JP5910582B2 - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、三相のうち一相の相電流を電流センサにより検出して交流電動機の通電を制御する交流電動機の制御装置に関する。

近年、低燃費、低排気エミッションの社会的要請から車両の動力源として交流電動機を搭載した電気自動車やハイブリッド自動車が注目されている。例えば、ハイブリッド自動車においては、二次電池等からなる直流電源と交流電動機とを、インバータ等で構成された電力変換装置を介して接続し、直流電源の直流電圧をインバータで交流電圧に変換して交流電動機を駆動するようにしたものがある。

このようなハイブリッド自動車や電気自動車に搭載される交流電動機の制御装置において、相電流を検出する電流センサを一相のみに設け、一相の電流検出値に基づき推定した電流推定値をフィードバックすることで交流電動機の通電を制御する技術が知られている（例えば、特許文献１参照）。電流センサを一相のみに設けることで、電流センサの数を減らし、インバータの三相出力端子近傍の小型化や交流電動機の制御系統のコスト低減を図っている。

特許文献１に開示された技術では、電流センサで検出した一相（例えばＵ相）の電流検出値と、ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値と、交流電動機の電気角とに基づいて他の二相（例えばＶ相とＷ相）の電流推定値を算出する。
具体的には、交流電動機の回転子とステータのＵ相軸とが成す角度（θ）と、ｄ軸電流指令値Ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値Ｉｑ^*から得られた指令電流位相角（α）とを加算した「Ｕ相電流位相角θ´（＝θ＋α）」を求め、Ｕ相電流位相角θ´とＵ相電流検出値Ｉｕを用いて、下式（９１）により電流振幅Ｉａを算出する。この電流振幅Ｉａを、Ｕ相電流位相角θ´から±１２０［°］ずらした電気角におけるｓｉｎ値に乗じ、下式（９２）、（９３）により他の二相の電流推定値Ｉｖ、Ｉｗを算出する。

Ｉａ＝Ｉｕ／［√（１／３）×｛−ｓｉｎ（θ´）｝］ ・・・（９１）
Ｉｖ＝√（１／３）×Ｉａ×｛−ｓｉｎ（θ´＋１２０°）｝ ・・・（９２）
Ｉｗ＝√（１／３）×Ｉａ×｛−ｓｉｎ（θ´＋２４０°）｝ ・・・（９３）

そして、一相の電流検出値Ｉｕと他の二相の電流推定値Ｉｖ、Ｉｗとをｄｑ変換し、ｄ軸電流推定値Ｉｄ及びｑ軸電流推定値Ｉｑを算出し、これらのｄ軸電流推定値Ｉｄ及びｑ軸電流推定値Ｉｑをｄ軸電流指令値Ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値Ｉｑ^*に対してフィードバックする電流フィードバック制御方式によって交流電動機の通電を制御する。

特開２００４−１５９３９１号公報

特許文献１の技術では、Ｕ相電流位相角θ´＝０［°］で、ｓｉｎ（θ´）＝０になったとき、上記（９１）式による電流振幅Ｉａの算出において、０で除算する「ゼロ割り」となり、電流振幅Ｉａを正確に算出することができなくなる。そのため、他の二相の電流推定値Ｉｖ、Ｉｗを正確に算出することができなくなる。しかし、特許文献１には、このときの対策について全く言及されていない。
また、電流検出値Ｉｕ＝０［Ａ］になったとき、上記（９２）、（９３）式により、他の二相の電流推定値Ｉｖ、Ｉｗは、Ｉｖ＝０［Ａ］及びＩｗ＝０［Ａ］と算出されるため、交流電動機の制御が成立しなくなる可能性がある。

特許文献１以外の技術においても、電流推定の計算式に、特定の位相やタイミングで０となる変数が含まれる場合、０で除算する「ゼロ割り」又は０で乗算する「ゼロ掛け」によって正確な計算が阻害され、電流推定値が変動するおそれがある。
本発明は上述の課題に鑑みて成されたものであり、その目的は、三相のうち一相の相電流を電流センサにより検出して交流電動機の通電を制御する制御装置において、計算式中の「ゼロ割り」や「ゼロ掛け」による電流推定値の変動を防止する交流電動機の制御装置を提供することにある。

本発明は、三相の交流電動機を駆動するインバータと、交流電動機の三相のうち一相のセンサ相に流れる電流を検出する電流センサと、インバータを構成する複数のスイッチング素子のオン／オフを切り替えて交流電動機の通電を制御する制御手段とを備える交流電動機の制御装置に係る発明である。
制御手段は、一相のセンサ相の電流検出値及び交流電動機の電気角に基づいてｄ軸電流推定値及びｑ軸電流推定値を推定する電流推定手段、並びに、センサ相の電流検出値がゼロを含む所定範囲内にある期間である「センサ相電流のゼロクロス時」に交流電動機の電圧に関する指令値を補間するゼロクロス補間手段を有する。
ゼロクロス補間手段は、センサ相電流のゼロクロス時に、交流電動機の電圧に関する指令値を連続的な変数値で補間することを特徴とする。

ここで、「交流電動機」は、交流駆動のモータ、発電機、及びモータジェネレータを含むものであり、例えば、ハイブリッド自動車や電気自動車の主機として用いられ駆動輪を駆動するためのトルクを発生するモータジェネレータが該当する。また、例えば、モータジェネレータを駆動する電動機制御装置が「交流電動機の制御装置」に該当する。

「交流電動機の電圧に関する指令値」の具体例として、例えば、ｄ軸電流推定値及びｑ軸電流推定値をｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値に対してフィードバックする電流フィードバック制御方式では、「ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値」が該当する。また、ｄ軸電流推定値及びｑ軸電流推定値から算出したトルク推定値をトルク指令値に対してフィードバックするトルクフィードバック制御方式では、「電圧位相指令値」が該当する。
その他、「交流電動機の電圧に関する指令値」には、三相交流電圧指令値、電圧ベクトルの振幅指令値等、交流電動機の制御に関するあらゆる電圧指令値を含む。

本発明によると、センサ相電流のゼロクロス時に交流電動機の電圧に関する指令値を補間することで、電流推定の計算式において、０で除算する「ゼロ割り」又は０で乗算する「ゼロ掛け」が発生することを防ぐ。したがって、センサ相電流のゼロクロス時に電流推定値の変動を防止することができる。

特に本発明では、「ゼロクロス時」を所定の時間幅の「ゼロクロス期間」として捉え、このゼロクロス期間中、交流電動機の電圧に関する指令値を「連続的な変数値」で繰り返し更新して補間することを特徴とする。
本発明の補間方法と相対する方法として、ゼロクロス期間の開始時に設定した補間値に固定する方法がある。該補間値で固定する場合、ゼロクロス期間中に発生する可能性のある電圧指令値の変化を考慮しないため、ゼロクロス期間の終了時に電動機の駆動状態に対する最適な指令値と該補間値とが乖離し、ゼロクロス時の処理から復帰した際に電圧指令値が不連続に変化するおそれがある。

それに対し本発明では、交流電動機の電圧に関する指令値を「連続的な変数値」で補間することにより、ゼロクロス期間中に電動機の駆動状態に合わせて補間値を連続的に変化させ、ゼロクロス期間の終了時における電動機の駆動状態に対する最適な電圧指令値と補間値との乖離を抑制することができる。
ここで、「連続的な変数値」で補間するための具体的な処理は、例えば電圧指令値についてフィードフォワード演算等による基準値を設定し、この基準値に対してフィルタ処理してもよい。或いは、前々回値又はそれ以前の値と前回値とを外挿して今回の補間値を算出してもよい。

また、電流推定手段は、さらにセンサ相以外の他の相の電流推定値を推定する。これには、次のような構成がある。一つ目に、センサ相以外の他の相の電流推定値を算出してから、センサ相の電流検出値と他の相の電流推定値とをｄｑ変換してｄ軸電流推定値及びｑ軸電流推定値を算出する構成である。二つ目に、ｄ軸電流推定値及びｑ軸電流推定値を算出してから、逆ｄｑ変換により他の相の電流推定値を算出する構成である。また、これらを複合した構成も可能である。
そして、センサ相電流のゼロクロス時に、さらに他の相の電流推定値を補間することにより、他の相の電流推定値が急変動することを防止することができる。

加えて、センサ相電流のゼロクロス時に、電流推定手段が推定したｄ軸電流推定値及びｑ軸電流推定値を補間してもよい。これにより、ｄ軸電流推定値及びｑ軸電流推定値の変動を防止することができる。よって、ｄ軸電流推定値及びｑ軸電流推定値を用いて実行する他の制御や判定において、誤判定や誤動作等の影響を回避することができる。

本発明の実施形態による交流電動機の制御装置が適用される電動機駆動システムの構成を示す図である。 本発明の実施形態による交流電動機の制御装置の全体構成図である。 本発明の第１実施形態による電流フィードバック制御方式の制御部の構成を示すブロック図である。 図３の他相電流推定部の構成を示すブロック図である。 センサ相を基準にした固定座標系（α−β座標系）を説明する図である。 センサ相電流のゼロクロス時における他相電流推定値の挙動を説明する波形図である。 センサ相電流のゼロクロス時におけるｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値の補間の実施例を示す模式図である。 本発明の第１実施形態による電流推定処理のフローチャートである。 他相電流推定値のゼロクロス時補間処理のサブフローチャートである。 第１実施形態の変形例による電流推定処理のフローチャートである。 本発明の第２実施形態によるトルクフィードバック制御方式の制御部の構成を示すブロック図である。 センサ相電流のゼロクロス時における電圧位相指令値の補間の実施例を示す模式図である。 本発明の第２実施形態による電流推定処理のフローチャートである。

以下、本発明による交流電動機の制御装置の実施形態を図面に基づいて説明する。
最初に、複数の実施形態に共通の構成について、図１、図２を参照して説明する。この実施形態による「交流電動機の制御装置」としての電動機制御装置１０は、ハイブリッド自動車を駆動する電動機駆動システム１に適用される。

［交流電動機の制御装置の構成］
図１に示すように、電動機駆動システム１は、交流電動機２、直流電源８、及び電動機制御装置１０等を備える。
交流電動機２は、例えば電動車両の駆動輪６を駆動するためのトルクを発生する電動機である。本実施形態の交流電動機２は、永久磁石式同期型の三相交流電動機である。

電動車両には、ハイブリッド自動車、電気自動車、燃料電池車等、電気エネルギによって駆動輪６を駆動する車両が含まれるものとする。本実施形態の電動車両は、エンジン３を備えたハイブリッド車両であり、交流電動機２は、駆動輪６を駆動するためのトルクを発生する電動機としての機能、及び、エンジン３や駆動輪６から伝わる車両の運動エネルギにより駆動されて発電可能な発電機としての機能を有する、所謂モータジェネレータ（図中、「ＭＧ」と記す。）である。

交流電動機２は、例えば変速機等のギア４を介して車軸５に接続される。これにより、交流電動機２の駆動力は、ギア４を介して車軸５を回転させることにより、駆動輪６を駆動する。
直流電源８は、例えばニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等、充放電可能な蓄電装置である。直流電源８は、電動機制御装置１０のインバータ１２（図２参照）と接続され、インバータ１２を介して交流電動機２と電力の授受可能に構成されている

車両制御回路９は、マイクロコンピュータ等により構成され、内部にはいずれも図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、Ｉ／Ｏ、及び、これらを接続するバスライン等を備えている。車両制御回路９は、予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理により、電動車両全体を制御する。

車両制御回路９は、いずれも図示しないアクセルセンサからのアクセル信号、ブレーキスイッチからのブレーキ信号、シフトスイッチからのシフト信号、及び、車両の速度に関する車速信号等の各種センサやスイッチ等から信号を取得可能に構成されている。車両制御回路９は、取得されたこれらの信号等に基づいて車両の運転状態を検出し、運転状態に応じたトルク指令値ｔｒｑ^*を電動機制御装置１０に出力する。また車両制御回路９は、エンジン３の運転を制御する図示しないエンジン制御回路に対し、指令信号を出力する。

図２に示すように、電動機制御装置１０は、インバータ１２、電流センサ１３、及び「制御手段」としての制御部１５を備える。
インバータ１２には、図示しない昇圧コンバータによる直流電源の昇圧電圧がシステム電圧ＶＨとして入力される。インバータ１２は、ブリッジ接続される図示しない６つのスイッチング素子を有する。スイッチング素子には、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタ、バイポーラトランジスタ等を用いることができる。制御部１５のＰＷＭ信号生成部２５から出力されるＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに基づいてスイッチング素子のオン／オフが制御されることにより、交流電動機２に印加される三相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗに基づいて交流電動機２の駆動が制御される。

電流センサ１３は、交流電動機２のいずれか一相に設けられる。本実施形態では、電流センサ１３は、Ｗ相に設けられており、以下、電流センサ１３の設けられるＷ相を「センサ相」という。電流センサ１３は、Ｗ相の相電流をセンサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓとして検出し、制御部１５に出力する。
以下、本実施形態の説明では、センサ相をＷ相とする構成を前提として説明する。ただし、他の実施形態では、Ｕ相又はＶ相をセンサ相としてもよい。

回転角センサ１４は、交流電動機２の図示しないロータ近傍に設けられ、電気角θｅを検出し、制御部１５に出力する。また、回転角センサ１４により検出された電気角θｅに基づき、交流電動機２のロータの回転数Ｎが算出される。以下、「交流電動機２のロータの回転数Ｎ」を、単に「交流電動機２の回転数Ｎ」という。
本実施形態の回転角センサ１４は、レゾルバであるが、その他の実施形態では、ロータリエンコーダ等、他種のセンサを用いてもよい。

制御部１５は、マイクロコンピュータ等により構成され、内部にはいずれも図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、Ｉ／Ｏ、及び、これらの構成を接続するバスライン等を備えている。制御部１５は、予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理により、交流電動機２の動作を制御する。

電動機制御装置１０は、回転角センサ１４が検出した電気角θｅに基づく交流電動機２の回転数Ｎ、及び、車両制御回路９からのトルク指令値ｔｒｑ^*に応じて、交流電動機２を「電動機としての力行動作」により電力を消費し、又は「発電機としての回生動作」により電力を生成する。具体的には、回転数Ｎ及びトルク指令値ｔｒｑ^*の正負によって、以下の４つのパターンで動作を切り替える。
＜１．正転力行＞ 回転数Ｎが正でトルク指令値ｔｒｑ^*が正のとき、電力消費。
＜２．正転回生＞ 回転数Ｎが正でトルク指令値ｔｒｑ^*が負のとき、発電。
＜３．逆転力行＞ 回転数Ｎが負でトルク指令値ｔｒｑ^*が負のとき、電力消費。
＜４．逆転回生＞ 回転数Ｎが負でトルク指令値ｔｒｑ^*が正のとき、発電。

回転数Ｎ＞０（正転）で、トルク指令値ｔｒｑ^*＞０である場合、または、回転数Ｎ＜０（逆転）でトルク指令値ｔｒｑ^*＜０である場合、インバータ１２は、スイッチング素子のスイッチング動作により、直流電源８側から供給される直流電力を交流電力に変換してトルクを出力する（力行動作する）ように、交流電動機２を駆動する。
一方、回転数Ｎ＞０（正転）で、トルク指令値ｔｒｑ^*＜０である場合、または、回転数Ｎ＜０（逆転）でトルク指令値ｔｒｑ^*＞０である場合、インバータ１２は、スイッチング素子のスイッチング動作により、交流電動機２が発電した交流電力を直流電力に変換し、直流電源８側へ供給することにより、回生動作する。

［制御部の構成と作用効果］
以下、制御部１５の構成及び作用効果を実施形態毎に説明する。第１実施形態の制御部１５１は電流フィードバック制御方式により、第２実施形態の制御部１５３はトルクフィードバック制御方式により、交流電動機２の通電を制御する。

（第１実施形態）
本発明の第１実施形態の制御部１５１について、図３〜図１０を参照して説明する。
電流フィードバック制御方式は、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*に対してｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔをフィードバックする制御方式であり、いわゆる正弦波制御モードや過変調制御モードが含まれる。
図３に示すように、制御部１５１は、ｄｑ軸電流指令値演算部２１、電流減算器２２、ＰＩ演算部２３、逆ｄｑ変換部２４、ＰＷＭ信号生成部２５、電流推定部３０１及び、「ゼロクロス補間手段」としての電圧指令値ゼロクロス補間部２７を有する。

ｄｑ軸電流指令値演算部２１は、車両制御回路９から取得したトルク指令値ｔｒｑ^*に基づき、交流電動機２の回転座標系（ｄ−ｑ座標系）におけるｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*を演算する。本実施形態では、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*は、予め記憶されているマップを参照することにより演算される。他の実施形態では数式等から演算するように構成してもよい。

電流減算器２２は、ｄ軸電流減算器２２１及びｑ軸電流減算器２２２を有する。ｄ軸電流減算器２２１では、電流推定部３０１にて算出されてフィードバックされるｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔとｄ軸電流指令値ｉｄ^*との差であるｄ軸電流偏差Δｉｄを算出する。また、ｑ軸電流減算器２２２では、電流推定部３０１にて算出されてフィードバックされるｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔとｑ軸電流指令値ｉｑ^*との差であるｑ軸電流偏差Δｉｑを算出する。

ＰＩ演算部２３は、ｄ軸ＰＩ演算部２３１及びｑ軸ＰＩ演算部２３２を有する。ｄ軸ＰＩ演算部２３１では、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔをｄ軸電流指令値ｉｄ^*に追従させるべく、ｄ軸電流偏差Δｉｄが０に収束するようにｄ軸電圧指令値ｖｄ^*をＰＩ演算により算出する。また、ｑ軸ＰＩ演算部２３２では、ｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔをｑ軸電流指令値ｉｑ^*に追従させるべく、ｑ軸電流偏差Δｉｑが０に収束するようにｑ軸電圧指令値ｖｑ^*をＰＩ演算により算出する。

ＰＩ演算部２３が演算したｄ軸電圧指令値ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^*は、電圧指令値ゼロクロス補間部２７を経由し、ｄ軸電圧指令値（確定値）ｖｄ^*＿ｆｉｘ及びｑ軸電圧指令値（確定値）ｖｑ^*＿ｆｉｘとして逆ｄｑ変換部２４に入力される。電圧指令値ゼロクロス補間部２７の構成については後述する。
逆ｄｑ変換部２４では、回転角センサ１４から取得される電気角θｅに基づき、ｄ軸電圧指令値（確定値）ｖｄ^*＿ｆｉｘ及びｑ軸電圧指令値（確定値）ｖｑ^*＿ｆｉｘを、Ｕ相電圧指令値ｖｕ^*、Ｖ相電圧指令値ｖｖ^*、及びＷ相電圧指令値ｖｗ^*に変換する。

ＰＷＭ信号生成部２５では、インバータ１２のスイッチング素子のオン／オフの切替えに係るＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを、三相電圧指令値ｖｕ^*、ｖｖ^*、ｖｗ^*、及び、インバータ１２に印加されるシステム電圧ＶＨに基づいて算出する。
そして、ＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに基づいてインバータ１２のスイッチング素子のオン／オフが制御されることより、三相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが生成され、この三相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが交流電動機２に印加されることにより、トルク指令値ｔｒｑ^*に応じたトルクが出力されるように、交流電動機２の駆動が制御される。

電流推定部３０１は、他相電流推定部３１及びｄｑ変換部３４を有している。
そもそも電流センサ１３が二相に設けられている電動機制御装置の場合、キルヒホッフの法則により、電流センサ１３が設けられていない残りの一相の電流を容易に算出可能である。それに対し、電流センサ１３を一相（Ｗ相）にのみ設ける本実施形態では、電流推定部３０１の他相電流推定部３１にて、電流センサ１３が設けられていないＵ相、Ｖ相のうち一相の電流を推定する。以下、電流を推定する相を「推定相」という。本実施形態の説明では、推定相をＵ相とする構成を前提として説明する。

ｄｑ変換部３４は、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓと他相電流推定部３１が推定した推定相の電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔとをｄｑ変換し、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを算出する。
なお、図３中、他相電流推定部３１からｄｑ変換部３４に出力される他相電流推定値について「ｉｕ（ｖ）＿ｅｓｔ」、同じくｄｑ変換部３４について「ｕ（ｖ）ｗ→ｄｑ」というように、推定相をＶ相とする場合を括弧書きで示す。

次に、他相電流推定部３１が推定相の電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔを推定する構成について説明する。ここで、電流フィードバック制御方式では、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*が制御に用いられる。そこで、本実施形態の他相電流推定部３１は、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ、電気角θｅ、並びにｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*の情報に基づいて、推定相の電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔを算出する。
特に本実施形態では、α−β座標系におけるα軸電流ｉαとβ軸電流ｉβとに基づいて算出したセンサ相基準電流位相θｘから、推定相の電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔを算出することを特徴とする。

本実施形態の他相電流推定部３１の詳細構成では、図４に示すように、他相電流参照値算出部３２及び他相電流ゼロクロス補間部３３を含む。
他相電流参照値算出部３２は、ｄｑ軸電流指令値演算部２１により算出されるｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*、並びに電気角θｅを取得し、逆ｄｑ変換により、推定相でないＶ相の電流指令値ｉｖ^*を算出する。
なお、他の実施形態で推定相がＶ相の場合には、Ｕ相の電流指令値ｉｕ^*を算出する。或いは、Ｕ相及びＶ相の電流指令値ｉｕ^*、ｉｖ^*を算出してもよい。

次に、こうして算出されたＶ相電流指令値ｉｖ^*、及び、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを用い、α軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβを算出した後、α−β座標系で定義されるセンサ相基準電流位相θｘを算出する。
図５に示すように、α軸はセンサ相であるＷ相の軸に一致し、β軸はα軸に直交する。センサ相基準電流位相θｘは、α軸と、電流振幅Ｉａの電流ベクトル（Ｉａ∠θｘ）とがなす、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに同期した角度である。正回転、正トルクの力行状態において、Ｗ相電流ｉｗの波形が負から正にゼロクロスするときのセンサ相基準電流位相θｘは０［°］であり、Ｗ相電流ｉｗの波形が正から負にゼロクロスするときのセンサ相基準電流位相θｘは１８０［°］である。

ここで、センサ相基準電流位相θｘの算出に用いるα軸電流ｉα、及び、β軸電流ｉβについて説明する。α軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβを、各相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを用いて表すと、式（１）、（２）となる。式（１）、（２）中のＫは、変換係数である。

また、上述の通り、キルヒホッフの法則より、三相電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗの瞬時値の和は０となる。すなわち、以下の式（３）が成り立つ。
ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０ ・・・（３）
ここで、式（１）について式（３）を用いて変形すると、以下の式（４）が得られる。

すなわち、式（４）に示すように、α軸電流ｉαは、センサ相であるＷ相電流ｉｗのみに基づいて算出可能である。ここで、Ｗ相電流ｉｗとして、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを用いると、α軸電流検出値ｉα＿ｓｎｓは、式（５）のように表される。

また、式（２）を参照し、Ｕ相電流ｉｕとして電流指令値ｉｕ^*、Ｖ相電流として電流指令値ｉｖ^*を用いると、β軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔは、式（６）のように表される。

式（６）では、β軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔは、電流指令値ｉｕ^*及びｉｖ^*から算出されており、電流センサ１３により検出されるセンサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓの成分が含まれていない。そのため、式（６）により算出されるβ軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔは、必ずしも実電流を精度よく反映した情報にはならない。
そこで、キルヒホッフの法則（式（３））を用い、β軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔにセンサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを含ませるように式（６）を変形すると、以下の式（７）のようになる。

式（７）のように、実電流であるセンサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓをβ軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔに含ませることにより、制御変動に応答できるようになり、Ｗ相軸成分が小さく、収束しにくい領域を狭小化できるため、β軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔの精度を向上させることができる。つまりは、β軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔを用いて算出されるセンサ相基準電流位相θｘの検知精度を向上させることができる。
続いて、式（５）により算出されたα軸電流検出値ｉα＿ｓｎｓ、及び、式（６）又は式（７）により算出されたβ軸電流推定値ｉβ＿ｅｓｔに基づき、式（８）により、センサ相基準電流位相θｘを算出する。

ここで、式（８）を用いて、センサ相基準電流位相θｘを逆正接関数（ｔａｎ^-1）で計算する場合、α軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβの定義によっては、センサ相基準電流位相θｘがセンサ相（Ｗ相）に同期した角度にはならない場合がある。これは、軸の定義（例えば、α軸とβ軸の入れ替わりや符号反転）によるものである。

この場合には、正回転、正トルクにおけるセンサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓが負から正にゼロクロスするときのセンサ相基準電流位相θｘが０［°］になり、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓが正から負にゼロクロスするときのセンサ相基準電流位相θｘが１８０［°］になるように、すなわち、センサ相電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに同期した角度となるように、適宜、算出方法を変更してもよいものとする。例えば、α軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβの符号を操作してからセンサ相基準電流位相θｘを算出してもよく、またα軸電流ｉαおよびβ軸電流ｉβ自体を入替えたり、α軸とβ軸との直交関係による位相差９０［°］を算出したセンサ相基準電流位相θｘに適宜加減してもよい。

次に、センサ相基準電流位相θｘ、及び、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを用い、推定相であるＵ相の電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔを算出する。
ここで、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ、及び、推定相であるＵ相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔを、センサ相基準電流位相θｘを用いて表すと、各相の位相差は１２０［°］であるので、式（９）、（１０）のようになる。式（９）、（１０）中のＩａは、電流振幅である。
ｉｗ＿ｓｎｓ＝Ｉａ×ｓｉｎ（θｘ） ・・・（９）
ｉｕ＿ｅｓｔ＝Ｉａ×ｓｉｎ（θｘ−１２０°） ・・・（１０）

また、Ｕ相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔは、加法定理により式（１０）を変形すると、センサ相基準電流位相θｘ及びセンサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを用いて以下の式（１１）のように表される。

また、推定係数ｉｕ＿ｋｐを式（１２）で定義すると、Ｕ相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔは、推定係数ｉｕ＿ｋｐを用いて式（１３）のようにも表される。ここで、推定係数ｉｕ＿ｋｐは、式（１２）で直接演算してもよく、又は式（１２）の一部或いは全体をセンサ相基準電流位相θｘに基づいて予めマップ化しておき、このマップを参照することにより算出してもよい。

制御部１５１が一般的な電子制御回路（マイコン）で構成される場合、制御部１５１に演算式を実装すると、連続時間ではなく離散時間で処理され、センサ検出値や各演算値も指定された分解能（ＬＳＢ）に基づく離散値として扱われる。ここで、「演算式を実装する」とは、ソフトウェアのプログラムや、ハードウェア回路の構築等を含むものとする。処理負荷の大きい乗算や除算を避けるため、引数をセンサ相基準電流位相θｘとし、推定係数ｉｕ＿ｋｐ、或いは推定係数ｉｕ＿ｋｐ内の｛１／ｔａｎ（θｘ）｝項をマップ化しておくことが有効である。このようなマップを設けることにより、離散系への適用を容易にし、マイコンの処理負荷を最小限に留めることができ、演算処理能力の高い高価なマイコンを用いる必要が無くなる。

式（１１）または式（１３）を参照すると、Ｕ相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔをセンサ相基準電流位相θｘ、及びセンサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを用いて算出する場合、電流振幅Ｉａを用いていない。したがって、電流推定において、電流振幅Ｉａを求める必要がなく、演算すべき変数を削減することができる。

センサ相基準電流位相θｘ及びセンサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに基づいて算出されたＵ相電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔは、推定相の電流推定値（参照値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｒｅｆとして他相電流ゼロクロス補間部３３に出力される。

ここで、図６に示すように、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓは正弦波状に変化し、位相１８０［°］毎に０［Ａ］をまたいで正負を交替する。このように、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓが厳密な０［Ａ］であるときに限らず、０［Ａ］を含む所定範囲Ａｚ内にあるとき、「センサ相電流のゼロクロス時」という。また、以下の説明で、電流値等について、厳密な０のみでなく、検出誤差や機器の分解能を考慮した制御演算上実質的に０と同等の範囲の値を含むとき、「ゼロ」と記載する。

「０［Ａ］を含む所定範囲Ａｚ内の値」とは、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓの絶対値が所定値以下であること、或いは、推定係数ｉｕ＿ｋｐの絶対値が所定値以上であることをいう。ここで、「所定値」とは、例えば±５［Ａ］といった具合に電流値で設定してもよいし、５［ＬＳＢ］といった具合に離散系における分解能に基づいて設定してもよいし、数式等で設定してもよい。また、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓとセンサ相基準電流位相θｘとが同期していることから、センサ相基準電流位相θｘの値によって判定してもよい。

図６（ｂ）に示すように、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓが所定範囲Ａｚ内にある状態は位相軸上でゼロクロス位相範囲Ｐｚｘに対応する。ゼロクロス位相範囲Ｐｚｘは、時間軸上の「ゼロクロス期間Ｔｚｘ」（後述する図７等参照）にも換算できる。
時間軸への換算方法は、交流電動機２の回転数を係数として算出する方法や、ゼロクロス位相範囲Ｐｚｘの開始点から終了点までの２点間を通過する時間をマイコン内のタイマー等で計測する方法等、どのような方法を用いてもよい。

センサ相電流のゼロクロス時には、式（５）よりα軸電流検出値ｉα＿ｓｎｓがゼロとなり、式（８）にて、センサ相基準電流位相θｘの正接ｔａｎ（θｘ）が無限大になる。
すると、式（１１）において、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓがゼロになるとき、或いは、センサ相基準電流位相θｘの正接ｔａｎ（θｘ）が無限大になるとき、ゼロで乗算する「ゼロ掛け」が生じる。また、センサ相基準電流位相θｘの正接ｔａｎ（θｘ）がゼロとなるとき、ゼロで除算する「ゼロ割り」が生じる。そのため、推定相であるＵ相の電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔが変動するおそれがある。

そこで、本実施形態では、他相電流ゼロクロス補間部３３において、電流推定値（参照値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｒｅｆを補間し、ゼロ割り、ゼロ掛けをマスクしている。
なお、ゼロ割りに関しては、式（１３）において離散系の影響により電流推定値が意図しない値で算出されるのを防ぐため、推定係数ｉｕ＿ｋｐ、或いは推定係数ｉｕ＿ｋｐ内の｛１／ｔａｎ（θｘ）｝項に制限値を設けておくことでも対策できる。また、制御部１５１に式（１３）を実装する場合、推定係数ｉｕ＿ｋｐ、或いは推定係数ｉｕ＿ｋｐ内の｛１／ｔａｎ（θｘ）｝項をマップ化しておくことも有効であり、その場合、マップ上で制限値を設けておくことでも対策できる。

他相電流ゼロクロス補間部３３は、ゼロクロス判定部３３１及び前回値保持部３３２を有する。ゼロクロス判定部３３１は、現在、「センサ相電流のゼロクロス時」であるか否か判定する。すなわち、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓが、０［Ａ］を含む所定範囲Ａｚ内であるとき、センサ相電流のゼロクロス時であると判定する。

センサ相電流のゼロクロス時でないと判定した場合、ゼロクロス判定部３３１は、他相電流参照値算出部３２にて算出された電流推定値（参照値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｒｅｆを、そのまま電流推定値（確定値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｆｉｘとしてｄｑ変換部３４へ出力する。
一方、センサ相電流のゼロクロス時であると判定した場合、ゼロクロス判定部３３１は、前回値保持部３３２から電流推定値（補間値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｃｍｐを取得し、この電流推定値（補間値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｃｍｐを、電流推定値（確定値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｆｉｘとしてｄｑ変換部３４へ出力する。

前回値保持部３３２では、予め前回値を保持しておき、センサ相電流のゼロクロス時であると判定した場合、電流推定値（補間値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｃｍｐを算出し、ゼロクロス判定部３３１に出力する。
例えば、前回値保持部３３２では、以前に算出された電流推定値（確定値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｆｉｘについて、直近の所定回数分を、電流推定値（保持値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｈｌｄとして保持しておく。そして、センサ相電流のゼロクロス時であると判定した場合、前回値またはそれ以前の値である電流推定値（保持値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｈｌｄを、電流推定値（補間値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｃｍｐとしてゼロクロス判定部３３１に出力する。

また例えば、前回値保持部３３２では、以前にｄｑ変換部３４にて算出されたｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔについて、直近の所定回数分を、ｄ軸電流推定値（保持値）ｉｄ＿ｅｓｔ＿ｈｌｄ及びｑ軸電流推定値（保持値）ｉｑ＿ｅｓｔ＿ｈｌｄとして保持しておく。そして、センサ相電流のゼロクロス時であると判定した場合、前回値またはそれ以前の値であるｄ軸電流推定値（保持値）ｉｄ＿ｅｓｔ＿ｈｌｄ及びｑ軸電流推定値（保持値）ｉｑ＿ｅｓｔ＿ｈｌｄを用い、逆ｄｑ変換により算出されたＵ相電流推定値を、電流推定値（補間値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｃｍｐとしてゼロクロス判定部３３１に出力する。

このように、センサ相電流のゼロクロス時に推定相の電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔを補間することで、式（１１）における「ゼロ割り」及び「ゼロ掛け」によって生じる推定相の電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔの急変動を回避することができる。なお、他相電流ゼロクロス補間部３３における推定相の電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔのゼロクロス補間方法は、上述した方法以外の方法であってもよいし、必要に応じてゼロクロス補間を行わなくてもよい。

ｄｑ変換部３４は、他相電流ゼロクロス補間部３３から取得した電流推定値（確定値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｆｉｘ、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ、及び電気角θｅを用い、ｄｑ変換によりｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを算出する。
ｄｑ変換部３４におけるｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔの算出について説明する。まず、ｄｑ変換の一般式を以下の式（１４）に示す。

ここで、キルヒホッフの法則（式（３）参照）よりｉｖ＝−ｉｕ−ｉｗであり、また、ｉｕ＝ｉｕ＿ｅｓｔ、ｉｗ＝ｉｗ＿ｓｎｓを式（１４）に代入すると、以下の式（１５）が得られる。なお、本実施形態では、ｉｕ＿ｅｓｔとして、ゼロクロス補間された電流推定値（確定値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｆｉｘを用いる。

式（１５）に示すように、三相のうち二相の電流値（検出値または推定値）を用い、ｄｑ変換によりｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを算出可能である。したがって、他相電流推定部３１は、センサ相以外の二相のうち一相（Ｕ相）の電流推定値を算出すればよく、もう一方の相（Ｖ相）の電流推定値を算出する必要はない。

図３に戻って説明を続ける。電流推定部３０１が以上のように推定したｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔは、減算器２２にフィードバックされる。そして、ＰＩ演算部２３は、ｄ軸電流偏差Δｉｄ及びｑ軸電流偏差Δｉｑに基づいて、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^*をＰＩ演算により算出する。
ところで、センサ相電流のゼロクロス時に、他相電流ゼロクロス補間部３３で推定相の電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔを補間すると、補間に伴う電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔの誤差によって、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^*が変動し、電流フィードバック制御が不安定になる可能性がある。そこで、電圧指令値ゼロクロス補間部２７は、推定相の電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔに係るゼロクロス補間とは別に、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^*についてゼロクロス補間することで、それらの変動を防止する。

電圧指令値ゼロクロス補間部２７は、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ及び電気角θｅに基づき、他相電流ゼロクロス補間部３３のゼロクロス判定部３３１と同様に、現在、センサ相電流のゼロクロス時であるか否か判定する。或いは、ゼロクロス判定部３３１の判定結果を援用するようにしてもよい。
センサ相電流のゼロクロス時でないと判定した場合、電圧指令値ゼロクロス補間部２７は、ＰＩ演算部２３が演算したｄ軸電圧指令値ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^*をそのままｄ軸電圧指令値（確定値）ｖｄ^*＿ｆｉｘ及びｑ軸電圧指令値（確定値）ｖｑ^*＿ｆｉｘとして逆ｄｑ変換部２４に出力する。

一方、センサ相電流のゼロクロス時であると判定した場合、電圧指令値ゼロクロス補間部２７は、ＰＩ演算部２３が演算したｄ軸電圧指令値ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^*を連続的な変数値で補間し、ｄ軸電圧指令値（確定値）ｖｄ^*＿ｆｉｘ及びｑ軸電圧指令値（確定値）ｖｑ^*＿ｆｉｘとして逆ｄｑ変換部２４に出力する。
ここで、「連続的な変数値で補間する」とは、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^*を、それぞれ前回値等の一定値に固定するのではなく、ゼロクロス期間中、繰り返し補間値を更新することを意味する。

ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^*を「連続的な変数値」で補間する具体例について、図７を参照して説明する。
図７の横軸は時間を示し、縦軸は電圧を示す。横軸の時間は、センサ相基準電流位相θｘと相関している。すなわち、図６（ｂ）のゼロクロス位相範囲Ｐｚｘは、開始時ｔｓから終了時ｔｅまでの「ゼロクロス期間Ｔｚｘ」に相当する。
実線の電圧値は、ゼロクロス期間Ｔｚｘ以外の時間において、電流フィードバック制御によってＰＩ演算部２３が演算したｄ軸電圧指令値ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^*である。ゼロクロス期間Ｔｚｘでは、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^*が、破線で示すｄ軸電圧指令補間値ｖｄ^*＿ｃｍｐ及びｑ軸電圧指令補間値ｖｑ^*＿ｃｍｐによって補間される。

ｄ軸電圧指令補間値ｖｄ^*＿ｃｍｐ及びｑ軸電圧指令補間値ｖｑ^*＿ｃｍｐは、フィルタ処理や外挿法等によって、所定の演算周期で繰り返し演算される。例えば外挿法では、前々回の演算値と前回の演算値、又はそれ以外の過去値の組合せに基づき外挿することで今回値を推測する。
また、別の方法では、一点鎖線で示すｄ軸電圧指令基準値ｖｄ^*＿ｒｅｆ及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^*＿ｒｅｆを目標値とし、現在値を目標値に漸近させるように補間値を演算する。この基準値は、例えば、電動機の電圧方程式に基づくフィードフォワード演算によって算出される。

フィードフォワード演算では、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*、並びに機器定数等に基づいて、式（１６．１）、（１６．２）によりｄ軸電圧指令値ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^*を算出する。
ｖｄ^*＝Ｒａ×ｉｄ^*＋Ｌｄ×（ｄ／ｄｔ）ｉｄ^*−ω×Ｌｑ×ｉｑ^*
・・・（１６．１）
ｖｑ^*＝Ｒａ×ｉｑ^*＋Ｌｑ×（ｄ／ｄｔ）ｉｑ^*＋ω×Ｌｄ×ｉｄ^*＋ω×ψ
・・・（１６．２）

ここで、記号は、以下のとおりである。
Ｒａ：電機子抵抗
Ｌｄ、Ｌｑ：ｄ軸自己インダクタンス、ｑ軸自己インダクタンス
ω：電気角速度
ψ：永久磁石の電機子鎖交磁束
交流電動機２の機器定数である電機子抵抗Ｒａ、ｄ軸自己インダクタンスＬｄ、ｑ軸自己インダクタンスＬｑ、及び電機子鎖交磁束ψは、固定値としてもよいし、計算にて算出してもよい。また、実際の特性に近い値や実測値をマップ化しておき、トルク指令値ｔｒｑ^*、又はｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*に基づいて演算してもよい。

また、このフィードフォワード演算に限らず、補間値の漸近目標とする基準値として、他の演算の算出値を用いてもよい。さらに、現在値を基準値に漸近させる処理は、基準値に対してフィルタ処理してもよいし、連続的に値を変化させる他の方法を用いてもよい。
このように、本実施形態では、ゼロクロス期間Ｔｚｘにおいてｄ軸電圧指令値ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^*を一定値に固定することで補間するのでなく、連続的な変数値で補間することを特徴とする。

次に、第１実施形態の電流推定処理ルーチンについて図８、図９を参照して説明する。
以下のフローチャートの説明で、記号Ｓは「ステップ」を示す。また、上述のように本実施形態では、三相のうちセンサ相としてＷ相を選択し、電流を推定する推定相としてＵ相を選択する構成を例示しているため、フローチャートの説明においても、この例による構成を前提として説明する。

この電流推定ルーチンは、制御部１５１の電源オン期間中に所定の演算周期で繰り返し実行される。本ルーチンが起動されると、最初のＳ１０では、電流センサ１３で検出したセンサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを取得すると共に、回転角センサ１４で検出した交流電動機２の電気角θｅを取得する。

この後、第１実施形態では、他相電流推定部３１の参照値算出部３２にて、Ｓ２２、Ｓ２３、Ｓ２４によりα軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβを算出した後、Ｓ２８によりセンサ相基準電流位相θｘを算出する。
Ｓ２２では、交流電動機２の電気角θｅと、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*とに基づく逆ｄｑ変換によってＶ相の電流指令値ｉｖ^*を算出する。この場合のＶ相は、センサ相以外の二相のうち推定相でない相である。なお、他の実施形態では、Ｕ相及びＶ相の電流指令値ｉｕ^*、ｉｖ^*を算出してもよい。

Ｓ２３では、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを用いて、式（５）によりα軸電流ｉα＿ｓｎｓを算出する。
Ｓ２４では、他の一相の電流指令値ｉｖ^*とセンサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓとを用いて、式（７）によりβ軸電流ｉβ＿ｅｓｔを算出する。
Ｓ２８では、α軸電流ｉαとβ軸電流ｉβとを用いて式（８）によりセンサ相基準電流位相θｘを算出する。

Ｓ４０では、センサ相基準電流位相θｘ及びセンサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを用いて、式（１１）によりＵ相の電流推定値（参照値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｒｅｆを算出する。このとき、式（１２）により算出し、又はマップから取得した推定係数ｉｕ＿ｋｐ、及び、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを用いて、式（１３）によりＵ相の電流推定値（参照値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｒｅｆを算出してもよい。

Ｓ５０では、他相電流ゼロクロス補間部３３により、Ｕ相の電流推定値（参照値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｒｅｆについてゼロクロス時補間処理を行う。
図９のサブフローチャートにおいて、Ｓ５１では、ゼロクロス判定部３３１にて、現在、センサ相電流のゼロクロス時であるか否かを判定する。この判定は、例えばセンサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓが０［Ａ］を含む所定範囲Ａｚ内の値であるか否かによって判定する。

Ｓ５１で、センサ相電流のゼロクロス時ではない（ＮＯ）と判定された場合、Ｓ５２に進み、Ｓ４０で算出したＵ相の電流推定値（参照値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｒｅｆを、そのままＵ相の電流推定値（確定値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｆｉｘとして出力する。
一方、Ｓ５１で、センサ相電流のゼロクロス時である（ＹＥＳ）と判定された場合、Ｓ５４に進む。Ｓ５４では、前回値保持部３３２からＵ相の電流推定値（補間値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｃｍｐを取得し、この電流推定値（補間値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｃｍｐを、Ｕ相の電流推定値（確定値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｆｉｘとして出力する。

図８に戻り、Ｓ６０では、ｄｑ変換部３４にて、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ、Ｕ相の電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔ、及び電気角θｅに基づいて、式（１５）によりｄｑ変換を行い、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを算出する。
こうして算出されたｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔは、減算器２２にてｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*に対してフィードバックされる。そして、ｄ軸電流偏差Δｉｄ及びｑ軸電流偏差Δｉｑを０に収束させるように、ＰＩ演算部２３にてｄ軸電圧指令値ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^*を演算する。

次にＳ７１〜Ｓ７３では、電圧指令値ゼロクロス補間部２７にてｄ軸電圧指令値ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^*についてゼロクロス時補間処理を行う。
Ｓ７１では、現在、センサ相電流のゼロクロス時であるか否か判定する。この判定は、Ｓ５１の判定結果を援用してもよい。
センサ相電流のゼロクロス時ではない（Ｓ７１：ＮＯ）と判定された場合、Ｓ７２に進む。Ｓ７２では、ＰＩ演算部２３が演算したｄ軸電圧指令値ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^*をそのままｄ軸電圧指令値（確定値）ｖｄ^*＿ｆｉｘ及びｑ軸電圧指令値（確定値）ｖｑ^*＿ｆｉｘとして出力し、ルーチンを終了する。

一方、センサ相電流のゼロクロス時である（Ｓ７１：ＹＥＳ）と判定された場合、Ｓ７３に進む。Ｓ７３では、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^*を連続的な変数値で補間して、ｄ軸電圧指令値（確定値）ｖｄ^*＿ｆｉｘ及びｑ軸電圧指令値（確定値）ｖｑ^*＿ｆｉｘとして出力し、ルーチンを終了する。

また、図１０のフローチャートに示す変形例では、Ｓ７３に加え、Ｓ６０で算出されたｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを補間するＳ７４を実行する。Ｓ７４では、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔをそれぞれ前回値又はそれ以前の値に固定することで補間してもよく、或いは、連続的な変数値で補間してもよい。

（第１実施形態の効果）
（１）本実施形態の電動機制御装置１０は、三相のうち一相の相電流を電流センサ１３により検出し、他の二相の相電流を推定するものである。電流センサ１３をセンサ相のみに設けることで、電流センサ１３の数を減らすことができる。これにより、インバータ１２の三相出力端子近傍を小型化し、また、電動機制御装置１０のコストを低減することができる。
また、電流センサ１３の数を１つにすることで、複数個の電流センサを用いる従来の交流電動機の制御システムで発生しうる、電流センサのゲイン誤差の影響が無くなる。これにより、交流電動機２において、複数個の電流センサのゲイン誤差が引き起こす出力トルク変動を排することができ、例えば車両用の場合は車両振動を無くすことに繋がり、車両の商品性を下げる要素を取り除くことができる。

（２）電流センサ１３を一相にのみ設けた電動機制御装置１０において電流フィードバック制御方式により交流電動機２の通電を制御するとき、センサ相電流のゼロクロス時に推定相の電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔを補間することで、式（１１）における「ゼロ割り」及び「ゼロ掛け」により計算が不能になる状況を回避する。したがって、推定相の電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔが急変動することを防止することができる。

（３）センサ相電流のゼロクロス時に、「交流電動機の電圧に関する指令値」として、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^*を補間することで、例えば、電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔのゼロクロス補間に伴う推定誤差によるｄ軸電圧指令値ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^*の変動を防止することができる。よって、交流電動機２の電流フィードバック制御が不安定になることを回避することができる。

（４）ゼロクロス期間Ｔｚｘの開始時ｔｓにおける情報のみに基づいてｄ軸電圧指令値ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^*を固定する補間方法では、ゼロクロス期間Ｔｚｘ中に演算されるｄ軸電圧指令値ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^*の変化を考慮しないため、ゼロクロス期間Ｔｚｘの終了時に電動機の駆動状態に対する最適な電圧指令値と補間値とが乖離し、ゼロクロス時の処理から復帰した際に、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^*が不連続に変化するおそれがある。
それに対し、ゼロクロス期間Ｔｚｘ中に変化する情報に基づきｄ軸電圧指令値ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^*を連続的な変数値で補間することにより、ゼロクロス期間Ｔｚｘ中に電動機の駆動状態に合わせて補間値を連続的に変化させ、ゼロクロス期間の終了時における電動機の駆動状態に対する最適な電圧指令値と補間値との乖離を抑制することができる。

（５）上記変形例（図１０参照）のように、センサ相電流のゼロクロス時に、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^*に加え、さらにｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを補間することで、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔの変動を防止することができる。したがって、電流フィードバック制御以外にｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを用いて実行する他の制御や判定において、誤判定や誤動作等の影響を回避することができる。

（６）電流センサを一相にのみ設けた電動機制御装置においてセンサ相以外の相の電流を推定する従来技術として、特許文献１（特開２００４−１５９３９１号公報）の技術は、ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値に基づいてセンサ相以外の相の電流を推定するものである。

ところで、交流電動機の電流ベクトルは、制御誤差やフィードバック制御等の影響により、電流指令値に対応した指令電流ベクトルに対して変動しながら、指令電流ベクトルに追従している。そのため、実際の電流位相と指令電流位相との間には「ずれ」が生じており、指令電流位相は実際の電流位相を精度良く反映した情報にはならない。
その点、特許文献１の従来技術では、実際の電流位相を全く考慮しておらず、指令電流位相角から求めたＵ相電流位相角を用いて他の二相の電流推定値を算出するため、特に車両用のようにトルク変化や回転速度変化が要求される場合には、電流推定値を精度良く算出することができず、交流電動機の制御が成立しなくなる可能性がある。

それに対し、本実施形態の電流推定部３０１は、センサ相を基準にした固定座標系（α−β座標系）におけるα軸電流ｉαとβ軸電流ｉβとに基づいてセンサ相基準電流位相θｘを算出するため、センサ相を基準にした実際の電流位相θｘを算出することができる。また、センサ相基準電流位相θｘとセンサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓとに基づいて推定相の電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔを算出することで、実際の電流位相θｘの高調波成分や通常起こり得る変動の影響を織り込んで推定相の電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔを精度良く算出することができる。

（７）電流フィードバック制御方式を用いて交流電動機２の通電を制御する本実施形態では、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*を逆ｄｑ変換して得られるセンサ相以外の相の電流指令値ｉｕ^*、ｉｖ^*、及びセンサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓのうち２つの相電流値に基づいて、式（６）又は式（７）によりβ軸電流ｉβを算出する。
特に、式（７）により、センサ相以外の一相の電流指令値ｉｖ^*とセンサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓとに基づいてβ軸電流ｉβを算出することが好ましい。

この場合、α−β座標系において、「電流検出値の影響が大きく、センサ相基準電流位相θｘの算出誤差が小さい領域」を拡大することができる。したがって、センサ相の電流検出値の影響をβ軸電流ｉβに含ませることができ、その結果、センサ相基準電流位相θｘの算出精度を向上させることができる。これにより、ｄ軸電流やｑ軸電流の周期的な制御変動を低減することができると共に、電流指令値の変化時等の過渡時に、電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔの算出精度、言い換えれば、真値に対する収束性を向上させることができる。

（第２実施形態）
次に、本発明の第２実施形態の制御部１５３について、図１１〜図１３を参照して説明する。第２実施形態の制御ブロック図及びフローチャートの説明では、第１実施形態と実質的に同一の構成又はステップに同一の符号を付して説明を省略する。
トルクフィードバック制御方式は、トルク指令値ｔｒｑ^*に対してトルク推定値ｔｒｑ＿ｅｓｔをフィードバックする制御方式である。トルクフィードバック制御方式の制御モードとして、具体的には、矩形波電圧の位相を制御する矩形波制御モードが知られている（例えば特開２０１０−１２４５４４号公報参照）。なお、ここでの矩形波とは、電流１周期で１パルスの波形をいう。

図１１に示すように、制御部１５３は、トルク減算器５２、ＰＩ演算部５３、矩形波発生器５４、信号発生器５５、電流推定部３０３、トルク推定部５６、及び「ゼロクロス補間手段」としての電圧位相指令値ゼロクロス補間部５７を有する。
トルク減算器５２は、トルク推定部５６からフィードバックされるトルク推定値ｔｒｑ＿ｅｓｔとトルク指令値ｔｒｑ^*との差であるトルク偏差Δｔｒｑを算出する。

ＰＩ演算部５３は、トルク推定値ｔｒｑ＿ｅｓｔをトルク指令値ｔｒｑ^*に追従させるべく、トルク偏差Δｔｒｑが０に収束するように、電圧ベクトルの位相指令値である電圧位相指令値ＶΨをＰＩ演算により算出する。
ＰＩ演算部５３が演算した電圧位相指令値ＶΨは、電圧位相指令値ゼロクロス補間部５７を経由し、電圧位相指令値（確定値）ＶΨ＿ｆｉｘとして矩形波発生器５４に入力される。電圧位相指令値ゼロクロス補間部５７の構成については後述する。

矩形波発生器５４は、電圧位相指令値ＶΨと電気角θｅとに基づいて矩形波を発生し、Ｕ相電圧指令値ｖｕ^*、Ｖ相電圧指令値ｖｖ^*、及びＷ相電圧指令値ｖｗ^*を出力する。
信号発生器５５は、Ｕ相電圧指令値ｖｕ^*、Ｖ相電圧指令値ｖｖ^*、及びＷ相電圧指令値ｖｗ^*に基づき、インバータ１２のスイッチング素子のオン／オフの切替えに係る電圧指令信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを生成し、インバータ１２に出力する。
電圧信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに基づいてインバータ１２のスイッチング素子のオン／オフが制御されることより、三相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが生成され、この三相交流電圧ｖｕ、ｖｖ、ｖｗが交流電動機２に印加されることにより、トルク指令値ｔｒｑ^*に応じたトルクが出力されるように、交流電動機２の駆動が制御される。

電流推定部３０３は、電流センサ１３が検出したセンサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓと、回転角センサ１４から取得された電気角θｅとに基づいて、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを推定する。
電流フィードバック制御方式と異なり、トルクフィードバック制御方式では、ｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*、或いは、これらを逆ｄｑ変換して得られるセンサ相以外の相（Ｕ相とＶ相）の電流指令値ｉｕ^*、ｉｖ^*を電流推定に用いることができない。そこで、本実施形態の電流推定部３０３は、これらの電流指令値を用いず、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ、及び電気角θｅの情報に基づいて、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを推定する。

特に本実施形態では、第１実施形態と同様に、まず、他相電流推定部でα−β座標系を用いて推定相の電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔを算出する。ここで、α軸電流ｉαとβ軸電流ｉβが「ｓｉｎ波とｃｏｓ波」の関係にあり、α軸電流ｉαとβ軸電流ｉβの位相差が９０［°］であることに着目し、α軸電流の微分値Δｉαに基づいてβ軸電流ｉβを算出することを特徴とする。そして、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓと推定相の電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔとをｄｑ変換し、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを算出する。

α軸電流ｉαの微分については、まず、α軸電流ｉαを算出するタイミング間での「電気角移動量Δθｅ［ｒａｄ］に対するα軸電流ｉαの変化量」、すなわち、「α軸電流ｉαの今回値と前回値との差」に基づいて、α軸電流の微分値Δｉαを、下式（１７）により算出する。
Δｉα＝−｛ｉα（ｎ）−ｉα（ｎ−１）｝／Δθｅ ・・・（１７）

ここで、電気角移動量Δθｅは、前回の電流検出タイミングから今回の電流検出タイミングまでの電気角移動量をラジアン単位で表した値である。また、ｉα（ｎ）はα軸電流の今回値であり、ｉα（ｎ−１）はα軸電流の前回値である。
なお、電流検出タイミングは、インバータ１２のいずれかの相のスイッチング素子が電気角６０［°］毎にオン／オフするタイミングである「スイッチタイミング」、及び、連続するスイッチタイミング同士の間の「中間タイミング」に設定してもよい。

また、制御部１５３における演算が離散系である場合、α軸電流微分値Δｉαは、実際のβ軸電流ｉβに対し、電気角移動量Δθｅの半分だけ遅れる。この点を考慮し、α軸電流ｉαの前回値と今回値との平均値に電気角移動量Δθｅの半分（Δθｅ／２）を乗じた補正量Ｈを式（１８）により算出し、この補正量Ｈを、式（１９）によりα軸電流の微分値Δｉαに加算することが好ましい。
Ｈ＝｛ｉα（ｎ−１）＋ｉα（ｎ）｝／２×（Δθｅ／２） ・・・（１８）
ｉβ＿ｅｓｔ＝Δｉα＋Ｈ ・・・（１９）

そして、α軸電流ｉαとβ軸電流ｉβを用いて式（８）によりセンサ相基準電流位相θｘを算出する。なお、式（１７）において、α軸電流ｉαやβ軸電流ｉβの定義によって符号が反転する場合は、式（８）による「ｔａｎ^-1（ｉβ／ｉα）」の計算に適するように、必要に応じて符号を操作してもよい。或いは、計算した結果、センサ相基準電流位相θｘがセンサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓに同期しない場合には、符号操作だけでなく位相差９０［°］を、算出したセンサ相基準電流位相θｘに適宜加減してもよい。この点は、電流フィードバック制御方式と同様である。

また、本実施形態の電流推定部３０３の他相電流推定部は、図４に示す第１実施形態の他相電流推定部３１に対し、他相電流参照値算出部３２にｄ軸電流指令値ｉｄ^*及びｑ軸電流指令値ｉｑ^*が入力される点を除き、同様の詳細構成を有しているものとする。
他相電流参照値算出部３２では、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓとセンサ相基準電流位相θｘとに基づき、式（１１）又は（１３）により、推定相の電流推定値（参照値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｒｅｆを算出する。そして、センサ相電流のゼロクロス時には、他相電流ゼロクロス補間部３３（図４参照）にて、推定相の電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔをゼロクロス補間し、推定相の電流推定値（確定値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｆｉｘを算出する。
こうして推定相の電流推定値（確定値）ｉｕ＿ｅｓｔ＿ｆｉｘが算出されると、電流推定部３０３は、式（１５）により、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを算出する。

トルク推定部５６は、電流推定部３０３が推定したｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔに基づいて、トルク推定値ｔｒｑ＿ｅｓｔを式（２０）又はマップ等により演算し、トルク減算器５２にフィードバックする。
ｔｒｑ＿ｅｓｔ
＝ｐ×｛ｉｑ＿ｅｓｔ×ψ＋（Ｌｄ−Ｌｑ）×ｉｄ＿ｅｓｔ×ｉｑ＿ｅｓｔ｝
・・・（２０）
記号は、以下のとおりである。
ｐ：交流電動機の極対数
Ｌｄ、Ｌｑ：ｄ軸自己インダクタンス、ｑ軸自己インダクタンス
ψ：永久磁石の電機子鎖交磁束

電圧位相指令値ゼロクロス補間部５７は、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ及び電気角θｅに基づき、他相電流ゼロクロス補間部３３のゼロクロス判定部３３１（図４参照）と同様に、現在、センサ相電流のゼロクロス時であるか否か判定する。或いは、ゼロクロス判定部３３１の判定結果を援用するようにしてもよい。
センサ相電流のゼロクロス時でないと判定した場合、電圧位相指令値ゼロクロス補間部５７は、ＰＩ演算部５３が演算した電圧位相指令値ＶΨをそのまま電圧位相指令値（確定値）ＶΨ＿ｆｉｘとして矩形波発生器５４に出力する。

一方、センサ相電流のゼロクロス時であると判定した場合、電圧位相指令値ゼロクロス補間部５７は、ＰＩ演算部５３が演算した電圧位相指令値ＶΨを連続的な変数値で補間し、電圧位相指令値（確定値）ＶΨ＿ｆｉｘとして矩形波発生器５４に出力する。
ここで、「連続的な変数値で補間する」とは、電圧位相指令値ＶΨを前回値等の一定値に固定するのではなく、ゼロクロス期間中、繰り返し補間値を更新することを意味する。

電圧位相指令値ＶΨを「連続的な変数値」で補間する具体例について、第１実施形態の図７に対応する図１２を参照して説明する。図１２は、縦軸が位相（角度）を示す他、図７と同様である。
実線の位相は、ゼロクロス期間Ｔｚｘ以外の時間において、トルクフィードバック制御によってＰＩ演算部５３が演算した電圧位相指令値ＶΨを示す。ゼロクロス期間Ｔｚｘでは、電圧位相指令値ＶΨが、破線で示す電圧位相指令補間値ＶΨ＿ｃｍｐによって補間される。

電圧位相指令補間値ＶΨ＿ｃｍｐは、第１実施形態と同様、フィルタ処理や外挿法等によって、所定の演算周期で繰り返し演算される。例えば現在値を目標値に漸近させる方法では、一点鎖線で示す電圧位相指令値ＶΨ＿ｒｅｆを目標値として補間値を漸近させるように演算する。
この場合、漸近目標とする基準値は、トルク指令値ｔｒｑ^*や交流電動機２の回転数等に基づき計算式によって算出してもよく、マップ等を参照してもよい。

続いて、第２実施形態の電流推定処理ルーチンについて図１３を参照して説明する。
図１３のフローチャートは、第１実施形態の図８のフローチャートに対し、Ｓ２２−Ｓ２４に代えてＳ２５−Ｓ２７によりα軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβを算出する点、及び、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓのゼロクロス時でない（Ｓ７１：ＮＯ）と判定された場合、Ｓ７２に代えてＳ７５を実行し、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓのゼロクロス時である（Ｓ７１：ＹＥＳ）と判定された場合、Ｓ７３に代えてＳ７６を実行する点が異なる。

Ｓ２５では、センサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓを用いて、式（５）によりα軸電流ｉαを算出する。
Ｓ２６では、α軸電流ｉαの電流検出タイミングの間の電気角移動量Δθｅに対するα軸電流ｉαの変化量に基づいて、式（１７）によりα軸電流の微分値Δｉαを算出する。
Ｓ２７では、α軸電流の微分値Δｉαに基づいて、式（１８）、（１９）により補正量Ｈを加算してβ軸電流ｉβ＿ｅｓｔを算出する。

Ｓ７５では、ＰＩ演算部５３が演算した電圧位相指令値ＶΨをそのまま電圧位相指令値（確定値）ＶΨ＿ｆｉｘとして出力し、ルーチンを終了する。
Ｓ７６では、電圧位相指令値ＶΨを連続的な変数値で補間して、電圧位相指令値（確定値）ＶΨ＿ｆｉｘとして出力し、ルーチンを終了する。

また、図１０に示す第１実施形態の変形例におけるＳ７４と同様に、図１３のＳ７６に加え、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを補間するようにしてもよい。この場合、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔをそれぞれ前回値又はそれ以前の値に固定することで補間してもよく、或いは、連続的な変数値で補間してもよい。

（第２実施形態の効果）
第２実施形態は、第１実施形態の効果（１）、（２）を共通に有し、第１実施形態の効果（３）、（４）、（５）に代えて、下記の（３’）、（４’）、（５’）を有する。また、第２実施形態特有の効果（８）を有する。

（３’）センサ相電流のゼロクロス時に、「交流電動機の電圧に関する指令値」として、電圧位相指令値ＶΨを補間することで、例えば、電流推定値ｉｕ＿ｅｓｔのゼロクロス補間に伴う推定誤差による電圧位相指令値ＶΨの変動を防止することができる。よって、交流電動機２のトルクフィードバック制御が不安定になることを回避することができる。

（４’）ゼロクロス期間Ｔｚｘの開始時ｔｓにおける情報のみに基づいて電圧位相指令値ＶΨを固定する補間方法では、ゼロクロス期間Ｔｚｘ中に演算される電圧位相指令値ＶΨの変化を考慮しないため、ゼロクロス期間Ｔｚｘの終了時に電動機の駆動状態に対する最適な電圧位相指令値と補間値とが乖離し、ゼロクロス時の処理から復帰した際に、電圧位相指令値ＶΨが不連続に変化するおそれがある。
それに対し、ゼロクロス期間Ｔｚｘ中に変化する情報に基づき電圧位相指令値ＶΨを連続的な変数値で補間することにより、ゼロクロス期間Ｔｚｘ中に電動機の駆動状態に合わせて補間値を連続的に変化させ、ゼロクロス期間の終了時における電動機の駆動状態に対する最適な電圧位相指令値と補間値との乖離を抑制することができる。

（５’）電圧位相指令値ＶΨの補間に加え、センサ相電流のゼロクロス時に、さらにｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを補間する場合には、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔの変動を防止することができる。したがって、トルクフィードバック制御以外にｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを用いて実行する他の制御や判定において、誤判定や誤動作等の影響を回避することができる。

（８）本実施形態では、制御部１５３がトルクフィードバック制御方式を行うとき、他相の電流指令値ｉｕ^*、ｉｖ^*を用いることなく、α軸電流の微分値Δｉαに基づいてβ軸電流ｉβを算出することができる。したがって、トルクフィードバック制御方式でも、電流フィードバック制御方式と同様に、α−β座標系による好適な電流推定を実行することができる。

（その他の実施形態）
（ア）電流推定手段が一相のセンサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ及び電気角θｅに基づいて、推定相の電流推定値ｉｕ（ｖ）＿ｅｓｔ、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを推定する方法は、上記実施形態のように、α−β座標系におけるα軸電流ｉα及びβ軸電流ｉβに基づくものに限らない。
例えば、電流指令値を用いる電流推定方法では、第１実施形態の効果（６）が得られないことを是認すれば、従来技術である特開２００４−１５９３９１号公報（特許文献１）の技術等を用いてもよい。

また、一相のセンサ相の電流検出値ｉｗ＿ｓｎｓ及び電気角θｅに基づいて、センサ相以外の相の電流推定値を推定することなく、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを推定する電流推定方法であって、特定の位相やタイミングで推定演算中に「ゼロ割り」や「ゼロ掛け」が発生する可能性がある方法を用いてもよい。
この方法を採用する電流推定部は、まずｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを推定してから、必要に応じて、逆ｄｑ変換により他の相の電流推定値を算出する構成となる。

（イ）センサ相電流のゼロクロス時において、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^*、又は、電圧位相指令値ＶΨの漸近目標とする基準値（図７、図１２参照）は、上述したフィードフォワード演算値に限らず、その他の算出値を用いてもよい。
また、連続的な変数値として補間値を設定する方法は、基準値に対するフィルタ処理や外挿法以外に、連続的に値を変化させることができる他の方法を用いてもよい。例えば、ゼロクロス期間Ｔｚｘ中、ｄ軸電流推定値ｉｄ＿ｅｓｔ及びｑ軸電流推定値ｉｑ＿ｅｓｔを連続的に変化させるように操作することは、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^*及びｑ軸電圧指令値ｖｑ^*を連続的に変化させることと等価である。

（ウ）電流センサにより相電流を検出するセンサ相は、上記実施形態のＷ相に限らず、Ｕ相又はＶ相としてもよい。また、センサ相の電流検出値とセンサ相基準電流位相θｘとから電流推定値を算出する推定相は、上記実施形態のＵ相に限らず、Ｖ相又はＷ相としてもよい。

（エ）「電流フィードバック制御方式」は、ＰＷＭ指令信号を用いた正弦波ＰＷＭ制御モードや過変調ＰＷＭ制御モードに限らず、電流指令値を用い、電流検出値、又当該電流検出値に基づく電流推定値を電流指令値に対してフィードバックする制御方式であれば、どのようなものであってもよい。
また、「トルクフィードバック制御方式」は、上記実施形態の矩形波制御モードに限らず、交流電動機の駆動に係る電流検出値に基づくトルク推定値をトルク指令値に対してフィードバックする制御方式であれば、どのようなものであってもよい。

（オ）上記実施形態の交流電動機は、永久磁石式同期型の三相交流電動機であったが、他の実施形態では、誘導電動機やその他の同期電動機であってもよい。また、上記実施形態の交流電動機は、電動機としての機能、及び発電機としての機能を併せ持つ所謂モータジェネレータであったが、他の実施形態では、発電機としての機能を持たなくてもよい。

（カ）本発明による交流電動機の制御装置は、上記実施形態のようにインバータと交流電動機を一組設けたシステムに限らず、インバータと交流電動機を二組以上設けたシステムに適用してもよい。また、１台のインバータに複数台の交流電動機を並列接続させた電車等のシステムに適用してもよい。

（キ）本発明による交流電動機の制御装置は、図１に示す構成のハイブリッド自動車の交流電動機に限定されず、どのような構成の電動車両の交流電動機に適用してもよい。また、電動車両以外の交流電動機に適用してもよい。
以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。

２・・・交流電動機、
１０・・・電動機制御装置（交流電動機の制御装置）、
１２・・・インバータ、
１３・・・電流センサ、
１５１、１５３・・・制御部（制御手段）、
２７・・・電圧指令値ゼロクロス補間部（ゼロクロス補間手段）、
３０１、３０３・・・電流推定部（電流推定手段）、
５７・・・電圧位相指令値ゼロクロス補間部（ゼロクロス補間手段）。

Claims (4)

1. 三相の交流電動機（２）を駆動するインバータ（１２）と、
   前記交流電動機の三相のうち一相のセンサ相に流れる電流を検出する電流センサ（１３）と、
   前記インバータを構成する複数のスイッチング素子のオン／オフを切り替えて前記交流電動機の通電を制御する制御手段（１５１、１５３）と、
   を備え、
   前記制御手段は、
   前記一相のセンサ相の電流検出値及び前記交流電動機の電気角に基づいてｄ軸電流推定値及びｑ軸電流推定値を推定する電流推定手段（３０１、３０３）、並びに、
   前記センサ相の電流検出値がゼロを含む所定範囲内にある期間であるセンサ相電流のゼロクロス時に前記交流電動機の電圧に関する指令値を補間するゼロクロス補間手段（２７、５７）を有し、
   前記ゼロクロス補間手段は、前記センサ相電流のゼロクロス時に、前記交流電動機の電圧に関する指令値を連続的な変数値で補間し、
   前記電流推定手段は、さらに前記センサ相以外の他の相の電流推定値を推定し、
   前記センサ相電流のゼロクロス時に、さらに前記他の相の電流推定値を補間することを特徴とする交流電動機の制御装置（１０）。
2. 前記制御手段（１５１）は、前記ｄ軸電流推定値及びｑ軸電流推定値をｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値に対してフィードバックすることにより演算したｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値に基づいて前記交流電動機の通電を制御し、
   前記ゼロクロス補間手段（２７）は、前記センサ相電流のゼロクロス時に、前記交流電動機の電圧に関する指令値として前記ｄ軸電圧指令値及びｑ軸電圧指令値を連続的な変数値で補間することを特徴とする請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
3. 前記制御手段（１５３）は、前記ｄ軸電流推定値及びｑ軸電流推定値から算出したトルク推定値をトルク指令値に対してフィードバックすることにより演算した電圧位相指令値に基づいて前記交流電動機の通電を制御し、
   前記ゼロクロス補間手段（５７）は、前記センサ相電流のゼロクロス時に、前記交流電動機の電圧に関する指令値として前記電圧位相指令値を連続的な変数値で補間することを特徴とする請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
4. 前記制御手段は、前記センサ相電流のゼロクロス時に、さらに、前記電流推定手段が推定した前記ｄ軸電流推定値及びｑ軸電流推定値を補間することを特徴とする請求項２または３に記載の交流電動機の制御装置。

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