JP3860031B2 - 同期電動機制御装置、同期電動機の制御方法 - Google Patents

Description

技術分野
本発明は、同期電動機の制御装置及び制御方法に関し、特に回転子内部に磁石が埋め込まれた構造からなる同期電動機の制御装置及び制御方法に関する。
背景技術
永久磁石を回転子表面に張りつけた同期モータ（以下ＳＰＭモータ）や永久磁石を回転子内部に埋め込んだ同期モータ（以下ＩＰＭモータ）に関し、回転子の回転位置を検出するセンサを設けることなく駆動する従来の制御方式が各種提案されている。例えば、（ａ）日本国特許庁特開平８−３０８２８６号公報や（ｂ）日本国特許庁特開平９−１９１６９８号公報などは、推定電流と実電流との誤差に基づき磁極位置を推定し、その結果を用いて同期モータのベクトル制御を構成するものである。また、（ｃ）電学論Ｄ、１１１巻、８号、平成３年 ｐ６３９〜６４４はＳＰＭモータでの簡便な電圧指令演算方法および簡便な一次角周波数の設定方法が示されている。
以下、（ｃ）の方式に付いて詳述する。なお、（ｃ）のγ−δ軸は本発明で使用するγ−δ軸と逆になっている（（ｃ）γ軸→本発明δ軸、（ｃ）δ軸→本発明γ軸）ことを付記しておく。
図６は（ｃ）に示された従来の制御系構成図である。
図６において、１はＳＰＭモータ、２は該ＳＰＭモータにＰＷＭ変調された正弦波電圧を印加するインバータ、３は該インバータ２のスイッチング素子へのＰＷＭされたＯＮ／ＯＦＦ信号を発生するＰＷＭ制御回路、４は該インバータ２からＳＰＭモータ１への電流を検出する電流検出器、５は該電流検出器４で得られた値を回転子上に想定されたγ−δ軸へ変換する電流変換器、６はマイクロプロセッサで、該電流検出器５からの電流を受けて、後述の式に基づき電圧指令、一次角周波数を演算し、その電圧を座標変換し、該ＰＷＭ制御回路３へ出力する。
まず、電圧指令演算式は式（１）、式（２）のようになる。

ここで、Ｒ１は一次抵抗、ｗ１は一次角周波数、Ｋδはゲイン（定数）、λ１δは一次鎖交磁束数のδ軸成分である。また、λδｅｓｔは式（３）で示される。

ここで、Ｌ１は一次巻線のインダクタンス、Ｉ_０は磁石による鎖交磁束数Λ_０をＬ１で除算したものである。つまり、Ｉ_０＝Λ_０／Ｌ１となる。また、Ｉδ^＊は一次鎖交磁束数指令Λδ^＊をＬ１で乗算したものである。つまり、Ｉδ^＊＝Λδ^＊／Ｌ１となる。
また、一次角周波数ｗ１の設定方法に関しては、式（４）が示されている。

ここで、ｗ１^＊は角速度指令、Ｋｍは比例定数である。
しかし、上述の従来の方式は、（ａ）、（ｂ）は速度推定して、ベクトル制御を構成するため、モータ軸に接続される負荷の慣性により速度制御系のゲイン調整が必要となり、演算も比較的複雑である。また、（ｃ）の方式は負荷の慣性によりゲイン設定不要で、かつ演算も少ないが、ＳＰＭモータでの方式で、固定子軸に固定されたｄ−ｑ軸上でのインダクタンスＬｄ、Ｌｑが異なり、トルク発生式も異なるＩＰＭモータには適用できない。
発明の開示
そこで、本発明の目的は、演算量が少なく、負荷の慣性によりゲイン調整が不要で、ＩＰＭモータに適用できる制御方式を得ることにある。
また、センサレスで滑らかに始動するにあたって、正しい一次抵抗が必要となるため、始動時の短時間に正しい一次抵抗を得ることで滑らかな始動を実現することも目的とする。
発明を実施するための最良の形態
次に、本発明の実施の形態について以下の通り説明する。
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１による同期電動機制御装置を示す構成図である。
図において、１０はＩＰＭモータ、１１は三相電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを受け、ＰＷＭに変換し、スイッチング素子にてＰＷＭ電圧出力するインバータ回路、１２はインバータ回路１１からＩＰＭモータ１０へ流れる電流を検出する電流検出器、１３は電流検出器１２で得られた電流を回転子上に想定されたγ−δ軸に変換する電流座標変換器で、検出された電流Ｉｕ、ＩｖをＩγ、Ｉδに変換する。１４はＩγ、Ｉδにより補正項１ｃｍｐを演算する補正項Ｉｃｍｐ演算部で、１５はＶγ、Ｖδ電圧指令を演算するＶγ、Ｖδ演算部である。１６はＶγ、Ｖδ演算部１５で求められた電圧指令を三相電圧指令Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗへ変換する電圧座標変換器であり、この出力はインバータ回路１１へ入力される。また、１７はＩγ、ＩδよりＩＰＭモータ発生トルクを演算するトルク演算部で、１８は速度安定化項演算部で、トルク演算部１７より求められたトルクより速度安定化項Ｗ_Ｔを演算する。１９は減算回路で、指令された速度Ｗ１^＊と速度安定化項演算部１８で求められた速度安定化項Ｗ_Ｔを減算することで、一次角周波数Ｗ１を求める。２０は一次角周波数Ｗ１を積分して位相θを求める積分器で、求められた位相θは電流座標変換器１３と電圧座標変換器１６の座標変換で用いられる。
次に図１の各部の具体的内容に関し記す。まず、ＩＰＭモータ１０の電圧方程式とトルク方程式は回転子軸上に固定されたｄ−ｑ軸上では式（５）、式（６）のようになる。

ここで、Ｖｄ、Ｖｑは一次電圧のｄ、ｑ軸成分、ＲはＩＰモータの一次抵抗、ωは回転子回転電気角速度、Ｐｍは極対数、φｆは磁石による鎖交磁束、Ｉｄ、Ｉｑはｄ軸、ｑ軸電流、Ｌｄ、Ｌｑはｄ軸、ｑ軸インダクタンスである。また、ｐは微分演算子ｄ／ｄｔである。
定常状態においては、式（５）中の微分演算子ｐ＝０とすることで式（７）となる。

上記ｄ−ｑ軸は回転子軸上に固定されているが、センサレスの場合回転子の位置は分からないため、固定子上に想定されたγ−δ軸はｄ−ｑ軸とはずれるのが通常である。本発明によって制御する場合、このずれはわずかであり、γ−δ軸での定常状態での電圧方程式を次の式（８）のように近似する。

ここで、補正項ｉｃｍｐ演算部１４の補正項ｉｃｍｐは次式（９）のように与える。

ここで、Ｉｘ^＊は補正電流指令、Ｋｃｍｐは補正ゲインである。
Ｖγ、Ｖδ演算部１５では式（８）に式（９）で求めた補正項ｉｃｍｐを適当なゲインを乗じて加算する。つまり、式（１０）で示すよう計算する。

このように構成する事で、電流Ｉγ、Ｉδが流れた時に定常的にかかる電圧を前向きに足し込み、補正項ｉｃｍｐを加える事で、ＩＰＭモータでも、電圧制御の安定性が確保できる。
次に、トルク演算部１７、速度安定化項演算部１８、減算回路１９の動作について説明する。従来例で示すように、ＳＰＭモータでは式（４）により速度の安定化を図る事ができる。速度の安定化とは脱調を防ぐ事を意味している。
ＩＰＭモータではトルクは式（６）で示される。ＳＰＭモータでは生じない式（６）の右辺第２項目で示されるリラクタンストルクが生じる。
そこで、トルク演算部１７では次の式（１１）で示すように計算する。

そして、速度安定化項演算部１８および減算回路１９ではこのトルクＴを用いて、従来例で示した式（４）と同様に一次角周波数ｗ１を求める。つまり、式（１２）、式（１３）のようになる。

ここで、従来例でのべた参考文献（ｃ）と同様に、ｗ_Ｔは定常的にはゼロになるように操作する。こうする事で、速度の安定化がはかれ、定常的には速度偏差ゼロで制御できる。
以上述べた本実施の形態によれば、式（９）、式（１０）といった簡単な演算で安定な制御ができる。また、速度推定を行うことなく制御するため、負荷の慣性によりゲイン調整する必要がない。さらに、動作点解析および実機検証の結果、本制御方式によりリラクタンストルクを有効に活用した高効率制御が実現できる。
実施の形態２．
図２は、本発明の実施の形態２による同期電動機制御装置を示す構成図である。
図２は図１に対し、Ｖγ、Ｖδ演算部１５が変更されており、新たにＶγ、Ｖδ演算部２１とした。その他の同一符号のものは同一の動作をするため、説明を省略する。
式（１０）で示された実施の形態１記載のＶγ、Ｖδ演算部１５は、力行／回生全域にわたって制御する場合、様々なＩＰＭモータにおいて、必ずしも安定とならないＩＰＭモータもあった。そこで、Ｖγに影響するＩδ成分、およびＶδに影響するＩγ成分、いわゆる干渉項電圧を、Ｉδの符号により考慮／非考慮を切り替えるよう構成することで、安定に制御する事ができる。
つまり、Ｉδが正ならば、次式（１４）とし、Ｉδが負ならば式（１０）とする。

また、さらにＩδが負のとき、補正項ｉｃｍｐ演算部１４の定数Ｋｃｍｐをゼロにしたり、Ｖδの干渉項を調整する事で、低速回生でトルク特性の改善がはかれる事も実機検証で確認した。また、Ｉδが正から負に変わった際、Ｋｃｍｐと干渉項の操作を徐々に行うようする事で切替わり時に速度の振動なく切替える事ができる。
以上述べた本実施の形態によれば、従来例で述べた制御式では様々な速度、トルクにおいて必ずしも良好な特性とならないようなＩＰＭモータでも、良好なトルク特性が得られるようになる。
その他として、ＩＰＭモータは非常に設計自由度が高く、様々な速度、トルクにおいて必ずしも安定な制御性能が得られない場合においても、式（９）におけるＩｘ^＊、Ｋｃｍｐ、式（１０）におけるＫｇａｎ、Ｋｄｅｌ、干渉項の操作により、安定性を確保でき、良好なトルク特性を得る事ができる。
実施の形態３．
図３は、本発明の実施の形態３による同期電動機制御装置の始動時のフローチャートを示す。図においてステップ１は運転開始信号が入力を示す。ステップ２は停止時の初期磁極位置検出を示す。この停止時初期磁極位置検出方法としては様々な方法が提案されている。例えば「センサレス突極形ブラシレスＤＣモータの初期位置推定角方法」（電学論Ｄ、１１６巻７号、平成８年）や「電流ペクトル軌跡を用いたＰＭモータの位置センサレス界磁極検出法における推定精度の評価」（平成７年電気学会産業応用全国大会１８０）等々である。ステップ２ではいずれの方式を用いてもよく、精度良く磁極位置を検出する。そして、ステップ３で直流電流を流し、ＩＰＭモーター次側抵抗値を推定する。その後、ステップ３で得られた抵抗値を使いステップ４でセンサレス制御での始動を開始する。ステップ２とステップ３はできる限り短時間で実施する。
センサレス制御では、制御式上に一次抵抗値を用いているために、一次抵抗値で多少制御特性が変化する。ＩＰＭモータの温度によりその一次抵抗値は変化するため、常に同一の特性を得るためには、温度によって変化した一次抵抗値を適切な値に設定し直す必要がある。特に始動特性はその抵抗値の影響を受けやすい。そこで、始動前の短時間でＩＰＭモータの一次抵抗を検出する事で、ステップ４のセンサレス制御での始動において、常に良好な始動特性が得られるようになる。つまり、温度変化によらず過電流で始動ができないといった現象がなくなる。
具体的な、一次抵抗推定方法としては、図４に示す。
図４において、２２は位相指令部で、図３で示した停止時初期磁極位置検出にて求めた位相を指令する。２３はＶγ、Ｖδ指令部で、例えば一定時間Ｖγ＝３Ｖ（一定値）、Ｖδ＝０として、電圧座標変換器１６に指令する。２４は抵抗推定部Ａである。
この場合、抵抗推定部Ａ２４では次の式（１５）のように一次抵抗値Ｒが推定される。

ここで、磁極位置が誤差なく推定できていればＩδ＝０となるため、式（１５）は式（１６）としても良い。

推定時間はＬｄ／Ｒの５倍程度に設定すると良く、その時点で、式（１５）あるいは式（１６）で推定する。なお、式（１５）あるいは式（１６）中のＩγ、Ｉδはフィルタを通した値を使用する事で、推定値のバラツキを抑える事ができる。
また、他の一次抵抗推定方法を図５に示す。
図５において、２５はγ軸電流制御器で例えば比例・積分制御で構成する。このγ軸電流制御器２５の出力はＶγとなり、電圧座標変換器１６へ入力される。２６はＶδ指令部でＶδ＝０として、指令する。２７は抵抗推定部Ｂである。この場合、抵抗推定部Ｂ２７では次の式（１７）のように一次抵抗Ｒが推定される。

推定時間はＬｄ／Ｒの５倍程度に設定し、推定時間中、式（１７）の演算を行う。このように構成する事で、式（１７）の積分内部がゼロになるよう自動的に一次抵抗推定値Ｒが求まる。つまり、式（１６）と同様な計算式で抵抗が求まる事になる。このように構成する事で、ノイズにより推定値が影響を受ける事がなく、良好に推定できる。
上記に示したように推定した一次抵抗値を用いてセンサレス制御での始動を開始する事でＩＰＭモータの温度によらず常に良好な加速特性が得られるようになる。
産業上の利用可能性
以上のように、この発明にかかる同期電動機の制御装置、及び制御方法は、簡単な演算で、安定した制御方式を得ることができ、特に回転速度、及び磁極位置を検出することなく駆動する同期電動機に適している。
【図面の簡単な説明】
第１図は、本発明の実施の形態１による同期電動機制御装置を示す構成図である。
第２図は、本発明の実施の形態２による同期電動機制御装置を示す構成図である。
第３図は、本発明の実施の形態３による同期電動機制御装置の始動時のフローチャートを示す。
第４図は、第３図による同期電動機制御装置の抵抗推定方法を示す構成図である。
第５図は、第３図による同期電動機制御装置の抵抗推定方法の別の例を示す構成図である。
第６図は、従来の同期電動機制御装置を示す構成図である。

Claims (5)

1. 回転子内部に永久磁石を配設する構造からなる同期電動機を駆動する同期電動機制御装置において、上記同期電動機へ流れる電流を検出する電流検出手段と、上記検出した電流を上記回転子上に想定したγ−δ軸に座標変換する電流座標変換手段と、任意に与えた補正電流指令及び上記座標変換された電流に基づいて補正項を演算する補正項演算手段と、上記同期電動機の定常状態での電圧方程式及び上記補正項に基づいてγ−δ軸電圧指令を演算する電圧指令演算手段とを備えたことを特徴とする同期電動機制御装置。
2. 回転子内部に永久磁石を配設する構造からなる同期電動機を駆動する同期電動機の制御方法において、上記同期電動機へ流れる電流を検出し、この検出した電流を上記回転子上に想定したγ−δ軸に座標変換し、導出した電流及び任意に与えた補正電流指令により補正項を求め、上記同期電動機の定常状態での電圧方程式に上記補正項を適当なゲインを乗じて加算してγ−δ軸電圧指令を求めることを特徴とする同期電動機の制御方法。
3. 補正項を求める補正式は、
   ｉｃｍｐ＝Ｉｘ^＊−Ｉγ＋Ｋｃｍｐ・Ｉδ^２
   （ｉｃｍｐは補正項、Ｉｘ^＊は任意に与えた補正電流指令、Ｉγ、Ｉδは座標変換された電流、Ｋｃｍｐは定数）であることを特徴とする請求項２記載の同期電動機の制御方法。
4. γ−δ軸電圧指令は、Ｉδが正のときはγ−δ軸電流の干渉項電圧を考慮せず、Ｉδが負のときは上記干渉項電圧を考慮して演算されることを特徴とする請求項３記載の同期電動機の制御方法。
5. 始動時に、検出された磁極位置に合わせ直流電流を流し、同期電動機の一次側抵抗を推定することを特徴とする請求項２記載の同期電動機の制御方法。

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