JP3253004B2 - 永久磁石形同期電動機の速度推定方法及びその回転子ずれ角推定方法並びに回転子位置修正方法 - Google Patents
永久磁石形同期電動機の速度推定方法及びその回転子ずれ角推定方法並びに回転子位置修正方法Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、永久磁石形同期電
動機の速度推定方法及びその回転子ずれ角推定方法並び
に回転子位置修正方法に関する。
動機の速度推定方法及びその回転子ずれ角推定方法並び
に回転子位置修正方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】永久磁石を回転子とするブラシレスＤＣ
モータを同期電動機として運転する場合、回転子の絶対
位置を得て、正確な電流制御を行う必要がある。回転子
の絶対位置を得るためには、エンコーダやレゾルバなど
の回転子位置検出器を用いることが一般的であるが、配
線や構造の複雑さ、価格や使用環境などについて問題が
あるため、回転子位置検出器を用いないで回転子の磁極
位置を求める方法が提案されている。従来の永久磁石形
同期電動機の磁極位置推定方法としては、 ［１］ 電学論Ｄ、１１３巻、５号、平成５ ｐ５７９
〜５８６、 ［２］ 電学論Ｄ、１１４巻、５号、平成６ ｐ５９１
〜５９２、 ［３］ 電学論Ｄ、１１５巻、４号、平成７ ｐ４２０
〜４２７ が知られている。 ［１］は、固定子上に設定された軸α−β座標系に変換
されたステータ電流ｉα，ｉβを観測値、ステータ電圧
ｖα，ｖβを入力とし、α−β軸座標系の磁束λα，λ
β、および回転子速度を適応則を用いて推定する方法で
ある。 ［２］は、α−β座標系に変換されたステータ電流ｉ
α，ｉβを観測値、ステータ電圧ｖα，ｖβを入力と
し、α−β軸座標系におけるα軸方向に発生する誘起電
圧εα、β軸方向に発生する誘起電圧εβを外乱として
推定する方法である。 ［３］は、回転子上に設定した、同期速度で回転するγ
−δ座標系に変換されたステータ電流ｉγ，ｉδと、モ
デルより算出された電流計算値ｉγ0、ｉδ0との差よ
り、γ−δ軸とｄ−ｑ軸とのずれ角θeを推定する方法
である。
モータを同期電動機として運転する場合、回転子の絶対
位置を得て、正確な電流制御を行う必要がある。回転子
の絶対位置を得るためには、エンコーダやレゾルバなど
の回転子位置検出器を用いることが一般的であるが、配
線や構造の複雑さ、価格や使用環境などについて問題が
あるため、回転子位置検出器を用いないで回転子の磁極
位置を求める方法が提案されている。従来の永久磁石形
同期電動機の磁極位置推定方法としては、 ［１］ 電学論Ｄ、１１３巻、５号、平成５ ｐ５７９
〜５８６、 ［２］ 電学論Ｄ、１１４巻、５号、平成６ ｐ５９１
〜５９２、 ［３］ 電学論Ｄ、１１５巻、４号、平成７ ｐ４２０
〜４２７ が知られている。 ［１］は、固定子上に設定された軸α−β座標系に変換
されたステータ電流ｉα，ｉβを観測値、ステータ電圧
ｖα，ｖβを入力とし、α−β軸座標系の磁束λα，λ
β、および回転子速度を適応則を用いて推定する方法で
ある。 ［２］は、α−β座標系に変換されたステータ電流ｉ
α，ｉβを観測値、ステータ電圧ｖα，ｖβを入力と
し、α−β軸座標系におけるα軸方向に発生する誘起電
圧εα、β軸方向に発生する誘起電圧εβを外乱として
推定する方法である。 ［３］は、回転子上に設定した、同期速度で回転するγ
−δ座標系に変換されたステータ電流ｉγ，ｉδと、モ
デルより算出された電流計算値ｉγ0、ｉδ0との差よ
り、γ−δ軸とｄ−ｑ軸とのずれ角θeを推定する方法
である。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上述した従来
の方法では、 ［１］については、極性のある永久磁石形同期電動機に
採用した場合は、α−β座標上では、インダクタンスが
モータ回転子角θrの関数となり、状態方程式が複雑で
あり、オブザーバを構成する際、計算量が増大し、実用
化が困難である。また磁束λα、λβを未知量としてい
るため、状態方程式は、回転子速度０において不可観測
となり、推定器自体が不安定となる。 ［２］については、α−β軸に変換した誘起電圧は交流
量となるため、オブザーバの極を大きく設定しなければ
実際量と推定量との位相差が発生し、使い物にならなく
なる。 ［３］は、［１］，［２］に比較し、簡便な手法であ
り、しかも、ｄ−ｑ軸とほぼ同期した角速度で回転する
γ−δ軸を基準として考えているため、ｄ−ｑ軸とγ−
δ軸のズレθeが小さいときは、状態方程式も複雑化せ
ず、実用化に関してすぐれた方法である。しかし、実際
値と比較するものが、ｄ−ｑ軸にγ−δ軸が一致したと
きのモデルから単純に導かれた計算値であり、ズレθe
がモデル化誤差などにより、正しく推定できるとは限ら
ない。そこで本発明が解決すべき課題は、γ−δ軸に発
生する誘起電圧εγ、εδを精度良く推定し、γ−δ軸
とｄ−ｑ軸とのズレθe、回転子の角速度ωrmを導出す
ることにある。
の方法では、 ［１］については、極性のある永久磁石形同期電動機に
採用した場合は、α−β座標上では、インダクタンスが
モータ回転子角θrの関数となり、状態方程式が複雑で
あり、オブザーバを構成する際、計算量が増大し、実用
化が困難である。また磁束λα、λβを未知量としてい
るため、状態方程式は、回転子速度０において不可観測
となり、推定器自体が不安定となる。 ［２］については、α−β軸に変換した誘起電圧は交流
量となるため、オブザーバの極を大きく設定しなければ
実際量と推定量との位相差が発生し、使い物にならなく
なる。 ［３］は、［１］，［２］に比較し、簡便な手法であ
り、しかも、ｄ−ｑ軸とほぼ同期した角速度で回転する
γ−δ軸を基準として考えているため、ｄ−ｑ軸とγ−
δ軸のズレθeが小さいときは、状態方程式も複雑化せ
ず、実用化に関してすぐれた方法である。しかし、実際
値と比較するものが、ｄ−ｑ軸にγ−δ軸が一致したと
きのモデルから単純に導かれた計算値であり、ズレθe
がモデル化誤差などにより、正しく推定できるとは限ら
ない。そこで本発明が解決すべき課題は、γ−δ軸に発
生する誘起電圧εγ、εδを精度良く推定し、γ−δ軸
とｄ−ｑ軸とのズレθe、回転子の角速度ωrmを導出す
ることにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】前記課題を解決するた
め、本発明の永久磁石形同期電動機の速度推定方法は、
永久磁石を回転子とし、回転子の磁極上に設定したｄ−
ｑ軸に、回転子上に想定したγ−δ軸が一致するように
制御する永久磁石形同期電動機の制御方法において、時
間ｋ・ＴS時（但し、ｋ＝０，１，２，３，・・・，ＴS
はサンプリングタイム）に同期電動機に供給される少な
くとも２相分のステータ電流を検出し、同ステータ電流
をγ−δ座標系に変換することにより、γ軸電流ｉγ
(k)及びδ軸電流ｉδ(k)を導出し、これらのγ軸電流ｉ
γ(k)及びδ軸電流ｉδ(k)と前回の制御ループで推定さ
れたγ軸電流ｉγest(k)及びδ軸電流ｉδest(k)との差
ｉγ(k)−ｉγest(k)及びｉδ(k)−ｉδest(k)を前記γ
−δ軸での観測値と推定値との差をなくすための補正
量、γ−δ軸座標系に変換された電圧指令値Ｖγ*(k)と
Ｖδ*(k)を入力とし、同期電動機の回転子が回転するこ
とにより発生するγ軸の誘起電圧εγ(k)とδ軸の誘起
電圧εδ(k)を、回転子が回転していない時の電流応答
に対する外乱として、γ−δ軸での電流推定値ｉγ
est(k+1)，ｉδest(k+1)、誘起電圧推定値εγest(k+
1)，εδest(k+1)を、電流推定値ｉγest(k)，ｉδ
est(k)、誘起電圧推定値εγest(k)，εδest(k)及び電
圧指令値Ｖγ * (k)、Ｖδ * (k)と、前記補正量ｉγ(k)−
ｉγest(k)、ｉδ(k)−ｉδest(k)とに基づいて、下式
（１）により演算する状態推定器を構成し、時間(k+1)
・ＴS秒のγ−δ軸座標系における電流ｉγest(k+1)及
びｉδest(k+1)並びに誘起電圧εγest(k+1)及びεδ
est(k+1)を推定し、この推定された誘起電圧εδest(k+
1)の符号より、回転子の速度の符号を判別し、前記誘起
電圧εγest(k+1)とεδest(k+1)の２乗和と前記判別さ
れた符号より、回転子の角速度ωrm(k+1)の推定値ω
rmest(k+1)を推定するすることを特徴とする。
め、本発明の永久磁石形同期電動機の速度推定方法は、
永久磁石を回転子とし、回転子の磁極上に設定したｄ−
ｑ軸に、回転子上に想定したγ−δ軸が一致するように
制御する永久磁石形同期電動機の制御方法において、時
間ｋ・ＴS時（但し、ｋ＝０，１，２，３，・・・，ＴS
はサンプリングタイム）に同期電動機に供給される少な
くとも２相分のステータ電流を検出し、同ステータ電流
をγ−δ座標系に変換することにより、γ軸電流ｉγ
(k)及びδ軸電流ｉδ(k)を導出し、これらのγ軸電流ｉ
γ(k)及びδ軸電流ｉδ(k)と前回の制御ループで推定さ
れたγ軸電流ｉγest(k)及びδ軸電流ｉδest(k)との差
ｉγ(k)−ｉγest(k)及びｉδ(k)−ｉδest(k)を前記γ
−δ軸での観測値と推定値との差をなくすための補正
量、γ−δ軸座標系に変換された電圧指令値Ｖγ*(k)と
Ｖδ*(k)を入力とし、同期電動機の回転子が回転するこ
とにより発生するγ軸の誘起電圧εγ(k)とδ軸の誘起
電圧εδ(k)を、回転子が回転していない時の電流応答
に対する外乱として、γ−δ軸での電流推定値ｉγ
est(k+1)，ｉδest(k+1)、誘起電圧推定値εγest(k+
1)，εδest(k+1)を、電流推定値ｉγest(k)，ｉδ
est(k)、誘起電圧推定値εγest(k)，εδest(k)及び電
圧指令値Ｖγ * (k)、Ｖδ * (k)と、前記補正量ｉγ(k)−
ｉγest(k)、ｉδ(k)−ｉδest(k)とに基づいて、下式
（１）により演算する状態推定器を構成し、時間(k+1)
・ＴS秒のγ−δ軸座標系における電流ｉγest(k+1)及
びｉδest(k+1)並びに誘起電圧εγest(k+1)及びεδ
est(k+1)を推定し、この推定された誘起電圧εδest(k+
1)の符号より、回転子の速度の符号を判別し、前記誘起
電圧εγest(k+1)とεδest(k+1)の２乗和と前記判別さ
れた符号より、回転子の角速度ωrm(k+1)の推定値ω
rmest(k+1)を推定するすることを特徴とする。
【数２】 但し、εγ＝−sinθ e ・（ω rm ／Ｌ d ）φ mag εδ＝−cosθ e ・（ω rm ／Ｌ q ）φ mag Ｒ S ：ステータ側抵抗、Ｌ q ：ｑ軸インダクタンス、
Ｌ d ：ｄ軸インダクタンス、 θ e ：γ−δ軸とｄ−ｑ軸とのずれ角、 ω rm ：回転子角速度、φ mag ：永久磁石が発生する磁束 ［＾］は推定値を表し、添字の［est］と同じ意味であ
る。 また、本発明の永久磁石形同期電動機の回転子ずれ
角推定方法は、前記の方法により推定されたγ軸誘起電
圧推定値εγest(k+1)と回転子の角速度推定値ω
rmest(k+1)より、回転子の永久磁石上に設定したｄ−ｑ
座標と前記γ−δ座標とのずれ角θe(k+1)を推定するこ
とを特徴とする。また、本発明の永久磁石形同期電動機
の回転子位置修正方法は、前記の方法により推定された
ずれ角θeest(k+1)にゲインを乗じた値より、(k+1)番目
の制御ループで使用するγ−δ軸の位置を修正すること
を特徴とする。
Ｌ d ：ｄ軸インダクタンス、 θ e ：γ−δ軸とｄ−ｑ軸とのずれ角、 ω rm ：回転子角速度、φ mag ：永久磁石が発生する磁束 ［＾］は推定値を表し、添字の［est］と同じ意味であ
る。 また、本発明の永久磁石形同期電動機の回転子ずれ
角推定方法は、前記の方法により推定されたγ軸誘起電
圧推定値εγest(k+1)と回転子の角速度推定値ω
rmest(k+1)より、回転子の永久磁石上に設定したｄ−ｑ
座標と前記γ−δ座標とのずれ角θe(k+1)を推定するこ
とを特徴とする。また、本発明の永久磁石形同期電動機
の回転子位置修正方法は、前記の方法により推定された
ずれ角θeest(k+1)にゲインを乗じた値より、(k+1)番目
の制御ループで使用するγ−δ軸の位置を修正すること
を特徴とする。
【０００５】
【発明の実施の形態】本発明においては、時間ｋ・ＴS
秒時（但し、ｋ＝０，１，２，３，・・・，ＴSはサン
プリングタイム）に永久磁石形同期電動機に供給される
少なくとも２相分のステータ電流を検出し、回転子上に
設定したγ−δ座標系に変換することにより、γ軸電流
ｉγ(k)、δ軸電流ｉδ(k)を導出し、前回導出したγ軸
電流推定値ｉγest(k)、δ軸電流推定値ｉδest(k)と、
電圧指令値Ｖγ * (k)、Ｖδ * (k)を用い、永久磁石形同期
電動機のγ−δ軸座標系における状態方程式より導出し
た、各軸に表れる誘起電圧成分を外乱として取り扱う離
散値系外乱オブザーバ
秒時（但し、ｋ＝０，１，２，３，・・・，ＴSはサン
プリングタイム）に永久磁石形同期電動機に供給される
少なくとも２相分のステータ電流を検出し、回転子上に
設定したγ−δ座標系に変換することにより、γ軸電流
ｉγ(k)、δ軸電流ｉδ(k)を導出し、前回導出したγ軸
電流推定値ｉγest(k)、δ軸電流推定値ｉδest(k)と、
電圧指令値Ｖγ * (k)、Ｖδ * (k)を用い、永久磁石形同期
電動機のγ−δ軸座標系における状態方程式より導出し
た、各軸に表れる誘起電圧成分を外乱として取り扱う離
散値系外乱オブザーバ
【０００６】
【数３】 但し、εγ＝−sinθe・（ωrm／Ｌd）φmag εδ＝−cosθe・（ωrm／Ｌq）φmag ＲS：ステータ側抵抗、Ｌq：ｑ軸インダクタンス、
Ｌd：ｄ軸インダクタンス、 θe：γ−δ軸とｄ−ｑ軸とのずれ角、 ωrm：回転子角速度、φmag：永久磁石が発生する磁束 ［＾］は推定値を表し、添字の［est］と同じ意味であ
る。によって、時間(k+1)ＴS秒時の電流推定値ｉγ
est(k+1)、ｉδest(k+1)、誘起電圧推定値εγest(k+
1)、εδest(k+1)を求める。
Ｌd：ｄ軸インダクタンス、 θe：γ−δ軸とｄ−ｑ軸とのずれ角、 ωrm：回転子角速度、φmag：永久磁石が発生する磁束 ［＾］は推定値を表し、添字の［est］と同じ意味であ
る。によって、時間(k+1)ＴS秒時の電流推定値ｉγ
est(k+1)、ｉδest(k+1)、誘起電圧推定値εγest(k+
1)、εδest(k+1)を求める。
【０００７】 また、εγest(k+1)＝−sinθeest(k+1)・｛ωrmest(k+1)／Ｌd｝・φmag εδest(k+1)＝−cosθeest(k+1)・｛ωrmest(k+1)／Ｌq｝・φmag ・・・・（２） であるから、θeが小さい領域を考えると、cosθeest(k
+1)の符号は正であるので、ωrmest(k+1)の符号 sign（ωrmest(k+1)）＝−sign（εδest(k+1)） ・・・・（３） であるから、（２）式の２乗和と（３）式の結果より、
次式でωrmest(k+1)を求める。 ωrmest(k+1)＝−sign（εδest(k+1)）・｛εγest 2(k+1)・Ｌd 2＋εδest 2( k+1)・Ｌq 2｝1/2・／φmag ・・・・（４） さらに、θeest が小さい範囲では、sinθeest(k+1)≒
θeest(k+1)であるため、（２）式のεγest(k+1)より
θeest(k+1)を逆算して求める。具体的には、 θeest(k+1)＝−Ｌd・εγest(k+1)／｛ωrmest(k+1)・φmag｝・・・（５） によって求められたずれ角推定値により、(k+1)・ＴS秒
時のγ軸の位置ρest(k+1)を（６）式で補正する。 ρest(k+1)＝ρest(k)＋ωrmest(k+1)・ＴS−ｋρ・θeest(k+1)・・・（６）
+1)の符号は正であるので、ωrmest(k+1)の符号 sign（ωrmest(k+1)）＝−sign（εδest(k+1)） ・・・・（３） であるから、（２）式の２乗和と（３）式の結果より、
次式でωrmest(k+1)を求める。 ωrmest(k+1)＝−sign（εδest(k+1)）・｛εγest 2(k+1)・Ｌd 2＋εδest 2( k+1)・Ｌq 2｝1/2・／φmag ・・・・（４） さらに、θeest が小さい範囲では、sinθeest(k+1)≒
θeest(k+1)であるため、（２）式のεγest(k+1)より
θeest(k+1)を逆算して求める。具体的には、 θeest(k+1)＝−Ｌd・εγest(k+1)／｛ωrmest(k+1)・φmag｝・・・（５） によって求められたずれ角推定値により、(k+1)・ＴS秒
時のγ軸の位置ρest(k+1)を（６）式で補正する。 ρest(k+1)＝ρest(k)＋ωrmest(k+1)・ＴS−ｋρ・θeest(k+1)・・・（６）
【０００８】
【実施例】以下、本発明の実施例を説明する。図１は、
本発明の磁極位置、速度推定方法の一実施例が適用され
た同期電動機の制御システムを示すブロック図、図２は
図１の制御システムのデジタル制御動作を示すフローチ
ャートである。図１の制御システムブロック図について
説明する。角速度指令ωrm *と角速度推定値ωrmestが、
速度コントローラ１に入力され、速度コントローラ１
は、δ相電流指令ｉδ*を出力する。δ相電流コントロ
ーラ２はｉδ*とδ相電流推定値ｉδest2とを入力し、
δ相電圧指令Ｖδ*を出力する。一方、γ相電流指令ｉ
γ*とγ相電流推定値ｉγest2が、γ相電流コントロー
ラ３に入力され、γ相電流コントローラ３はγ相電圧指
令Ｖγ*を出力する。なお、ｉγ est2 とｉδ est2 は、
（１）式に従って導出されたｉγ est とｉδ est を、
（６）式で導出されたγ軸の位置ρ est (k+1)と前回の位
置ρ est (k)との偏差で座標変換したものである。数式で
示すと、
本発明の磁極位置、速度推定方法の一実施例が適用され
た同期電動機の制御システムを示すブロック図、図２は
図１の制御システムのデジタル制御動作を示すフローチ
ャートである。図１の制御システムブロック図について
説明する。角速度指令ωrm *と角速度推定値ωrmestが、
速度コントローラ１に入力され、速度コントローラ１
は、δ相電流指令ｉδ*を出力する。δ相電流コントロ
ーラ２はｉδ*とδ相電流推定値ｉδest2とを入力し、
δ相電圧指令Ｖδ*を出力する。一方、γ相電流指令ｉ
γ*とγ相電流推定値ｉγest2が、γ相電流コントロー
ラ３に入力され、γ相電流コントローラ３はγ相電圧指
令Ｖγ*を出力する。なお、ｉγ est2 とｉδ est2 は、
（１）式に従って導出されたｉγ est とｉδ est を、
（６）式で導出されたγ軸の位置ρ est (k+1)と前回の位
置ρ est (k)との偏差で座標変換したものである。数式で
示すと、
【数４】 電圧指令Ｖδ*とＶγ*とγ−δ軸位置補正器１１から出
力されるγ−δ軸位置がベクトル制御回路４に入力さ
れ、電圧値絶対値（Ｖδ *2 ＋Ｖγ *2 ） 1/2 とγ軸からの
電圧出力方向の位相tan-1 （Ｖδ * ／Ｖγ * ）がインバー
タ回路５に入力され点弧が実施される。一方、γ−δ軸
電流・誘起電圧推定器８は、同期電動機６のステータ電
流ｉuとｉvを相変換器７を介して得られるγ相電流ｉ
γ、δ相電流ｉδと、γ−δ軸の位置と、電圧指令Ｖδ
*、Ｖγ*を入力し、（１）式の演算を実施し、γ−δ相
電流推定値ｉγest、ｉδestと、γ−δ相誘起電圧εγ
estとεδestを出力する。εγestとεδestが角速度導
出器９に入力され、（３）、（４）式を実行することに
より、角速度推定値ωrmestが導出される。このωrmest
とεγestが、ずれ角θeest導出器１０に入力され、γ
−δ軸とｄ−ｑ軸とのずれ角θeestが導出される。これ
がγ−δ軸位置補正器１１に入力され、（６）式でγ−
δ軸の位置補正が実行される。
力されるγ−δ軸位置がベクトル制御回路４に入力さ
れ、電圧値絶対値（Ｖδ *2 ＋Ｖγ *2 ） 1/2 とγ軸からの
電圧出力方向の位相tan-1 （Ｖδ * ／Ｖγ * ）がインバー
タ回路５に入力され点弧が実施される。一方、γ−δ軸
電流・誘起電圧推定器８は、同期電動機６のステータ電
流ｉuとｉvを相変換器７を介して得られるγ相電流ｉ
γ、δ相電流ｉδと、γ−δ軸の位置と、電圧指令Ｖδ
*、Ｖγ*を入力し、（１）式の演算を実施し、γ−δ相
電流推定値ｉγest、ｉδestと、γ−δ相誘起電圧εγ
estとεδestを出力する。εγestとεδestが角速度導
出器９に入力され、（３）、（４）式を実行することに
より、角速度推定値ωrmestが導出される。このωrmest
とεγestが、ずれ角θeest導出器１０に入力され、γ
−δ軸とｄ−ｑ軸とのずれ角θeestが導出される。これ
がγ−δ軸位置補正器１１に入力され、（６）式でγ−
δ軸の位置補正が実行される。
【０００９】次に、制御動作を。図２のフローチャート
により説明する。ｋ・ＴS秒の時点で同期機に供給され
る少なくとも２相分の電流、例えばｉu（ｋ）、ｉ
v（ｋ）を検出し（ステップＳ１）、前回ループで補正
されたγ−δ軸座標系に変換し、ｉγ（ｋ）、ｉδ
（ｋ）を導出する（ステップＳ２）。γ−δ座標系に変
換された電圧指令Ｖγ*（ｋ）、Ｖδ*（ｋ）を入力し
（ステップＳ３）、式（１）により、（ｋ＋１）・ＴS
秒時の推定値ｉγest（ｋ＋１）、ｉδest（ｋ＋１）、
εγest（ｋ＋１）、εδest（ｋ＋１）を導出する（ス
テップＳ４）。推定されたεδest（ｋ＋１）の符号よ
り、角速度の符号判断を行い（ステップＳ５）、この符
号と、εγest（ｋ＋１）とεδest（ｋ＋１）の２乗和
よりωrmest（ｋ＋１）を導出する（ステップＳ６）。
εγest（ｋ＋１）と上記ωrmest（ｋ＋１）よりθeest
（ｋ＋１）を求め、（６）式によってγ軸の位置を補正
する（ステップＳ７）。次に（６）式によりγ軸がｋρ
θeest（ｋ＋１）だけ軸変換されたとして、（ｋ＋１）
ループ時に初期値ｉγest（ｋ＋１）、ｉδest（ｋ＋
１）、εγest（ｋ＋１）、εδest（ｋ＋１）を修正す
る（ステップＳ８）。
により説明する。ｋ・ＴS秒の時点で同期機に供給され
る少なくとも２相分の電流、例えばｉu（ｋ）、ｉ
v（ｋ）を検出し（ステップＳ１）、前回ループで補正
されたγ−δ軸座標系に変換し、ｉγ（ｋ）、ｉδ
（ｋ）を導出する（ステップＳ２）。γ−δ座標系に変
換された電圧指令Ｖγ*（ｋ）、Ｖδ*（ｋ）を入力し
（ステップＳ３）、式（１）により、（ｋ＋１）・ＴS
秒時の推定値ｉγest（ｋ＋１）、ｉδest（ｋ＋１）、
εγest（ｋ＋１）、εδest（ｋ＋１）を導出する（ス
テップＳ４）。推定されたεδest（ｋ＋１）の符号よ
り、角速度の符号判断を行い（ステップＳ５）、この符
号と、εγest（ｋ＋１）とεδest（ｋ＋１）の２乗和
よりωrmest（ｋ＋１）を導出する（ステップＳ６）。
εγest（ｋ＋１）と上記ωrmest（ｋ＋１）よりθeest
（ｋ＋１）を求め、（６）式によってγ軸の位置を補正
する（ステップＳ７）。次に（６）式によりγ軸がｋρ
θeest（ｋ＋１）だけ軸変換されたとして、（ｋ＋１）
ループ時に初期値ｉγest（ｋ＋１）、ｉδest（ｋ＋
１）、εγest（ｋ＋１）、εδest（ｋ＋１）を修正す
る（ステップＳ８）。
【００１０】
【発明の効果】以上述べたように、本発明は、回転子上
に、推定速度ωrmestで回転するように設定したγ−δ
軸に発生するθeを関数とするγ軸誘起電圧、δ軸誘起
電圧を推定する状態推定器を構成しているため、状態推
定器の極が安定に設定されていれば、通常γ−δ軸とｄ
−ｑ軸との誤差の変化が遅いため、推定値は、実測値に
極を不必要に大きくすることなく収束することができ
る。
に、推定速度ωrmestで回転するように設定したγ−δ
軸に発生するθeを関数とするγ軸誘起電圧、δ軸誘起
電圧を推定する状態推定器を構成しているため、状態推
定器の極が安定に設定されていれば、通常γ−δ軸とｄ
−ｑ軸との誤差の変化が遅いため、推定値は、実測値に
極を不必要に大きくすることなく収束することができ
る。
【図１】 本発明の一実施例の同期電動機の制御システ
ムを表すブロック線図である。
ムを表すブロック線図である。
【図２】 離散値系における本発明のフローチャートで
ある。
ある。
１ 速度コントローラ、２ δ相電流コントローラ、３
γ軸電流コントローラ、４ ベクトル制御回路、５
インバータ回路、６ 同期電動機、７ 相変換器、８
γ−δ軸電流・誘起電圧推定器、９ 角速度導出器、１
０ ずれ角θeest導出器、１１ γ−δ軸位置補正器、
１２ γ相・δ相電流補正器
γ軸電流コントローラ、４ ベクトル制御回路、５
インバータ回路、６ 同期電動機、７ 相変換器、８
γ−δ軸電流・誘起電圧推定器、９ 角速度導出器、１
０ ずれ角θeest導出器、１１ γ−δ軸位置補正器、
１２ γ相・δ相電流補正器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 山本 暁洋 福岡県北九州市八幡西区黒崎城石２番１ 号 株式会社安川電機内 (56)参考文献 特開 平６−51803（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−308286（ＪＰ，Ａ) 竹下隆晴、他，電流推定誤差に基づく センサレスブラシレスＤＣモータ制御, 電器学会論文誌Ｄ，日本，1995年３月20 日，Ｖｏｌ．115、Ｎｏ．４，420−427 千住智信、他，外乱オブザーバを用い たブラシレスＤＣモータのセンサレスベ クトル制御，電器学会論文誌Ｄ，日本, 1994年５月20日，Ｖｏｌ．114、Ｎｏ. ５，591−592 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02P 5/408 - 5/412 H02P 7/628 - 7/632 H02P 21/00 H02P 6/00 - 6/24 ＪＩＣＳＴファイル（ＪＯＩＳ)
Claims (3)
- 【請求項１】 永久磁石を回転子とし、回転子の磁極上
に設定したｄ−ｑ軸に、回転子上に想定したγ−δ軸が
一致するように制御する永久磁石形同期電動機の制御方
法において、時間ｋ・ＴS時（但し、ｋ＝０，１，２，
３，・・・，ＴSはサンプリングタイム）に同期電動機
に供給される少なくとも２相分のステータ電流を検出
し、同ステータ電流をγ−δ座標系に変換することによ
り、γ軸電流ｉγ(k)及びδ軸電流ｉδ(k)を導出し、こ
れらのγ軸電流ｉγ(k)及びδ軸電流ｉδ(k)と前回の制
御ループで推定されたγ軸電流ｉγest(k)及びδ軸電流
ｉδest(k)との差ｉγ(k)−ｉγest(k)及びｉδ(k)−ｉ
δest(k)を前記γ−δ軸での観測値と推定値との差をな
くすための補正量、γ−δ軸座標系に変換された電圧指
令値Ｖγ*(k)とＶδ*(k)を入力とし、同期電動機の回転
子が回転することにより発生するγ軸の誘起電圧εγ
(k)とδ軸の誘起電圧εδ(k)を、回転子が回転していな
い時の電流応答に対する外乱として、γ−δ軸での電流
推定値ｉγest(k+1)，ｉδest(k+1)、誘起電圧推定値ε
γest(k+1)，εδest(k+1)を、電流推定値ｉγest(k)，
ｉδest(k)、誘起電圧推定値εγest(k)，εδest(k)及
び電圧指令値Ｖγ * (k)、Ｖδ * (k)と、前記補正量ｉγ
(k)−ｉγest(k)、ｉδ(k)−ｉδest(k)とに基づいて下
式により演算する状態推定器を構成し、時間(k+1)・ＴS
秒のγ−δ軸座標系における電流ｉγest(k+1)及びｉδ
est(k+1)並びに誘起電圧εγest(k+1)及びεδest(k+1)
を推定し、この推定された誘起電圧εδest(k+1)の符号
より、回転子の速度の符号を判別し、前記誘起電圧εγ
est(k+1)とεδest(k+1)の２乗和と前記判別された符号
より、回転子の角速度ωrm(k+1)の推定値ωrmest(k+1)
を推定することを特徴とする永久磁石形同期電動機の速
度推定方法。 【数１】 但し、εγ＝−sinθ e ・（ω rm ／Ｌ d ）φ mag εδ＝−cosθ e ・（ω rm ／Ｌ q ）φ mag Ｒ S ：ステータ側抵抗、Ｌ q ：ｑ軸インダクタンス、
Ｌ d ：ｄ軸インダクタンス、 θ e ：γ−δ軸とｄ−ｑ軸とのずれ角、 ω rm ：回転子角速度、φ mag ：永久磁石が発生する磁束 ［＾］は推定値を表し、添字の［est］と同じ意味であ
る。 - 【請求項２】 請求項１記載の方法により推定されたγ
軸誘起電圧推定値εγest（ｋ＋１）と回転子の角速度
推定値ωrmest（ｋ＋１）より、回転子の永久磁石上に
設定したｄ−ｑ座標と前記γ−δ座標とのずれ角θ
e（ｋ＋１）を推定することを特徴とする永久磁石形同
期電動機の回転子ずれ角推定方法。 - 【請求項３】 請求項２記載の方法により推定されたず
れ角θeest（ｋ＋１）にゲインを乗じた値より、（ｋ＋
１）番目の制御ループで使用するγ−δ軸の位置を修正
することを特徴とする永久磁石形同期電動機の回転子位
置修正方法。
Priority Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP00369096A JP3253004B2 (ja) | 1996-01-12 | 1996-01-12 | 永久磁石形同期電動機の速度推定方法及びその回転子ずれ角推定方法並びに回転子位置修正方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| JP00369096A JP3253004B2 (ja) | 1996-01-12 | 1996-01-12 | 永久磁石形同期電動機の速度推定方法及びその回転子ずれ角推定方法並びに回転子位置修正方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09191698A JPH09191698A (ja) | 1997-07-22 |
| JP3253004B2 true JP3253004B2 (ja) | 2002-02-04 |
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Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP00369096A Expired - Fee Related JP3253004B2 (ja) | 1996-01-12 | 1996-01-12 | 永久磁石形同期電動機の速度推定方法及びその回転子ずれ角推定方法並びに回転子位置修正方法 |
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| Country | Link |
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| JP (1) | JP3253004B2 (ja) |
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| JP3944955B2 (ja) * | 1997-07-02 | 2007-07-18 | 株式会社安川電機 | 誘導電動機の誘導起電力推定方法、速度推定方法、軸ずれ補正方法及び誘導電動機制御装置 |
| US7076340B1 (en) * | 1999-05-28 | 2006-07-11 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Method of controlling speed of synchronous motor, and method of identifying constant of synchronous motor |
| JP3860031B2 (ja) | 1999-08-20 | 2006-12-20 | 三菱電機株式会社 | 同期電動機制御装置、同期電動機の制御方法 |
| JP2001115963A (ja) * | 1999-10-13 | 2001-04-27 | Daikin Ind Ltd | 圧縮機 |
| JP3454210B2 (ja) | 1999-11-30 | 2003-10-06 | 株式会社日立製作所 | 同期モータの位置センサレス制御方法 |
| JP2002315375A (ja) * | 2001-04-18 | 2002-10-25 | Yaskawa Electric Corp | 電動機制御装置 |
| WO2002091558A1 (fr) | 2001-04-24 | 2002-11-14 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Systeme de controle d'un moteur synchronise |
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| JP4370754B2 (ja) * | 2002-04-02 | 2009-11-25 | 株式会社安川電機 | 交流電動機のセンサレス制御装置および制御方法 |
| JP3653670B2 (ja) * | 2002-08-31 | 2005-06-02 | 有限会社シー・アンド・エス国際研究所 | 同期電動機のベクトル制御方法及び同装置 |
| JP4168252B2 (ja) | 2002-12-27 | 2008-10-22 | 株式会社安川電機 | 発電システムおよびその制御方法 |
| US7777443B2 (en) | 2003-05-08 | 2010-08-17 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Method for providing energy saving service, method for deciding specification of electric motor, method for providing compressor version-up service, method for providing energy service using drive device for permanent magnet electric motor, compressor exchange method, and freezing/air conditioning device |
| JP2007104738A (ja) | 2005-09-30 | 2007-04-19 | Ebara Corp | ブラシレス同期電動機及びその駆動制御装置 |
| JP4956123B2 (ja) * | 2006-09-28 | 2012-06-20 | 三洋電機株式会社 | モータ制御装置 |
| JP5228435B2 (ja) * | 2007-10-18 | 2013-07-03 | 株式会社安川電機 | インバータ制御装置とその制御方法 |
| CN103227604A (zh) * | 2012-11-01 | 2013-07-31 | 东方日立(成都)电控设备有限公司 | 一种感应电机无速度传感器矢量控制方法 |
-
1996
- 1996-01-12 JP JP00369096A patent/JP3253004B2/ja not_active Expired - Fee Related
Non-Patent Citations (2)
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|---|
| 千住智信、他，外乱オブザーバを用いたブラシレスＤＣモータのセンサレスベクトル制御，電器学会論文誌Ｄ，日本，１９９４年５月２０日，Ｖｏｌ．１１４、Ｎｏ．５，５９１−５９２ |
| 竹下隆晴、他，電流推定誤差に基づくセンサレスブラシレスＤＣモータ制御，電器学会論文誌Ｄ，日本，１９９５年３月２０日，Ｖｏｌ．１１５、Ｎｏ．４，４２０−４２７ |
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