JP4956123B2 - モータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、モータを駆動制御するモータ制御装置に関し、特に、電流センサを１つだけ用いたモータ制御装置に関する。

モータに三相交流電力を供給してモータをベクトル制御するためには、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の３相の内、２相分の電流（例えばＵ相電流及びＶ相電流）を検出する必要がある。２相分の電流を検出するために、通常、２つの電流センサ（カレントトランス等）が用いられるが、２つの電流センサの使用はモータを組み込んだシステム全体のコストアップを招く。

このため、従来より、インバータと直流電源間の母線電流（直流電流）を１つの電流センサにて検出し、その検出した母線電流から２相分の電流を検出する方式が提案されている。この方式は、１シャント電流検出方式（シングルシャント電流検出方式）とも呼ばれている。

１シャント電流検出方式では、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）変調における三角波状のキャリア信号と各相電圧に対する電圧指令値とを比較し、キャリア信号と各電圧指令値が交差するタイミングでインバータ内のスイッチング素子をスイッチングさせる。そして、電圧の最小相と最大相の電流が母線電流として流れるタイミングを電圧指令値に基づいて計算し、そのタイミングでサンプリングした母線電流から３相電流を検出する。

しかしながら、１シャント電流検出方式では、電流センサのサンプリングタイミングを厳密に計算する必要があり、しかも、３相の相電圧の内の２相の相電圧が等しくなると、１つのキャリア周期内で２相分の電流を検出することができない。２相分の電流を検出できなければ、３相電流を検出することはできず、モータをベクトル制御することができない。

そこで、１つの電流センサを用いて３相の内の１相の相電流を検出し、他の２相の相電流、又は、ｄ軸電流及びｑ軸電流を推定等する手法が提案されている。

例えば、下記特許文献１に記載の手法では、検出した１相の相電流の電流値から状態方程式を用いてｄ軸電流及びｑ軸電流を算出し、ベクトル制御を行っている。しかしながら、状態方程式を解いてｄ軸電流及びｑ軸電流を算出（推定）する際、モータ定数が用いられており、モータ定数は温度に依存して変化するため、推定誤差が大きくなってしまう。

また、下記特許文献２に記載の手法では、検出された１相の相電流と推定された他の２相の相電流をｄｑ変換してトルク電流と励磁電流を推定する。そして、そのトルク電流と励磁電流を１次遅れフィルタを用いて平均化してから逆ｄｑ変換して上記他の２相の相電流を推定し、この推定電流を入力側にフィードバックしている。この手法では、安定化のために挿入した１次遅れフィルタが、推定した電流の位相を遅らせることになるため、センサレス制御を行う場合、制御が不安定になってしまう。

また、下記特許文献３に記載の手法では、直流電源とインバータとの間の母線電流（直流電流）を検出し、その検出した母線電流を電力に関する式を用いて直接ｑ軸電流に変換している。つまり、「検出した母線電流と直流電源による直流電圧との積」と、「ｄ軸電流とｄ軸電圧の積と、ｑ軸電流とｑ軸電圧の積と、の和」が等しい（或いは比例関係にある）ことに着目して、検出した母線電流からｑ軸電流を算出する。しかしながら、この手法では、ｄ軸電流に対するフィードバック制御が行われていないため、センサレス制御を行う場合、制御が不安定になってしまう。

また、下記特許文献４に記載の手法では、１相の相電流の検出を行うと共にモータの回転子位置の検出を行う。そして、検出した１相の相電流がゼロとなる時の回転子位置を用いて電流の振幅とＵ相電流位相角を計算し、この計算結果を用いて他の２相の相電流を算出する。しかしながら、この手法では、検出した１相の相電流がゼロとなる時の回転子位置の検出が必要であり、また、モータ電流の制御周期はモータの回転周期と同じとなるため制御周期が遅くなって制御が不安定になる。

また、下記特許文献５に記載の手法では、１シャント電流検出方式において、２つの相電圧の差が小さい時、ＰＷＭにおけるキャリア周波数を下げる。それでも相電流の検出が困難な場合は、過去の電流情報から３相電流を推定するようにしている。より具体的には、過去の３相電流を変換して得たｄ軸電流及びｑ軸電流を３相に逆変換することにより、３相電流を推定している。しかしながら、現時点の電流情報と異なりうる過去の電流情報のみを利用して現時点の３相電流を推定するため、連続して過去の電流情報を利用すると制御が不安定になる。

尚、下記非特許文献１には、最大トルク制御軸に基づく永久磁石同期モータの位置センサレスベクトル制御に関する説明が記載されている。

特開平１０−２２５１９９号公報 特開２００１−１４５３９８号公報 特開２００２−３６９５７４号公報 特開２００４−１５９３９１号公報 特開２００４−６４９０３号公報 比田、他２名，「最大トルク制御軸に基づく永久磁石同期モータの位置センサレスベクトル制御」，平成１８年電気学会産業応用部門大会講演論文集，電気学会産業応用部門，平成１８年８月，ｐ．３８５−３８８（Ｉ−３８５〜Ｉ−３８８）

このように、１つの電流センサを用いてベクトル制御を行う技術は、コストダウン等にとって有益ではあるものの、電流センサの個数の削減に由来する様々な問題を抱えている。

そこで本発明は、１つの電流センサを用いて、安定したモータ制御を実現するモータ制御装置及びモータ駆動システムを提供することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明に係るモータ制御装置は、インバータからモータに供給される三相の相電流の内の、一相の相電流を検出する電流検出手段と、前記モータに供給されるべき電流を表す電流指令を用いて、検出された相以外の相の相電流を推定し、その推定した相電流と前記一相の相電流から前記電流指令に対応する制御電流を算出する電流推定手段と、を備え、前記制御電流が前記電流指令に追従するように前記インバータを介して前記モータを制御することを特徴とする。

一相の相電流を検出すれば足るため、電流センサは１つでよい。そして、電流指令と検出した相電流に基づいて制御されるべき電流を推定するため、上記特許文献２に記載の手法にて生じるような電流の位相遅れは生じず、安定したモータ制御が実現可能となる。

また例えば、上記モータ制御装置は、外部指令と検出又は推定されたモータ速度とに基づいて、前記電流指令を作成する電流指令作成手段を更に備えている。

そして具体的には例えば、前記モータの回転子に設けられた永久磁石が作る磁束の向きに対応する回転軸を第１軸とし、該第１軸に直交する回転軸を第２軸とした場合、前記電流指令は、前記電流指令の第１軸及び第２軸成分である第１及び第２電流指令から形成され、前記制御電流は、前記制御電流の第１軸及び第２軸成分である第１及び第２制御電流から形成され、前記電流推定手段は、検出又は推定された前記モータの回転子位置に基づいて前記第１及び第２電流指令を前記三相の相電流に対する三相電流指令に変換する座標変換手段を備え、前記三相電流指令を用いて前記電流検出手段によって検出された相以外の相の相電流を推定し、その推定した相電流と前記電流検出手段によって検出された前記一相の相電流とに基づく三相の相電流を前記回転子位置に基づいて座標変換して前記第１及び第２制御電流を算出する。

また例えば、前記電流検出手段は、前記インバータと前記モータとの間に流れる電流を検出する電流センサに接続され、該電流センサの検出結果に基づいて前記一相の相電流を検出する。

これに代えて例えば、前記電流検出手段は、前記インバータに電力を供給する直流電源と前記インバータとの間に流れる電流を検出する電流センサに接続され、該電流センサの検出結果に基づいて前記一相の相電流を検出する。

そして例えば、上記モータ制御装置は、前記インバータに含まれる三相分のスイッチング素子のスイッチングパターンを特定する三相電圧指令を、前記電流指令と前記制御電流に基づいて作成する三相電圧指令作成手段を更に備え、前記三相電圧指令は、一相分のスイッチング素子のスイッチングを止めるように作成される。

尚、例えば、三相分のスイッチング素子が、Ｕ相のスイッチング素子、Ｖ相のスイッチング素子及びＷ相のスイッチング素子から成る場合、前記三相電圧指令によってスイッチングが止められる前記一相分のスイッチング素子に対応する相は、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の間で、時々刻々と変化する。

更に例えば、前記インバータは、ＰＷＭインバータであって、前記三相電圧指令と周期的に変動する三角波状のキャリア信号とを比較することによって、各スイッチング素子をスイッチングさせ、前記電流検出手段は、前記キャリア信号が最大レベル又は最低レベルとなるタイミングにて、前記電流センサによって検出される前記電流の電流値を表す検出信号をサンプリングし、そのサンプリングした前記検出信号に基づいて前記一相の相電流を検出する。

通常、検出信号をサンプリングするタイミングを厳密に計算する必要があるが、上記のように構成すればサンプリングタイミングの計算が不要となる。このため、例えば、ソフトウェアを用いてモータ制御装置を形成する場合、プログラムの高速化が可能となる。

また、上記目的を実現するために本発明に係るモータ駆動システムは、モータと、前記モータを駆動するインバータと、前記インバータを制御することにより前記モータを制御する上記の何れかに記載のモータ制御装置と、を備えたことを特徴とする。

本発明によれば、１つの電流センサを用いて、安定したモータ制御が実現可能となる。

以下、本発明の実施の形態につき、図面を参照して具体的に説明する。参照される各図において、同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分に関する重複する説明を原則として省略する。

後に第１〜第４実施例を説明するが、まず、各実施例に共通する事項及び各実施例にて参照される事項について説明する。

図１は、本発明の実施の形態に係るモータ駆動システムのブロック構成図である。図１のモータ駆動システムは、三相永久磁石同期モータ１（以下、単に「モータ１」と記す）と、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）インバータ２（以下、単に「インバータ２」という）と、制御部３と、直流電源４と、を備える。直流電源４は、負出力端子４ｂを低電圧側として、正出力端子４ａと負出力端子４ｂとの間に直流電圧を出力する。

モータ１は、永久磁石が設けられた回転子６と、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相の電機子巻線７ｕ、７ｖ及び７ｗが設けられた固定子７と、を備えている。電機子巻線７ｕ、７ｖ及び７ｗは、中性点１４を中心にＹ結線されている。電機子巻線７ｕ、７ｖ及び７ｗにおいて、中性点１４の反対側の非結線端は、夫々、端子１２ｕ、１２ｖ及び１２ｗに接続されている。

インバータ２は、Ｕ相用のハーフブリッジ回路、Ｖ相用のハーフブリッジ回路及びＷ相用のハーフブリッジ回路を備える。各ハーフブリッジ回路は、一対のスイッチング素子を有する。各ハーフブリッジ回路において、一対のスイッチング素子は、直流電源４の正出力端子４ａと負出力端子４ｂとの間に直列接続され、各ハーフブリッジ回路に直流電源４からの直流電圧が印加される。

Ｕ相用のハーフブリッジ回路は、高電圧側のスイッチング素子８ｕ（以下、上アーム８ｕとも呼ぶ）及び低電圧側のスイッチング素子９ｕ（以下、下アーム９ｕとも呼ぶ）から成る。Ｖ相用のハーフブリッジ回路は、高電圧側のスイッチング素子８ｖ（以下、上アーム８ｖとも呼ぶ）及び低電圧側のスイッチング素子９ｖ（以下、下アーム９ｖとも呼ぶ）から成る。Ｗ相用のハーフブリッジ回路は、高電圧側のスイッチング素子８ｗ（以下、上アーム８ｗとも呼ぶ）及び低電圧側のスイッチング素子９ｗ（以下、下アーム９ｗとも呼ぶ）から成る。また、スイッチング素子８ｕ、８ｖ、８ｗ、９ｕ、９ｖ及び９ｗには、夫々、並列に、直流電源４の低電圧側から高電圧側に向かう方向を順方向としてダイオード１０ｕ、１０ｖ、１０ｗ、１１ｕ、１１ｖ及び１１ｗが接続されている。各ダイオードは、フリーホイールダイオードとして機能する。

直接接続された上アーム８ｕと下アーム９ｕの接続点、直接接続された上アーム８ｖと下アーム９ｖの接続点、直接接続された上アーム８ｗと下アーム９ｗの接続点は、夫々、端子１２ｕ、１２ｖ及び１２ｗに接続される。尚、図１では、各スイッチング素子として電界効果トランジスタが示されているが、それらをＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）などに置き換えることもできる。

インバータ２は、制御部３から与えられた三相電圧指令値に基づいて各相に対するＰＷＭ信号（パルス幅変調信号）を生成し、該ＰＷＭ信号をインバータ２内の各スイッチング素子の制御端子（ベース又はゲート）に与えることで、各スイッチング素子をスイッチング動作させる。制御部３からインバータ２に供給される三相電圧指令値は、Ｕ相電圧指令値ｖ_u ^*、Ｖ相電圧指令値ｖ_v ^*及びＷ相電圧指令値ｖ_w ^*から構成され、ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*によって、夫々、Ｕ相電圧ｖ_u、Ｖ相電圧ｖ_v及びＷ相電圧ｖ_wの電圧レベル（電圧値）が表される。そして、インバータ２は、ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*に基づいて、各スイッチング素子のオン（導通）又はオフ（非導通）を制御する。

同一の相の上アームと下アームが同時にオンとなるのを防ぐためのデットタイムを無視すると、各ハーフブリッジ回路において、上アームがオンである時は下アームはオフであり、上アームがオフである時は下アームはオンである。以下の説明は、上記デットタイムを無視して行うものとする。

インバータ２に印加されている直流電源４からの直流電圧は、インバータ２内の各スイッチング素子のスイッチング動作によって、例えば、ＰＷＭ変調（パルス幅変調）された三相交流電圧に変換される。該三相交流電圧がモータ１に印加されることによって、各電機子巻線（７ｕ、７ｖ及び７ｗ）に、三相交流電圧に応じた電流が流れてモータ１が駆動される。

インバータ２から、端子１２ｕを介して電機子巻線７ｕに供給される電流、端子１２ｖを介して電機子巻線７ｖに供給される電流、端子１２ｗを介して電機子巻線７ｗに供給される電流を、夫々、Ｕ相電流ｉ_u、Ｖ相電流ｉ_v及びＷ相電流ｉ_wと呼ぶ。Ｕ相電流ｉ_u、Ｖ相電流ｉ_v及びＷ相電流ｉ_wの夫々（或いはそれらを総称したもの）を相電流とも呼ぶ。また、相電流において、端子１２ｕ、１２ｖ又は１２ｗから中性点１４に流れ込む方向の電流の極性を正とし、中性点１４から流れ出す方向の電流の極性を負とする。

インバータ２において、下アーム９ｕ、９ｖ及び９ｗの低電圧側は共通結線されて直流電源４の負出力端子４ｂに接続される。下アーム９ｕ、９ｖ及び９ｗの低電圧側が共通結線される配線を母線１３といい、母線１３に流れる電流を母線電流という。母線電流は直流成分を有するため、それを直流電流と解釈することもできる。

図１には示されていないが、当該モータ駆動システムには、更に電流センサが設けられている。この電流センサは、インバータ２とモータ１との間、又は、インバータ２と直流電源４との間に設けられる。モータ１の電流情報を表す電流センサの出力信号は、制御部３に与えられて、制御部３によるベクトル制御に利用される（詳細は後述）。

次に、各種の状態量（状態変数）の説明及び定義等を行う。図２は、モータ１の解析モデル図である。図２には、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の電機子巻線固定軸（以下、それらを、単に、Ｕ相軸、Ｖ相軸及びＷ相軸とも呼ぶ）が示されている。６ａは、モータ１の回転子６に設けられた永久磁石である。永久磁石６ａが作る磁束と同じ速度で回転する回転座標系において、永久磁石６ａが作る磁束の方向をｄ軸にとる。また、図示していないが、ｄ軸から電気角で９０度進んだ位相にｑ軸をとる。

また、モータ１のベクトル制御を行うに際して回転子位置検出用の位置センサを用いない場合は、真のｄ軸及びｑ軸が不明であるため、制御上の推定軸が定義される。ｄ軸に対応する制御上の推定軸をγ軸とし、ｑ軸に対応する制御上の推定軸をδ軸とする。δ軸は、γ軸から電気角で９０度進んだ軸である（図２において不図示）。通常、ベクトル制御は、γ軸及びδ軸がｄ軸及びｑ軸と一致するように実施される。ｄ軸とｑ軸は、実軸の回転座標系の座標軸であり、それらを座標軸に選んだ座標をｄｑ座標とよぶ。γ軸とδ軸は、制御上の回転座標系（推定回転座標系）の座標軸であり、それらを座標軸に選んだ座標をγδ座標とよぶ。

ｄ軸（及びｑ軸）は回転しており、その回転速度（電気角速度）を実モータ速度ωと呼ぶ。γ軸（及びδ軸）も回転しており、その回転速度（電気角速度）を推定モータ速度ω_eと呼ぶ。また、ある瞬間の回転しているｄｑ座標において、ｄ軸の位相をＵ相の電機子巻線固定軸を基準としてθ（実回転子位置θ）により表す。同様に、ある瞬間の回転しているγδ座標において、γ軸の位相をＵ相の電機子巻線固定軸を基準としてθ_e（推定回転子位置θ_e）により表す。そうすると、ｄ軸とγ軸との軸誤差Δθは、Δθ＝θ―θ_eで表される。

また、インバータ２からモータ１に印加される全体のモータ電圧をＶ_aにて表し、インバータ２からモータ１に供給される全体のモータ電流をＩ_aにて表す。そして、
モータ電圧Ｖ_aのγ軸成分、δ軸成分、ｄ軸成分及びｑ軸成分を、それぞれγ軸電圧ｖγ、δ軸電圧ｖδ、ｄ軸電圧ｖ_d及びｑ軸電圧ｖ_qで表し、
モータ電流Ｉ_aのγ軸成分、δ軸成分、ｄ軸成分及びｑ軸成分を、それぞれγ軸電流ｉγ、δ軸電流ｉδ、ｄ軸電流ｉ_d及びｑ軸電流ｉ_qで表す。

以下に、本発明の第１〜第４実施例を説明する。各実施例にて記載された事項は、矛盾なき限り、他の実施例にも適用される。

＜＜第１実施例＞＞
まず、第１実施例について説明する。図３は、第１実施例に係るモータ駆動システムの全体構成ブロック図である。図３において、図１と同一の部分には同一の符号を付す。

図３のモータ駆動システムは、モータ１、インバータ２、直流電源４及び電流センサ（電流検出素子）５を備えていると共に、図１の制御部３を形成する「電流検出部２１、電流推定器２２、速度制御部２３、磁束制御部２４、電流制御部２５、座標変換器２６、速度推定器２７及び積分器２８」を備えている。

電流センサ５は、インバータ２とモータ１との間に設けられ、インバータ２とモータ１間に流れる３相の相電流（ｉ_u、ｉ_v及びｉ_w）の内の１相の相電流を検出する。つまり、電流センサ５は、ｉ_u、ｉ_v及びｉ_wの何れか１つを検出する（図１参照）。電流センサ５は、インバータ２と端子１２ｕ、１２ｖ又は１２ｗとを接続する線路に介在するカレントトランス又はシャント抵抗である。

電流センサ５は、電流検出部２１に接続されている。電流センサ５は、検出した相電流の電流値を表すアナログの検出信号を電流検出部２１に出力する。電流検出部２１は、電流センサ５の出力信号（検出信号）を適切なサンプリング周期にてデジタル信号に変換し、順次、該デジタル信号を電流推定器２２に出力する。電流センサ５が検出した相電流をｉ_Xで表した場合、デジタル信号によって表されたｉ_x（ｉ_xの電流値）が電流検出部２１から電流推定器２２に送られることになる。ｉ_Xは、電流の極性をも特定する。即ち、インバータ２から中性点１４に向かう電流が固定子７に供給された場合、ｉ_Xは正となり、中性点１４から出て行く電流が供給された場合、ｉ_Xは負となる。

電流推定器２２は、電流検出部２１からのｉ_X等を参照して、γ軸電流ｉγ及びδ軸電流ｉδを算出する（詳細は後述）。

図３のモータ駆動システムには、外部から、モータ１（回転子６）を所望の回転速度で回転させるための指令値（外部指令）としてモータ速度指令値ω^*が与えられる。

速度制御部２３には、モータ速度指令値ω^*と速度推定器２７によって推定された推定モータ速度ω_eとの差、即ち、速度誤差（ω^*−ω_e）が与えられる。速度制御部２３は、速度誤差（ω^*−ω_e）に基づいて、δ軸電流ｉδが追従すべきδ軸電流指令値ｉδ^*を算出する。例えば、比例積分制御によって（ω^*−ω_e）がゼロに収束するようにｉδ^*を算出する。

磁束制御部２４は、ｉδ^*及び／又はω_e等を必要に応じて参照しつつ、γ軸電流ｉγが追従すべきγ軸電流指令値ｉγ^*を算出する。例えば、最大トルク制御を実現するためのｉγ^*を算出する。

電流制御部２５は、磁束制御部２４からのｉγ^*と電流推定器２２からのｉγとの間の電流誤差（ｉγ^*−ｉγ）と、速度制御部２３からのｉδ^*と電流推定器２２からのｉδとの間の電流誤差（ｉδ^*−ｉδ）とが共にゼロに収束するように比例積分制御を行って、γ軸電圧ｖγ及びδ軸電圧ｖδが追従すべきγ軸電圧指令値ｖγ^*及びδ軸電圧指令値ｖδ^*を算出する。

座標変換器２６は、積分器２８からの推定回転子位置θ_eに基づいてｖγ^*及びｖδ^*を三相電圧指令値（ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*）に変換し、該三相電圧指令値をインバータ２に出力する。インバータ２は、該三相電圧指令値に従って三相電流をモータ１に供給する。

速度推定器２７は、ｉγ、ｉδ、ｖγ^*及びｖδ^*の全部又は一部を用いて、推定モータ速度ω_eを算出する。ω_eの算出法として様々な手法が知られており、その何れをも用いることができる。例えば、ｉγ、ｉδ及びｖγ^*（並びにｖδ^*）を用いてモータ１内に生じる誘起電圧を見積もることにより軸誤差Δθを算出し、軸誤差Δθがゼロに収束するように比例積分制御を行うことによりω_eを算出する。積分器２８は、ω_eを積分することによりθ_eを算出する。軸誤差Δθがゼロの時、ｉγ＝ｉ_d、ｉδ＝ｉ_q、ｖγ＝ｖ_d、且つ、ｖδ＝ｖ_q、となる。

電流推定器２２の機能について詳細に説明する。図４は、電流推定器２２の内部ブロック図である。電流推定器２２は、座標変換器４１及び４３と相電流選択器４２とを備える。電流推定器２２には、磁束制御部２４及び速度制御部２３からｉγ^*及びｉδ^*が与えられ、電流検出部２１からｉ_Xが与えられ、積分器２８からθ_eが与えられる。モータ駆動システム内で算出される各値（ｉγ^*、ｉδ^*、ｉ_X、θ_e等）は所定の更新周期で更新されるが、電流推定器２２は、最新（現時点）の各値を用いてｉγ及びｉδの算出を行う。

まず、座標変換器４１は、θ_eを用いて、２相の電流指令であるｉγ^*及びｉδ^*を３相の電流指令に変換する。即ち、下記式（１）に従って、３相の電流指令値ｉ_u ^*、ｉ_v ^*及びｉ_w ^*を算出する。ｉ_u ^*、ｉ_v ^*及びｉ_w ^*は、夫々、ｉ_u、ｉ_v及びｉ_wに対応する電流指令値である。

相電流選択器４２は、電流検出部２１（電流センサ５）によって検出された電流の相以外の２相を選択し、電流指令値ｉ_u ^*、ｉ_v ^*及びｉ_w ^*の内、選択した２相に対応する電流指令値をｉ_Y及びｉ_Zとして出力する。例えば、電流センサ５が検出する電流の相がＵ相である場合、ｉ_X＝ｉ_u且つｉ_Y＝ｉ_v ^*且つｉ_Z＝ｉ_w ^*、となる。ｉ_Y及びｉ_Zは、２相の電流指令ｉγ^*及びｉδ^*から推定された相電流と捉えられる。尚、本実施例では、電流センサ５がインバータ２とモータ１間に設けられているため、相電流選択器４２は、ｉ_Xが何れの相の電流を表しているかを予め認識している。

座標変換器４３は、下記式（２）に従って、電流検出部２１からのｉ_Xと相電流選択器４２からのｉ_Y及びｉ_Zとから成る３相電流を２相電流に変換し、これによってｉγ及びｉδを算出する。下記式（２）を用いる場合、ｉ_u ^*、ｉ_v ^*及びｉ_w ^*は、夫々、ｉ_u、ｉ_v及びｉ_wに読み替えられる。例えば、電流センサ５が検出する電流の相がＵ相である場合、式（２）のｉ_u、ｉ_v及びｉ_wとして、夫々、ｉ_X、ｉ_Y（＝ｉ_v ^*）及びｉ_Z（＝ｉ_w ^*）が用いられる。ここで算出されるｉγ及びｉδは、１相分の電流の検出値（ｉ_X）と２相の電流指令（ｉγ^*及びｉδ^*）から推定される電流であり、それらをベクトル制御のための制御電流と呼ぶこともできる。

尚、「相電流選択器４２は、電流検出部２１（電流センサ５）によって検出された電流の相以外の２相を選択し、電流指令値ｉ_u ^*、ｉ_v ^*及びｉ_w ^*の内、選択した２相に対応する電流指令値をｉ_Y及びｉ_Zとして出力する」と述べたが、これに代えて、以下のように処理しても良い。相電流選択器４２は、電流検出部２１（電流センサ５）によって検出された電流の相以外の２相の内、１相を選択する。そして、その２相の内、残りの１相の相電流は、ｉ_Xと選択した１相の相電流から算出するようにする。例えば、電流センサ５が検出する電流の相がＵ相であって且つ選択した１相がＶ相である場合、ｉ_X＝ｉ_u且つｉ_Y＝ｉ_v ^*となり、ｉ_Zは、ｉ_Z＝−ｉ_X−ｉ_Y、にて算出される。

このように、本実施例では、電流検出部２１（電流センサ５）によって検出された１相の相電流ｉ_Xと２相の電流指令であるｉγ^*及びｉδ^*とに基づいて、制御電流としての２相電流、即ち、ｉγ及びｉδを算出する。そして、制御電流（ｉγ及びｉδ）が電流指令（ｉγ^*及びｉδ^*）に追従するように、インバータ２を用いてモータ１をベクトル制御する。

＜＜第２実施例＞＞
次に、第２実施例について説明する。図５は、第２実施例に係るモータ駆動システムの全体構成ブロック図である。図５において、図１及び図３と同一の部分には同一の符号を付す。

図５のモータ駆動システムは、モータ１、インバータ２、直流電源４及び電流センサ（電流検出素子）５ａを備えていると共に、図１の制御部３を形成する「電流検出部２１ａ、電流推定器２２、速度制御部２３、磁束制御部２４、電流制御部２５、座標変換器２６、速度推定器２７及び積分器２８」を備えている。

図５のモータ駆動システムは、図３のモータ駆動システムにおける電流センサ５及び電流検出部２１が電流センサ５ａ及び電流検出部２１ａに置換されている点において図３のモータ駆動システムと相違しており、その他の点において両モータ駆動システムは同様である。相違点に関して詳細に説明する。尚、第１実施例に記載した事項を第２実施例に適用する場合、符号５と５ａの相違と符号２１と２１ａの相違は、適宜、無視される。

電流センサ５ａは、インバータ２と直流電源４との間に設けられ、インバータ２と直流電源４との間に流れる電流を検出する。より具体的には（図１参照）、電流センサ５ａは、母線１３に介在するシャント抵抗（又はカレントトランス）であり、母線１３に流れる母線電流（検出電流）を検出し、該母線電流の電流値を表すアナログの検出信号を電流検出部２１ａに出力する。尚、下アーム９ｕ、９ｖ及び９ｗの低電圧側と負出力端子４ｂとを接続する配線（即ち、母線１３）にではなく、上アーム８ｕ、８ｖ及び８ｗの高電圧側と正出力端子４ａとを接続する配線に電流センサ５ａを設けるようにしてもよい（図１参照）。

電流検出部２１ａは、電流センサ５ａに接続される。電流検出部２１ａは、ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*を参照しつつ、電流センサ５ａの出力信号（検出信号）を適切なタイミングでサンプリングする。サンプリングされた電流センサ５ａの出力信号（検出信号）は、デジタル信号に変換され、順次、電流推定器２２に送られる。電流センサ５ａが検出した相電流をｉ_Xで表した場合、デジタル信号によって表されたサンプリング時点のｉ_X（ｉ_Xの電流値）が電流検出部２１ａから電流推定器２２に送られることになる。また、この際、電流検出部２１ａは、ｉ_Xが何れの相の相電流であるかを表す相情報も電流推定器２２に送る。

図６〜図１０を参照して、ｉ_Xの検出原理の説明及び電流検出部２１ａの動作についての説明を行う。第２実施例では、所謂３相変調を行われ、モータ１に三相交流電圧が印加される。図６は、モータ１に印加される三相交流電圧の典型的な例を示す。図６において、１００ｕ、１００ｖ及び１００ｗは、夫々、モータ１に印加されるＵ相電圧ｖ_u、Ｖ相電圧ｖ_v及びＷ相電圧ｖ_wの波形を表す。Ｕ相電圧、Ｖ相電圧及びＷ相電圧の夫々を（或いはそれらを総称して）相電圧と呼ぶ。

図６に示す如く、Ｕ相電圧、Ｖ相電圧及びＷ相電圧の間の電圧レベルの高低関係は、時間の経過と共に変化していく。この高低関係は三相電圧指令値（ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*）によって定まり、インバータ２は三相電圧指令値に従って各相に対する通電パターンを決定する。図７に、この通電パターンを表として示す。図７の左側から第１列目〜第３列目に通電パターンを表す。第４列目については後述する。

通電パターンには、
Ｕ、Ｖ及びＷ相の下アームが全てオンの通電パターン「ＬＬＬ」と、
Ｗ相の上アームがオン且つＵ及びＶ相の下アームがオンの通電パターン「ＬＬＨ」と、
Ｖ相の上アームがオン且つＵ及びＷ相の下アームがオンの通電パターン「ＬＨＬ」と、
Ｖ及びＷ相の上アームがオン且つＵ相の下アームがオンの通電パターン「ＬＨＨ」と、
Ｕ相の上アームがオン且つＶ及びＷ相の下アームがオンの通電パターン「ＨＬＬ」と、
Ｕ及びＷ相の上アームがオン且つＶ相の下アームがオンの通電パターン「ＨＬＨ」と、
Ｕ及びＶ相の上アームがオン且つＷ相の下アームがオンの通電パターン「ＨＨＬ」と、
Ｕ、Ｖ及びＷ相の上アームが全てオンの通電パターン「ＨＨＨ」と、
がある（上アーム及び下アームの符号（８ｕ等）を省略して記載）。

図８に、３相変調を行う場合における、各相電圧の電圧レベルとキャリア信号との関係、並びに、その関係に応じたＰＷＭ信号及び母線電流の波形を示す。各相電圧の電圧レベルの高低関係は様々に変化するが、説明の具体化のため、図８は、図６に示す或るタイミング１０１に着目している。即ち、図８は、Ｕ相電圧の電圧レベルが最大であって且つＷ相電圧の電圧レベルが最小である場合を示している。電圧レベルが最大の相を「最大相」、電圧レベルが最小の相を「最小相」、電圧レベルが最大でも最小でもない相を「中間相」と呼ぶ。図８に示す状態では、最大相、中間相及び最小相は、夫々、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相となっている。図８において、符号ＣＳは各相電圧の電圧レベルと比較されるキャリア信号を表す。キャリア信号は周期的な三角波信号となっており、その信号の周期をキャリア周期という。尚、キャリア周期は、図６に示す三相交流電圧の周期よりも遥かに短いため、仮に図８に示すキャリア信号の三角波を図６上で表すと、その三角波は１本の線となって見える。また、図８に示す例では、各相に関し、ＰＷＭ信号がハイレベルにある時に上アームがオンとなる。

図９（ａ）〜（ｄ）を更に参照して相電流と母線電流との関係について説明する。図９は、図８の各タイミングにおける、電機子巻線周辺の等価回路である。

各キャリア周期の開始タイミング、即ちキャリア信号が最低レベルにあるタイミングをＴ０と呼ぶ。タイミングＴ０において、各相の上アーム（８ｕ、８ｖ及び８ｗ）はオンとされる。この場合、図９（ａ）に示す如く、短絡回路が形成されて直流電源４への電流の出入りがない状態となるため、母線電流はゼロとなる。

インバータ２は、ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*を参照して各相電圧の電圧レベルとキャリア信号を比較する。そして、キャリア信号のレベル（電圧レベル）の上昇過程において、最小相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングＴ１に至ると、最小相の下アームがオンとされ、図９（ｂ）に示す如く、最小相の電流が母線電流として流れる。図８に示す例の場合、タイミングＴ１から後述のタイミングＴ２に至るまでの間は、Ｗ相の下アーム９ｗがオンとなるため、Ｗ相電流（極性は負）が母線電流として流れる。

更にキャリア信号のレベルが上昇して中間相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングＴ２に至ると、最大相の上アームがオン且つ中間相及び最小相の下アームがオンとなって、図９（ｃ）に示す如く、最大相の電流が母線電流として流れる。図８に示す例の場合、タイミングＴ２から後述のタイミングＴ３に至るまでの間は、Ｕ相の上アーム８ｕがオン且つＶ相及びＷ相の下アーム９ｖ及び９ｗがオンとなるため、Ｕ相電流（極性は正）が母線電流として流れる。

更にキャリア信号のレベルが上昇して最大相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングＴ３に至ると、全ての相の下アームがオンとなって、図９（ｄ）に示す如く、短絡回路が形成されて直流電源４への電流の出入りがない状態となるため、母線電流はゼロとなる。

タイミングＴ３と後述するタイミングＴ４の中間タイミングにおいて、キャリア信号が最大レベルに達した後、キャリア信号のレベルは下降していく。キャリア信号のレベルの下降過程では、図９（ｄ）、（ｃ）、（ｂ）及び（ａ）に示す状態が、この順番で訪れる。即ち、キャリア信号のレベルの下降過程において、最大相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングをＴ４、中間相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングをＴ５、最小相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングをＴ６、次のキャリア周期の開始タイミングをＴ７とすると、タイミングＴ４−Ｔ５間、タイミングＴ５−Ｔ６間、タイミングＴ６−Ｔ７間は、夫々、タイミングＴ２−Ｔ３間、タイミングＴ１−Ｔ２間、タイミングＴ０−Ｔ１間と同じ通電パターンとなる。

従って例えば、タイミングＴ１−Ｔ２間或いはＴ５−Ｔ６間で母線電流を検出すれば、母線電流から最小相の電流を検出することができ、タイミングＴ２−Ｔ３間或いはＴ４−Ｔ５間で母線電流を検出すれば、母線電流から最大相の電流を検出することができる。また、中間相の電流は、三相電流の総和が０になることを利用して計算で得ることができる。図７の表の第４列目には、各通電パターンにおいて母線電流として流れる電流の相を、電流極性付きで示している。例えば、図７の表の８行目に対応する通電パターン「ＨＨＬ」においては、母線電流としてＷ相電流（極性は負）が流れる。

Ｕ相が最大相且つＷ相が最小相の場合を例に挙げたが、最大相、中間相及び最小相の組み合わせは、６通りある。図１０に、この組み合わせを表として示す。Ｕ相電圧、Ｖ相電圧及びＷ相電圧を、夫々、ｖ_u、ｖ_v及びｖ_wで表した場合において、
ｖ_u＞ｖ_v＞ｖ_w、が成立する状態を第１モード、
ｖ_v＞ｖ_u＞ｖ_w、が成立する状態を第２モード、
ｖ_v＞ｖ_w＞ｖ_u、が成立する状態を第３モード、
ｖ_w＞ｖ_v＞ｖ_u、が成立する状態を第４モード、
ｖ_w＞ｖ_u＞ｖ_v、が成立する状態を第５モード、
ｖ_u＞ｖ_w＞ｖ_v、が成立する状態を第６モード、
と呼ぶ。図８及び図９に示した例は、第１モードに対応している。また、図１０には、各モードにおいて検出される電流の相も示されている。

Ｕ相電圧指令値ｖ_u ^*、Ｖ相電圧指令値ｖ_v ^*及びＷ相電圧指令値ｖ_w ^*は、具体的には、夫々、カウンタの設定値ＣｎｔＵ、ＣｎｔＶ及びＣｎｔＷとして表される。相電圧が高いほど、大きな設定値が与えられる。例えば、第１モードにおいては、ＣｎｔＵ＞ＣｎｔＶ＞ＣｎｔＷ、が成立する。

モータ駆動システム（例えば図１の制御部３）内に設けられたカウンタ（不図示）は、キャリア周期ごとに、タイミングＴ０を基準としてカウント値を０からアップカウントする。そして、そのカウント値がＣｎｔＷに達した時点でＷ相の上アーム８ｗがオンの状態から下アーム９ｗがオンの状態に切り替えられ、そのカウント値がＣｎｔＶに達した時点でＶ相の上アーム８ｖがオンの状態から下アーム９ｖがオンの状態に切り替えられ、そのカウント値がＣｎｔＵに達した時点でＵ相の上アーム８ｕがオンの状態から下アーム９ｕがオンの状態に切り替えられる。キャリア信号が最大レベルに達した後は、カウント値はダウンカウントされ、逆の切り替え動作が行われる。

従って、第１モードにおいては、上記のカウンタ値がＣｎｔＷに達した時点がタイミングＴ１に対応し、ＣｎｔＶに達した時点がタイミングＴ２に対応し、ＣｎｔＵに達した時点がタイミングＴ３に対応することになる。このため、第１モードにおいては、カウンタ値がアップカウントされている状態で、カウンタ値がＣｎｔＷより大きく且つＣｎｔＶより小さいタイミングに電流センサ５ａの出力信号をサンプリングすることにより母線電流として流れるＷ相電流（極性は負）を検出することができ、カウンタ値がＣｎｔＶより大きく且つＣｎｔＵより小さいタイミングに電流センサ５ａの出力信号をサンプリングすることにより、母線電流として流れるＵ相電流（極性は正）を検出することができる。第２〜第６モードについても同様である。

上述の原理に基づき母線電流から各相電流を検出することができるのであるが、図８を参照して理解されるように、例えば最大相と中間相の電圧レベルが接近するとタイミングＴ２−Ｔ３間及びＴ４−Ｔ５間の時間長さが短くなる。母線電流は電流センサ５ａからのアナログ出力信号をデジタル信号に変換することによって検出されるが、この時間長さが極端に短いと、必要なＡ／Ｄ変換時間やリンギング（スイッチングに由来して生じる電流脈動）の収束時間を確保できなくなって、最大相の相電流を検出できなくなる。同様に、最小相と中間相の電圧レベルが接近すると、最小相の相電流を検出できなくなる。

しかしながら、２つの相電圧が接近しても１つの相電流を検出することは可能であり、第１実施例で説明したように、電流推定器２２に、この１相分の相電流の検出結果を与えることでｉγ及びｉδを算出することは可能である。

電流検出部２１ａは、１相分の相電流を検出するために、図８のタイミングＴ１−Ｔ２間、タイミングＴ２−Ｔ３間、タイミングＴ４−Ｔ５間、或いは、タイミングＴ５−Ｔ６間のタイミングにおける電流センサ５ａの出力信号をサンプリングする。この際、電流検出部２１ａは、ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*（ＣｎｔＵ、ＣｎｔＶ及びＣｎｔＷ）を参照する。

例えば、電流検出部２１ａは、原則として、タイミングＴ１とＴ２の間のタイミングにおける電流センサ５ａの出力信号をサンプリングすることにより、最小相の相電流をｉ_xとして検出する。そして、最小相と中間相の電圧レベル差が所定のレベル差閾値以下であったなら、例外的に、タイミングＴ２とＴ３の間のタイミングにおける電流センサ５ａの出力信号をサンプリングすることにより、最大相の相電流をｉ_xとして検出する。尚、タイミングＴ１とＴ２の間のタイミングとは、図８に示す例の場合、カウンタのカウント値がＣｎｔＷとＣｎｔＶの間にあるタイミングを意味する。タイミングＴ２とＴ３の間のタイミングとは、図８に示す例の場合、カウンタのカウント値がＣｎｔＶとＣｎｔＵの間にあるタイミングを意味する。

また、電流検出部２１ａは、ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*の高低関係（大小関係）から現時点が属するモードが第１〜第６モードの何れであるかを特定することにより、ｉ_xが何れの相の相電流であるかを表す相情報を作成する。また、ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*の高低関係からｉ_Xの極性も特定される。

図５のモータ駆動システムにおいて、電流推定器２２等の動作は、第１実施例と同様である。図５の電流推定器２２は、ｉγ^*及びｉδ^*並びにθ_eと電流検出部２１ａからのｉ_Xとに基づいて、ｉγ及びｉδの算出を行う。図５の電流推定器２２における相電流選択器４２（図４参照）は、上記の相情報を参照してｉ_Xが何れの相の電流を表しているかを認識する。

このように第２実施例では、三相電圧指令値（ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*）と母線電流からｉ_Xを検出すると共に上記相情報を決定する。

尚、インバータ２に含まれる三相分のスイッチング素子のスイッチングパターンは、２相の電流指令であるｉγ^*及びｉδ^*と制御電流を表すｉγ及びｉδとに基づいて算出された三相電圧指令値によって特定される。スイッチングパターンは、キャリア信号との関係において、各スイッチング素子（図１の８ｕ等）が何れのタイミングでオン又はオフとするかを特定する。

＜＜第３実施例＞＞
次に、第３実施例について説明する。第３実施例に係るモータ駆動システムの全体構成ブロック図は、図５と同様であるので、それの重複する図示を省略する。但し、第２実施例では３相変調が行われるのに対し、第３実施例では２相変調が行われる。

３相変調との関係において、２相変調を説明する。まず、３相変調を行う場合の各相電圧は、下記式（３ａ）、（３ｂ）及び（３ｃ）のように表される。ここで、ｖ_u1、ｖ_v1及びｖ_w1は、夫々、３相変調を行う場合におけるＵ相電圧、Ｖ相電圧及びＷ相電圧を表し、夫々、３相変調を行う場合におけるｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*に等しい。また、Ｅは、直流電源４が出力する直流電圧の大きさを表す。Ｍは、各相電圧の振幅を定める変数であり、０≦Ｍ≦１、が成立する。

本実施例に係る２相変調は、３相の電圧の最小相の電圧だけ各相の電圧（指令電圧）をシフトする変調方式であり、この２相変調を行うと、最小相に対するＰＷＭ信号のパルス幅は常にゼロとなる（従って、最小相に対する下アームが常にオンとなる）。このため、本実施例に係る２相変調では、インバータ２に含まれる３相分のスイッチング素子の内、最小相に対応する１相分のスイッチング素子（例えば、最小相がＷ相の場合は、図１の８ｗと９ｗ）のスイッチングを止めるように、三相電圧指令値（ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*）が作成される。

本実施例に係る２相変調を行う場合におけるＵ相電圧、Ｖ相電圧及びＷ相電圧を、それぞれｖ_u2、ｖ_v2及びｖ_w2とした場合、ｖ_u1、ｖ_v1及びｖ_w1からｖ_u2、ｖ_v2及びｖ_w2への変換式は、例えば、下記式（４ａ）、（４ｂ）及び（４ｃ）となる。ここで、ｍｉｎ（ｖ_u1, ｖ_v1, ｖ_w1）は、最小相の電圧、即ち、ｖ_u1、ｖ_v1及びｖ_w1の内の最小値を表す。

図１１（ａ）に、３相変調を行った場合における各相電圧の電圧波形を示し、図１１（ｂ）に、式（４ａ）、（４ｂ）及び（４ｃ）に基づく２相変調を行った場合における各相電圧の電圧波形を示す。

また、図１２に、本実施例に係る２相変調を行う場合における、各相電圧の電圧レベルとキャリア信号との関係、並びに、その関係に応じたＰＷＭ信号及び母線電流の波形を示す。図１２は、最大相、中間相及び最小相が、夫々、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相である場合を示している。また、図１２に示す例では、各相に関し、ＰＷＭ信号がハイレベルにある時に上アームがオンとなる（アクティブハイ）。

上述の説明からも明らかなように、本実施例に係る２相変調を行う場合、キャリア信号のレベル（電圧レベル）の上昇過程において最小相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングは存在しない。即ち、図８のタイミングＴ１に相当するタイミングは存在しない。同様に、図８のタイミングＴ６に相当するタイミングは存在しない。

そして、図１２からも分かるように、最小相に対するスイッチング素子のスイッチングは停止されており、キャリア信号のレベルが最小となるタイミング（Ｔ０又はＴ７）では、最小相に対するＰＷＭ信号だけがローレベルとなる。即ち、図１２の例では、そのタイミングにおいて、３相分の下アームの内、Ｗ相の下アーム９ｗ（図１参照）だけがオンとなる。従って、そのタイミングで電流センサ５ａの出力信号をサンプリングすれば、常に最小相の電流を検出することが可能である。

第３実施例に係るモータ駆動システムは、この特性を考慮して動作する。具体的には、第３実施例に係る座標変換器２６は、θ_eに基づき２相の電圧指令であるｖγ^*及びｖδ^*を三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*に変換する際、２相変調を行うべく、例えば、上記式（４ａ）〜（４ｃ）に基づくｖ_u2、ｖ_v2及びｖ_w2を、ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*とする。

そして、第３実施例に係る電流検出部２１ａは、キャリア信号のレベルが最小となるタイミングで、即ち、カウンタのカウント値が０となっているタイミングで、電流センサ５ａの出力信号をサンプリングすることにより、最小相の相電流をｉ_xとして検出する。また、第２実施例と同様、電流検出部２１ａは、ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*の高低関係（大小関係）に基づいて、最小相が何れの相であるかを特定すると共にｉ_xが何れの相の相電流であるかを表す相情報を決定する。また、ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*の高低関係からｉ_Xの極性も特定される。

電流推定器２２等の動作は、第１及び第２実施例と同様である。第３実施例に係る電流推定器２２は、ｉγ^*及びｉδ^*並びにθ_eと電流検出部２１ａからのｉ_Xとに基づいて、ｉγ及びｉδの算出を行う。相電流選択器４２（図４参照）は、上記の相情報を参照してｉ_Xが何れの相の電流を表しているかを認識する。

＜＜第４実施例＞＞
次に、第４実施例について説明する。第４実施例に係るモータ駆動システムの全体構成ブロック図は、図５と同様であるので、それの重複する図示を省略する。第４実施例でも、第３実施例と同様、２相変調が行われるが、第４実施例に係る２相変調と第３実施例に係るそれとは若干相違する。

本実施例に係る２相変調は、３相の電圧の最大相の電圧だけ各相の電圧（指令電圧）をシフトする変調方式であり、この２相変調を行うと、最大相に対するＰＷＭ信号のパルス幅は常に最大となる（従って、最大相に対する上アームが常にオンとなる）。このため、本実施例に係る２相変調では、インバータ２に含まれる３相分のスイッチング素子の内、最大相に対応する１相分のスイッチング素子（例えば、最大相がＵ相の場合は、図１の８ｕと９ｕ）のスイッチングを止めるように、三相電圧指令値（ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*）が作成される。

本実施例に係る２相変調を行う場合におけるＵ相電圧、Ｖ相電圧及びＷ相電圧を、それぞれｖ_u3、ｖ_v3及びｖ_w3とした場合、ｖ_u1、ｖ_v1及びｖ_w1からｖ_u3、ｖ_v3及びｖ_w3への変換式は、例えば、下記式（５ａ）、（５ｂ）及び（５ｃ）となる。ここで、ｍａｘ（ｖ_u1, ｖ_v1, ｖ_w1）は、最大相の電圧、即ち、ｖ_u1、ｖ_v1及びｖ_w1の内の最大値を表す。

式（５ａ）、（５ｂ）及び（５ｃ）に基づく２相変調を行った場合、各相電圧の電圧波形は、図１１（ｂ）のそれの上下を反転させたような電圧波形となる。

図１３に、本実施例に係る２相変調を行う場合における、各相電圧の電圧レベルとキャリア信号との関係、並びに、その関係に応じたＰＷＭ信号及び母線電流の波形を示す。図１３は、最大相、中間相及び最小相が、夫々、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相である場合を示している。図１３に示す例でも、各相に関し、ＰＷＭ信号がハイレベルにある時に上アームがオンとなる（アクティブハイ）。

本実施例に係る２相変調を行う場合、最大相の電圧レベルはキャリア信号の最大レベルと一致する。そして、最大相に対するスイッチング素子のスイッチングは停止されており、図１３からも分かるように、キャリア信号のレベルが最大となるタイミングでは最大相に対するＰＷＭ信号だけがハイレベルとなる。即ち、図１３の例では、キャリア信号のレベルが最大となるタイミングにおいて、３相分の上アームの内、最大相の上アームだけがオンとなる。従って、そのタイミングで電流センサ５ａの出力信号をサンプリングすれば、常に最大相の電流を検出することが可能である。

第４実施例に係るモータ駆動システムは、この特性を考慮して動作する。具体的には、第４実施例に係る座標変換器２６は、θ_eに基づき２相の電圧指令であるｖγ^*及びｖδ^*を三相電圧指令値ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*に変換する際、２相変調を行うべく、例えば、上記式（５ａ）〜（５ｃ）に基づくｖ_u3、ｖ_v3及びｖ_w3を、ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*とする。

そして、第４実施例に係る電流検出部２１ａは、キャリア信号のレベルが最大となるタイミングで、即ち、カウンタのカウント値が最大値をとるタイミングで、電流センサ５ａの出力信号をサンプリングすることにより、最大相の相電流をｉ_xとして検出する。また、第２実施例と同様、電流検出部２１ａは、ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*の高低関係（大小関係）に基づいて、最大相が何れの相であるかを特定すると共にｉ_xが何れの相の相電流であるかを表す相情報を決定する。また、ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*の高低関係からｉ_Xの極性も特定される。

電流推定器２２等の動作は、第１及び第２実施例と同様である。第４実施例に係る電流推定器２２は、ｉγ^*及びｉδ^*並びにθ_eと電流検出部２１ａからのｉ_Xとに基づいて、ｉγ及びｉδの算出を行う。相電流選択器４２（図４参照）は、上記の相情報を参照してｉ_Xが何れの相の電流を表しているかを認識する。

尚、上述したように、キャリア信号が最低レベル又は最大レベルとなるタイミングで最小相又は最大相の電流を検出できるのではあるが、それ以外のタイミングで電流センサ５ａの出力信号をサンプリングすることも可能である。つまり、例えば第３実施例において、ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*を参照して、タイミングＴ０―Ｔ２間、タイミングＴ２−Ｔ３間、タイミングＴ４−Ｔ５間、或いは、タイミングＴ５−Ｔ７間のタイミングを特定し、その特定したタイミングで電流センサ５ａの出力信号をサンプリングすることにより、最小相又は最大相の相電流をｉ_xとして検出することも可能である。この場合も、電流検出部２１ａは、ｖ_u ^*、ｖ_v ^*及びｖ_w ^*を参照して最小相又は最大相が何れの相であるかを特定し、その特定内容に従って、ｉ_xが何れの相の相電流であるかを表す相情報を決定する。

第１〜第４実施例によれば、まず、電流センサが１つで済むためコストダウンが図られる。そして、電流指令を用いて検出した相以外の相電流を推定するため、上記特許文献２に記載の手法にて生じるような電流の位相遅れは生じず、安定したセンサレスベクトル制御が実現可能となる。

また、従来の１シャント電流検出方式では１つのキャリア周期内で２回のサンプリングを行う必要があるが、第２、第３又は第４実施例では１回のサンプリングを行うだけで済むため、Ａ／Ｄ変換（アナログ−デジタル変換）の高速性に対する要求が緩和されると共に２つの相電圧が重なっても３相電流の推定が可能である。

また、１回のサンプリングを行うにしても、通常、厳密なサンプリングタイミングの計算が必要となるが、第３又は第４実施例によれば、このようなサンプリングタイミングの計算が不要となる。このため、例えば、図１の制御部３を汎用マイクロコンピュータ等に組み込まれたソフトウェア（プログラム）を用いて実現した場合、プログラムの高速化が可能となる。

＜＜変形等＞＞
本発明を適用したモータ駆動システムの実施例を上述したが、本発明は、様々な変形例（又は他の実施例）を含む。以下に、変形例（又は他の実施例）又は注釈事項として、注釈１〜注釈７を記す。各注釈に記載した内容は、矛盾なき限り、任意に組み合わせることが可能である。

［注釈１］
上述の各実施例では、ｄ軸及びｑ軸が推定されるように（即ち、γ軸及びδ軸がｄ軸及びｑ軸に一致するように）モータ１をベクトル制御しているが、推定される軸はｄ軸及びｑ軸以外であってもよい。例えば、本出願人が提案するｄｍ軸及びｑｍ軸を推定するようにしてもよい。ｑｍ軸は、最大トルク制御を実現する際にモータ１に供給されるべき電流ベクトルの向きと向きが一致する回転軸であり、ｄｍ軸は、ｑｍ軸から電気角で９０度遅れた軸である。

ｄｍ軸及びｑｍ軸に関する詳細な説明は、日本国特許出願番号２００６−１７７６４６の明細書等に記載されていると共に上記非特許文献１にも記載されており、ｄｍ軸及びｑｍ軸を推定する場合、図３等の速度推定器２７は、それらの文献に記載された手法に従ってγ軸（及びδ軸）がｄｍ軸（及びｑｍ軸）に追従するように推定モータ速度ω_eを算出する。

［注釈２］
上述の各実施例では、回転子位置検出用の位置センサが設けられていない所謂センサレス制御を実行するモータ駆動システムを取り扱ったが、本発明は、位置センサが設けられている場合にも適用可能である。この場合、モータ速度を推定する（即ち、ω_eを算出する）ための速度推定器２７及び回転子位置を推定する（即ち、θ_eを算出する）ための積分器２８（図３等参照）は、実回転子位置θを検出するための位置センサ（不図示）及びθを微分して実モータ速度ωを検出する微分器（不図示）に置き換えられる。

尚、位置センサを設けてθ及びωを検出する場合、各実施例の説明文及び各式における「γ」、「δ」、「θ_e」及び「ω_e」は、夫々「ｄ」、「ｑ」、「θ」及び「ω」に読み替えられる。

［注釈３］
第１実施例は、電流センサ５がインバータ２とモータ１間に設けられているため（図３参照）、当然、インバータ２における変調方式に依存しない。３相変調を用いても２相変調を用いても、各相の電機子巻線に流れる電流は同じだからである。

［注釈４］
また、上述のモータ駆動システムを構成する各部位は、必要に応じてモータ駆動システム内で生成される値の全てを自由に利用可能となっている。

［注釈５］
また、制御部３（図１参照）の機能の一部または全部は、例えば汎用マイクロコンピュータ等に組み込まれたソフトウェア（プログラム）を用いて実現される。ソフトウェアを用いて制御部３を実現する場合、制御部３の各部の構成を示すブロック図は機能ブロック図を表すこととなる。勿論、ソフトウェア（プログラム）ではなく、ハードウェアのみによって制御部３を構成しても構わない。

［注釈６］
また、例えば、制御部３は、モータ制御装置として機能する。モータ制御装置内に、図３又は図５の電流センサ５又は５ａが含まれていると考えても構わない。また例えば、図３等の速度制御部２３及び磁束制御部２４は、電流指令（ｉγ^*及びｉδ^*）を作成する電流指令作成手段として機能する。また例えば、座標変換器２６は、三相電圧指令作成手段として機能する。

［注釈７］
また、本明細書では、記述の簡略化上、記号（ｉγなど）のみの表記によって、その記号に対応する状態量（状態変数）などを表現している場合もある。即ち、本明細書では、例えば、「ｉγ」と「γ軸電流ｉγ」は同じものを指す。

また、本明細書等において下記の点に留意すべきである。上記の数ｍ（ｍは１以上の整数）と表記した墨付きかっこ内の式（式（２）等）の記述又は図面において、所謂下付き文字として表現されているγ及びδは、それらの墨付きかっこ外において、下付き文字でない標準文字として表記されうる。このγ及びδの下付き文字と標準文字との相違は無視されるべきである。

本発明は、モータを用いるあらゆる電気機器に好適である。特に、冷蔵庫用の圧縮機、空気調和機、電動車などに好適である。

本発明の実施の形態に係るモータ駆動システムの全体構成ブロック図である。 図１のモータの解析モデル図である。 本発明の第１実施例に係るモータ駆動システムの全体構成ブロック図である。 図３の電流推定器の内部ブロック図である。 本発明の第２実施例に係るモータ駆動システムの全体構成ブロック図である。 図５のモータに印加される三相交流電圧の電圧波形例を示す図である。 図５のモータに対する通電パターンと、各通電パターンと母線電流との関係を表として示した図である。 第２実施例に係り、３相変調を行う場合における、各相電圧の電圧レベルとキャリア信号との関係、並びに、その関係に応じたＰＷＭ信号及び母線電流の波形を示す図である。 図８の各タイミングにおける、モータの電機子巻線周辺の等価回路図である。 図５のモータにおける各相電圧の高低関係の組み合わせ（モード）及び各組み合わせにおいて検出される電流の相を、表として示した図である。 ３相変調を行った場合における各相電圧の電圧波形と、２相変調を行った場合における各相電圧の電圧波形と、を示す図である。 第３実施例に係り、２相変調を行う場合における、各相電圧の電圧レベルとキャリア信号との関係、並びに、その関係に応じたＰＷＭ信号及び母線電流の波形を示す図である。 第４実施例に係り、図１２の変形例に相当する図である。

符号の説明

１ モータ
２ インバータ
３ 制御部
４ 直流電源
５、５ａ 電流センサ
６ 回転子
７ 固定子
７ｕ、７ｖ、７ｗ 電機子巻線
２１、２１ａ 電流検出部
２２ 電流推定器
２３ 速度制御部
２４ 磁束制御部
２５ 電流制御部
２６ 座標変換器

Claims (2)

1. インバータからモータに供給される三相の相電流の内の、一相の相電流を検出する電流検出手段と、
   前記モータに供給されるべき電流を表す電流指令を用いて、検出された相以外の相の相電流を推定し、その推定した相電流と前記一相の相電流から前記電流指令に対応する制御電流を算出する電流推定手段と、
   を備え、
   前記モータの回転子に設けられた永久磁石が作る磁束の向きに対応する回転軸をｄ軸とし、該ｄ軸に直交する回転軸をｑ軸とした場合、
   前記電流指令は、前記電流指令のｄ軸及びｑ軸成分であるｉγ*及びｉδ*から形成され、
   前記制御電流は、前記制御電流のｄ軸及びｑ軸成分であるｉγ及びｉδから形成され、
   前記電流推定手段は、検出又は推定された前記モータの回転子位置θeに基づいて前記ｉγ*及び前記ｉδ*を
   

   

   
   に基づいて、
   前記三相の相電流に対する三相電流指令ｉu*，ｉv*，ｉw*に変換する第１の座標変換手段と、
   前記三相電流指令ｉu*，ｉv*，ｉw*から二相の電流指令を前記電流検出手段によって検出された相以外の相の相電流として選択する選択手段
   とを備え、
   前記選択手段により選択された二相の相電流と前記電流検出手段によって検出された前記一相の相電流とに基づく三相の相電流を
   ｉu＝ｉx，ｉv＝ｉy＝ｉv*，ｉw＝ｉz＝ｉw*
   

   

   により
   前記回転子位置に基づいて座標変換して前記ｉγ及びｉδを算出し、ｉγ及びｉδが前記ｉγ*及び前記ｉδ*に追従するように前記インバータを介して前記モータを制御することを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記インバータは、ＰＷＭインバータであって、
   前記電流検出手段は、前記インバータに電力を供給する直流電源と前記インバータとの間に流れる電流を検出する電流センサに接続され、該電流センサの検出結果に基づいて前記一相の相電流を検出し、
   前記インバータに含まれる三相分のスイッチング素子のスイッチングパターンを特定する三相電圧指令を、前記電流指令と前記制御電流に基づいて作成する三相電圧指令作成手段を備え、
   前記三相電圧指令は、一相分のスイッチング素子のスイッチングを止めるように作成し、当該作成された三相電圧指令と周期的に変動する三角波状のキャリア信号とを比較することによって、各スイッチング素子をスイッチングさせ、
   前記電流検出手段は、前記キャリア信号が最大レベル又は最低レベルとなるタイミングにて、前記電流センサによって検出される前記電流の電流値を表す検出信号をサンプリングし、そのサンプリングした前記検出信号に基づいて前記一相の相電流を検出することを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。

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