JP4956123B2 - モータ制御装置 - Google Patents

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Description

本発明は、モータを駆動制御するモータ制御装置に関し、特に、電流センサを1つだけ用いたモータ制御装置に関する。

モータに三相交流電力を供給してモータをベクトル制御するためには、U相、V相及びW相の3相の内、2相分の電流(例えばU相電流及びV相電流)を検出する必要がある。2相分の電流を検出するために、通常、2つの電流センサ(カレントトランス等)が用いられるが、2つの電流センサの使用はモータを組み込んだシステム全体のコストアップを招く。

このため、従来より、インバータと直流電源間の母線電流(直流電流)を1つの電流センサにて検出し、その検出した母線電流から2相分の電流を検出する方式が提案されている。この方式は、1シャント電流検出方式(シングルシャント電流検出方式)とも呼ばれている。

1シャント電流検出方式では、PWM(Pulse Width Modulation)変調における三角波状のキャリア信号と各相電圧に対する電圧指令値とを比較し、キャリア信号と各電圧指令値が交差するタイミングでインバータ内のスイッチング素子をスイッチングさせる。そして、電圧の最小相と最大相の電流が母線電流として流れるタイミングを電圧指令値に基づいて計算し、そのタイミングでサンプリングした母線電流から3相電流を検出する。

しかしながら、1シャント電流検出方式では、電流センサのサンプリングタイミングを厳密に計算する必要があり、しかも、3相の相電圧の内の2相の相電圧が等しくなると、1つのキャリア周期内で2相分の電流を検出することができない。2相分の電流を検出できなければ、3相電流を検出することはできず、モータをベクトル制御することができない。

そこで、1つの電流センサを用いて3相の内の1相の相電流を検出し、他の2相の相電流、又は、d軸電流及びq軸電流を推定等する手法が提案されている。

例えば、下記特許文献1に記載の手法では、検出した1相の相電流の電流値から状態方程式を用いてd軸電流及びq軸電流を算出し、ベクトル制御を行っている。しかしながら、状態方程式を解いてd軸電流及びq軸電流を算出(推定)する際、モータ定数が用いられており、モータ定数は温度に依存して変化するため、推定誤差が大きくなってしまう。

また、下記特許文献2に記載の手法では、検出された1相の相電流と推定された他の2相の相電流をdq変換してトルク電流と励磁電流を推定する。そして、そのトルク電流と励磁電流を1次遅れフィルタを用いて平均化してから逆dq変換して上記他の2相の相電流を推定し、この推定電流を入力側にフィードバックしている。この手法では、安定化のために挿入した1次遅れフィルタが、推定した電流の位相を遅らせることになるため、センサレス制御を行う場合、制御が不安定になってしまう。

また、下記特許文献3に記載の手法では、直流電源とインバータとの間の母線電流(直流電流)を検出し、その検出した母線電流を電力に関する式を用いて直接q軸電流に変換している。つまり、「検出した母線電流と直流電源による直流電圧との積」と、「d軸電流とd軸電圧の積と、q軸電流とq軸電圧の積と、の和」が等しい(或いは比例関係にある)ことに着目して、検出した母線電流からq軸電流を算出する。しかしながら、この手法では、d軸電流に対するフィードバック制御が行われていないため、センサレス制御を行う場合、制御が不安定になってしまう。

また、下記特許文献4に記載の手法では、1相の相電流の検出を行うと共にモータの回転子位置の検出を行う。そして、検出した1相の相電流がゼロとなる時の回転子位置を用いて電流の振幅とU相電流位相角を計算し、この計算結果を用いて他の2相の相電流を算出する。しかしながら、この手法では、検出した1相の相電流がゼロとなる時の回転子位置の検出が必要であり、また、モータ電流の制御周期はモータの回転周期と同じとなるため制御周期が遅くなって制御が不安定になる。

また、下記特許文献5に記載の手法では、1シャント電流検出方式において、2つの相電圧の差が小さい時、PWMにおけるキャリア周波数を下げる。それでも相電流の検出が困難な場合は、過去の電流情報から3相電流を推定するようにしている。より具体的には、過去の3相電流を変換して得たd軸電流及びq軸電流を3相に逆変換することにより、3相電流を推定している。しかしながら、現時点の電流情報と異なりうる過去の電流情報のみを利用して現時点の3相電流を推定するため、連続して過去の電流情報を利用すると制御が不安定になる。

尚、下記非特許文献1には、最大トルク制御軸に基づく永久磁石同期モータの位置センサレスベクトル制御に関する説明が記載されている。

特開平10−225199号公報 特開2001−145398号公報 特開2002−369574号公報 特開2004−159391号公報 特開2004−64903号公報 比田、他2名,「最大トルク制御軸に基づく永久磁石同期モータの位置センサレスベクトル制御」,平成18年電気学会産業応用部門大会講演論文集,電気学会産業応用部門,平成18年8月,p.385−388(I−385〜I−388)

このように、1つの電流センサを用いてベクトル制御を行う技術は、コストダウン等にとって有益ではあるものの、電流センサの個数の削減に由来する様々な問題を抱えている。

そこで本発明は、1つの電流センサを用いて、安定したモータ制御を実現するモータ制御装置及びモータ駆動システムを提供することを目的とする。

上記目的を達成するために本発明に係るモータ制御装置は、インバータからモータに供給される三相の相電流の内の、一相の相電流を検出する電流検出手段と、前記モータに供給されるべき電流を表す電流指令を用いて、検出された相以外の相の相電流を推定し、その推定した相電流と前記一相の相電流から前記電流指令に対応する制御電流を算出する電流推定手段と、を備え、前記制御電流が前記電流指令に追従するように前記インバータを介して前記モータを制御することを特徴とする。

一相の相電流を検出すれば足るため、電流センサは1つでよい。そして、電流指令と検出した相電流に基づいて制御されるべき電流を推定するため、上記特許文献2に記載の手法にて生じるような電流の位相遅れは生じず、安定したモータ制御が実現可能となる。

また例えば、上記モータ制御装置は、外部指令と検出又は推定されたモータ速度とに基づいて、前記電流指令を作成する電流指令作成手段を更に備えている。

そして具体的には例えば、前記モータの回転子に設けられた永久磁石が作る磁束の向きに対応する回転軸を第1軸とし、該第1軸に直交する回転軸を第2軸とした場合、前記電流指令は、前記電流指令の第1軸及び第2軸成分である第1及び第2電流指令から形成され、前記制御電流は、前記制御電流の第1軸及び第2軸成分である第1及び第2制御電流から形成され、前記電流推定手段は、検出又は推定された前記モータの回転子位置に基づいて前記第1及び第2電流指令を前記三相の相電流に対する三相電流指令に変換する座標変換手段を備え、前記三相電流指令を用いて前記電流検出手段によって検出された相以外の相の相電流を推定し、その推定した相電流と前記電流検出手段によって検出された前記一相の相電流とに基づく三相の相電流を前記回転子位置に基づいて座標変換して前記第1及び第2制御電流を算出する。

また例えば、前記電流検出手段は、前記インバータと前記モータとの間に流れる電流を検出する電流センサに接続され、該電流センサの検出結果に基づいて前記一相の相電流を検出する。

これに代えて例えば、前記電流検出手段は、前記インバータに電力を供給する直流電源と前記インバータとの間に流れる電流を検出する電流センサに接続され、該電流センサの検出結果に基づいて前記一相の相電流を検出する。

そして例えば、上記モータ制御装置は、前記インバータに含まれる三相分のスイッチング素子のスイッチングパターンを特定する三相電圧指令を、前記電流指令と前記制御電流に基づいて作成する三相電圧指令作成手段を更に備え、前記三相電圧指令は、一相分のスイッチング素子のスイッチングを止めるように作成される。

尚、例えば、三相分のスイッチング素子が、U相のスイッチング素子、V相のスイッチング素子及びW相のスイッチング素子から成る場合、前記三相電圧指令によってスイッチングが止められる前記一相分のスイッチング素子に対応する相は、U相、V相及びW相の間で、時々刻々と変化する。

更に例えば、前記インバータは、PWMインバータであって、前記三相電圧指令と周期的に変動する三角波状のキャリア信号とを比較することによって、各スイッチング素子をスイッチングさせ、前記電流検出手段は、前記キャリア信号が最大レベル又は最低レベルとなるタイミングにて、前記電流センサによって検出される前記電流の電流値を表す検出信号をサンプリングし、そのサンプリングした前記検出信号に基づいて前記一相の相電流を検出する。

通常、検出信号をサンプリングするタイミングを厳密に計算する必要があるが、上記のように構成すればサンプリングタイミングの計算が不要となる。このため、例えば、ソフトウェアを用いてモータ制御装置を形成する場合、プログラムの高速化が可能となる。

また、上記目的を実現するために本発明に係るモータ駆動システムは、モータと、前記モータを駆動するインバータと、前記インバータを制御することにより前記モータを制御する上記の何れかに記載のモータ制御装置と、を備えたことを特徴とする。

本発明によれば、1つの電流センサを用いて、安定したモータ制御が実現可能となる。

以下、本発明の実施の形態につき、図面を参照して具体的に説明する。参照される各図において、同一の部分には同一の符号を付し、同一の部分に関する重複する説明を原則として省略する。

後に第1〜第4実施例を説明するが、まず、各実施例に共通する事項及び各実施例にて参照される事項について説明する。

図1は、本発明の実施の形態に係るモータ駆動システムのブロック構成図である。図1のモータ駆動システムは、三相永久磁石同期モータ1(以下、単に「モータ1」と記す)と、PWM(Pulse Width Modulation)インバータ2(以下、単に「インバータ2」という)と、制御部3と、直流電源4と、を備える。直流電源4は、負出力端子4bを低電圧側として、正出力端子4aと負出力端子4bとの間に直流電圧を出力する。

モータ1は、永久磁石が設けられた回転子6と、U相、V相及びW相の電機子巻線7u、7v及び7wが設けられた固定子7と、を備えている。電機子巻線7u、7v及び7wは、中性点14を中心にY結線されている。電機子巻線7u、7v及び7wにおいて、中性点14の反対側の非結線端は、夫々、端子12u、12v及び12wに接続されている。

インバータ2は、U相用のハーフブリッジ回路、V相用のハーフブリッジ回路及びW相用のハーフブリッジ回路を備える。各ハーフブリッジ回路は、一対のスイッチング素子を有する。各ハーフブリッジ回路において、一対のスイッチング素子は、直流電源4の正出力端子4aと負出力端子4bとの間に直列接続され、各ハーフブリッジ回路に直流電源4からの直流電圧が印加される。

U相用のハーフブリッジ回路は、高電圧側のスイッチング素子8u(以下、上アーム8uとも呼ぶ)及び低電圧側のスイッチング素子9u(以下、下アーム9uとも呼ぶ)から成る。V相用のハーフブリッジ回路は、高電圧側のスイッチング素子8v(以下、上アーム8vとも呼ぶ)及び低電圧側のスイッチング素子9v(以下、下アーム9vとも呼ぶ)から成る。W相用のハーフブリッジ回路は、高電圧側のスイッチング素子8w(以下、上アーム8wとも呼ぶ)及び低電圧側のスイッチング素子9w(以下、下アーム9wとも呼ぶ)から成る。また、スイッチング素子8u、8v、8w、9u、9v及び9wには、夫々、並列に、直流電源4の低電圧側から高電圧側に向かう方向を順方向としてダイオード10u、10v、10w、11u、11v及び11wが接続されている。各ダイオードは、フリーホイールダイオードとして機能する。

直接接続された上アーム8uと下アーム9uの接続点、直接接続された上アーム8vと下アーム9vの接続点、直接接続された上アーム8wと下アーム9wの接続点は、夫々、端子12u、12v及び12wに接続される。尚、図1では、各スイッチング素子として電界効果トランジスタが示されているが、それらをIGBT(絶縁ゲートバイポーラトランジスタ)などに置き換えることもできる。

インバータ2は、制御部3から与えられた三相電圧指令値に基づいて各相に対するPWM信号(パルス幅変調信号)を生成し、該PWM信号をインバータ2内の各スイッチング素子の制御端子(ベース又はゲート)に与えることで、各スイッチング素子をスイッチング動作させる。制御部3からインバータ2に供給される三相電圧指令値は、U相電圧指令値vu *、V相電圧指令値vv *及びW相電圧指令値vw *から構成され、vu *、vv *及びvw *によって、夫々、U相電圧vu、V相電圧vv及びW相電圧vwの電圧レベル(電圧値)が表される。そして、インバータ2は、vu *、vv *及びvw *に基づいて、各スイッチング素子のオン(導通)又はオフ(非導通)を制御する。

同一の相の上アームと下アームが同時にオンとなるのを防ぐためのデットタイムを無視すると、各ハーフブリッジ回路において、上アームがオンである時は下アームはオフであり、上アームがオフである時は下アームはオンである。以下の説明は、上記デットタイムを無視して行うものとする。

インバータ2に印加されている直流電源4からの直流電圧は、インバータ2内の各スイッチング素子のスイッチング動作によって、例えば、PWM変調(パルス幅変調)された三相交流電圧に変換される。該三相交流電圧がモータ1に印加されることによって、各電機子巻線(7u、7v及び7w)に、三相交流電圧に応じた電流が流れてモータ1が駆動される。

インバータ2から、端子12uを介して電機子巻線7uに供給される電流、端子12vを介して電機子巻線7vに供給される電流、端子12wを介して電機子巻線7wに供給される電流を、夫々、U相電流iu、V相電流iv及びW相電流iwと呼ぶ。U相電流iu、V相電流iv及びW相電流iwの夫々(或いはそれらを総称したもの)を相電流とも呼ぶ。また、相電流において、端子12u、12v又は12wから中性点14に流れ込む方向の電流の極性を正とし、中性点14から流れ出す方向の電流の極性を負とする。

インバータ2において、下アーム9u、9v及び9wの低電圧側は共通結線されて直流電源4の負出力端子4bに接続される。下アーム9u、9v及び9wの低電圧側が共通結線される配線を母線13といい、母線13に流れる電流を母線電流という。母線電流は直流成分を有するため、それを直流電流と解釈することもできる。

図1には示されていないが、当該モータ駆動システムには、更に電流センサが設けられている。この電流センサは、インバータ2とモータ1との間、又は、インバータ2と直流電源4との間に設けられる。モータ1の電流情報を表す電流センサの出力信号は、制御部3に与えられて、制御部3によるベクトル制御に利用される(詳細は後述)。

次に、各種の状態量(状態変数)の説明及び定義等を行う。図2は、モータ1の解析モデル図である。図2には、U相、V相、W相の電機子巻線固定軸(以下、それらを、単に、U相軸、V相軸及びW相軸とも呼ぶ)が示されている。6aは、モータ1の回転子6に設けられた永久磁石である。永久磁石6aが作る磁束と同じ速度で回転する回転座標系において、永久磁石6aが作る磁束の方向をd軸にとる。また、図示していないが、d軸から電気角で90度進んだ位相にq軸をとる。

また、モータ1のベクトル制御を行うに際して回転子位置検出用の位置センサを用いない場合は、真のd軸及びq軸が不明であるため、制御上の推定軸が定義される。d軸に対応する制御上の推定軸をγ軸とし、q軸に対応する制御上の推定軸をδ軸とする。δ軸は、γ軸から電気角で90度進んだ軸である(図2において不図示)。通常、ベクトル制御は、γ軸及びδ軸がd軸及びq軸と一致するように実施される。d軸とq軸は、実軸の回転座標系の座標軸であり、それらを座標軸に選んだ座標をdq座標とよぶ。γ軸とδ軸は、制御上の回転座標系(推定回転座標系)の座標軸であり、それらを座標軸に選んだ座標をγδ座標とよぶ。

d軸(及びq軸)は回転しており、その回転速度(電気角速度)を実モータ速度ωと呼ぶ。γ軸(及びδ軸)も回転しており、その回転速度(電気角速度)を推定モータ速度ωeと呼ぶ。また、ある瞬間の回転しているdq座標において、d軸の位相をU相の電機子巻線固定軸を基準としてθ(実回転子位置θ)により表す。同様に、ある瞬間の回転しているγδ座標において、γ軸の位相をU相の電機子巻線固定軸を基準としてθe(推定回転子位置θe)により表す。そうすると、d軸とγ軸との軸誤差Δθは、Δθ=θ―θeで表される。

また、インバータ2からモータ1に印加される全体のモータ電圧をVaにて表し、インバータ2からモータ1に供給される全体のモータ電流をIaにて表す。そして、
モータ電圧Vaのγ軸成分、δ軸成分、d軸成分及びq軸成分を、それぞれγ軸電圧vγ、δ軸電圧vδ、d軸電圧vd及びq軸電圧vqで表し、
モータ電流Iaのγ軸成分、δ軸成分、d軸成分及びq軸成分を、それぞれγ軸電流iγ、δ軸電流iδ、d軸電流id及びq軸電流iqで表す。

以下に、本発明の第1〜第4実施例を説明する。各実施例にて記載された事項は、矛盾なき限り、他の実施例にも適用される。

<<第1実施例>>
まず、第1実施例について説明する。図3は、第1実施例に係るモータ駆動システムの全体構成ブロック図である。図3において、図1と同一の部分には同一の符号を付す。

図3のモータ駆動システムは、モータ1、インバータ2、直流電源4及び電流センサ(電流検出素子)5を備えていると共に、図1の制御部3を形成する「電流検出部21、電流推定器22、速度制御部23、磁束制御部24、電流制御部25、座標変換器26、速度推定器27及び積分器28」を備えている。

電流センサ5は、インバータ2とモータ1との間に設けられ、インバータ2とモータ1間に流れる3相の相電流(iu、iv及びiw)の内の1相の相電流を検出する。つまり、電流センサ5は、iu、iv及びiwの何れか1つを検出する(図1参照)。電流センサ5は、インバータ2と端子12u、12v又は12wとを接続する線路に介在するカレントトランス又はシャント抵抗である。

電流センサ5は、電流検出部21に接続されている。電流センサ5は、検出した相電流の電流値を表すアナログの検出信号を電流検出部21に出力する。電流検出部21は、電流センサ5の出力信号(検出信号)を適切なサンプリング周期にてデジタル信号に変換し、順次、該デジタル信号を電流推定器22に出力する。電流センサ5が検出した相電流をiXで表した場合、デジタル信号によって表されたix(ixの電流値)が電流検出部21から電流推定器22に送られることになる。iXは、電流の極性をも特定する。即ち、インバータ2から中性点14に向かう電流が固定子7に供給された場合、iXは正となり、中性点14から出て行く電流が供給された場合、iXは負となる。

電流推定器22は、電流検出部21からのiX等を参照して、γ軸電流iγ及びδ軸電流iδを算出する(詳細は後述)。

図3のモータ駆動システムには、外部から、モータ1(回転子6)を所望の回転速度で回転させるための指令値(外部指令)としてモータ速度指令値ω*が与えられる。

速度制御部23には、モータ速度指令値ω*と速度推定器27によって推定された推定モータ速度ωeとの差、即ち、速度誤差(ω*−ωe)が与えられる。速度制御部23は、速度誤差(ω*−ωe)に基づいて、δ軸電流iδが追従すべきδ軸電流指令値iδ*を算出する。例えば、比例積分制御によって(ω*−ωe)がゼロに収束するようにiδ*を算出する。

磁束制御部24は、iδ*及び/又はωe等を必要に応じて参照しつつ、γ軸電流iγが追従すべきγ軸電流指令値iγ*を算出する。例えば、最大トルク制御を実現するためのiγ*を算出する。

電流制御部25は、磁束制御部24からのiγ*と電流推定器22からのiγとの間の電流誤差(iγ*−iγ)と、速度制御部23からのiδ*と電流推定器22からのiδとの間の電流誤差(iδ*−iδ)とが共にゼロに収束するように比例積分制御を行って、γ軸電圧vγ及びδ軸電圧vδが追従すべきγ軸電圧指令値vγ*及びδ軸電圧指令値vδ*を算出する。

座標変換器26は、積分器28からの推定回転子位置θeに基づいてvγ*及びvδ*を三相電圧指令値(vu *、vv *及びvw *)に変換し、該三相電圧指令値をインバータ2に出力する。インバータ2は、該三相電圧指令値に従って三相電流をモータ1に供給する。

速度推定器27は、iγ、iδ、vγ*及びvδ*の全部又は一部を用いて、推定モータ速度ωeを算出する。ωeの算出法として様々な手法が知られており、その何れをも用いることができる。例えば、iγ、iδ及びvγ*(並びにvδ*)を用いてモータ1内に生じる誘起電圧を見積もることにより軸誤差Δθを算出し、軸誤差Δθがゼロに収束するように比例積分制御を行うことによりωeを算出する。積分器28は、ωeを積分することによりθeを算出する。軸誤差Δθがゼロの時、iγ=id、iδ=iq、vγ=vd、且つ、vδ=vq、となる。

電流推定器22の機能について詳細に説明する。図4は、電流推定器22の内部ブロック図である。電流推定器22は、座標変換器41及び43と相電流選択器42とを備える。電流推定器22には、磁束制御部24及び速度制御部23からiγ*及びiδ*が与えられ、電流検出部21からiXが与えられ、積分器28からθeが与えられる。モータ駆動システム内で算出される各値(iγ*、iδ*、iX、θe等)は所定の更新周期で更新されるが、電流推定器22は、最新(現時点)の各値を用いてiγ及びiδの算出を行う。

まず、座標変換器41は、θeを用いて、2相の電流指令であるiγ*及びiδ*を3相の電流指令に変換する。即ち、下記式(1)に従って、3相の電流指令値iu *、iv *及びiw *を算出する。iu *、iv *及びiw *は、夫々、iu、iv及びiwに対応する電流指令値である。

相電流選択器42は、電流検出部21(電流センサ5)によって検出された電流の相以外の2相を選択し、電流指令値iu *、iv *及びiw *の内、選択した2相に対応する電流指令値をiY及びiZとして出力する。例えば、電流センサ5が検出する電流の相がU相である場合、iX=iu且つiY=iv *且つiZ=iw *、となる。iY及びiZは、2相の電流指令iγ*及びiδ*から推定された相電流と捉えられる。尚、本実施例では、電流センサ5がインバータ2とモータ1間に設けられているため、相電流選択器42は、iXが何れの相の電流を表しているかを予め認識している。

座標変換器43は、下記式(2)に従って、電流検出部21からのiXと相電流選択器42からのiY及びiZとから成る3相電流を2相電流に変換し、これによってiγ及びiδを算出する。下記式(2)を用いる場合、iu *、iv *及びiw *は、夫々、iu、iv及びiwに読み替えられる。例えば、電流センサ5が検出する電流の相がU相である場合、式(2)のiu、iv及びiwとして、夫々、iX、iY(=iv *)及びiZ(=iw *)が用いられる。ここで算出されるiγ及びiδは、1相分の電流の検出値(iX)と2相の電流指令(iγ*及びiδ*)から推定される電流であり、それらをベクトル制御のための制御電流と呼ぶこともできる。

尚、「相電流選択器42は、電流検出部21(電流センサ5)によって検出された電流の相以外の2相を選択し、電流指令値iu *、iv *及びiw *の内、選択した2相に対応する電流指令値をiY及びiZとして出力する」と述べたが、これに代えて、以下のように処理しても良い。相電流選択器42は、電流検出部21(電流センサ5)によって検出された電流の相以外の2相の内、1相を選択する。そして、その2相の内、残りの1相の相電流は、iXと選択した1相の相電流から算出するようにする。例えば、電流センサ5が検出する電流の相がU相であって且つ選択した1相がV相である場合、iX=iu且つiY=iv *となり、iZは、iZ=−iX−iY、にて算出される。

このように、本実施例では、電流検出部21(電流センサ5)によって検出された1相の相電流iXと2相の電流指令であるiγ*及びiδ*とに基づいて、制御電流としての2相電流、即ち、iγ及びiδを算出する。そして、制御電流(iγ及びiδ)が電流指令(iγ*及びiδ*)に追従するように、インバータ2を用いてモータ1をベクトル制御する。

<<第2実施例>>
次に、第2実施例について説明する。図5は、第2実施例に係るモータ駆動システムの全体構成ブロック図である。図5において、図1及び図3と同一の部分には同一の符号を付す。

図5のモータ駆動システムは、モータ1、インバータ2、直流電源4及び電流センサ(電流検出素子)5aを備えていると共に、図1の制御部3を形成する「電流検出部21a、電流推定器22、速度制御部23、磁束制御部24、電流制御部25、座標変換器26、速度推定器27及び積分器28」を備えている。

図5のモータ駆動システムは、図3のモータ駆動システムにおける電流センサ5及び電流検出部21が電流センサ5a及び電流検出部21aに置換されている点において図3のモータ駆動システムと相違しており、その他の点において両モータ駆動システムは同様である。相違点に関して詳細に説明する。尚、第1実施例に記載した事項を第2実施例に適用する場合、符号5と5aの相違と符号21と21aの相違は、適宜、無視される。

電流センサ5aは、インバータ2と直流電源4との間に設けられ、インバータ2と直流電源4との間に流れる電流を検出する。より具体的には(図1参照)、電流センサ5aは、母線13に介在するシャント抵抗(又はカレントトランス)であり、母線13に流れる母線電流(検出電流)を検出し、該母線電流の電流値を表すアナログの検出信号を電流検出部21aに出力する。尚、下アーム9u、9v及び9wの低電圧側と負出力端子4bとを接続する配線(即ち、母線13)にではなく、上アーム8u、8v及び8wの高電圧側と正出力端子4aとを接続する配線に電流センサ5aを設けるようにしてもよい(図1参照)。

電流検出部21aは、電流センサ5aに接続される。電流検出部21aは、vu *、vv *及びvw *を参照しつつ、電流センサ5aの出力信号(検出信号)を適切なタイミングでサンプリングする。サンプリングされた電流センサ5aの出力信号(検出信号)は、デジタル信号に変換され、順次、電流推定器22に送られる。電流センサ5aが検出した相電流をiXで表した場合、デジタル信号によって表されたサンプリング時点のiX(iXの電流値)が電流検出部21aから電流推定器22に送られることになる。また、この際、電流検出部21aは、iXが何れの相の相電流であるかを表す相情報も電流推定器22に送る。

図6〜図10を参照して、iXの検出原理の説明及び電流検出部21aの動作についての説明を行う。第2実施例では、所謂3相変調を行われ、モータ1に三相交流電圧が印加される。図6は、モータ1に印加される三相交流電圧の典型的な例を示す。図6において、100u、100v及び100wは、夫々、モータ1に印加されるU相電圧vu、V相電圧vv及びW相電圧vwの波形を表す。U相電圧、V相電圧及びW相電圧の夫々を(或いはそれらを総称して)相電圧と呼ぶ。

図6に示す如く、U相電圧、V相電圧及びW相電圧の間の電圧レベルの高低関係は、時間の経過と共に変化していく。この高低関係は三相電圧指令値(vu *、vv *及びvw *)によって定まり、インバータ2は三相電圧指令値に従って各相に対する通電パターンを決定する。図7に、この通電パターンを表として示す。図7の左側から第1列目〜第3列目に通電パターンを表す。第4列目については後述する。

通電パターンには、
U、V及びW相の下アームが全てオンの通電パターン「LLL」と、
W相の上アームがオン且つU及びV相の下アームがオンの通電パターン「LLH」と、
V相の上アームがオン且つU及びW相の下アームがオンの通電パターン「LHL」と、
V及びW相の上アームがオン且つU相の下アームがオンの通電パターン「LHH」と、
U相の上アームがオン且つV及びW相の下アームがオンの通電パターン「HLL」と、
U及びW相の上アームがオン且つV相の下アームがオンの通電パターン「HLH」と、
U及びV相の上アームがオン且つW相の下アームがオンの通電パターン「HHL」と、
U、V及びW相の上アームが全てオンの通電パターン「HHH」と、
がある(上アーム及び下アームの符号(8u等)を省略して記載)。

図8に、3相変調を行う場合における、各相電圧の電圧レベルとキャリア信号との関係、並びに、その関係に応じたPWM信号及び母線電流の波形を示す。各相電圧の電圧レベルの高低関係は様々に変化するが、説明の具体化のため、図8は、図6に示す或るタイミング101に着目している。即ち、図8は、U相電圧の電圧レベルが最大であって且つW相電圧の電圧レベルが最小である場合を示している。電圧レベルが最大の相を「最大相」、電圧レベルが最小の相を「最小相」、電圧レベルが最大でも最小でもない相を「中間相」と呼ぶ。図8に示す状態では、最大相、中間相及び最小相は、夫々、U相、V相及びW相となっている。図8において、符号CSは各相電圧の電圧レベルと比較されるキャリア信号を表す。キャリア信号は周期的な三角波信号となっており、その信号の周期をキャリア周期という。尚、キャリア周期は、図6に示す三相交流電圧の周期よりも遥かに短いため、仮に図8に示すキャリア信号の三角波を図6上で表すと、その三角波は1本の線となって見える。また、図8に示す例では、各相に関し、PWM信号がハイレベルにある時に上アームがオンとなる。

図9(a)〜(d)を更に参照して相電流と母線電流との関係について説明する。図9は、図8の各タイミングにおける、電機子巻線周辺の等価回路である。

各キャリア周期の開始タイミング、即ちキャリア信号が最低レベルにあるタイミングをT0と呼ぶ。タイミングT0において、各相の上アーム(8u、8v及び8w)はオンとされる。この場合、図9(a)に示す如く、短絡回路が形成されて直流電源4への電流の出入りがない状態となるため、母線電流はゼロとなる。

インバータ2は、vu *、vv *及びvw *を参照して各相電圧の電圧レベルとキャリア信号を比較する。そして、キャリア信号のレベル(電圧レベル)の上昇過程において、最小相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングT1に至ると、最小相の下アームがオンとされ、図9(b)に示す如く、最小相の電流が母線電流として流れる。図8に示す例の場合、タイミングT1から後述のタイミングT2に至るまでの間は、W相の下アーム9wがオンとなるため、W相電流(極性は負)が母線電流として流れる。

更にキャリア信号のレベルが上昇して中間相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングT2に至ると、最大相の上アームがオン且つ中間相及び最小相の下アームがオンとなって、図9(c)に示す如く、最大相の電流が母線電流として流れる。図8に示す例の場合、タイミングT2から後述のタイミングT3に至るまでの間は、U相の上アーム8uがオン且つV相及びW相の下アーム9v及び9wがオンとなるため、U相電流(極性は正)が母線電流として流れる。

更にキャリア信号のレベルが上昇して最大相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングT3に至ると、全ての相の下アームがオンとなって、図9(d)に示す如く、短絡回路が形成されて直流電源4への電流の出入りがない状態となるため、母線電流はゼロとなる。

タイミングT3と後述するタイミングT4の中間タイミングにおいて、キャリア信号が最大レベルに達した後、キャリア信号のレベルは下降していく。キャリア信号のレベルの下降過程では、図9(d)、(c)、(b)及び(a)に示す状態が、この順番で訪れる。即ち、キャリア信号のレベルの下降過程において、最大相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングをT4、中間相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングをT5、最小相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングをT6、次のキャリア周期の開始タイミングをT7とすると、タイミングT4−T5間、タイミングT5−T6間、タイミングT6−T7間は、夫々、タイミングT2−T3間、タイミングT1−T2間、タイミングT0−T1間と同じ通電パターンとなる。

従って例えば、タイミングT1−T2間或いはT5−T6間で母線電流を検出すれば、母線電流から最小相の電流を検出することができ、タイミングT2−T3間或いはT4−T5間で母線電流を検出すれば、母線電流から最大相の電流を検出することができる。また、中間相の電流は、三相電流の総和が0になることを利用して計算で得ることができる。図7の表の第4列目には、各通電パターンにおいて母線電流として流れる電流の相を、電流極性付きで示している。例えば、図7の表の8行目に対応する通電パターン「HHL」においては、母線電流としてW相電流(極性は負)が流れる。

U相が最大相且つW相が最小相の場合を例に挙げたが、最大相、中間相及び最小相の組み合わせは、6通りある。図10に、この組み合わせを表として示す。U相電圧、V相電圧及びW相電圧を、夫々、vu、vv及びvwで表した場合において、
u>vv>vw、が成立する状態を第1モード、
v>vu>vw、が成立する状態を第2モード、
v>vw>vu、が成立する状態を第3モード、
w>vv>vu、が成立する状態を第4モード、
w>vu>vv、が成立する状態を第5モード、
u>vw>vv、が成立する状態を第6モード、
と呼ぶ。図8及び図9に示した例は、第1モードに対応している。また、図10には、各モードにおいて検出される電流の相も示されている。

U相電圧指令値vu *、V相電圧指令値vv *及びW相電圧指令値vw *は、具体的には、夫々、カウンタの設定値CntU、CntV及びCntWとして表される。相電圧が高いほど、大きな設定値が与えられる。例えば、第1モードにおいては、CntU>CntV>CntW、が成立する。

モータ駆動システム(例えば図1の制御部3)内に設けられたカウンタ(不図示)は、キャリア周期ごとに、タイミングT0を基準としてカウント値を0からアップカウントする。そして、そのカウント値がCntWに達した時点でW相の上アーム8wがオンの状態から下アーム9wがオンの状態に切り替えられ、そのカウント値がCntVに達した時点でV相の上アーム8vがオンの状態から下アーム9vがオンの状態に切り替えられ、そのカウント値がCntUに達した時点でU相の上アーム8uがオンの状態から下アーム9uがオンの状態に切り替えられる。キャリア信号が最大レベルに達した後は、カウント値はダウンカウントされ、逆の切り替え動作が行われる。

従って、第1モードにおいては、上記のカウンタ値がCntWに達した時点がタイミングT1に対応し、CntVに達した時点がタイミングT2に対応し、CntUに達した時点がタイミングT3に対応することになる。このため、第1モードにおいては、カウンタ値がアップカウントされている状態で、カウンタ値がCntWより大きく且つCntVより小さいタイミングに電流センサ5aの出力信号をサンプリングすることにより母線電流として流れるW相電流(極性は負)を検出することができ、カウンタ値がCntVより大きく且つCntUより小さいタイミングに電流センサ5aの出力信号をサンプリングすることにより、母線電流として流れるU相電流(極性は正)を検出することができる。第2〜第6モードについても同様である。

上述の原理に基づき母線電流から各相電流を検出することができるのであるが、図8を参照して理解されるように、例えば最大相と中間相の電圧レベルが接近するとタイミングT2−T3間及びT4−T5間の時間長さが短くなる。母線電流は電流センサ5aからのアナログ出力信号をデジタル信号に変換することによって検出されるが、この時間長さが極端に短いと、必要なA/D変換時間やリンギング(スイッチングに由来して生じる電流脈動)の収束時間を確保できなくなって、最大相の相電流を検出できなくなる。同様に、最小相と中間相の電圧レベルが接近すると、最小相の相電流を検出できなくなる。

しかしながら、2つの相電圧が接近しても1つの相電流を検出することは可能であり、第1実施例で説明したように、電流推定器22に、この1相分の相電流の検出結果を与えることでiγ及びiδを算出することは可能である。

電流検出部21aは、1相分の相電流を検出するために、図8のタイミングT1−T2間、タイミングT2−T3間、タイミングT4−T5間、或いは、タイミングT5−T6間のタイミングにおける電流センサ5aの出力信号をサンプリングする。この際、電流検出部21aは、vu *、vv *及びvw *(CntU、CntV及びCntW)を参照する。

例えば、電流検出部21aは、原則として、タイミングT1とT2の間のタイミングにおける電流センサ5aの出力信号をサンプリングすることにより、最小相の相電流をixとして検出する。そして、最小相と中間相の電圧レベル差が所定のレベル差閾値以下であったなら、例外的に、タイミングT2とT3の間のタイミングにおける電流センサ5aの出力信号をサンプリングすることにより、最大相の相電流をixとして検出する。尚、タイミングT1とT2の間のタイミングとは、図8に示す例の場合、カウンタのカウント値がCntWとCntVの間にあるタイミングを意味する。タイミングT2とT3の間のタイミングとは、図8に示す例の場合、カウンタのカウント値がCntVとCntUの間にあるタイミングを意味する。

また、電流検出部21aは、vu *、vv *及びvw *の高低関係(大小関係)から現時点が属するモードが第1〜第6モードの何れであるかを特定することにより、ixが何れの相の相電流であるかを表す相情報を作成する。また、vu *、vv *及びvw *の高低関係からiXの極性も特定される。

図5のモータ駆動システムにおいて、電流推定器22等の動作は、第1実施例と同様である。図5の電流推定器22は、iγ*及びiδ*並びにθeと電流検出部21aからのiXとに基づいて、iγ及びiδの算出を行う。図5の電流推定器22における相電流選択器42(図4参照)は、上記の相情報を参照してiXが何れの相の電流を表しているかを認識する。

このように第2実施例では、三相電圧指令値(vu *、vv *及びvw *)と母線電流からiXを検出すると共に上記相情報を決定する。

尚、インバータ2に含まれる三相分のスイッチング素子のスイッチングパターンは、2相の電流指令であるiγ*及びiδ*と制御電流を表すiγ及びiδとに基づいて算出された三相電圧指令値によって特定される。スイッチングパターンは、キャリア信号との関係において、各スイッチング素子(図1の8u等)が何れのタイミングでオン又はオフとするかを特定する。

<<第3実施例>>
次に、第3実施例について説明する。第3実施例に係るモータ駆動システムの全体構成ブロック図は、図5と同様であるので、それの重複する図示を省略する。但し、第2実施例では3相変調が行われるのに対し、第3実施例では2相変調が行われる。

3相変調との関係において、2相変調を説明する。まず、3相変調を行う場合の各相電圧は、下記式(3a)、(3b)及び(3c)のように表される。ここで、vu1、vv1及びvw1は、夫々、3相変調を行う場合におけるU相電圧、V相電圧及びW相電圧を表し、夫々、3相変調を行う場合におけるvu *、vv *及びvw *に等しい。また、Eは、直流電源4が出力する直流電圧の大きさを表す。Mは、各相電圧の振幅を定める変数であり、0≦M≦1、が成立する。

本実施例に係る2相変調は、3相の電圧の最小相の電圧だけ各相の電圧(指令電圧)をシフトする変調方式であり、この2相変調を行うと、最小相に対するPWM信号のパルス幅は常にゼロとなる(従って、最小相に対する下アームが常にオンとなる)。このため、本実施例に係る2相変調では、インバータ2に含まれる3相分のスイッチング素子の内、最小相に対応する1相分のスイッチング素子(例えば、最小相がW相の場合は、図1の8wと9w)のスイッチングを止めるように、三相電圧指令値(vu *、vv *及びvw *)が作成される。

本実施例に係る2相変調を行う場合におけるU相電圧、V相電圧及びW相電圧を、それぞれvu2、vv2及びvw2とした場合、vu1、vv1及びvw1からvu2、vv2及びvw2への変換式は、例えば、下記式(4a)、(4b)及び(4c)となる。ここで、min(vu1, vv1, vw1)は、最小相の電圧、即ち、vu1、vv1及びvw1の内の最小値を表す。

図11(a)に、3相変調を行った場合における各相電圧の電圧波形を示し、図11(b)に、式(4a)、(4b)及び(4c)に基づく2相変調を行った場合における各相電圧の電圧波形を示す。

また、図12に、本実施例に係る2相変調を行う場合における、各相電圧の電圧レベルとキャリア信号との関係、並びに、その関係に応じたPWM信号及び母線電流の波形を示す。図12は、最大相、中間相及び最小相が、夫々、U相、V相及びW相である場合を示している。また、図12に示す例では、各相に関し、PWM信号がハイレベルにある時に上アームがオンとなる(アクティブハイ)。

上述の説明からも明らかなように、本実施例に係る2相変調を行う場合、キャリア信号のレベル(電圧レベル)の上昇過程において最小相の電圧レベルがキャリア信号と交差するタイミングは存在しない。即ち、図8のタイミングT1に相当するタイミングは存在しない。同様に、図8のタイミングT6に相当するタイミングは存在しない。

そして、図12からも分かるように、最小相に対するスイッチング素子のスイッチングは停止されており、キャリア信号のレベルが最小となるタイミング(T0又はT7)では、最小相に対するPWM信号だけがローレベルとなる。即ち、図12の例では、そのタイミングにおいて、3相分の下アームの内、W相の下アーム9w(図1参照)だけがオンとなる。従って、そのタイミングで電流センサ5aの出力信号をサンプリングすれば、常に最小相の電流を検出することが可能である。

第3実施例に係るモータ駆動システムは、この特性を考慮して動作する。具体的には、第3実施例に係る座標変換器26は、θeに基づき2相の電圧指令であるvγ*及びvδ*を三相電圧指令値vu *、vv *及びvw *に変換する際、2相変調を行うべく、例えば、上記式(4a)〜(4c)に基づくvu2、vv2及びvw2を、vu *、vv *及びvw *とする。

そして、第3実施例に係る電流検出部21aは、キャリア信号のレベルが最小となるタイミングで、即ち、カウンタのカウント値が0となっているタイミングで、電流センサ5aの出力信号をサンプリングすることにより、最小相の相電流をixとして検出する。また、第2実施例と同様、電流検出部21aは、vu *、vv *及びvw *の高低関係(大小関係)に基づいて、最小相が何れの相であるかを特定すると共にixが何れの相の相電流であるかを表す相情報を決定する。また、vu *、vv *及びvw *の高低関係からiXの極性も特定される。

電流推定器22等の動作は、第1及び第2実施例と同様である。第3実施例に係る電流推定器22は、iγ*及びiδ*並びにθeと電流検出部21aからのiXとに基づいて、iγ及びiδの算出を行う。相電流選択器42(図4参照)は、上記の相情報を参照してiXが何れの相の電流を表しているかを認識する。

<<第4実施例>>
次に、第4実施例について説明する。第4実施例に係るモータ駆動システムの全体構成ブロック図は、図5と同様であるので、それの重複する図示を省略する。第4実施例でも、第3実施例と同様、2相変調が行われるが、第4実施例に係る2相変調と第3実施例に係るそれとは若干相違する。

本実施例に係る2相変調は、3相の電圧の最大相の電圧だけ各相の電圧(指令電圧)をシフトする変調方式であり、この2相変調を行うと、最大相に対するPWM信号のパルス幅は常に最大となる(従って、最大相に対する上アームが常にオンとなる)。このため、本実施例に係る2相変調では、インバータ2に含まれる3相分のスイッチング素子の内、最大相に対応する1相分のスイッチング素子(例えば、最大相がU相の場合は、図1の8uと9u)のスイッチングを止めるように、三相電圧指令値(vu *、vv *及びvw *)が作成される。

本実施例に係る2相変調を行う場合におけるU相電圧、V相電圧及びW相電圧を、それぞれvu3、vv3及びvw3とした場合、vu1、vv1及びvw1からvu3、vv3及びvw3への変換式は、例えば、下記式(5a)、(5b)及び(5c)となる。ここで、max(vu1, vv1, vw1)は、最大相の電圧、即ち、vu1、vv1及びvw1の内の最大値を表す。

式(5a)、(5b)及び(5c)に基づく2相変調を行った場合、各相電圧の電圧波形は、図11(b)のそれの上下を反転させたような電圧波形となる。

図13に、本実施例に係る2相変調を行う場合における、各相電圧の電圧レベルとキャリア信号との関係、並びに、その関係に応じたPWM信号及び母線電流の波形を示す。図13は、最大相、中間相及び最小相が、夫々、U相、V相及びW相である場合を示している。図13に示す例でも、各相に関し、PWM信号がハイレベルにある時に上アームがオンとなる(アクティブハイ)。

本実施例に係る2相変調を行う場合、最大相の電圧レベルはキャリア信号の最大レベルと一致する。そして、最大相に対するスイッチング素子のスイッチングは停止されており、図13からも分かるように、キャリア信号のレベルが最大となるタイミングでは最大相に対するPWM信号だけがハイレベルとなる。即ち、図13の例では、キャリア信号のレベルが最大となるタイミングにおいて、3相分の上アームの内、最大相の上アームだけがオンとなる。従って、そのタイミングで電流センサ5aの出力信号をサンプリングすれば、常に最大相の電流を検出することが可能である。

第4実施例に係るモータ駆動システムは、この特性を考慮して動作する。具体的には、第4実施例に係る座標変換器26は、θeに基づき2相の電圧指令であるvγ*及びvδ*を三相電圧指令値vu *、vv *及びvw *に変換する際、2相変調を行うべく、例えば、上記式(5a)〜(5c)に基づくvu3、vv3及びvw3を、vu *、vv *及びvw *とする。

そして、第4実施例に係る電流検出部21aは、キャリア信号のレベルが最大となるタイミングで、即ち、カウンタのカウント値が最大値をとるタイミングで、電流センサ5aの出力信号をサンプリングすることにより、最大相の相電流をixとして検出する。また、第2実施例と同様、電流検出部21aは、vu *、vv *及びvw *の高低関係(大小関係)に基づいて、最大相が何れの相であるかを特定すると共にixが何れの相の相電流であるかを表す相情報を決定する。また、vu *、vv *及びvw *の高低関係からiXの極性も特定される。

電流推定器22等の動作は、第1及び第2実施例と同様である。第4実施例に係る電流推定器22は、iγ*及びiδ*並びにθeと電流検出部21aからのiXとに基づいて、iγ及びiδの算出を行う。相電流選択器42(図4参照)は、上記の相情報を参照してiXが何れの相の電流を表しているかを認識する。

尚、上述したように、キャリア信号が最低レベル又は最大レベルとなるタイミングで最小相又は最大相の電流を検出できるのではあるが、それ以外のタイミングで電流センサ5aの出力信号をサンプリングすることも可能である。つまり、例えば第3実施例において、vu *、vv *及びvw *を参照して、タイミングT0―T2間、タイミングT2−T3間、タイミングT4−T5間、或いは、タイミングT5−T7間のタイミングを特定し、その特定したタイミングで電流センサ5aの出力信号をサンプリングすることにより、最小相又は最大相の相電流をixとして検出することも可能である。この場合も、電流検出部21aは、vu *、vv *及びvw *を参照して最小相又は最大相が何れの相であるかを特定し、その特定内容に従って、ixが何れの相の相電流であるかを表す相情報を決定する。

第1〜第4実施例によれば、まず、電流センサが1つで済むためコストダウンが図られる。そして、電流指令を用いて検出した相以外の相電流を推定するため、上記特許文献2に記載の手法にて生じるような電流の位相遅れは生じず、安定したセンサレスベクトル制御が実現可能となる。

また、従来の1シャント電流検出方式では1つのキャリア周期内で2回のサンプリングを行う必要があるが、第2、第3又は第4実施例では1回のサンプリングを行うだけで済むため、A/D変換(アナログ−デジタル変換)の高速性に対する要求が緩和されると共に2つの相電圧が重なっても3相電流の推定が可能である。

また、1回のサンプリングを行うにしても、通常、厳密なサンプリングタイミングの計算が必要となるが、第3又は第4実施例によれば、このようなサンプリングタイミングの計算が不要となる。このため、例えば、図1の制御部3を汎用マイクロコンピュータ等に組み込まれたソフトウェア(プログラム)を用いて実現した場合、プログラムの高速化が可能となる。

<<変形等>>
本発明を適用したモータ駆動システムの実施例を上述したが、本発明は、様々な変形例(又は他の実施例)を含む。以下に、変形例(又は他の実施例)又は注釈事項として、注釈1〜注釈7を記す。各注釈に記載した内容は、矛盾なき限り、任意に組み合わせることが可能である。

[注釈1]
上述の各実施例では、d軸及びq軸が推定されるように(即ち、γ軸及びδ軸がd軸及びq軸に一致するように)モータ1をベクトル制御しているが、推定される軸はd軸及びq軸以外であってもよい。例えば、本出願人が提案するdm軸及びqm軸を推定するようにしてもよい。qm軸は、最大トルク制御を実現する際にモータ1に供給されるべき電流ベクトルの向きと向きが一致する回転軸であり、dm軸は、qm軸から電気角で90度遅れた軸である。

dm軸及びqm軸に関する詳細な説明は、日本国特許出願番号2006−177646の明細書等に記載されていると共に上記非特許文献1にも記載されており、dm軸及びqm軸を推定する場合、図3等の速度推定器27は、それらの文献に記載された手法に従ってγ軸(及びδ軸)がdm軸(及びqm軸)に追従するように推定モータ速度ωeを算出する。

[注釈2]
上述の各実施例では、回転子位置検出用の位置センサが設けられていない所謂センサレス制御を実行するモータ駆動システムを取り扱ったが、本発明は、位置センサが設けられている場合にも適用可能である。この場合、モータ速度を推定する(即ち、ωeを算出する)ための速度推定器27及び回転子位置を推定する(即ち、θeを算出する)ための積分器28(図3等参照)は、実回転子位置θを検出するための位置センサ(不図示)及びθを微分して実モータ速度ωを検出する微分器(不図示)に置き換えられる。

尚、位置センサを設けてθ及びωを検出する場合、各実施例の説明文及び各式における「γ」、「δ」、「θe」及び「ωe」は、夫々「d」、「q」、「θ」及び「ω」に読み替えられる。

[注釈3]
第1実施例は、電流センサ5がインバータ2とモータ1間に設けられているため(図3参照)、当然、インバータ2における変調方式に依存しない。3相変調を用いても2相変調を用いても、各相の電機子巻線に流れる電流は同じだからである。

[注釈4]
また、上述のモータ駆動システムを構成する各部位は、必要に応じてモータ駆動システム内で生成される値の全てを自由に利用可能となっている。

[注釈5]
また、制御部3(図1参照)の機能の一部または全部は、例えば汎用マイクロコンピュータ等に組み込まれたソフトウェア(プログラム)を用いて実現される。ソフトウェアを用いて制御部3を実現する場合、制御部3の各部の構成を示すブロック図は機能ブロック図を表すこととなる。勿論、ソフトウェア(プログラム)ではなく、ハードウェアのみによって制御部3を構成しても構わない。

[注釈6]
また、例えば、制御部3は、モータ制御装置として機能する。モータ制御装置内に、図3又は図5の電流センサ5又は5aが含まれていると考えても構わない。また例えば、図3等の速度制御部23及び磁束制御部24は、電流指令(iγ*及びiδ*)を作成する電流指令作成手段として機能する。また例えば、座標変換器26は、三相電圧指令作成手段として機能する。

[注釈7]
また、本明細書では、記述の簡略化上、記号(iγなど)のみの表記によって、その記号に対応する状態量(状態変数)などを表現している場合もある。即ち、本明細書では、例えば、「iγ」と「γ軸電流iγ」は同じものを指す。

また、本明細書等において下記の点に留意すべきである。上記の数m(mは1以上の整数)と表記した墨付きかっこ内の式(式(2)等)の記述又は図面において、所謂下付き文字として表現されているγ及びδは、それらの墨付きかっこ外において、下付き文字でない標準文字として表記されうる。このγ及びδの下付き文字と標準文字との相違は無視されるべきである。

本発明は、モータを用いるあらゆる電気機器に好適である。特に、冷蔵庫用の圧縮機、空気調和機、電動車などに好適である。

本発明の実施の形態に係るモータ駆動システムの全体構成ブロック図である。 図1のモータの解析モデル図である。 本発明の第1実施例に係るモータ駆動システムの全体構成ブロック図である。 図3の電流推定器の内部ブロック図である。 本発明の第2実施例に係るモータ駆動システムの全体構成ブロック図である。 図5のモータに印加される三相交流電圧の電圧波形例を示す図である。 図5のモータに対する通電パターンと、各通電パターンと母線電流との関係を表として示した図である。 第2実施例に係り、3相変調を行う場合における、各相電圧の電圧レベルとキャリア信号との関係、並びに、その関係に応じたPWM信号及び母線電流の波形を示す図である。 図8の各タイミングにおける、モータの電機子巻線周辺の等価回路図である。 図5のモータにおける各相電圧の高低関係の組み合わせ(モード)及び各組み合わせにおいて検出される電流の相を、表として示した図である。 3相変調を行った場合における各相電圧の電圧波形と、2相変調を行った場合における各相電圧の電圧波形と、を示す図である。 第3実施例に係り、2相変調を行う場合における、各相電圧の電圧レベルとキャリア信号との関係、並びに、その関係に応じたPWM信号及び母線電流の波形を示す図である。 第4実施例に係り、図12の変形例に相当する図である。

符号の説明

1 モータ
2 インバータ
3 制御部
4 直流電源
5、5a 電流センサ
6 回転子
7 固定子
7u、7v、7w 電機子巻線
21、21a 電流検出部
22 電流推定器
23 速度制御部
24 磁束制御部
25 電流制御部
26 座標変換器

Claims (2)

  1. インバータからモータに供給される三相の相電流の内の、一相の相電流を検出する電流検出手段と、
    前記モータに供給されるべき電流を表す電流指令を用いて、検出された相以外の相の相電流を推定し、その推定した相電流と前記一相の相電流から前記電流指令に対応する制御電流を算出する電流推定手段と、
    を備え、
    前記モータの回転子に設けられた永久磁石が作る磁束の向きに対応する回転軸をd軸とし、該d軸に直交する回転軸をq軸とした場合、
    前記電流指令は、前記電流指令のd軸及びq軸成分であるiγ*及びiδ*から形成され、
    前記制御電流は、前記制御電流のd軸及びq軸成分であるiγ及びiδから形成され、
    前記電流推定手段は、検出又は推定された前記モータの回転子位置θeに基づいて前記iγ*及び前記iδ*を

    に基づいて、
    前記三相の相電流に対する三相電流指令iu*,iv*,iw*に変換する第1の座標変換手段と、
    前記三相電流指令iu*,iv*,iw*から二相の電流指令を前記電流検出手段によって検出された相以外の相の相電流として選択する選択手段
    とを備え、
    前記選択手段により選択された二相の相電流と前記電流検出手段によって検出された前記一相の相電流とに基づく三相の相電流を
    iu=ix,iv=iy=iv*,iw=iz=iw*
    により
    前記回転子位置に基づいて座標変換して前記iγ及びiδを算出し、iγ及びiδ前記iγ*及び前記iδ*に追従するように前記インバータを介して前記モータを制御することを特徴とするモータ制御装置。
  2. 前記インバータは、PWMインバータであって、
    前記電流検出手段は、前記インバータに電力を供給する直流電源と前記インバータとの間に流れる電流を検出する電流センサに接続され、該電流センサの検出結果に基づいて前記一相の相電流を検出し、
    前記インバータに含まれる三相分のスイッチング素子のスイッチングパターンを特定する三相電圧指令を、前記電流指令と前記制御電流に基づいて作成する三相電圧指令作成手段を備え、
    前記三相電圧指令は、一相分のスイッチング素子のスイッチングを止めるように作成し、当該作成された三相電圧指令と周期的に変動する三角波状のキャリア信号とを比較することによって、各スイッチング素子をスイッチングさせ、
    前記電流検出手段は、前記キャリア信号が最大レベル又は最低レベルとなるタイミングにて、前記電流センサによって検出される前記電流の電流値を表す検出信号をサンプリングし、そのサンプリングした前記検出信号に基づいて前記一相の相電流を検出することを特徴とする請求項1に記載のモータ制御装置。
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Families Citing this family (73)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4754417B2 (ja) * 2006-06-26 2011-08-24 本田技研工業株式会社 永久磁石型回転電機の制御装置
JP4277919B2 (ja) * 2007-05-22 2009-06-10 株式会社デンソー モータ駆動装置及びモータ駆動制御方法
JP4297953B2 (ja) * 2007-06-22 2009-07-15 三洋電機株式会社 モータ制御装置及び圧縮機
DE102008001025A1 (de) * 2008-04-07 2009-10-08 Robert Bosch Gmbh Verfahren und Vorrichtung zur Strommessung in Phasenleitungen
US8004226B2 (en) * 2008-08-06 2011-08-23 Caterpillar Inc. Method and system for detecting a failed current sensor in a three-phase machine
US8242721B2 (en) * 2008-10-31 2012-08-14 R&D Dynamics Corporation Position-sensorless control system and method of operation for a synchronous motor
JP5464329B2 (ja) * 2009-07-03 2014-04-09 日本電産株式会社 永久磁石同期電動機の駆動制御装置
AU2010299394B2 (en) * 2009-09-28 2014-02-27 Daikin Industries, Ltd. Phase current detection device and power conversion device using same
JP2011125107A (ja) * 2009-12-09 2011-06-23 Sanyo Electric Co Ltd モータ制御装置、モータ駆動システム及びインバータ制御装置
WO2011077829A1 (ja) * 2009-12-24 2011-06-30 株式会社安川電機 モータ制御装置及びその磁極位置検出方法
JP5136568B2 (ja) * 2010-01-18 2013-02-06 三菱電機株式会社 Electric motor control circuit and air conditioner using the control circuit
KR101167778B1 (ko) * 2010-04-22 2012-07-31 엘지전자 주식회사 모터 제어 장치 및 이의 제어 방법
WO2011142032A1 (ja) * 2010-05-14 2011-11-17 三菱電機株式会社 ブラシレスモータの駆動装置
JP5292363B2 (ja) * 2010-06-30 2013-09-18 株式会社日立製作所 交流電動機の制御装置及び制御方法
CN102347719A (zh) * 2010-07-28 2012-02-08 德昌电机(深圳)有限公司 电机组件及具有该组件的家用电器
CN102223133B (zh) * 2011-06-02 2013-05-08 西北工业大学 一种凸极式永磁同步电机的最大转矩控制方法
JP5724737B2 (ja) * 2011-08-09 2015-05-27 株式会社デンソー 回転機の制御装置
JP5488845B2 (ja) 2012-02-22 2014-05-14 株式会社デンソー 交流電動機の制御装置
JP5598767B2 (ja) 2012-02-22 2014-10-01 株式会社デンソー 交流電動機の制御装置
JP5621998B2 (ja) * 2012-02-22 2014-11-12 株式会社デンソー AC motor control device
JP5534252B2 (ja) * 2012-02-22 2014-06-25 株式会社デンソー 交流電動機の制御装置
JP5483218B2 (ja) 2012-02-22 2014-05-07 株式会社デンソー 交流電動機の制御装置
JP5886117B2 (ja) 2012-04-22 2016-03-16 株式会社デンソー AC motor control device
JP5533928B2 (ja) * 2012-04-22 2014-06-25 株式会社デンソー 交流電動機の制御装置
JP5541587B2 (ja) * 2012-04-22 2014-07-09 株式会社デンソー 交流電動機の制御装置
JP5527559B2 (ja) * 2012-04-22 2014-06-18 株式会社デンソー 交流電動機の制御装置
CN102739093B (zh) * 2012-06-21 2016-05-25 苏州汇川技术有限公司 逆变器死区补偿系统及方法
JP5880967B2 (ja) 2012-09-28 2016-03-09 株式会社デンソー 交流電動機の制御装置
JP5958253B2 (ja) * 2012-09-28 2016-07-27 株式会社デンソー 交流電動機の制御装置
JP5958250B2 (ja) 2012-09-28 2016-07-27 株式会社デンソー 交流電動機の制御装置
JP2014072973A (ja) 2012-09-28 2014-04-21 Denso Corp 交流電動機の制御装置
JP5751234B2 (ja) 2012-10-16 2015-07-22 株式会社デンソー 交流電動機の制御装置
JP5757304B2 (ja) * 2012-11-01 2015-07-29 株式会社デンソー 交流電動機の制御装置
GB201223174D0 (en) * 2012-12-21 2013-02-06 Trw Ltd Control of electric motors
JP5831444B2 (ja) * 2012-12-26 2015-12-09 株式会社デンソー 回転機の制御装置
JP5939228B2 (ja) * 2012-12-28 2016-06-22 株式会社デンソー 交流電動機の制御装置
JP5803951B2 (ja) 2013-02-08 2015-11-04 株式会社デンソー 回転電機駆動システム
JP5884746B2 (ja) * 2013-02-08 2016-03-15 株式会社デンソー 交流電動機の制御装置
JP5741611B2 (ja) 2013-02-08 2015-07-01 株式会社デンソー 交流電動機の制御装置
JP5700059B2 (ja) 2013-02-08 2015-04-15 株式会社デンソー AC motor control device
JP5772843B2 (ja) * 2013-02-08 2015-09-02 株式会社デンソー 交流電動機の制御装置
JP5812021B2 (ja) 2013-02-08 2015-11-11 株式会社デンソー AC motor control device
JP5807847B2 (ja) 2013-02-08 2015-11-10 株式会社デンソー 交流電動機の制御装置
JP5884747B2 (ja) 2013-02-08 2016-03-15 株式会社デンソー AC motor control device
WO2014167714A1 (ja) * 2013-04-12 2014-10-16 三菱電機株式会社 電力変換装置、およびそれを備えたモータ駆動装置、およびそれを備えた送風機、圧縮機、およびそれらを備えた空気調和機、冷蔵庫、ならびに冷凍機
US9966889B2 (en) * 2013-05-12 2018-05-08 Infineon Technologies Ag Optimized control for synchronous motors
JP5910582B2 (ja) * 2013-08-20 2016-04-27 株式会社デンソー 交流電動機の制御装置
JP5920635B2 (ja) * 2013-08-20 2016-05-18 株式会社デンソー 交流電動機の制御装置
JP5910583B2 (ja) 2013-08-20 2016-04-27 株式会社デンソー 交流電動機の制御装置
JP5928438B2 (ja) 2013-11-05 2016-06-01 株式会社デンソー 交流電動機の制御装置
JP5929874B2 (ja) 2013-11-05 2016-06-08 株式会社デンソー 交流電動機の制御装置
JP5929873B2 (ja) 2013-11-05 2016-06-08 株式会社デンソー 交流電動機の制御装置
JP5888567B2 (ja) 2014-02-12 2016-03-22 株式会社デンソー 交流電動機の制御装置
JP6405671B2 (ja) * 2014-04-03 2018-10-17 日本電産株式会社 モータ制御方法およびモータ制御装置
JP6156282B2 (ja) * 2014-08-07 2017-07-05 株式会社デンソー 回転機の制御装置
US9225264B1 (en) 2014-08-26 2015-12-29 Texas Instruments Incorporated Method and apparatus for multiphase inverter control
DE102014223236A1 (de) * 2014-11-14 2016-05-19 Robert Bosch Gmbh Stromrichter und Verfahren zum Betreiben eines Stromrichters
DE102014018431A1 (de) * 2014-12-12 2016-06-16 Audi Ag Verfahren zum Betreiben einer elektrischen Maschine
KR20160085574A (ko) * 2015-01-08 2016-07-18 삼성전자주식회사 모터 구동 장치 및 그 제어 방법
JP6279507B2 (ja) * 2015-04-07 2018-02-14 日立オートモティブシステムズ株式会社 モータ駆動装置及び3相ブラシレスモータの相電流検出方法
JP6443245B2 (ja) * 2015-07-02 2018-12-26 株式会社デンソー 回転電機制御装置
CN105141200B (zh) * 2015-08-04 2019-04-09 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种永磁同步电机的驱动电路及驱动方法
CN105680753B (zh) * 2016-01-27 2018-08-17 广东美的制冷设备有限公司 基于单电流传感器的三相电流重构方法和装置
US10770966B2 (en) 2016-04-15 2020-09-08 Emerson Climate Technologies, Inc. Power factor correction circuit and method including dual bridge rectifiers
US10763740B2 (en) 2016-04-15 2020-09-01 Emerson Climate Technologies, Inc. Switch off time control systems and methods
US9933842B2 (en) 2016-04-15 2018-04-03 Emerson Climate Technologies, Inc. Microcontroller architecture for power factor correction converter
US10284132B2 (en) 2016-04-15 2019-05-07 Emerson Climate Technologies, Inc. Driver for high-frequency switching voltage converters
US10277115B2 (en) 2016-04-15 2019-04-30 Emerson Climate Technologies, Inc. Filtering systems and methods for voltage control
US10305373B2 (en) 2016-04-15 2019-05-28 Emerson Climate Technologies, Inc. Input reference signal generation systems and methods
US10656026B2 (en) 2016-04-15 2020-05-19 Emerson Climate Technologies, Inc. Temperature sensing circuit for transmitting data across isolation barrier
CN107086833B (zh) * 2017-05-26 2019-07-23 深圳市振邦智能科技股份有限公司 一种检测热泵压缩机磁链的方法
US10218301B1 (en) * 2018-01-09 2019-02-26 Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. System and method for speed sensorless motor drives
CN109302106A (zh) * 2018-09-19 2019-02-01 深圳拓邦股份有限公司 一种无刷电机无位置控制电路、设备及方法

Family Cites Families (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5274317A (en) * 1992-11-12 1993-12-28 General Motors Corp. Single sensor current control of a multiple phase AC machine
JP3253004B2 (ja) * 1996-01-12 2002-02-04 株式会社安川電機 永久磁石形同期電動機の速度推定方法及びその回転子ずれ角推定方法並びに回転子位置修正方法
JPH10225199A (ja) 1997-02-06 1998-08-21 Fuji Electric Co Ltd 電力変換器制御方式
JP3611492B2 (ja) * 1999-11-12 2005-01-19 株式会社日立製作所 インバータの制御方法および装置
KR100371369B1 (ko) * 2000-08-18 2003-02-06 엘지산전 주식회사 유도 전동기의 벡터 제어 시스템
JP3707535B2 (ja) * 2000-12-18 2005-10-19 株式会社安川電機 誘導電動機の速度推定値補正方法およびその装置
JP3867518B2 (ja) 2001-06-06 2007-01-10 株式会社日立製作所 同期電動機のセンサレス制御システム
KR100428505B1 (ko) * 2001-07-06 2004-04-28 삼성전자주식회사 유도전동기의 속도 및 회전자 자속 추정방법
JP2003037990A (ja) * 2001-07-24 2003-02-07 Hitachi Ltd モータ制御装置
JP4377091B2 (ja) * 2001-07-27 2009-12-02 株式会社日立ケーイーシステムズ インバータ装置、及びその交流電流検出方法
JP2003111480A (ja) * 2001-09-28 2003-04-11 Matsushita Electric Ind Co Ltd 電動機駆動装置
DE10327532A1 (de) * 2002-06-20 2004-01-29 Hitachi Unisia Automotive, Ltd., Atsugi Steuersystem für bürstenlosen Motor
JP2004064903A (ja) 2002-07-30 2004-02-26 Hitachi Home & Life Solutions Inc 同期モータの制御装置およびこれを用いた機器
JP2004096933A (ja) * 2002-09-03 2004-03-25 Nissan Motor Co Ltd 3相交流電動機の制御装置
JP4031965B2 (ja) * 2002-09-13 2008-01-09 日立アプライアンス株式会社 電動機の制御装置
JP4168730B2 (ja) * 2002-11-05 2008-10-22 日産自動車株式会社 3相交流電動機の制御装置
JP2004274841A (ja) * 2003-03-06 2004-09-30 Sharp Corp モータの制御装置、その制御装置を用いた空気調和機および冷蔵庫
JP2004282969A (ja) * 2003-03-19 2004-10-07 Hitachi Home & Life Solutions Inc 交流電動機の制御装置及び制御方法
JP2005192335A (ja) * 2003-12-25 2005-07-14 Toyota Industries Corp インバータ装置およびモータ制御方法
JP4425091B2 (ja) * 2004-08-25 2010-03-03 三洋電機株式会社 モータの位置センサレス制御回路
JP4847060B2 (ja) * 2005-07-15 2011-12-28 日立オートモティブシステムズ株式会社 交流モータ駆動装置及びその制御方法

Also Published As

Publication number Publication date
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