CN101154911B - 电动机控制装置以及电动机驱动系统 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种电动机控制装置，其具备：电流检测机构，其检测从转换器向电动机供给的三相的相电流中的一相的相电流；电流推定机构，其使用表示需向所述电动机供给的电流的电流指令值，对检测的相以外的相的相电流进行推定，且从该推定的相电流与所述一相的相电流导出与所述电流指令值对应的控制电流，并经由所述转换器，以使所述控制电流追随所述电流指令值的方式，对所述电动机进行控制。

Description

电动机控制装置以及电动机驱动系统

技术领域

本发明涉及驱动控制电动机的电动机控制装置以及电动机驱动系统，尤其涉及仅使用一个电流传感器的电动机控制装置。

背景技术

为向电动机供给三相交流电并对电动机进行矢量控制，需要在U相、V相及W相三相之中检测两个相的电流(例如U相电流及V相电流)。为检测两个相的电流，通常使用两个电流传感器(变流器(current transformer)等)，但使用两个电流传感器导致嵌入了电动机的系统整体的成本提高。

因此，以往提出了用一个电流传感器检测转换器与直流电源间的母线电流(直流电流)，并从该检测的母线电流中检测两个相的电流的方式。该方式也称作一分流电流检测方式(单分流电流检测方式)。

在一分流电流检测方式中，对PWM(Pulse Width Modulation)调制中的三角波形的载波信号与对于各相电压的电压指令值进行比较，并在载波信号与各电压指令值交叉的时刻，使转换器内的开关元件进行开关。并基于电压指令值，计算电压的最小相与最大相的电流作为母线电流流过的时刻，并在该时刻从采样后的母线电流中检测三相电流。

但是在一分流电流检测方式中，需要严密地计算电流传感器的采样时刻，并且如果三相的相电压内的两相的相电压相等，则在一个载波周期内不能检测两个相的电流。如果不能检测两个相的电流，则不能检测三相电流，就不能对电动机进行矢量控制。

因此，提出了使用一个电流传感器对三相内的一相的相电流进行检测，并对其他的两相的相电流或d轴电流及q轴电流进行推定的方法。

例如，在日本国特开平10-225199号公报记载的方法中，使用状态方程式，根据检测出的一相的相电流的电流值计算出d轴电流及q轴电流，并进行矢量控制。但是，在解状态方程式，对d轴电流及q轴电流进行计算(推定)时，使用电动机常数，因为电动机常数依赖于温度发生变化，所以推定误差变大。

此外，在日本国特开2001-145398号公报记载的方法中，对检测的一相的相电流和推定的其他的两相的相电流进行dq变换，并推定转矩电流和励磁电流。并且，使用一次延迟过滤器，对该转矩电流与励磁电流进行平均化，然后进行逆dq变换，推定上述其他的两相的相电流，并将该推定电流反馈回输入侧。在该方法中，为稳定化，插入的一次延迟过滤器因为使推定的电流的相位延迟，所以在进行无传感器控制的情况下，控制变得不稳定。

此外，在日本国特开2002-369574号公报记载的方法中，对直流电源与转换器之间的母线电流(直流电流)进行检测，并使用与功率相关的式将该检测的母线电流直接变换为q轴电流。即，着眼于“检测的母线电流与直流电源产生的直流电压的积”与“d轴电流与d轴电压的积和q轴电流与q轴电压的积之和”相等(或具有比例关系)，从检测的母线电流计算出q轴电流。但是，在该方法中，因为不进行对d轴电流的反馈控制，所以在进行无传感器控制的情况，控制变得不稳定。

此外，在日本国特开2004-159391号公报记载的方法中，进行一相的相电流的检测并进行电动机的转子位置的检测。并且，利用检测到的一相的相电流变为0时的转子位置，对电流的振幅与U相电流相位角进行计算，并且使用该计算结果计算出其它的两相的相电流。但是，在该方法中，需要对检测的一相的相电流变为0时的转子位置进行检测，此外，因为电动机电流的控制周期与电动机的旋转周期相同，所以控制周期延迟，控制不稳定。

此外，在日本国特开2004-64903号公报记载的方法中，在一分流电流检测方式中，在两个相电压的差小时，降低PWM中的载波频率。即使如此仍然难以进行相电流的检测的情况下，从以往的电流信息中推定三相电流。更具体地，通过将变换以往的三相电流而得到的d轴电流及q轴电流逆变换为三相，推定三相电流。但是，因为仅利用与现时刻的电流情报不同的以往的电流信息，对现时刻的三相电流进行推定，所以如果连续地利用以往的电流信息，控制变得不稳定。

而且，在文献“比田，另外两名，“基于最大转矩控制轴的永磁铁同步电动机的无位置传感器矢量控制(Position Sensorless Vector control fo Permanent Magnet Synchronous Motors Based on Maximum Torque Control Frame)”，平成18年电气学会产业应用部门大会讲演论文集，电气学会产业应用部门，平成18年8月，p.385-388(I-385～I-388)”中，记载有关于基于最大转矩控制轴的永磁铁同步电动机的无位置传感器矢量控制的说明。

如此，使用一个电流传感器进行矢量控制的技术虽然对降低成本有益，但存在由于电流传感器的个数的削减而带来的各种问题。

发明内容

因此，本发明的目的在于提供一种使用一个电流传感器，实现稳定的电动机控制的电动机控制装置及电动机驱动系统。

本发明所述的电动机控制装置的特征在于，具备：电流检测机构，其对从转换器向电动机供给的三相的相电流中的一相的相电流进行检测；和电流推定机构，其利用表示需向所述电动机供给的电流的电流指令值，对检测的相以外的相的相电流进行推定，根据该推定的相电流与所述一相的相电流导出与所述电流指令值对应的控制电流，通过所述转换器对所述电动机进行控制，以使所述控制电流追随于所述电流指令值，在将与设置在所述电动机的转子上的永磁铁产生的磁通的方向对应的旋转轴设为第一轴，将与该第一轴正交的旋转轴设为第二轴的情况下，所述电流指令值由作为所述电流指令值的第一轴及第二轴分量的第一及第二电流指令值形成，所述控制电流由作为所述控制电流的第一轴及第二轴分量的第一及第二控制电流形成，所述电流推定机构具备第一坐标变换机构，该第一坐标变换机构基于检测或推定的所述电动机的转子位置，将所述第一及第二电流指令值变换为与所述三相的相电流相对的三相电流指令值，所述电流推定机构还具备相电流选择器和第二坐标变换机构，所述相电流选择器利用所述三相电流指令值，对由所述电流检测机构检测的相以外的相的相电流进行推定，并且所述第二坐标变换机构基于所述转子位置，对基于该推定的相电流与由所述电流检测机构检测的所述一相的相电流的三相相电流进行坐标变换，导出所述第一及第二控制电流，所述电流检测机构与对向所述转换器供电的直流电源和所述转换器之间流过的电流进行检测的电流传感器相连接，基于该电流传感器的检测结果，对所述一相的相电流进行检测，所述电动机控制装置还具备三相电压指令值生成机构，该三相电压指令值生成机构基于所述电流指令值与所述控制电流，生成对包含在所述转换器中的三个相的开关元件的开关模式进行特定的三相电压指令值，所述三相电压指令值以使一个相的开关元件的开关停止的方式生成。

因为只要检测一个相的相电流即足够，所以电流传感器可以是一个。并且，因为基于电流指令值与检测的相电流对需控制的电流进行推定，所以不会产生由日本国特开2001-145398号公报中记载的方法产生的电流相位延迟，可实现稳定的电动机控制。

此外例如，所述电动机控制装置还具备电流指令值生成机构，其基于外部指令值和检测或推定的电动机速度生成所述电流指令值。

此外例如，本发明所述的电动机控制装置的特征在于，具备：电流检测机构，其对从转换器向电动机供给的三相的相电流中的一相的相电流进行检测；和电流推定机构，其利用表示需向所述电动机供给的电流的电流指令值，对检测的相以外的相的相电流进行推定，根据该推定的相电流与所述一相的相电流导出与所述电流指令值对应的控制电流，利用所述控制电流控制电动机，所述电动机控制装置通过所述转换器对所述电动机进行控制，以使所述控制电流追随于所述电流指令值，在将与设置在所述电动机的转子上的永磁铁产生的磁通的方向对应的旋转轴设为第一轴，将与该第一轴正交的旋转轴设为第二轴的情况下，所述电流指令值由作为所述电流指令值的第一轴及第二轴分量的第一及第二电流指令值形成，所述控制电流由作为所述控制电流的第一轴及第二轴分量的第一及第二控制电流形成，所述电流推定机构具备第一坐标变换机构，该第一坐标变换机构基于检测或推定的所述电动机的转子位置，将所述第一及第二电流指令值变换为与所述三相的相电流相对的三相电流指令值，所述电流推定机构还具备相电流选择器和第二坐标变换机构，所述相电流选择器利用所述三相电流指令值，对由所述电流检测机构检测的相以外的相的相电流进行推定，并且所述第二坐标变换机构基于所述转子位置，对基于该推定的相电流与由所述电流检测机构检测的所述一相的相电流的三相相电流进行坐标变换，导出所述第一及第二控制电流，所述电流检测机构与对所述转换器和所述电动机之间流过的电流进行检测的电流传感器相连接，基于该电流传感器的检测结果，对所述一相的相电流进行检测，所述电动机控制装置还具备三相电压指令值生成机构，该三相电压指令值生成机构基于所述电流指令值与所述控制电流，生成对包含在所述转换器中的三个相的开关元件的开关模式进行特定的三相电压指令值，所述三相电压指令值以使一个相的开关元件的开关停止的方式生成。

而且，例如，在三个相的开关元件由U相的开关元件、V相的开关元件、及W相的开关元件构成的情况下，与利用所述三相电压指令值停止开关的所述一个相的开关元件对应的相，在U相、V相及W相间，时时刻刻发生变化。

还例如，所述转换器是PWM转换器，通过比较所述三相电压指令值与周期性变动的三角波状的载波信号，使各开关元件进行开关，所述电流检测机构在所述载波信号变为最大电平或最低电平的时刻，对表示由所述电流传感器检测的所述电流的电流值的检测信号进行采样，并基于该采样的所述检测信号，检测所述一相的相电流。

通常需要对采样检测信号的时刻进行严密计算，但如上述的构成，不需要采样时刻的计算。因此，例如，使用软件形成电动机控制装置的情况下，可实现程序的高速化。

此外，本发明所述的电动机驱动系统的特征在于具备：电动机；驱动所述电动机的转换器；和通过控制所述转换器对所述电动机进行控制的上述任一项所述的电动机控制装置。

根据本发明，使用一个电流传感器，可实现稳定的电动机控制。

附图说明

图1是本发明的实施方式所述的电动机驱动系统的整体结构框图。

图2是图1的电动机的解析模型图。

图3是本发明的第一实施例所述的电动机驱动系统的整体结构框图。

图4是图3的电流推定器的内部框图。

图5是本发明的第二实施例所述的电动机驱动系统的整体结构框图。

图6是表示施加在图5的电动机上的三相交流电压的电压波形的一例图。

图7是以表的方式表示对于图5的电动机的通电模式，和各通电模式与母线电流的关系的图。

图8是表示第二实施例所述的、进行三相调制的情况下的各相电压的电压电平与载波信号之间的关系，及与该关系对应的PWM信号及母线电流的波形的图。

图9(a)、(b)、(c)及(d)是图8的各时刻下的、电动机的电枢绕组周边的等价电路图。

图10是以表的方式表示图5的电动机中的各相电压的高低关系的组合(模式)及各组合中检测到的电流的相的图。

图11(a)表示进行三相调制的情况下的各相电压的电压波形的图。

图11(b)表示进行两相调制的情况下的各相电压的电压波形的图。

图12是表示第三实施例所述的、进行两相调制的情况下的各相电压的电压电平与载波信号之间的关系，及与该关系对应的PWM信号及母线电流的波形的图。

图13是第四实施例所述的与图12的变形例相当的图。

具体实施方式

以下，参照附图对本发明的实施方式进行具体的说明。参照的各图中，同一部分标注同一标记，对同一部分的重复说明原则上省略。

以后说明第一～第四实施例，首先对各实施例中共同的事项及各实施例中参照的事项进行说明。

图1是本发明的实施方式所述的电动机驱动系统的方块结构图。图1的电动机驱动系统具备：三相永磁铁同步电动机1(以下简单标记为“电动机1”)、PWM(脉冲宽度调制Pulse Width Modulation)转换器2(以下简单标记为“转换器2”)、控制部3、直流电源4。直流电源4将负输出端子4b设为低电压侧，并在正输出端子4a与负输出端子4b之间输出直流电压。

电动机1具备设有永久磁铁的转子6和设有U相、V相及W相的电枢绕组7u、7v及7w的定子7。电枢绕组7u、7v及7w以中性点14为中心进行Y结线。在电枢绕组7u、7v及7w中，与中性点14的相反侧的非结线端分别与端子12u、12v及12w连接。

转换器2具备U相用的半桥电路、V相用的半桥电路及W相用的半桥电路。各半桥电路具有一对开关元件。在各半桥电路中，一对开关元件串联连接在直流电源4的正输出端子4a与负输出端子4b之间，并对各半桥电路施加来自直流电源4的直流电压。

U相用的半桥电路由高电压侧的开关元件8u(以下称为上臂8u)及低电压侧的开关元件9u(以下称为下臂9u)构成。V相用的半桥电路由高电压侧的开关元件8v(以下称为上臂8v)及低电压侧的开关元件9v(以下称为下臂9v)构成。W相用的半桥电路由高电压侧的开关元件8w(以下称为上臂8w)及低电压侧的开关元件9w(以下称为下臂9w)构成。此外，以从直流电源4的低电压侧朝向高电压侧的方向作为顺向，在开关元件8u、8v、8w、9u、9v及9w上分别并列地连接二极管10u、10v、10w、11u、11v及11w。各二极管具有作为续流二极管(free wheel diode)的功能。

串联连接的上臂8u与下臂9u的连接点、串联连接的上臂8v与下臂9v的连接点、串联连接的上臂8w与下臂9w的连接点分别与端子12u、12v及12w连接。而且，图1中表示了作为各开关元件的场效应晶体管，但也能够将其置换为IGBT(绝缘双栅极晶体管(gate bipolar transistor))等。

转换器2基于从控制部3提供的三相电压指令值生成相对于各相的PWM信号(脉冲宽度调制信号)，通过将该PWM信号提供给转换器2内的各开关元件的控制端子(基极或者栅极)，从而使各开关元件进行开关动作。从控制部3向转换器2供给的三相电压指令值由U相电压指令值v_u ^*、V相电压指令值v_v ^*及W相电压指令值v_w ^*构成，并利用v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*分别表示U相电压v_u、V相电压v_v及W相电压v_w的电压电平(电压值)。并且转换器2基于v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*控制各开关元件的开启(导通)或者关闭(非导通)。

如果忽略用于防止同一相的上臂与下臂同时开启的停顿时间(dead time)，则在各半桥电路中，上臂是开启时，下臂关闭；上臂关闭时，下臂开启。忽略上述停顿时间进行以下的说明。

施加于转换器2的来自直流电源4的直流电压，例如通过转换器2内的各开关元件的开关动作而被变换为例如被PWM调制(脉冲宽度调制)了的三相交流电压。通过将该三相交流电压施加于电动机1，在各电枢绕组(7u、7v及7w)流通与三相交流电压对应的电流，从而驱动电动机1。

将从转换器2、经由端子12u向电枢绕组7u供给的电流、经由端子12v向电枢绕组7v供给的电流、经由端子12w向电枢绕组7w供给的电流分别称为U相电流i_u、V相电流i_v及W相电流i_w。也将U相电流i_u、V相电流i_v及W相电流i_w分别(或将它们总称)称为相电流。此外，在相电流中，将从端子12u、12v或12w向中性点14流入的方向的电流的极性设为正，从中性点14流出的方向的电流的极性设为负。

在转换器2中，下臂9u、9v及9w的低电压侧共同接线并与直流电源4的负输出端子4b连接。将下臂9u、9v及9w的低电压侧共同接线的配线称为母线13，并将在母线13中流通的电流称为母线电流。母线电流因为具有直流分量，所以也能够将其解释为直流电流。

虽然图1中未图示，但在该电动机驱动系统中，还设有电流传感器。该电流传感器设在转换器2与电动机1之间，或设在转换器2与直流电源4之间。表示电动机1的电流信息的电流传感器的输出信号提供给控制部3，并用于由控制部3进行的矢量控制(详细后述)。

接下来，进行各种状态量(状态变量)的说明及定义。图2是电动机1的解析模型图。图2中表示了U相、V相、W相的电枢绕组固定轴(以下将其简单称为U相轴、V相轴及W相轴)。6a是设置在电动机1的转子6上的永久磁铁。在以与永久磁铁6a产生的磁通相同的速度旋转的旋转坐标系中，将永久磁铁6a产生的磁通方向取为d轴。此外，虽未图示，但从d轴起电角增加90度的相位取为q轴。

此外，在对电动机1进行矢量控制时不使用转子位置检测用的位置传感器的情况下，因为真正的d轴及q轴不明，所以定义控制上的推定轴。与d轴对应的控制上的推定轴设为γ轴，与q轴对应的控制上的推定轴设为δ轴。δ轴为从γ轴起电角前进90度的轴(图2中未图示)。通常，实施矢量控制以使γ轴及δ轴与d轴及q轴一致。d轴与q轴是实轴的旋转坐标系的坐标轴，将选择其为坐标轴的坐标称为dq坐标。γ轴与δ轴是控制上的旋转坐标系(推定旋转坐标系)的坐标轴，将选择其为坐标轴的坐标称为γδ坐标。

d轴(及q轴)旋转，并将其旋转速度(电角速度)称为实际电动机速度ω。γ轴(及δ轴)也旋转，并将其旋转速度(电角速度)称为推定电动机速度ω_e。此外，在某一瞬间的旋转的dq坐标中，以U相的电枢绕组固定轴为基准，由θ(实际转子位置θ)表示d轴的相位。同样地，在某一瞬间的旋转的γδ坐标中，以U相的电枢绕组固定轴为基准，由θ_e(推定转子位置θ_e)表示γ轴的相位。如此，d轴与γ轴的轴误差Δθ以Δθ＝θ-θ_e表示。

此外，从转换器2施加在电动机1上的整体的电动机电压以V_a表示，从转换器2向电动机1供给的整体的电动机电流以I_a表示。并且，电动机电压V_a的γ轴分量、δ轴分量、d轴分量及q轴分量分别以γ轴电压v_γ、δ轴电压v_δ、d轴电压v_d及q轴电压v_q表示，电动机电流I_a的γ轴分量、δ轴分量、d轴分量及q轴分量分别以γ轴电流i_γ、δ轴电流i_δ、d轴电流i_d及q轴电流i_q表示。

以下，对本发明的第一～第四实施例进行说明。在各实施例中记载的事项只要没有矛盾，也适用于其他的实施例。

《第一实施例》

首先对第一实施例进行说明。图3是第一实施例所述的电动机驱动系统的整体结构框图。图3中，与图1相同的部分标注同一标记。

图3的电动机驱动系统具备电动机1、转换器2、直流电源4及电流传感器(电流检测元件)5，并且具备形成图1的控制部3的“电流检测部21、电流推定器22、速度控制部23、磁通控制部24、电流控制部25、坐标变换器26、速度推定器27及积分器28”。

电流传感器5设置在转换器2与电动机1之间，对在转换器2与电动机1之间流通的三相的相电流(i_u、i_v及i_w)内的一相的相电流进行检测。即，电流传感器5对i_u、i_v及i_w中的任一个进行检测(参照图1)。电流传感器5是夹在连接转换器2与端子12u、12v或12w的线路中的变流器或分流电阻。

电流传感器5与电流检测部21连接。电流传感器5将表示检测的相电流的电流值的模拟的检测信号向电流检测部21输出。电流检测部21以合适的采样周期将电流传感器5的输出信号(检测信号)变换为数字信号，并依次将该数字信号向电流推定器22输出。在以i_X表示电流传感器5检测的相电流的情况下，以数字信号表示的i_X(i_X的电流值)被从电流检测部21输送至电流推定器22。i_X也特定电流的极性。即，在向定子7供给从转换器2向中性点14的电流的情况下，i_X为正，在供给从中性点14流出的电流的情况下，i_X为负。

电流推定器22参照来自电流检测部21的i_X等，对γ轴电流i_γ及δ轴电流i_δ进行计算(详细后述)。

从外部向图3的电动机驱动系统赋予电动机速度指令值ω^*作为用于使电动机1(转子6)以期望的旋转速度旋转的指令值(外部指令值)。

向速度控制部23提供电动机速度指令值ω^*与利用速度推定器27推定的推定电动机速度ω_e的差、即速度误差(ω^*-ω_e)。速度控制部23基于速度误差(ω^*-ω_e)计算出δ轴电流i_δ需追随的δ轴电流指令值i_δ ^*。例如，以通过比例积分控制使(ω^*-ω_e)收敛于0的方式计算出i_δ ^*。

磁通控制部24根据需要参照i_δ ^*及/或ω_e等，计算出γ轴电流i_γ需追随的γ轴电流指令值i_γ ^*。例如计算出用于实现最大转矩控制的i_γ ^*。

电流控制部25进行比例积分控制，计算出γ轴电压v_γ及δ轴电压v_δ需追随的γ轴电压指令值v_γ ^*及δ轴电压指令值v_δ ^*，以使来自磁通控制部24的i_γ ^*与来自电流推定器22的i_γ之间的电流误差(i_γ ^*-i_γ)、和来自速度控制部23的i_δ ^*与来自电流推定器22的i_δ之间的电流误差(i_δ ^*-i_δ)同时收敛于0。

坐标变换器26基于来自积分器28的推定转子位置θ_e，将v_γ ^*及v_δ ^*变换为三相电压指令值(v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*)，并将该三相电压指令值向转换器2输出。转换器2根据该三相电压指令值向电动机1供给三相电流。

速度推定器27使用i_γ、i_δ、v_γ ^*及v_δ ^*的全部或一部分，计算出推定电动机速度ω_e。作为ω_e的计算方法，各种方法为人所知，可以使用任一种方法。例如，通过使用i_γ、i_δ及v_γ ^*(以及v_δ ^*)估计在电动机1内生成的感应电压，计算出轴误差Δθ，通过进行比例积分控制计算出ω_e以使轴误差Δθ收敛于0。积分器28对ω_e进行积分计算出θ_e。在轴误差Δθ为0时，i_γ＝i_d、i_δ＝i_q、v_γ＝v_d且v_δ＝v_q。

对电流推定器22的功能进行详细说明。图4是电流推定器22的内部框图。电流推定器22具备坐标变换器41及43和相电流选择器42。对电流推定器22从磁通控制部24及速度控制部23提供i_γ ^*及i_δ ^*，并从电流检测部21提供i_X，从积分器28提供θ_e。以规定的更新周期对在电动机驱动系统内计算出的各值(i_γ ^*、i_δ ^*、i_X、θ_e等)进行更新，但电流推定器22使用最新(现时刻)的各值进行i_γ及i_δ的计算。

首先，坐标变换器41使用θ_e将两相的电流指令值即i_γ ^*及i_δ ^*变换为三相的电流指令值。即，根据下式(1)，对三相的电流指令值i_u ^*、i_v ^*及i_w ^*进行计算。i_u ^*、i_v ^*及i_w ^*是分别与i_u、i_v及i_w对应的电流指令值。

$\left[\begin{array}{c}{i_u}^{*}\\ {i_v}^{*}\\ {i_w}^{*}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ -\frac{1}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\\ -\frac{1}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{\cos \mathrm{\θ}}_e& -{\sin \mathrm{\θ}}_e\\ {\sin \mathrm{\θ}}_e& \cos {\mathrm{\θ}}_e\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i_{\mathrm{\γ}}}^{*}\\ {i_{\mathrm{\δ}}}^{*}\end{array}\right]\·\·\·\left(1\right)$

相电流选择器42选择由电流检测部21(电流传感器5)检测出的电流的相以外的两相，在电流指令值i_u ^*、i_v ^*及i_w ^*内，将与选择的两相对应的电流指令值作为i_Y及i_Z输出。例如，在电流传感器5检测的电流的相为U相的情况下，i_X＝i_u且i_Y＝i_v ^*且i_Z＝i_w ^*。i_Y及i_Z作为从两相的电流指定值i_γ ^*及i_δ ^*推定的相电流对待。而且，在本实施例中，因为电流传感器5设置在转换器2与电动机1之间，所以相电流选择器42预先识别i_X表示哪个相的电流。

坐标变换器43根据下式(2)将由来自电流检测部21的i_X与来自相电流选择器42的i_Y及i_Z构成的三相电流变换为两相电流，并由此计算出i_γ及i_δ。在使用下式(2)的情况下，i_u ^*、i_v ^*及i_w ^*分别被替换为i_u、i_v及i_w。例如，在电流传感器5检测的电流的相是U相的情况下，作为式(2)的i_u、i_v及i_w分别使用i_X、i_Y(＝i_v ^*)及i_Z(＝i_w ^*)。此处计算出的i_γ及i_δ是由一个相的电流的检测值(i_X)与两相的电流指令值(i_γ ^*及i_δ ^*)推定的电流，也可将它们称为用于矢量控制的控制电流。

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\γ}}\\ i_{\mathrm{\δ}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}\cos {\mathrm{\θ}}_e& -{\sin \mathrm{\θ}}_e\\ {\sin \mathrm{\θ}}_e& \cos {\mathrm{\θ}}_e\end{array}\right]\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_u\\ i_v\\ i_w\end{array}\right]\·\·\·\left(2\right)$

而且，虽然叙述了“相电流选择器42选择由电流检测部21(电流传感器5)检测出的电流的相以外的两相，在电流指令值i_u ^*、i_v ^*及i_w ^*内，将与选择的两相对应的电流指令值作为i_Y及i_Z输出”，但取而代之，也可进行如下的处理。相电流选择器42选择由电流检测部21(电流传感器5)检测出的电流的相以外的两相中的一相。并且，该两相中其余的一相的相电流从选择为i_X的一相的相电流计算出。例如，在电流传感器5检测出的电流的相是U相，且选择的一相为V相的情况下，i_X＝i_u且i_Y＝i_v ^*，i_Z通过i_Z＝-i_X-i_Y计算出。

如此，在本实施例中，基于由电流检测部21(电流传感器5)检测出的一相的相电流i_X与两相的电流指令值即i_γ ^*及i_δ ^*，计算出作为控制电流的两相电流，即i_γ及i_δ。并且，使用转换器2对电动机1进行矢量控制，以使控制电流(i_γ及i_δ)追随于电流指令值(i_γ ^*及i_δ ^*)。

《第二实施例》

接下来，对第二实施例进行说明。图5是第二实施例所述的电动机驱动系统的整体结构框图。图5中，与图1及图3相同的部分标注同一标记。

图5的电动机驱动系统具备电动机1、转换器2、直流电源4及电流传感器(电流检测元件)5a，并且具备形成图1的控制部3的“电流检测部21a、电流推定器22、速度控制部23、磁通控制部24、电流控制部25、坐标变换器26、速度推定器27及积分器28”。

图5的电动机驱动系统除了将图3的电动机驱动系统中的电流传感器5及电流检测部21置换为电流传感器5a及电流检测部21a这点与图3的电动机驱动系统不同以外，在其余的方面，两电动机驱动系统相同。对不同点进行详细地说明。而且，将第一实施例中记载的事项适用于第二实施例的情况下，适当地忽略标记5与标记5a的不同、标记21与21a的不同。

电流传感器5a设置在转换器2与直流电源4之间，对在转换器2与直流电源4之间流通的电流进行检测。更具体地(参照图1)，电流传感器5a是在母线13上的分流电阻(或变流器)，对在母线13中流通的母线电流(检测电流)进行检测，将表示该母线电流的电流值的模拟的检测信号向电流检测部21a输出。而且，也可不将电流传感器5a设在连接下臂9u、9v及9w的低电压侧与负输出端子4b的配线(即母线13)上，而将其设在连接上臂8u、8v及8w的高电压侧与正输出端子4a的配线上(参考图1)。

电流检测部21a与电流传感器5a连接。电流检测部21a参照v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*，在合适的时刻对电流传感器5a的输出信号(检测信号)进行采样。采样后的电流传感器5a的输出信号(检测信号)被变换为数字信号，并顺次向电流推定器22输出。在以i_X表示电流传感器5a检测到的相电流的情况下，由数字信号表示的采样时刻的i_X(i_X的电流值)被从电流检测部21a输送至电流推定器22。此外此时，电流检测部21a也将表示i_X是哪个相的相电流的相信息向电流推定器22输送。

参照图6～图10，对i_X的检测原理的说明及电流检测部21a的动作进行说明。在第二实施例中，进行所谓三相调制，并在电动机1上施加三相交流电压。图6是表示施加在电动机1上的三相交流电压的典型的一例。图6中，100u、100v及100w分别表示施加在电动机1上的U相电压v_u、V相电压v_v及W相电压v_w的波形。将U相电压、V相电压及W相电压分别称为(或将它们总称)相电压。

如图6所示，U相电压、V相电压及W相电压间的电压电平的高低关系随时间的经过而变化。该高低关系由三相电压指令值(v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*)确定，转换器2根据三相电压指令值确定对各相的通电模式。图7中以表的方式对该通电模式进行表示。从图7的左侧开始的第一列～第三列表示通电模式。第四列后述。

通电模式有：

U、V及W相的下臂全部开启的通电模式“LLL”；

W相的上臂开启且U及V相的下臂开启的通电模式“LLH”；

V相的上臂开启且U及W相的下臂开启的通电模式“LHL”；

V及W相的上臂开启且U相的下臂开启的通电模式“LHH”；

U相的上臂开启且V及W相的下臂开启的通电模式“HLL”；

U及W相的上臂开启且V相的下臂开启的通电模式“HLH”；

U及V相的上臂开启且W相的下臂开启的通电模式“HHL”；

U、V及W相的上臂全部开启的通电模式“HHH”(省略上臂及下臂的符号(8u等)记述)。

图8表示在进行三相调制的情况下的各相电压的电压电平与载波(career)信号的关系，及与该关系对应的PWM信号及母线电流的波形。各相电压的电压电平的高低关系各种各样地变化，为说明的具体化，图8着眼于图6所示的某一时刻101。即，图8表示U相电压的电压电平最大且W相电压的电压电平最小的情况。电压电平最大的相称为“最大相”，电压电平最小的相称为“最小相”，电压电平既非最大也非最小的相称为“中间相”。在图8所示的状态中，最大相、中间相及最小相分别为U相、V相及W相。图8中，符号CS表示与各相电压的电压电平进行比较的载波信号。载波信号为周期性三角波信号，并将该信号的周期称为载波周期。而且，因为载波周期远比图6所示的三相交流电压的周期短，所以假设如果将图8所示的载波信号的三角波在图6上表示，则该三角波看起来为一根线。此外，在图8所示的例中，对于各相，PWM信号位于高电平时，上臂开启。

进一步参照图9(a)～(d)对相电流与母线电流的关系进行说明。图9是图8的各时刻下的、电枢绕组周边的等价电路。

将各载波周期的开始时刻、即载波信号位于最低电平的时刻称为T0。在时刻T0，各相的上臂(8u、8v及8w)开启。在此情况下，如图9(a)所示，由于形成短路电路、成为电流不向直流电源4出入的状态，所以母线电流变为0。

转换器2参照v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*对各相电压的电压电平与载波信号进行比较。并且，在载波信号的电平(电压电平)的上升过程中，如果到达最小相的电压电平与载波信号交叉的时刻T1，则最小相的下臂开启，如图9(b)所示，最小相的电流作为母线电流流过。在图8所示的例子的情况下，从时刻T1至后述的时刻T2的期间，因为W相的下臂9w开启，所以W相电流(极性为负)作为母线电流流过。

如果载波信号的电平进一步上升，到达中间相的电压电平与载波信号交叉的时刻T2，则最大相的上臂开启且中间相及最小相的下臂开启，如图9(c)所示，最大相的电流作为母线电流流过。在图8所示的例子的情况下，从时刻T2至后述的时刻T3的期间，因为U相的上臂8u开启且V相及W相的下臂9v及9w开启，所以U相电流(极性为正)作为母线电流流过。

如果载波信号的电平进一步上升，到达最大相的电压电平与载波信号交叉的时刻T3，则所有相的下臂开启，如图9(d)所示，因为形成短路电路、而成为电流不向直流电源4出入的状态，所以母线电流变为0。

在时刻T3与后述的时刻T4的中间时刻，在载波信号到达最大电平后，载波信号的电平下降。在载波信号的电平的下降过程中，顺次到达图9(d)、(c)、(b)及(a)所示的状态。即，在载波信号的电平的下降过程中，如果将最大相的电压电平与载波信号交叉的时刻设为T4，中间相的电压电平与载波信号交叉的时刻设为T5，最小相的电压电平与载波信号交叉的时刻设为T6，下一个载波周期的开始时刻设为T7，则时刻T4-T5间、时刻T5-T6间、时刻T6-T7间分别成为与时刻T2-T3间、时刻T1-T2间、时刻T0-T1间相同的通电模式。

从而，例如只要在时刻T1-T2间或T5-T6间检测母线电流，就能够从母线电流中检测最小相的电流，只要在时刻T2-T3间或T4-T5间检测母线电流，就能够从母线电流中检测最大相的电流。并且，中间相的电流能够利用三相电流的总和为0计算求得。图7的表的第四列中，对在各通电模式下作为母线电流流过的电流的相以标注电流极性的方式进行表示。例如，在与图7的表的第八行对应的通电模式“HHL”中，W相电流(极性为负)作为母线电流流过。

以U相为最大相且W相为最小相的情况举例，最大相、中间相及最小相的组合有6种。图10以表的形式表示该组合。在将U相电压、V相电压及W相电压分别以V_u、V_v及V_w表示的情况下，

v_u＞v_v＞v_w成立的状态称为第一模式，

v_v＞v_u＞v_w成立的状态称为第二模式，

v_v＞v_w＞v_u成立的状态称为第三模式，

v_w＞v_v＞v_u成立的状态称为第四模式，

v_w＞v_u＞v_v成立的状态称为第五模式，

v_u＞v_w＞v_v成立的状态称为第六模式。

图8及图9(a)等所示的例与第一模式对应。此外，图10也表示在各模式下检测出的电流的相。

U相电压指令值v_u ^*、V相电压指令值v_v ^*及W相电压指令值v_w ^*具体地分别表示为计数器的设定值CntU、CntV及CntW。相电压越高，赋予越大的设定值。例如，在第一模式中，CntU＞CntV＞CntW成立。

在电动机驱动系统(例如图1的控制部3)中设置的计数器(未图示)按每载波周期以时刻T0为基准，使计数值从0开始向上计数。并且，在该计数值达到CntW的时刻，从W相的上臂8w开启的状态切换到下臂9w开启的状态，在该计数值达到CntV的时刻，从V相的上臂8v开启的状态切换到下臂9v开启的状态，在该计数值达到CntU的时刻，从U相的上臂8u开启的状态切换到下臂9u开启的状态。在载波信号达到最大电平后，计数值向下计数，进行相反的切换动作。

从而，在第一模式中，上述的计数值到达CntW的时刻与时刻T1对应，达到CntV的时刻与时刻T2对应，达到CntU的时刻与时刻T3对应。因此，在第一模式中，在计数值向上计数的状态下，在计数值大于CntW且小于CntV的时刻，通过对电流传感器5a的输出信号进行采样，能够检测作为母线电流流过的W相电流(极性为负)，在计数值大于CntV且小于CntU的时刻，通过对电流传感器5a的输出信号进行采样，能够检测作为母线电流流过的U相电流(极性为正)。对于第二～第六模式也相同。

基于上述原理，能够从母线电流中检测各相电流，但如参照图8理解的那样，例如如果最大相与中间相的电压电平接近，则时刻T2-T3间及时刻T4-T5间的时间长度变短。通过将来自电流传感器5a的模拟输出信号变换为数字信号对母线电流进行检测，但如果该时间长度极短，则不能确保必要的A/D变换时间和振铃(ringing)(由开启关闭(switching)产生的电流脉动)的收敛时间，从而不能检测最大相的相电流。同样地，如果最小相与中间相的电压电平接近，则不能检测最小相的相电流。

但是，即使两个相电压接近，仍可检测一个相电流，如在第一实施例中进行的说明，通过对电流推定器22提供该一个相的相电流的检测结果，可计算出i_γ及i_δ。

电流检测部21a为检测一个相的相电流，对图8的时刻T1-T2间、时刻T2-T3间、时刻T4-T5间、或时刻T5-T6间的时刻下的电流传感器5a的输出信号进行采样。此时，电流检测部21a参照v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*(CntU、CntV及CntW)。

例如，作为原则，电流检测部21a通过对时刻T1与T2间的时刻下的电流传感器5a的输出信号进行采样，检测最小相的相电流作为i_X。并且，如果最小相与中间相的电压电平差在规定的电平差阈值以下，则例外地，通过对在时刻T2-T3间的时刻下的电流传感器5a的输出信号进行采样，检测最大相的相电流作为i_X。时刻T1与T2间的时刻在图8所示的例子的情况下，意味着计数器的计数值位于CntW与CntV之间的时刻。时刻T2与T3间的时刻在图8所示的例子的情况下，意味着计数器的计数值位于CntV与CntU之间的时刻。

此外，电流检测部21a通过根据v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*的高低关系(大小关系)来确定现时刻所属的模式为第一～第六模式的哪个模式，生成表示i_X为哪个相的相电流的相信息。此外，根据v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*的高低关系确定i_X的极性。

在图5的电动机驱动系统中，电流推定器22等的动作与第一实施例相同。图5的电流推定器22基于i_γ ^*及i_δ ^*与θ_e和来自电流检测部21a的i_X，进行i_γ及i_δ的计算。图5的电流推定器22中的相电流选择器42(参照图4)参照上述的相信息，识别i_X表示哪个相的电流。

如此，在第二实施例中，从三相电压指令值(v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*)和母线电流，检测出i_X，并确定上述相信息。

而且，包含在转换器2中的三个相的开关元件的开关模式通过三相电压指令值进行特定，所述三相电压指令值是基于作为两相的电流指令值的i_γ ^*及i_δ ^*与表示控制电流的i_γ及i_δ计算出的。在与载波信号的关系中，开关模式特定各开关元件(图1的8u等)在哪个时刻下开启或关闭。

《第三实施例》

接下来，对第三实施例进行说明。因为第三实施例所述的电动机驱动系统的整体结构框图与图5相同，所以省略重复的图示。但是，相对于第二实施例中进行三相调制，在第三实施例中进行两相调制。

在与三相调制的关系中，对两相调制进行说明。首先，进行三相调制的情况的各相电压如下式(3a)、(3b)及(3c)进行表示。此处，v_u1、v_v1及v_w1分别表示进行三相调制的情况下的U相电压、V相电压及W相电压，并分别与进行三相调制的情况下的v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*相等。此外，E表示直流电源4输出的直流电压的大小。M是确定各相电压的振幅的变量，且0≤M≤1成立。

$v_{u1}=\frac{E}{2}M\·\sin \left({\mathrm{\θ}}_e\right)---\left(3a\right)$

$v_{v1}=\frac{E}{2}M\·\sin ({\mathrm{\θ}}_e-\frac{2\mathrm{\π}}{3})---\left(3b\right)$

$v_{w1}=\frac{E}{2}M\·\sin ({\mathrm{\θ}}_e+\frac{2\mathrm{\π}}{3})---\left(3c\right)$

本实施例所述的两相调制是将各相的电压(指令电压)移动三相电压的最小相的电压的调制方式，如果进行该两相调制，则对于最小相的PWM信号的脉冲宽度总是为0(从而，相对于最小相的下臂总是开启)。因此，在本实施例所述的两相调制中，生成三相电压指令值(v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*)，以使包含于转换器2内的三个相的开关元件中的、与最小相对应的一个相的开关元件(例如，最小相是W相的情况下，图1的8w和9w)的开关停止。

在将进行本实施例所述的两相调制的情况下的U相电压、V相电压及W相电压分别设为v_u2、v_v2及v_w2的情况下，从v_u1、v_v1及v_w1向v_u2、v_v2及v_w2的变换式例如为下式(4a)、(4b)及(4c)。此处，min(v_u1、v_v1、v_w1)表示最小相的电压，即v_u1、v_v1及v_w1中的最小值。

$v_{u2}=v_{u1}-(\min (v_{u1},v_{v1},v_{w1})+\frac{E}{2})\·\·\·\left(4a\right)$

$v_{v2}=v_{v1}-(\min (v_{u1},v_{v1},v_{w1})+\frac{E}{2})\·\·\·\left(4b\right)$

$v_{w2}=v_{w1}-(\min (v_{u1},v_{v1},v_{w1})+\frac{E}{2})\·\·\·\left(4c\right)$

图11a表示进行三相调制的情况下的各相电压的电压波形，图11(b)表示进行基于(4a)、(4b)及(4c)的两相调制的情况下的各相电压的电压波形。

此外，图12表示进行本实施例所述的两相调制的情况下的、各相电压的电压电平与载波信号的关系，及与该关系对应的PWM信号及母线电流的波形。图12表示最大相、中间相及最小相分别为U相、V相及W相的情况。此外，在图12所示的例中，对于各相，PWM信号位于高电平时，上臂开启(高态有效(active high))。

从上述说明明确可知，在进行本实施例所述的两相调制的情况下，在载波信号的电平(电压电平)的上升过程中，不存在最小相的电压电平与载波信号交叉的时刻。即，不存在与图8的时刻T1相当的时刻。同样地，不存在与图8的时刻T6相当的时刻。

并且从图12可知，对于最小相的开关元件的开关被停止，在载波信号的电平变为最小的时刻(T0或T7)，仅相对于最小相的PWM信号变为低电平。即，在图12的例中，在该时刻下，在三个相的下臂中，仅W相的下臂9w(参照图1)开启。因此，如果在该时刻下对电流传感器5a的输出信号进行采样，则总是可检测最小相的电流。

第三实施例所述的电动机驱动系统考虑该特性进行工作。具体地，第三实施例所述的坐标变换器26基于θ_e在将作为两相的电压指令值的v_γ ^*及v_δ ^*变换为三相电压指令值v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*时，将基于为进行两相调制的例如上式(4a)～(4c)的v_u2、v_v2及v_w2设为v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*。

并且，第三实施例所述的电流检测部21a通过在载波信号的电平变为最小的时刻下，即在计数器的计数值变为0的时刻下，对电流传感器5a的输出信号进行采样，检测最小相的相电流作为i_X。此外，与第二实施例同样，电流检测部21a基于v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*的高低关系(大小关系)，特定最小相是哪个相，并特定表示i_X是哪个相的相电流的相信息。此外，也从v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*的高低关系特定i_X的极性。

电流推定器22等的动作与第一及第二实施例相同。第三实施例所述的电流推定器22基于i_γ ^*、i_δ ^*及θ_e和来自电流检测部21a的i_X，进行i_γ及i_δ的计算。相电流选择器42(参照图4)参照上述的相信息，识别i_X表示哪个相的电流。

《第四实施例》

接下来，对第四实施例进行说明。因为第四实施例所述的电动机驱动系统的整体结构框图与图5相同，所以省略重复的图示。第四实施例与第三实施例同样进行两相调制，但第四实施例所述的两相调制与第三实施例所述的有若干不同。

本实施例所述的两相调制是将各相的电压(指令电压)移动三相电压的最大相的电压的调制方式，如果进行该两相调制，则对于最大相的PWM信号的脉冲宽度总是最大(因此，相对于最大相的上臂总是开启)。因此，在本实施方式所述的两相调制中，生成三相电压指令值(v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*)，以使包含于转换器2内的三个相的开关元件中的、与最大相对应的一个相的开关元件(例如，最大相是U相的情况下，图1的8u和9u)的开关停止。

在将进行本实施例所述的两相调制的情况下的U相电压、V相电压及W相电压分别设为v_u3、v_v3及v_w3的情况下，从v_u1、v_v1及v_w1向v_u3、v_v3及v_w3的变换式例如为下式(5a)、(5b)及(5c)。此处，max(v_u1、v_v1、v_w1)表示最大相的电压，即v_u1、v_v1及v_w1中的最大值。

$v_{u3}=v_{u1}-(\max (v_{u1},v_{v1},v_{w1})-\frac{E}{2})\·\·\·\left(5a\right)$

$v_{v3}=v_{v1}-(\max (v_{u1},v_{v1},v_{w1})-\frac{E}{2})\·\·\·\left(5b\right)$

$v_{w3}=v_{w1}-(\max (v_{u1},v_{v1},v_{w1})-\frac{E}{2})\·\·\·\left(5c\right)$

在进行基于式(5a)、(5b)及(5c)的两相调制的情况下，各相电压的电压波形为使图11(b)的波形上下反转的电压波形。

图13表示进行本实施例所述的两相调制情况下的、各相电压的电压电平与载波信号的关系，及与该关系对应的PWM信号及母线电流的波形。图13表示最大相、中间相及最小相分别为U相、V相及W相的情况。此外，在图13所示的例中，对于各相，PWM信号位于高电平时，上臂开启(高态有效(active high))。

在进行本实施例所述的两相调制的情况下，最大相的电压电平与载波信号的最大电平一致。并且，开关元件相对于最大相的开关被停止，从图13可知，在载波信号的电平变为最大的时刻，仅对于最大相的PWM信号变为高电平。即，在图13的例中，在载波信号的电平变为最大的时刻，在三个相的上臂中，仅最大相的上臂开启。因此，如果在该时刻下对该电流传感器5a的输出信号进行采样，则总是可检测最大相的电流。

第四实施例所述的电动机驱动系统考虑该特性进行工作。具体地，第四实施例所述的坐标变换器26基于θ_e在将作为两相的电压指令值的v_γ ^*及v_δ ^*变换为三相电压指令值v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*时，将基于为进行两相调制的例如上式(5a)～(5c)的v_u3、v_v3及v_w3设为v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*。

并且，第四实施例所述的电流检测部21a通过在载波信号的电平变为最大的时刻，即计数器的计数值变为最大值的时刻，对电流传感器5a的输出信号进行采样，检测最大相的相电流作为i_X。此外，与第二实施例同样，电流检测部21a基于v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*的高低关系(大小关系)，特定最大相是哪个相，并特定表示i_X是哪个相的相电流的相信息。此外，也从v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*的高低关系特定i_X的极性。

电流推定器22等的动作与第一及第二实施例相同。第四实施例所述的电流推定器22基于i_γ ^*、i_δ ^*及θ_e和来自电流检测部21a的i_X，进行i_γ及i_δ的计算。相电流选择器42(参照图4)参照上述的相信息，识别i_X表示哪个相的电流。

而且，如上所述，在载波信号为最低电平或最大电平的时刻，虽能够检测最小相或最大相的电流，但在此以外的时刻下也可对电流传感器5a的输出信号进行采样。即，例如在第三实施例中，参照v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*，通过对时刻T0-T2间、时刻T2-T3间、时刻T4-T5间，或时刻T5-T7间的时刻进行特定，并在该特定的时刻下对电流传感器5a的输出信号进行采样，也可检测最小相或最大相的相电流作为i_X。在此情况下，电流检测部21a参照v_u ^*、v_v ^*及v_w ^*，对最小相或最大相为哪个相进行特定，并根据该特定内容，确定表示i_X是哪个相的相电流的相信息。

根据第一～第四实施例，首先，因为由一个电流传感器完成，所以实现成本降低。并且，因为使用电流指令值对检测的相以外的相电流进行推定，所以，不会产生由日本国特开2001-145398号公报中记载的方法产生的电流的相位延迟，可实现稳定的无传感器矢量控制。

此外，在以往的一分流电流检测方式中，需要在一个载波周期内进行两次采样，但在第二、第三或第四实施例中，因为仅进行一次采样即可，所以对于A/D变换(模拟-数字变换)的高速性的要求得到缓和，并且，即使两个相电压重叠，仍可进行三相电流的推定。

此外，即使进行一次采样，通常需要严密的采样时刻的计算，但根据第三、第四实施例，不需要此种采样时刻的计算。因此，例如，在使用将图1的控制部3嵌入通用微型计算机等的软件(程序)来实现的情况下，可实现程序的高速化。

《变形等》

以上说明了适用本发明的电动机驱动系统的实施例，但本发明包含各种变形例(或其他的实施例)。以下，作为变形例(或其他的实施例)或注释事项，记述注释1～注释8。在各注释中记载的内容只要没有矛盾，则可任意地进行组合。

[注释1]

在上述各实施例中，以推定d轴及q轴(即，使γ轴及δ轴与d轴及q轴一致)的方式，对电动机1进行矢量控制，但推定的轴也可为d轴及q轴以外的轴。例如，也可推定本申请人提出的dm轴及qm轴。qm轴是实现最大转矩控制时方向与需向电动机1供给的电流矢量的方向一致的旋转轴，dm轴是从qm轴滞后90度电角的轴。

关于dm轴及qm轴的详细的说明记载于日本国专利申请号2006-177646的说明书等中，并且也记载于“比田，另外两名，“基于最大转矩控制轴的永磁铁同步电动机的无位置传感器矢量控制(Position Sensorless Vector control for Permanent Magnet Synchronous Motors Based on Maximum Torque Control Frame)”，平成18年电气学会产业应用部门大会讲演论文集，电气学会产业应用部门，平成18年8月，p.385-388(I-385～I-388)”，在推定dm轴及qm轴的情况下，图3等的速度推定器27按照这些文献中记载的方法，以使γ轴(及δ轴)追随dm轴(及qm轴)的方式，计算推定电动机速度ω_e。

[注释2]

在上述的各实施例中，说明了执行未设置转子位置检测用的位置传感器的所谓无传感器控制的电动机驱动系统，但本发明也可适用于设有位置传感器的情况。在此情况下，用于推定电动机速度(即，算出ω_e)的速度推定器27及用于推定转子位置(即，算出θ_e)的积分器28(参照图3等)，可置换为用于检测实际转子位置θ的位置传感器(未图示)及对θ进行微分来检测实际电动机速度ω的微分器(未图示)。

在设置位置传感器对θ及ω进行检测的情况下，各实施例的说明文及各式中的“γ”、“δ”、“θ_e”及“ω_e”分别替换为“d”、“q”、“θ”及“ω”。

[注释3]

第一实施例中，因为电流传感器5设在转换器2与电动机1之间(参照图3)，所以当然不依赖于转换器2的调制方式。这是因为无论使用三相调制还是两相调制，在各相的电枢绕组中流通的电流相同。

[注释4]

此外，构成上述电动机驱动系统的各部位根据需要可自由利用在电动机驱动系统内生成的全部值。

[注释5]

此外，控制部3(参照图1)的功能的一部分或全部例如通过使用嵌入在通用微型计算机等中的软件(程序)来实现。在使用软件实现控制部3的情况下，表示控制部3的各部的结构的框图表示功能框图。当然，也可不用软件(程序)，仅由硬件构成控制部3。

[注释6]

此外例如，控制部3具有作为电动机控制装置的功能。即使考虑在电动机控制装置中包含图3或图5的电流传感器5或5a也无妨。此外，例如，图3等的速度控制部23及磁通控制部24具有作为生成电流指令值(i_γ ^*及i_δ ^*)的电流指令值生成机构的功能。

[注释7]

此外，在本说明书中，为了简化叙述，也存在仅由记号(i_γ等)的标记表现与该记号对应的状态量(状态变量)等的情况。即，在本说明书中，例如“i_γ”与“γ轴电流i_γ”所指相同。

[注释8]

包含上述的各种的指令值(i_γ ^*、i_δ ^*、v_γ ^*及v_δ ^*等)或其他的状态量(ω_e等)的、需导出(或推定)的所有值的导出方法(或推定方法)是任意的。即，例如，可通过在控制部3内的运算将其导出(或推定)，也可从预先设定的列表数据中导出(或推定)。

本发明适合于使用电动机的所有电气设备。特别适合于冰箱用的压缩机、空调、电动车等。

Claims (7)

1.一种电动机控制装置，其特征在于，具备：

电流检测机构，其对从转换器向电动机供给的三相的相电流中的一相的相电流进行检测；和

电流推定机构，其利用表示需向所述电动机供给的电流的电流指令值，对检测的相以外的相的相电流进行推定，根据该推定的相电流与所述一相的相电流导出与所述电流指令值对应的控制电流，利用所述控制电流控制电动机，

所述电动机控制装置通过所述转换器对所述电动机进行控制，以使所述控制电流追随于所述电流指令值，

在将与设置在所述电动机的转子上的永磁铁产生的磁通的方向对应的旋转轴设为第一轴，将与该第一轴正交的旋转轴设为第二轴的情况下，

所述电流指令值由作为所述电流指令值的第一轴及第二轴分量的第一及第二电流指令值形成，

所述控制电流由作为所述控制电流的第一轴及第二轴分量的第一及第二控制电流形成，

所述电流推定机构具备第一坐标变换机构，该第一坐标变换机构基于检测或推定的所述电动机的转子位置，将所述第一及第二电流指令值变换为与所述三相的相电流相对的三相电流指令值，

所述电流推定机构还具备相电流选择器和第二坐标变换机构，所述相电流选择器利用所述三相电流指令值，对由所述电流检测机构检测的相以外的相的相电流进行推定，并且所述第二坐标变换机构基于所述转子位置，对基于该推定的相电流与由所述电流检测机构检测的所述一相的相电流的三相相电流进行坐标变换，导出所述第一及第二控制电流，

所述电流检测机构与对向所述转换器供电的直流电源和所述转换器之间流过的电流进行检测的电流传感器相连接，基于该电流传感器的检测结果，对所述一相的相电流进行检测，

所述电动机控制装置还具备三相电压指令值生成机构，该三相电压指令值生成机构基于所述电流指令值与所述控制电流，生成对包含在所述转换器中的三个相的开关元件的开关模式进行特定的三相电压指令值，所述三相电压指令值以使一个相的开关元件的开关停止的方式生成。

2.如权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，

还具备电流指令值生成机构，其基于外部指令值和检测或推定的电动机速度生成所述电流指令值。

3.如权利要求1所述的电动机控制装置，其特征在于，

所述转换器是PWM转换器，通过比较所述三相电压指令值与周期性变动的三角波状的载波信号，使各开关元件进行开关，

所述电流检测机构在所述载波信号变为最大电平或最低电平的时刻，对表示由所述电流传感器检测的所述电流的电流值的检测信号进行采样，并基于该采样的所述检测信号，检测所述一相的相电流。

4.一种电动机控制装置，其特征在于，具备：

电流检测机构，其对从转换器向电动机供给的三相的相电流中的一相的相电流进行检测；和

电流推定机构，其利用表示需向所述电动机供给的电流的电流指令值，对检测的相以外的相的相电流进行推定，根据该推定的相电流与所述一相的相电流导出与所述电流指令值对应的控制电流，利用所述控制电流控制电动机，

所述电动机控制装置通过所述转换器对所述电动机进行控制，以使所述控制电流追随于所述电流指令值，

在将与设置在所述电动机的转子上的永磁铁产生的磁通的方向对应的旋转轴设为第一轴，将与该第一轴正交的旋转轴设为第二轴的情况下，

所述电流指令值由作为所述电流指令值的第一轴及第二轴分量的第一及第二电流指令值形成，

所述控制电流由作为所述控制电流的第一轴及第二轴分量的第一及第二控制电流形成，

所述电流推定机构具备第一坐标变换机构，该第一坐标变换机构基于检测或推定的所述电动机的转子位置，将所述第一及第二电流指令值变换为与所述三相的相电流相对的三相电流指令值，

所述电流推定机构还具备相电流选择器和第二坐标变换机构，所述相电流选择器利用所述三相电流指令值，对由所述电流检测机构检测的相以外的相的相电流进行推定，并且所述第二坐标变换机构基于所述转子位置，对基于该推定的相电流与由所述电流检测机构检测的所述一相的相电流的三相相电流进行坐标变换，导出所述第一及第二控制电流，

所述电流检测机构与对所述转换器和所述电动机之间流过的电流进行检测的电流传感器相连接，基于该电流传感器的检测结果，对所述一相的相电流进行检测，

所述电动机控制装置还具备三相电压指令值生成机构，该三相电压指令值生成机构基于所述电流指令值与所述控制电流，生成对包含在所述转换器中的三个相的开关元件的开关模式进行特定的三相电压指令值，所述三相电压指令值以使一个相的开关元件的开关停止的方式生成。

5.一种电动机驱动系统，其特征在于，具备：

电动机；

驱动所述电动机的转换器；和

通过控制所述转换器对所述电动机进行控制的权利要求1所述的电动机控制装置。

6.一种电动机控制装置，其特征在于，具备：

电流检测机构，其对从转换器向电动机供给的三相的相电流中的一相的相电流进行检测；和

电流推定机构，其利用表示需向所述电动机供给的电流的电流指令值，对检测的相以外的相的相电流进行推定，根据该推定的相电流与所述一相的相电流导出与所述电流指令值对应的控制电流，利用所述控制电流控制电动机，

所述电动机控制装置通过所述转换器对所述电动机进行控制，以使所述控制电流追随于所述电流指令值，

所述电流检测机构与对向所述转换器供电的直流电源和所述转换器之间流过的电流进行检测的电流传感器相连接，基于该电流传感器的检测结果，对所述一相的相电流进行检测，

所述电动机控制装置还具备三相电压指令值生成机构，该三相电压指令值生成机构基于所述电流指令值与所述控制电流，生成对包含在所述转换器中的三个相的开关元件的开关模式进行特定的三相电压指令值，所述三相电压指令值以使一个相的开关元件的开关停止的方式生成，

所述转换器是PWM转换器，通过比较所述三相电压指令值与周期性变动的三角波状的载波信号，使各开关元件进行开关，

所述电流检测机构在所述载波信号变为最大电平或最低电平的时刻，对表示由所述电流传感器检测的所述电流的电流值的检测信号进行采样，并基于该采样的所述检测信号，检测所述一相的相电流。

7.一种电动机驱动系统，其特征在于，具备：

电动机；

驱动所述电动机的转换器；和

通过控制所述转换器对所述电动机进行控制的权利要求6所述的电动机控制装置。

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