。根据该结果，证明就实际使用而言，在本实施方式中从过调制控制模式切换至矩形波控制模式不会造成任何问题。

图26和图27A、图27B表示在从转矩反馈控制方案中的矩形波控制模式切换至电流反馈控制方案中的过调制控制模式的切换时刻采用上面的切换图案[6]时获得的电流波形和转矩波形。

如图26所示，切换过程中U相、V相和W相中的三相电流、d轴电流和q轴电流是连续的。如图27A、图27B所示，转矩估计值和通过使该转矩估计值平滑而得到的值也是连续的。根据该结果，证明就实际使用而言，在本实施方式中从矩形波控制模式切换至过调制控制模式也不会造成任何问题。

（第一实施方式的优势）

（1）电动机控制装置10通过电流传感器13检测三相中的一相中的相电流并且估计其他两相中的相电流。通过只在传感器相中设置电流传感器13，可以减少电流传感器的数量。这使得可以减小逆变器12的三相输出端子附近的尺寸以及降低电动机控制装置10的成本。

通过将电流传感器的数量减少至一个，带来下面的优势：可能发生在使用多个电流传感器的AC电动机的传统控制系统中的电流传感器的增益误差的影响。这使得可以消除由AC电动机2中的多个电流传感器的增益误差引起的输出转矩波动。在例如那些用于车辆的电流传感器的情况下，这导致车辆颤动的消除并且可以免除车辆的适销性。

对于在电流估计部件301、302和303中除传感器相之外的相中的电流估计的方法，电动机控制装置10的控制器15在电流反馈控制方案中的操作与转矩反馈控制方案中的操作之间切换电流估计方法。

具体地，对于α轴电流iα和β轴电流iβ的计算，采取下面的措施：在使用电流命令值的电流反馈控制方案中，基于除传感器相之外的相中的电流命令值计算β轴电流iβ；而在不使用电流命令值的转矩反馈控制方案中，基于α轴电流的微分值Δiα而不使用电流命令值来计算β轴电流iβ。

将第一实施方式与被配置成使得只在一个相中设置电流传感器的传统的装置相比较。

在专利文献1中公开的技术中，两个其他相（例如，V相和W相）中的电流估计值基于：通过电流传感器检测的一相（例如，U相）中的电流检测值、d轴电流命令值和q轴电流命令值、以及关于AC电动机的电角的信息。

具体地，通过将由AC电动机的定子和转子的U相轴形成的角加上从d轴电流命令值id^*和q轴电流命令值iq^*获得的命令电流相角来确定U相电流相角θ。然后如下通过使用U相电流相角θ’和U相电流检测值iu来计算电流幅度Ia。该电流幅度Ia乘以从U相电流相角θ’偏移±120[°]的电角的正弦值，并且如下计算两个其他相中的电流估计值iv和iw。

Ia=iu/[√(1/3){-sin(θ’)}]

iv=√(1/3)Ia{-sin(θ’+120°)}

iw=√(1/3)Ia{-sin(θ’+240°)}

由于该电流估计方法需要d轴电流命令值id^*和q轴电流命令值iq^*，因此该电流估计方法不能被应用于不包含d轴电流命令值id^*或q轴电流命令值iq^*的转矩反馈控制方案。

专利文献3公开了一种用于基于由电流传感器检测的一相（例如，U相）中的电流检测值和三相电流命令值来计算两个其他相（例如，V相和W相）中的电流估计值的技术。具体地，在通过对d轴电流命令值id^*和q轴电流命令值iq^*进行逆dq转换而获得的三相电流命令值iu^*、iv^*和iw^*中，除传感器相之外的两相中的电流命令值iv^*和iw^*被处理为估计值。

类似于专利文献1中的技术，该电流估计方法还需要d轴电流命令值id^*和q轴电流命令值iq^*。因此，该电流估计方法不能被应用于不包含d轴电流命令值id^*或q轴电流命令值iq^*的转矩反馈控制方案。

不像这些传统技术，当在转矩反馈控制方案中操作时，本实施方式中的电动机控制装置10的控制器15可以进行以下操作：可以基于α轴电流的微分值Δiα而不使用电流命令值来计算β轴电流iβ。作为将注意力放到α轴电流iα与β轴电流iβ之间的相差为90[°]以及α轴电流iα与β轴电流iβ是正弦波与余弦波的关系的结果，发明了该电流估计方法。

这使得可以在由仅一个电流传感器检测三相中的一相中的相电流的用于AC电动机的控制装置中同时使用电流反馈控制方案和转矩反馈控制方案。特别地，在本实施方式中，可以通过基于一相中的电流检测值估计其他相中的相电流来适当地估计相电流。

因此，当如本实施方式中将控制装置应用于混合动力车辆等的AC电动机2时，通过采取如下措施可以有效地驱动AC电动机2：根据操作状态如AC电动机2的旋转圈数和输出转矩，在正弦波控制模式或过调制控制模式与矩形波控制模式之间切换控制模式。

（2）在本实施方式中的电流估计部件301、302和303中，基于以下来计算传感器相参考电流相位θx：与传感器相有关的固定坐标系（α-β坐标系）中的α轴电流iα和β轴电流iβ。因此，可以计算与传感器相有关的实际电流相位θx。另外，基于传感器相参考电流相位θx和传感器相中的电流检测值iw_sns计算另一相中的电流估计值iu_est。因此，可以在实际电流相位θx的谐波分量和通常发生的波动的影响的情况下精确地计算其他相中的电流估计值iu_est。

再次将本实施方式与传统技术进行比较。专利文献1和专利文献3中的技术都被设计成使得执行如下处理：基于电流命令值估计除传感器相之外的相中的电流。当由于控制误差、反馈控制等的影响，AC电动机的电流向量关于与电流命令值相对应的命令电流向量波动，AC电动机的电流向量跟随命令电流向量。为此，实际电流相位与命令电流相位之间产生了偏差，以及命令电流相位不是精确地反映实际电流相位的信息。在这方面，这些传统技术根本没有考虑实际电流相位。在传统技术中，使用根据命令电流相角确定的U相电流相角来计算两个其他相中的电流估计值。因此，特别是当如车辆需要转矩变化或旋转速度变化时，不能精确地计算电流估计值，并且存在不能实现AC电动机的控制的可能性。

同时，本实施方式中的电动机控制装置10的控制器15基于α-β坐标系中的α轴电流iα和β轴电流iβ执行电流估计；因此，可以提高电流估计值iu_est的计算精度。

（3）在本实施方式中，下面的方法被推荐为电流反馈控制方案中用于β轴电流iβ的有利的计算方法：基于除传感器相之外的一个相中的电流命令值和传感器相中的电流检测值计算β轴电流iβ的方法。就是说，为了计算β轴电流iβ，相比基于除传感器相之外的两相中的电流命令值计算β轴电流iβ的方法，下面的方法更好：基于除传感器相之外的一相中的电流命令值和传感器相中的电流检测值计算β轴电流iβ的方法。下面是其原因：

当基于传感器相中的电流检测值iw_sns1计算α轴电流iα以及不使用传感器相中的电流检测值iw_sns计算β轴电流iβ时，下面的范围在α-β坐标系中会相对地缩小：电流检测值具有很大影响并且传感器相参考电流相位θx的计算误差很小的范围。为此，不可能充分地提高传感器相参考电流相位θx的计算精度或者基于传感器相参考电流相位θx计算电流估计值iu_est的精度。

而当基于传感器相中的电流检测值iw_sns计算α轴电流iα以及使用传感器相中的电流检测值iw_sns计算β轴电流iβ时，下面的范围在α-β坐标系中会得以扩展：电流检测值具有很大影响并且传感器相参考电流相位θx的计算误差很小的范围。因此，传感器相中的电流检测值的影响可以包含在β轴电流iβ中，因此，可以提高传感器相参考电流相位θx的计算精度。这使得可以减少d轴电流和q轴电流中的周期性的控制波动。另外，可以提高电流估计值iu_est的计算精度，就是说，可以在转换期间如电流命令值的变化的时刻收敛至真实值。

在电流反馈控制方案中，也可以如在转矩反馈控制方案中基于α轴电流的微分值来计算β轴电流iβ。然而，由于下面两个原因，认为该方法未必合适。首先，微分值的使用是在波形变化的前提之下的；因此，特别地，当正弦波变化不大时，例如，在低速旋转范围或低电流的情况下，存在不能获得充分的微分精度的可能。其次，基于传感器相中的电流检测值iw_sns的α轴电流iα未必具有像理想正弦波那样规律地增加/减小的波形；因此，由该波形的微分计算的β轴电流iβ的波形可能存在失真。

（4）在本实施方式中，执行以下处理的方法被推荐为转矩反馈控制方案中用于有利地计算α轴电流的微分值Δiα的方法：在每个切换时刻和每个中间时刻两者基于传感器相中的电流检测值iw_sns计算α轴电流iα；以及在每个切换时刻通过对切换时刻之间的α轴电流iα求微分来计算α轴电流的微分值Δiα，以及在每个中间时刻通过对中间时刻之间的α轴电流iα求微分来计算α轴电流的微分值Δiα。

如上面描述的，受切换操作的影响，每个切换时刻检测的电流检测值的波形产生失真。而每个中间时刻检测的电流检测值的波形不太受切换操作的影响，其波形几乎不会产生失真。为此，每个切换时刻的电流检测值和每个中间时刻的电流检测值两者形成的电流波形不像正弦波那样规律地增加或减少，而是趋向于不规律地增加或减少。

同时，每个切换时刻检测的电流检测值的波形和每个中间时刻检测的电流检测值的波形基本上都规律地增加或减少。因此，通过对切换时刻之间或中间时刻之间的α轴电流求微分可以实现：基本上可以在不受切换时刻与中间时刻之间不规律地增加或减少的电流检测值的影响的情况下精确地计算β轴电流iβ。另外，可以提高基于α轴电流iα和β轴电流iβ计算传感器相参考电流相位θx的精度。

（5）在本实施方式中，连续切换时刻之间的中间相上设置有一个中间时刻，使得这样的中间时刻与切换时刻之间的电角的变化为30[°]。这使得可以确保最小数量的中间时刻。由于切换时刻与中间时刻之间的电角的变化恒定为30[°]，因此可以简化控制以及降低微型计算机等上的处理负荷。

（6）在本实施方式中，从电流反馈控制方案切换至转矩反馈控制方案之后在第一或第一和第二电流检测时刻执行以下处理：采用一组那时的电角和α轴电流的计算值作为当前时刻值；以及采用一组切换之前电流反馈控制方案的操作中电流检测时刻的电角和α轴电流值作为过去值。然后在α轴电流的微分值Δiα中使用这些组。

这使得即使在切换控制方案时也可以传送切换之前的控制信息如电流估计值并且可以在切换过程中执行连续电流估计。

（7）本实施方式中的转矩估计部件56通过基于以下的平均值来计算转矩估计值trq_est：某切换时刻计算的d轴电流估计值id_est和q轴电流估计值iq_est；以及下个中间时刻计算的d轴电流估计值id_est和q轴电流估计值iq_est。这使得可以抑制转矩估计值trq_est的突发波动。

在上面的切换图案[5]中，切换时刻与中间时刻之间的微分基本上在切换之后的第一切换时刻t_1s执行。然而，当计算转矩估计值trq_est时，通过采取以下措施可以消弱切换时刻电流检测值的影响：通过基于中间时刻之间的微分值计算的d轴电流估计值id_est与q轴电流估计值iq_est的平均值来计算转矩估计值trq_est。

（第二实施方式）

在第一实施方式中，在应用不包含d轴电流命令值id^*或q轴电流命令值iq^*的转矩反馈控制方案时，通过采取以下措施来计算传感器相参考电流相位θx：基于α轴电流iα的微分值Δiα计算β轴电流iβ。此后，如包含d轴电流命令值id^*和q轴电流命令值iq^*的电流反馈控制方案中的，执行以下处理：基于传感器相参考电流相位θx和传感器相中的电流检测值iw_sns使用公式（11）或公式（13）计算除传感器相之外的相中的电流估计值iu_est；以及使用公式（15）估计d轴电流估计值id_est和q轴电流估计值iq_est。

而在第二实施方式中，在应用不包含d轴电流命令值id^*或q轴电流命令值iq^*的转矩反馈控制方案时，执行以下处理：使用渐近估计操作、或另一估计方法，根据一相中的传感器相中的电流检测值iw_sns估计d轴电流估计值id_est和q轴电流估计值iq_est。将参照图28和图29A、图29B描述第二实施方式的基本示例。另外，将参照图30和图31描述第二实施方式的修改。

在渐近估计操作中，通过利用W相轴在作为旋转坐标系的dq轴平面上相对地旋转来精确地估计d轴电流估计值id_est和q轴电流估计值iq_est。对W相估计误差Δiw求积分以使它们靠近d轴实际电流值id和q轴实际电流值iq。

如图28中所述，第二实施方式的基本示例中设置有电流估计部件601。电流估计部件601包括：电流参考值计算部件61、减法器62、误差校正部件63、传感器相轴校正值计算部件64、减法器65、其他相电流估计部件66、以及延迟元件67。在预定的操作周期内重复地执行渐近估计操作。采用基于当前时刻输入的W相电流估计值iw_sns的渐近估计操作作为第n操作；采用输入的W相电流检测值作为iw_sns(n)，采用电角作为θ(n)，以及通过该操作获得的电流估计值被表示为i#_est(n)（然而，#是d、q、u、v、w）。

向电流参考值计算部件61输入通过先前操作计算的d轴电流估计值id_est(n-1)和q轴电流估计值iq_est(n-1)。电流参考值计算部件61使用d轴电流估计值id_est(n-1)、q轴电流估计值iq_est(n-1)和电角θe(n)执行逆dq转换。从而电流参考值计算部件61计算传感器相中的W相分量的电流参考值iw_bf。

在减法器62中，计算作为电流参考值iw_bf与当前W相电流检测值iw_sns(n)之间的差的W相估计误差Δiw。

在误差校正部件63中，W相估计误差Δiw乘以增益K以计算校正估计误差KΔiw。增益K作为设置在d轴电流估计值id_est和q轴电流估计值iq_est中的低通滤波器（LPF）。增益K调整d轴电流估计值id_est和q轴电流估计值iq_est的变化的突发性。增益K的值在0<K<1的范围内，当采用LPF的时间常量的期望操作次数（时间常量除以操作周期）作为Klpf时，增益K被表示为(1/Klpf)。

在传感器相轴校正值计算部件64中，设置Δiu=0和Δiv=0，并且对校正估计误差KΔiw进行dq转换。从而计算传感器相轴方向上的d轴电流校正值id_crr(n)和q轴电流校正值iq_crr(n)。在本实施方式中，传感器相轴方向上的d轴电流校正值id_crr(n)和q轴电流校正值iq_crr(n)对应于校正向量。在下面的描述中，将具有分别作为d轴分量和q轴分量的传感器相轴方向上的d轴电流校正值id_crr(n)和q轴电流校正值iq_crr(n)的向量适当地表示为校正向量(Δid,Δiq)。

校正向量恒定地表示一组(Δid,Δiq)。应当注意，校正向量不同于参照图5和图6描述的电流反馈控制方案中输入到PI计算部件23等的d轴电流差Δid和q轴电流差Δiq。

在减法器65中，从经由延迟元件67反馈的先前的d轴电流估计值id_est(n-1)中减去传感器相轴方向上的d轴电流校正值id_crr(n)，以计算d轴电流估计值id_est(n)。另外，从经由延迟元件67反馈的先前的q轴电流估计值iq_est(n-1)中减去传感器相轴方向上的q轴电流校正值iq_crr(n)，以计算q轴电流估计值iq_est(n)。

在减法器65中执行下面的处理作为dq轴平面上的校正向量的积分：从先前的d轴电流估计值id_est(n-1)中减去传感器相轴方向上的d轴电流校正值id_crr(n)；从先前的q轴电流估计值iq_est(n-1)中减去传感器相轴方向上的q轴电流校正值。

电流估计部件601中因此估计的d轴电流估计值id_est(n)和q轴电流估计值iq_est(n)经由延迟元件67被反馈至电流参考值计算部件61。

在其他相电流估计部件66中，基于电角θe(n)对d轴电流估计值id_est(n)和q轴电流估计值iq_est(n)进行逆dq转换。根据需要计算三相电流估计值iu_est(n)、iv_est(n)和iw_est(n)中的部分或全部。

公式（19）表示基本示例中代表渐近估计操作的递归方程。在公式（19）中，与W相有关的相θw(n)等于电角θe(n)+120[°]。

K×{cos(θw(n))}×Δiw对应于传感器相轴方向上的d轴电流校正值id_crr(n)，K×{-sin(θw(n))}×Δiw对应于传感器相轴方向上的q轴电流校正值iq_crr(n)。

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{id}\_\mathrm{est}\left(n\right)\\ \mathrm{iq}\_\mathrm{est}\left(n\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\mathrm{id}\_\mathrm{est}(n-1)\\ \mathrm{iq}\_\mathrm{est}(n-1)\end{array}\right]-K\left[\begin{array}{c}\cos \left(\mathrm{\&theta;w}\left(n\right)\right)\\ -\sin \left(\mathrm{\&theta;w}\left(n\right)\right)\end{array}\right]\mathrm{\&Delta;iw}---\left(19\right)$

当用向量图表示用公式（19）表示的递归方程时，得到图29A。

如图29B所示，当使用旋转坐标系时，W相轴在dq轴平面上相对地旋转，以及对用箭头Y1表示的校正向量(Δid,Δiq)进行积分。从而d轴电流估计值id_est和q轴电流估计值iq_est接近于d轴实际电流值id和q轴实际电流值iq。

增益K是用于控制d轴电流估计值id_est和q轴电流估计值iq_est接近于d轴实际电流值id和q轴实际电流值iq的速度的滤波要素。当增益K很大时，就是说，它具有接近于1的值，作为d轴电流估计值id_est和q轴电流估计值iq_est与d轴实际电流值id和q轴实际电流值iq之间的差的误差向量Δie变得几乎正交于W相轴。然后误差向量Δie移动，使得在以d轴实际电流值id和q轴实际电流值iq为中心的圆周方向上画出涡旋。这使得d轴电流估计值id_est和q轴电流估计值iq_est难以接近于d轴实际电流值id和q轴实际电流值iq。考虑到这点，将增益K适当地设置为0<K<1范围内使得估计值便利地接近于d轴实际电流值id和q轴实际电流值iq的值。

（第二实施方式的修改）

在上面描述的基本示例中，校正向量(Δid,Δiq)的方向是传感器相轴方向。下面描述的修改与基本示例的不同之处在于，正交于传感器相轴的方向上的向量分量包括在校正向量(Δid,Δiq)中。在下面的描述中，正交于传感器相轴的轴被称为β轴，正交于传感器相轴的方向被称为正交方向。

如图30中所述，除了图28所示的基本示例的配置元件，电流估计部件602具有正交方向校正值计算部件68。

在修改中，在传感器相轴校正值计算部件64中，计算传感器相轴方向上的d轴电流校正值id_crr(n)和q轴电流校正值iq_crr(n)。在减法器65中，从经由延迟元件67反馈的先前的d轴电流估计值id_est(n-1)中减去传感器相轴方向上的d轴电流校正值id_crr(n)。从而计算W相方向上校正的d轴电流临时估计值id_est’(n)。在减法器65中，类似地，从经由延迟元件67反馈的先前的q轴电流估计值iq_est(n-1)中减去传感器相轴方向上的q轴电流校正值iq_crr(n)。从而计算W相方向上校正的q轴电流临时估计值iq_est’(n)。d轴电流临时估计值id_est’(n)和q轴电流临时估计值iq_est’(n)分别与基本示例中的d轴电流估计值id_est(n)和q轴电流估计值iq_est(n)相同。

在正交方向校正值计算部件68中，根据公式（20）计算作为正交于传感器相轴的分量的β轴估计误差Δiβ。另外，根据公式（21）使用β轴估计误差Δiβ通过dq转换计算正交方向上的d轴电流校正值id_crr_β(n)和q轴电流校正值iq_crr_β(n)。

在减法器69中，从d轴电流临时估计值id_est’(n)中减去正交方向的d轴电流校正值id_crr_β(n)，以计算d轴电流估计值id_est(n)。另外，从q轴电流临时估计值iq_est’(n)中减去正交方向的q轴电流校正值iq_crr_β(n)，以计算q轴电流估计值iq_est(n)。

$\mathrm{\&Delta;i\&beta;}=\frac{\cos \mathrm{\&Delta;\&theta;e}}{\sin \mathrm{\&Delta;\&theta;e}}\{\mathrm{\&Delta;iw}\left(n\right)-\frac{1}{\cos \mathrm{\&Delta;\&theta;e}}(1-K)\mathrm{\&Delta;iw}(n-1)\}---\left(20\right)$

公式（22）是表示修改中渐近估计操作的递归方程。

$\left[\begin{array}{c}\mathrm{id}\_\mathrm{est}\left(n\right)\\ \mathrm{iq}\_\mathrm{est}\left(n\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}\mathrm{id}\_\mathrm{est}(n-1)\\ \mathrm{iq}\_\mathrm{est}(n-1)\end{array}\right]-K\left[\begin{array}{c}\cos \left(\mathrm{\&theta;w}\left(n\right)\right)\\ -\sin \left(\mathrm{\&theta;w}\left(n\right)\right)\end{array}\right]\mathrm{\&Delta;iw}-\left[\begin{array}{c}\mathrm{id}\_\mathrm{crr}\_\mathrm{\&beta;}\left(n\right)\\ \mathrm{iq}\_\mathrm{crr}\_\mathrm{\&beta;}\left(n\right)\end{array}\right]---\left(22\right)$

当用向量图表示用公式（22）表示的递归方程时，得到图31。在图31中，下面的结果向量对应于校正向量(Δid,Δiq)：传感器相轴方向上的d轴电流校正值id_crr(n)和q轴电流校正值iq_crr(n)；以及正交方向上的d轴电流校正值id_crr_β(n)和q轴电流校正值iq_crr_β(n)。

在修改中的电流估计部件602中，如图31所示，在dq轴平面上对基于估计误差ΔiW计算的校正向量(Δid,Δiq)进行积分，从而估计d轴电流估计值id_est(n)和q轴电流估计值iq_est(n)。估计误差ΔiW是W相电流检测值iw_sns与作为通过先前操作所计算的d轴电流估计值id_est(n-1)和q轴电流估计值iq_est(n-1)的传感器相分量的电流参考值iw_bf之间的差。

在修改中，与基本示例相反，可以通过采用下面的措施来增强收敛至d轴实际电流值id和q轴实际电流值iq的响应：不只在传感器相轴方向上还在正交方向上校正d轴电流估计值id_est(n-1)和q轴电流估计值iq_est(n-1)。

在修改中，下面的处理对应于dq轴平面上的校正向量的积分：在减法器65中，从先前的d轴电流估计值id_est(n-1)中减去传感器相轴方向上的d轴电流校正值id_crr(n)，在减法器69中，从先前的d轴电流估计值id_est(n-1)中减去正交方向的d轴电流校正值id_crr_β(n)；同时在减法器65中，从先前的q轴电流估计值iq_est(n-1)中减去传感器相轴方向上的q轴电流校正值iq_crr(n)，在减法器69中，从先前的q轴电流估计值iq_est(n-1)中减去正交方向的q轴电流校正值iq_crr_β(n)。

如上面描述的，在第二实施方式的基本示例和其修改中，可以通过使用渐近估计操作对dq轴平面上的校正向量(Δid,Δiq)进行积分来实现：在不使用d轴电流命令值id^*或q轴电流命令值iq^*的情况下可以估计d轴电流估计值id_est和q轴电流估计值iq_est。

因此，例如，电动机控制装置10可以如下面描述的切换用于AC电动机2的通电的控制方案。在应用电流反馈控制方案时，通过第一实施方式中的电流估计方法来估计d轴电流估计值id_est和q轴电流估计值iq_est。而在应用转矩反馈控制方案时，通过本实施方式中的渐近估计操作来估计d轴电流估计值id_est和q轴电流估计值iq_est。

此外，如在第一实施方式中，在第二实施方式中，当切换控制方案时，也可以通过优选地采取下面的措施来确保连续性：将传感器相中的电流检测值iw_sns和电角θe恒定地保存为先前值。由于第二实施方式中使用了递归方程，因此不论控制模式都必需保存传感器相中的电流检测值iw_sns的先前值和电角θe；因此，在切换时可以确保连续性。

在第二实施方式中的渐近估计操作中，在应用电流反馈控制方案的低速旋转范围内，先前操作与现在操作之间的电角变化Δθe相对很小。在低速转矩范围内，电流变化相对很小。因此，估计精度趋于下降。因此，在电流反馈控制方案中，利用电流命令值的估计方法的使用要优于渐近估计操作的使用。

（其他实施方式）

（A）与上面描述的实施方式相关，在应用电流反馈控制方案时，将下面的方法描述为电流估计部件301和302可以使用的最好的电流估计方法：在α-β坐标系中根据传感器相中的电流检测值iw_sns和除传感器相之外的一相中的电流命令值（例如，iv^*）来获得β轴电流iβ的方法（公式7）。在传感器相参考电流相位θx的检测精度方面，还有次于上面的方法的如下方法：根据传感器相中的电流检测值iw_sns和除传感器相之外的两相中的电流命令值（iu^*，iv^*）来获得β轴电流iβ的方法（公式6）。

然而，在应用包含d轴电流命令值id^*和q轴电流命令值iq^*的电流反馈控制方案时，电流估计部件可以使用的电流估计方法不限于：如在上面描述的实施方式中的基于α-β坐标系中的α轴电流iα和β轴电流iβ的电流估计方法。例如，下面的技术可以仅应用于包含d轴电流命令值id^*和q轴电流命令值iq^*的电流反馈控制方案中：专利文献1或专利文献3中的技术。

就是说，在上面提及的专利文献1和专利文献2中，在电流反馈控制方案与转矩反馈控制方案之间的至少基准部件中使用相同的坐标系或估计逻辑难以实现切换控制。因此，基于独自地选择每个控制方案中使用的电流估计方法的原理，传统技术中的电流估计方法可以应用于电流反馈控制方案中。在这种情况下，可以考虑切换控制方案时刻的连续性，也可以不考虑。

总之，核心技术构思是在用于AC电动机的控制装置中，在下面的控制之间切换电流估计方法：电流估计值被反馈至电流命令值的控制以及基于电流估计值的转矩估计值被反馈至转矩命令值的控制。因此，可以对使用电流命令值的估计方法和不使用电流命令值的估计方法进行组合。

（B）由电流传感器检测相电流的传感器相不限于实施方式中的W相，也可以是U相或V相。根据传感器相中的电流检测值和传感器相参考电流相位θx计算电流估计值的估计相不限于实施方式中的U相，也可以是V相或W相。

（C）电流反馈控制方案不限于使用PWM命令信号的正弦波PWM控制模式或过调制PWM控制模式。电流反馈控制方案可以是任何控制方案，只要使用电流命令值以及电流检测值或基于电流检测值的电流估计值被反馈至电流命令值。

转矩反馈控制方案不限于上面描述的实施方式中的矩形波控制模式。转矩反馈控制方案可以是任何控制方案，只要基于与AC电动机的驱动有关的电流检测值的转矩估计值被反馈至转矩命令值。可替代地，替代转矩估计值，关于除电流之外的物理量的检测值例如通过直接使用转矩传感器等检测转矩获得的值可以被反馈至转矩命令值。

（D）在第一实施方式中，电流检测值仅在一相中。因此，作为防备不能实现dq转换的措施，采用下面的方法：在控制器15的电流估计部件301、302和303中估计除传感器相之外的相中的电流以实现dq转换的方法。然而，基于一相中的电流检测值实现dq转换不限于此。例如，可以设计新的保存有仅一相中的电流检测值的dq转换公式来处理dq转换。

在该方法中，尽管没有像图16中的S52或S54输出除传感器相之外的相中的电流估计值的步骤，然而，应当理解，等同于这个步骤的操作在dq转换公式内被包括性地执行。然而，研究结果表明就数学表达式而言，两种方法提供相同的结果。

（E）在上面描述的实施方式中，AC电动机是永磁式异步三相AC电动机。在其他实施方式中，AC电动机可以是感应电动机或任何其他异步电动机。实施方式中的AC电动机是具有电动机和发电机功能的电动发电机。在其他实施方式中，AC电动机不需要具有发电机的功能。

（F）根据实施方式的用于AC电动机的控制装置不仅可应用于如参照实施方式描述的设置有仅一组逆变器和AC电动机的系统。它还可以应用于设置有两组或更多组逆变器和AC电动机的系统。另外，它还可以应用于多个AC电动机并联至一个逆变器的电动列车等的系统。

（G）用于AC电动机的控制装置不需要应用于如图1中配置的混合动力车辆的AC电动机，而是可以应用于具有任意配置的电动车辆的AC电动机。它还可以应用于除电动车辆之外的一些车辆的AC电动机。

Claims (4)

1.一种用于具有三相的交流电动机的控制装置，所述控制装置包括：

电流传感器（13），所述电流传感器（13）用于检测作为所述交流电动机的所述三相中的预定的一相的传感器相中流过的电流；以及

控制器（15），所述控制器（15）包括电流估计部件（301，302，303）并且控制所述交流电动机的通电，

其中，所述电流估计部件基于由α轴和β轴定义的固定坐标系中的α轴电流和β轴电流来计算传感器相参考电流相位，所述传感器相参考电流相位是与作为参考的所述传感器相有关的电流相位，所述α轴和所述β轴分别在与传感器相轴相同的方向上和在垂直于所述传感器相轴的方向上，以及所述电流估计部件基于所述传感器相参考电流相位和由所述电流传感器检测的电流检测值来计算所述三相中的不同于所述传感器相的其他相的电流估计值。

2.根据权利要求1所述的用于交流电动机的控制装置，其中：

所述电流估计部件还基于所述传感器相的所述电流检测值和所述其他相的电流命令值来计算所述α轴电流和所述β轴电流。

3.根据权利要求1或2所述的控制装置，其中：

所述电流估计部件通过计算对应于所述传感器相参考电流相位的估计系数并且将所述传感器相的所述电流检测值乘以所述估计系数，计算所述其他相的所述电流估计值。

4.根据权利要求1或2所述的控制装置，其中：

所述电流估计部件基于所述传感器相的所述电流检测值和所述其他相的所述电流估计值，计算所述交流电动机的旋转坐标系中的d轴电流估计值和q轴电流估计值；以及

所述d轴电流估计值和所述q轴电流估计值用于控制所述交流电动机的通电。

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