KR101167778B1 - 모터 제어 장치 및 이의 제어 방법 - Google Patents

모터 제어 장치 및 이의 제어 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR101167778B1
KR101167778B1 KR1020100037118A KR20100037118A KR101167778B1 KR 101167778 B1 KR101167778 B1 KR 101167778B1 KR 1020100037118 A KR1020100037118 A KR 1020100037118A KR 20100037118 A KR20100037118 A KR 20100037118A KR 101167778 B1 KR101167778 B1 KR 101167778B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
motor
current
command
voltage command
speed
Prior art date
Application number
KR1020100037118A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20110117738A (ko
Inventor
김민기
허종원
이경훈
Original Assignee
엘지전자 주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 엘지전자 주식회사 filed Critical 엘지전자 주식회사
Priority to KR1020100037118A priority Critical patent/KR101167778B1/ko
Priority to US13/092,032 priority patent/US8816623B2/en
Priority to EP11163483.8A priority patent/EP2387147B8/en
Priority to EP19172505.0A priority patent/EP3557759B1/en
Publication of KR20110117738A publication Critical patent/KR20110117738A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101167778B1 publication Critical patent/KR101167778B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
    • H02P23/0077—Characterised by the use of a particular software algorithm

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

모터 제어 장치 및 이의 제어 방법이 개시된다. 본 발명은 압축기에 구비된 모터의 고속 운전 제어 시에 별도의 하드웨어를 추가하지 아니하고, 센서리스 알고리즘을 이용하고, 펄스 폭 변조를 수행하기 위한 삼각반송파의 한 주기 내에서 모터에 인가되는 전류를 2회 이상 샘플링하여 전압 지령을 산출하고, 산출된 전압 지령에 따라 모터를 구동함으로써 제어 해상도를 개선하고, 압축기의 체적을 감소시키면서 고속 운전을 수행할 수 있도록 함으로써 압축기의 운전 효율을 유지할 수 있다.

Description

모터 제어 장치 및 이의 제어 방법{MOTOR CONTROLLING APPARATUS AND METHOD OF THE SAME}
본 발명은 모터를 제어하는 장치에 관한 것으로서, 특히 모터의 고속 운전 제어 시에 별도의 하드웨어를 추가하지 아니하고, 안정적으로 모터를 제어하는 모터 제어 장치 및 이의 제어 방법에 관한 것이다.
압축기에 구비되는 모터는 취부상의 어려움으로 인해 센서를 포함하지 아니하고, 상기 모터를 구동하는 제어 장치는 센서리스 알고리즘(Sensorless Algorithm)을 사용하여 모터를 구동한다. 상기 센서리스 알고리즘은 회전자(Rotor; 로터)의 위치를 산출하여 사용자가 원하는 속도로 구동되게 한다. 종래 기술에 따른 모터 제어 장치는, 이 센서리스 알고리즘을 이용하여 일정 기계 속도, 예를 들어 120Hz까지 운전(이하, 정상 운전)을 하였는데, 압축기의 성능을 향상시키기 위해 고속 운전, 예를 들어 150Hz이 필요하게 되었다.
모터를 고속으로 운전하기 위해서는 제어의 안정성이 보장되어야 하고, 부하 대응성이 향상되어야 한다(이하에서, 제어 해상도). 모터의 속도가 증가하면 주기는 짧아져서 정상 운전 시에 구동하는 제어 알고리즘으로 속도를 늘리는 경우, 모터에 인가되는 전류를 샘플링 개수가 21개에서 17개로 줄어들게 되어 제어 해상도를 높여야 하는 문제점이 있다.
종래 기술에 따른 모터 제어 장치는, 반송파 주파수(Carrier Frequency)를 높여서 제어 해상도를 개선하였다. 그러나, 이러한 반송파 주파수를 높이는 방법은 제어 해상도를 높이기는 하나, 스위칭 회수를 늘려 스위칭 로스를 발생시키는 문제점이 있다.
본 발명은 상기 문제점을 해결하기 위한 것으로서, 모터의 고속 운전 제어 시에 별도의 하드웨어를 추가하지 아니하고, 제어 해상도를 증대시키는 모터 제어 장치 및 이의 제어 방법을 제공함에 일 목적이 있다.
본 발명은 센서리스 알고리즘을 이용하여 모터를 제어함에 있어서, 모터의 고속 운전 제어 시에 펄스 폭 변조(Pulse Width Modulation; PWM)를 수행하기 위한 삼각반송파의 한 주기 내에서 모터에 인가되는 전류를 2회 이상 샘플링하여 전압 지령을 산출하는 모터 제어 장치 및 이의 제어 방법을 제공함에 다른 목적이 있다.
상기 목적들을 달성하기 위한 본 발명에 따른 모터 제어 장치는, 제어 신호를 근거로 모터에 모터구동전압을 인가하는 인버터와, 상기 인버터와 상기 모터의 사이에 구비되어 상기 모터에 인가되는 모터구동전류를 검출하는 전류 검출 유닛과, 상기 모터구동전류와 속도 지령을 근거로 상기 전압 지령을 산출하고, 상기 전압 지령과 삼각반송파를 근거로 상기 제어 신호를 생성하여 상기 인버터에 출력하는 제어 유닛을 포함하고, 상기 제어 유닛은 상기 삼각반송파의 한 주기 내에서 2회 이상 상기 전압 지령을 산출한다.
본 발명에 따른 모터 제어 장치에 있어서, 상기 제어 유닛은, 상기 모터구동전류를 입력받고, 상기 모터의 속도와 상기 모터 내에 구비된 회전자의 위치를 연산하는 연산부와, 상기 속도 지령과 상기 연산 속도를 입력받고, 전류 지령을 출력하는 속도 제어부와, 상기 전류 지령과 상기 검출 전류를 입력받고, 상기 전압 지령을 출력하는 전류 제어부와, 상기 삼각반송파와 상기 전압 지령을 비교하고, 상기 비교 결과에 따라 상기 제어 신호를 생성하는 펄스 폭 변조 제어부를 포함하여 구성된다. 또한, 상기 제어 유닛은, 상기 삼각반송파의 값이 최소와 최대일 때 상기 전압 지령을 산출한다.
본 발명에 따른 모터 제어 장치에 있어서, 상기 전류 검출 유닛은, 상기 인버터와 상기 모터의 사이에 연결되어 연속적으로 상기 모터구동전류를 검출하는 전류 트랜스듀서이다.
상기 목적들을 달성하기 위한 본 발명에 따른 모터 제어 장치의 제어 방법은, 모터에 인가되는 모터구동전류를 검출하는 단계와, 속도 지령을 입력받는 단계와, 상기 모터구동전류와 속도 지령을 근거로 상기 전압 지령을 산출하는 단계와, 상기 전압 지령과 삼각반송파를 이용하여 제어 신호를 생성하는 단계와, 상기 제어 신호를 상기 인버터에 출력하는 단계를 포함하고, 상기 전압 지령을 산출하는 단계는, 상기 삼각반송파의 한 주기 내에서 2회 이상 상기 전압 지령을 산출한다.
본 발명에 따른 모터 제어 장치의 제어 방법에 있어서, 상기 전압 지령을 산출하는 단계는, 상기 모터의 속도와 상기 모터 내에 구비된 회전자의 위치를 연산하는 과정과, 상기 속도 지령과 상기 연산 속도를 근거로 전류 지령을 산출하는 과정과, 상기 전류 지령과 상기 검출 전류를 근거로 상기 전압 지령을 산출하는 과정을 포함하여 구성된다. 또한, 상기 제어 신호를 생성하는 단계는, 상기 삼각반송파와 상기 전압 지령을 비교하는 과정을 포함하고, 상기 비교 결과에 따라 상기 제어 신호를 생성한다.
본 발명에 따른 모터 제어 장치 및 이의 제어 방법은, 모터의 고속 운전 제어 시에 별도의 하드웨어를 추가하지 아니하고, 수정된 센서리스 알고리즘을 이용하여 제어 해상도를 향상시키고, 시스템의 안정성을 제고한다.
본 발명은 센서리스 알고리즘을 이용하여 모터를 제어함에 있어서, 모터의 고속 운전 제어 시에 펄스 폭 변조를 수행하기 위한 삼각반송파의 한 주기 내에서 모터에 인가되는 전류를 2회 이상 샘플링하여 전압 지령을 산출하고, 산출된 전압 지령에 따라 모터를 구동함으로써 제어 해상도를 개선한다.
본 발명에 따라 압축기의 체적을 감소시키면서 고속 운전을 수행할 수 있도록 함으로써 압축기의 운전 효율을 유지할 수 있다.
도 1은 본 발명을 적용할 일반적인 모터 제어 장치의 구성을 개략적으로 보인 블록도;
도 2는 도 1에서의 모터 속도 변동에 따른 토크 출력의 변화를 보인 도;
도 3은 본 발명에 따른 모터 제어 장치의 구성을 개략적으로 보인 블록도;
도 4는 본 발명에 따른 모터 제어 장치에 있어서, 삼각반송파의 한 주기에 2회에 걸쳐 모터구동전류를 샘플링하는 동작을 설명하기 위한 도;
도 5는 본 발명에 따라 모터구동전류을 2회 샘플링하여 전압 지령을 산출하는 동작을 설명하기 위한 도;
도 6은 본 발명에 따른 모터 제어 장치의 제어 방법을 개략적으로 보인 흐름도이다.
이하 첨부한 도면을 참조하여 본 발명에 따른 모터 제어 장치 및 이의 제어 방법을 상세히 설명한다.
도 1은 일반적인 모터 제어 장치의 구성을 개략적으로 보인 도로서, 상기 모터 제어 장치는, 상용 교류 전원(100)을 변환하여 직류 전압을 출력하는 컨버터(200)와, 상기 직류 전압을 평활화하는 평활 유닛(300)과, 상기 평활화된 직류 전압을 변환하여 모터(500)에 모터구동전압을 인가하는 인버터(400)와, 상기 모터(500)에 인가되는 모터구동전류를 검출하는 전류 검출 유닛(600)과, 상기 인버터(400)에 제어 신호를 출력하여 상기 모터(500)를 구동하도록 하는 제어 유닛(700)을 포함하여 구성된다.
본 발명에 따른 모터 제어 장치에 있어서, 상기 제어 유닛(700)은 상기 모터구동전류와 속도 지령을 근거로 상기 전압 지령을 산출하고, 상기 전압 지령과 삼각반송파를 근거로 상기 제어 신호를 생성하여 상기 인버터(400)에 출력한다. 또한, 상기 제어 유닛(700)은 상기 삼각반송파의 한 주기 내에서 2회 이상 상기 모터구동전류를 샘플링하고, 샘플링 시점에 따라 상기 전압 지령을 산출한다.
도 2에 도시한 바와 같이, 압축기의 체적을 감소시키면서 압축기의 효율을 유지하기 위해서는 압축기 내에 구비된 모터를 고속으로 운전해야 한다. 예를 들어, 공기 조화기의 경우, 고속 운전을 수행하면 큰 용량의 실내기에 적용할 수 있다.
상기 전류 검출 유닛(600)은, 상기 인버터(400)와 상기 모터(500)의 사이에 연결되어 연속적으로 상기 모터구동전류를 검출하는 전류 트랜스듀서(Current Transducer)이다. 상기 전류 트랜스듀서는 상기 모터구동전류를 검출하여 이를 전압 신호로 변환하여 상기 제어 유닛(700)에 출력한다. 또한, 상기 전류 트랜스듀서는 펄스 폭 변조의 전 구간에서 상기 모터구동전류를 검출한다. 예를 들어, 3상 BLDC(Brushless DC) 모터의 경우에 상기 전류 검출 유닛(600)은 3상으로 인가되는 전류 중 2상(iu, iv)을 검출하여 상기 제어 유닛(700)에 출력한다. 상기 제어 유닛(700)은 인터럽트 신호를 발생하여 상기 검출된 모터구동전류에 따른 전압 신호를 샘플링한다.
도 3을 참조하면, 본 발명에 따른 모터 제어 장치에 있어서, 상기 제어 유닛(700)은, 상기 모터구동전류를 입력받고, 상기 모터의 속도와 상기 모터 내에 구비된 회전자의 위치를 연산하는 연산부(710)와, 상기 속도 지령과 상기 연산 속도를 입력받고, 전류 지령을 출력하는 속도 제어부(720)와, 상기 전류 지령과 상기 검출 전류를 입력받고, 상기 전압 지령을 출력하는 전류 제어부(730)와, 상기 삼각반송파와 상기 전압 지령을 비교하고, 상기 비교 결과에 따라 상기 제어 신호를 생성하는 펄스 폭 변조 제어부(740)를 포함하여 구성된다.
상기 연산부(710)는, 상기 전류 검출 유닛(600)으로부터 검출된 모터구동전류를 입력받고, 센서리스 알고리즘을 이용하여 모터의 속도(ω)와 모터 내에 구비된 회전자의 위치를 연산하여 추정한다.
상기 속도 제어부(720)는, 사용자가 원하는 속도 지령(
Figure 112010025663063-pat00001
)과, 상기 연산부(710)에서 추정 연산된 속도를 비교하는 비교기(미도시)와, 제1 비례 적분 제어기(Proportional Integral Controller; PI)(미도시)를 구비하고, 상기 속도 지령과 상기 연산 속도를 입력받아 상기 속도 지령과 상기 연산 속도의 차, 즉 속도 오차를 비례 적분하여 q축 전류 지령(
Figure 112010025663063-pat00002
)을 생성하고, 이를 전류 제어부(730)에 출력한다.
상기 전류 제어부(730)는, 상기 속도 제어부(720)에서 생성된 q축 전류 지령과 d축 전류 지령(
Figure 112010025663063-pat00003
)을 입력받아 전압 지령을 생성하여 출력한다. 상기 전류 제어부(730)는 q축 전류 지령을 제2 비례 적분 제어기와 필터를 거쳐 q축 전압 지령(
Figure 112010025663063-pat00004
)을 상기 펄스 폭 변조 제어부(740)에 출력한다. 즉, 상기 전류 제어부(730)는 상기 q축 전류 지령과 상기 전류 검출 유닛(600)을 통해 검출된 모터구동전류를 축 변환한 상기 q축 연산 전류(
Figure 112010025663063-pat00005
)를 비교하고, 이의 차, 즉 전류 오차를 제2 비례 적분 제어기와 필터를 거쳐 q축 전압 지령(
Figure 112010025663063-pat00006
)을 상기 펄스 폭 변조 제어부(740)에 출력한다. 한편, 상기 전류 제어부(730)는 d축 전류 지령을 제3 비례 적분 제어기와 필터를 거쳐 d축 전압 지령(
Figure 112010025663063-pat00007
)을 상기 펄스 폭 변조 제어부(740)에 출력한다. 즉, 상기 전류 제어부(730)는 상기 d축 전류 지령과 상기 전류 검출 유닛(600)을 통해 검출된 모터구동전류를 축 변환한 상기 d축 연산 전류(
Figure 112010025663063-pat00008
)를 비교하고, 이의 차, 즉 전류 오차를 제3 비례 적분 제어기와 필터를 거쳐 d축 전압 지령(
Figure 112010025663063-pat00009
)을 상기 펄스 폭 변조 제어부(740)에 출력한다. 여기서, (d, q)는 동기좌표계를 나타낸다.
상기 펄스 폭 변조 제어부(740)는, 먼저 상기 동기 좌표계의 전압 지령을 정지 좌표계(α,β)의 전압 지령으로 축 변환한다. 즉, 상기 펄스 폭 변조 제어부(740)는 (
Figure 112010025663063-pat00010
)를 (
Figure 112010025663063-pat00011
)로 변환한다. 또한, 상기 펄스 폭 변조 제어부(740)는 상기 정지좌표계의 전압 지령을 구동하고자 하는 모터 형태에 맞게 변환하여 출력한다. 예를 들어 3상 BLDC 모터의 경우에, 상기 펄스 폭 변조 제어부(740)는 상기 정지좌표계의 전압 지령을 3상의 전압 지령 (
Figure 112010025663063-pat00012
)으로 변환하여 상기 인버터(400)에 출력한다.
도 4를 참조하면, 상기 제어 유닛(700)은, 상기 삼각반송파의 값이 최소(underflow)와 최대(overflow)일 때 상기 모터구동전류를 샘플링하고, 상기 샘플링 시점으로부터 제어 알고리즘을 수행하여 전압 지령을 산출한다. 이때, 상기 전압 지령은 삼각반송파의 한 주기 내에서 동일하게 산출할 수 있으나, 산출 시마다 다른 값을 갖도록 할 수 있다.
도 5를 참조하여 본 발명에 따른 모터 제어 장치의 전압 지령을 산출하여 상기 인버터에 제어 신호를 출력하는 동작을 설명한다.
본 발명에 따른 모터 제어 장치는, 상기 펄스 폭 변조 제어부(740)를 통해 상기 전류 제어부(730)로부터 출력된 동기좌표계 전압 지령 (
Figure 112010025663063-pat00013
)을 정지 좌표계 전압 지령 (
Figure 112010025663063-pat00014
)으로 변환하고, 모터의 형태에 맞는 전압 지령을 갖도록 변환한다. 예를 들어, 3상의 전압 지령 (
Figure 112010025663063-pat00015
)으로 변환하는 경우, 각 상에 대해서 펄스 폭 변조를 위한 삼각반송파와, 각 상에 대한 기준 전압 값을 비교하고, 그 비교 결과를 근거로 펄스 폭 변조가 된 제어 신호를 상기 인버터에 출력한다. 상기 기준 전압 값은, 상기 제어 유닛 내의 비교 레지스터(Compare Registor)에 저장된다. 상기 인버터가 MOSFET과 같은 스위칭 소자로 되어 있는 경우에, 상기 제어 신호는 게이트 입력 신호(Gating signal)가 된다. 이때, 상기 삼각반송파의 값이 최소(underflow)와 최대(overflow)일 때 상기 모터구동전류를 샘플링하게 되는 경우, 상기 제어 유닛은 각 샘플링 시점으로부터 센서리스 알고리즘을 실행하여 전압 지령을 생성하게 되는데, 이때 상기 기준 전압 값은, 도 5에 도시한 바와 같이, 속도 지령 등에 따라 V1과 V2로 달리 결정될 수 있다. 물론 기준 전압 값을 동일한 값으로 결정할 수도 있다. 이에 따라 비대칭 펄스 폭 변조가 가능하게 된다.
도 6을 참조하면, 본 발명에 따른 모터 제어 장치의 제어 방법은, 상용 교류 전원을 변환하여 직류 전압을 출력하는 컨버터와, 상기 직류 전압을 평활화하는 평활 유닛과, 상기 평활화된 직류 전압을 변환하여 모터에 모터구동전압을 인가하는 인버터를 구비한 모터 제어 장치의 제어 방법에 있어서, 상기 모터에 인가되는 모터구동전류를 검출하는 단계(S100)와, 속도 지령을 입력받는 단계(S300)와, 상기 모터구동전류와 상기 속도 지령을 근거로 상기 전압 지령을 산출하는 단계(S500)와, 상기 전압 지령과 삼각반송파를 근거로 제어 신호를 생성하는 단계(미도시)와, 상기 제어 신호를 상기 인버터에 출력하는 단계(S600)를 포함하고, 상기 전압 지령을 산출하는 단계(S500)는, 상기 삼각반송파의 한 주기 내에서 2회 이상 상기 전압 지령을 산출한다. 즉, 상기 전압 지령을 산출하는 단계(S500)는 상기 삼각반송파의 캐리어 신호의 한 주기 내에서 2회 이상 모터구동전류를 샘플링하고, 상기 샘플링 시점에서 센서리스 제어 알고리즘을 실행하여 전압 지령을 산출한다.
상기 전압 지령을 산출하는 단계(S500)는, 상기 모터의 속도와 상기 모터 내에 구비된 회전자의 위치를 연산하는 과정(S200)과, 상기 속도 지령과 상기 연산 속도를 근거로 전류 지령을 산출하는 과정(S300)을 포함하고, 상기 전류 지령과 상기 검출 전류를 근거로 상기 전압 지령을 산출한다.
여기서, 상기 제어 신호를 생성하는 단계는, 상기 삼각반송파와 상기 전압 지령을 비교하는 과정을 포함하고, 상기 비교 결과에 따라 상기 제어 신호를 생성한다. 이하 장치의 구성은 도 1 내지 도 5를 참조한다.
상기 모터 제어 장치는 전류 검출 유닛을 이용하여 모터에 인가되는 모터구동전류를 검출하고(S100), 검출된 모터구동전류를 이용하여 모터의 속도와 회전자의 위치를 추정 연산한다(S200). 여기서, 상기 전류 검출 유닛으로는 인버터와 모터의 사이에 연결되어 연속적으로 모터구동전류를 검출하는 전류 트랜스듀서(Current Transducer)를 사용하는 것이 좋다. 상기 전류 트랜스듀서는 상기 모터구동전류를 검출하여 이를 전압 신호로 변환하여 출력하는데, 펄스 폭 변조의 전 구간에서 상기 모터구동전류를 검출한다. 예를 들어, 3상 BLDC(Brushless DC) 모터의 경우에 상기 전류 검출 유닛은 3상으로 인가되는 전류 중 2상(iu, iv)을 검출하여 제어 유닛의 연산부에 출력하고, 상기 연산부는 이로부터 센서리스 알고리즘을 이용하여 모터의 속도와 회전자의 위치를 추정 연산한다(S200). 상기 제어 유닛은 인터럽트 신호를 발생하여 상기 검출된 모터구동전류에 따른 전압 신호를 샘플링한다. 도 4를 참조하면, 상기 제어 유닛은, 상기 삼각반송파의 값이 최소(underflow)와 최대(overflow)일 때 상기 모터구동전류를 샘플링하고, 상기 샘플링 시점으로부터 제어 알고리즘을 수행하여 전압 지령을 산출한다. 이때, 상기 전압 지령은 삼각반송파의 한 주기 내에서 동일하게 산출할 수 있으나, 산출 시마다 다른 값을 갖도록 할 수 있다.
상기 속도 제어부는, 사용자가 원하는 속도 지령을 입력받거나, 산출하고, 상기 속도 지령과 상기 연산 속도를 입력받아 상기 속도 지령과 상기 연산 속도의 차, 즉 속도 오차를 비례 적분하여 q축 전류 지령을 산출한다(S400). 상기 전류 제어부는, q축 전류 지령과 d축 전류 지령을 입력받아 전압 지령을 생성하여 출력한다(S500). 상기 전류 제어부는 상기 q축 전류 지령과 모터구동전류를 축 변환한 상기 q축 연산 전류를 비교하고, 이의 차, 즉 전류 오차를 제2 비례 적분 제어기와 필터를 거쳐 q축 전압 지령을 산출하고, 상기 d축 전류 지령과 모터구동전류를 축 변환한 상기 d축 연산 전류를 비교하고, 이의 차, 즉 전류 오차를 제3 비례 적분 제어기와 필터를 거쳐 d축 전압 지령을 산출한다(S500). 상기 펄스 폭 변조 제어부는, 상기 동기 좌표계의 전압 지령을 정지 좌표계(α,β)의 전압 지령으로 축 변환한다. 또한, 상기 펄스 폭 변조 제어부는 상기 정지좌표계의 전압 지령을 구동하고자 하는 모터 형태에 맞게 변환하여 출력한다. 예를 들어 3상 BLDC 모터의 경우에, 상기 펄스 폭 변조 제어부는 상기 정지좌표계의 전압 지령을 3상의 전압 지령으로 변환하여 상기 인버터에 출력한다. 도 5를 참조하면, 상기 제어 장치는, 동기좌표계 전압 지령을 정지 좌표계 전압 지령으로 변환하고, 모터의 형태에 맞는 전압 지령, 예를 들어, 3상의 전압 지령으로 변환한다. 상기 제어 장치는, 각 상에 대해서 펄스 폭 변조를 위한 삼각반송파와, 각 상에 대한 기준 전압 값을 비교하고, 그 비교 결과를 근거로 펄스 폭 변조가 된 제어 신호를 상기 인버터에 출력한다. 상기 기준 전압 값은, 상기 제어 유닛 내의 비교 레지스터(Compare Registor)에 저장된다. 상기 인버터가 MOSFET과 같은 스위칭 소자로 되어 있는 경우에, 상기 제어 신호는 게이트 입력 신호(Gating signal)가 된다. 이때, 상기 삼각반송파의 값이 최소(underflow)와 최대(overflow)일 때 상기 모터구동전류를 샘플링하게 되는 경우, 상기 제어 유닛은 각 샘플링 시점으로부터 센서리스 알고리즘을 실행하여 전압 지령을 생성하게 되는데, 이때 상기 기준 전압 값은, 도 5에 도시한 바와 같이, 속도 지령 등에 따라 V1과 V2로 달리 결정될 수 있다. 이에 따라 비대칭 펄스 폭 변조가 가능하게 된다. 물론 기준 전압 값을 동일한 값으로 결정할 수도 있다.
이상 설명한 바와 같이, 본 발명에 따른 모터 제어 장치 및 이의 제어 방법은, 압축기에 구비된 모터의 고속 운전 제어 시에 별도의 하드웨어를 추가하지 아니하고, 센서리스 알고리즘을 이용하고, 펄스 폭 변조를 수행하기 위한 삼각반송파의 한 주기 내에서 모터에 인가되는 전류를 2회 이상 샘플링하여 전압 지령을 산출하고, 산출된 전압 지령에 따라 모터를 구동함으로써 제어 해상도를 개선하고, 압축기의 체적을 감소시키면서 고속 운전을 수행할 수 있도록 함으로써 압축기의 운전 효율을 유지할 수 있다.
100: 상용 교류 전원 200: 컨버터
300: 평활 유닛 400: 인버터
500: 모터 600: 전류 검출 유닛
700: 제어 유닛 710: 연산부
720: 속도 제어부 730: 전류 제어부
740: 펄스 폭 변조(PWM) 제어부

Claims (9)

  1. 제어 신호를 근거로 모터에 모터구동전압을 인가하는 인버터;
    상기 인버터와 상기 모터의 사이에 구비되어 상기 모터에 인가되는 모터구동전류를 검출하는 전류 검출 유닛; 및
    상기 모터구동전류와 속도 지령을 근거로 전압 지령을 산출하고, 상기 전압 지령과 삼각반송파를 근거로 상기 제어 신호를 생성하여 상기 인버터에 출력하는 제어 유닛;을 포함하고,
    상기 제어 유닛은, 상기 삼각반송파의 값이 최소와 최대일 때 서로 다른 값의 전압 지령을 산출하는 것을 특징으로 하는 모터 제어 장치.
  2. 제1 항에 있어서, 상기 제어 유닛은,
    상기 모터구동전류를 입력받고, 상기 모터의 속도와 상기 모터 내에 구비된 회전자의 위치를 연산하는 연산부;
    상기 속도 지령과 상기 연산 속도를 입력받고, 전류 지령을 출력하는 속도 제어부;
    상기 전류 지령과 상기 검출 전류를 입력받고, 상기 전압 지령을 출력하는 전류 제어부; 및
    상기 삼각반송파와 상기 전압 지령을 비교하고, 상기 비교 결과에 따라 상기 제어 신호를 생성하는 펄스 폭 변조 제어부;를 포함하는 모터 제어 장치.
  3. 삭제
  4. 삭제
  5. 제1 항에 있어서, 상기 전류 검출 유닛은,
    상기 인버터와 상기 모터의 사이에 연결되어 연속적으로 상기 모터구동전류를 검출하는 전류 트랜스듀서;인 것을 특징으로 하는 모터 제어 장치.
  6. 상용 교류 전원을 변환하여 직류 전압을 출력하는 컨버터와, 상기 직류 전압을 평활화하는 평활 유닛과, 상기 평활화된 직류 전압을 변환하여 모터에 모터구동전압을 인가하는 인버터를 구비한 모터 제어 장치의 제어 방법에 있어서,
    상기 모터에 인가되는 모터구동전류를 검출하는 단계;
    속도 지령을 입력받는 단계;
    상기 모터구동전류와 상기 속도 지령을 근거로 전압 지령을 산출하는 단계;
    상기 전압 지령과 삼각반송파를 근거로 제어 신호를 생성하는 단계; 및
    상기 제어 신호를 상기 인버터에 출력하는 단계;를 포함하고,
    상기 전압 지령을 산출하는 단계는, 상기 삼각반송파의 값이 최소와 최대일 때 서로 다른 값의 전압 지령을 산출하는 것을 특징으로 하는 모터 제어 장치의 제어 방법.
  7. 제6 항에 있어서, 상기 전압 지령을 산출하는 단계는,
    상기 모터의 속도와 상기 모터 내에 구비된 회전자의 위치를 연산하는 과정;
    상기 속도 지령과 상기 연산 속도를 근거로 전류 지령을 산출하는 과정; 및
    상기 전류 지령과 상기 검출 전류를 근거로 상기 전압 지령을 산출하는 과정;을 포함하는 모터 제어 장치의 제어 방법.
  8. 제7 항에 있어서, 상기 제어 신호를 생성하는 단계는,
    상기 삼각반송파와 상기 전압 지령을 비교하는 과정;을 포함하고,
    상기 비교 결과에 따라 상기 제어 신호를 생성하는 것을 특징으로 하는 모터 제어 장치의 제어 방법.
  9. 삭제
KR1020100037118A 2010-04-22 2010-04-22 모터 제어 장치 및 이의 제어 방법 KR101167778B1 (ko)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020100037118A KR101167778B1 (ko) 2010-04-22 2010-04-22 모터 제어 장치 및 이의 제어 방법
US13/092,032 US8816623B2 (en) 2010-04-22 2011-04-21 Motor controlling apparatus and method of the same
EP11163483.8A EP2387147B8 (en) 2010-04-22 2011-04-21 Motor controlling apparatus and method of the same
EP19172505.0A EP3557759B1 (en) 2010-04-22 2011-04-21 Motor controlling apparatus and method of the same

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020100037118A KR101167778B1 (ko) 2010-04-22 2010-04-22 모터 제어 장치 및 이의 제어 방법

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20110117738A KR20110117738A (ko) 2011-10-28
KR101167778B1 true KR101167778B1 (ko) 2012-07-31

Family

ID=44693684

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020100037118A KR101167778B1 (ko) 2010-04-22 2010-04-22 모터 제어 장치 및 이의 제어 방법

Country Status (3)

Country Link
US (1) US8816623B2 (ko)
EP (2) EP2387147B8 (ko)
KR (1) KR101167778B1 (ko)

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9093941B2 (en) * 2012-05-25 2015-07-28 Cirrus Logic, Inc. Determining commutation position for a sensorless permanent magnet brushless motor at low or zero speed using an asymmetric drive pattern
US9088237B2 (en) * 2012-05-25 2015-07-21 Cirrus Logic, Inc. Circuit and method for calibration of sensorless control of a permanent magnet brushless motor during start-up
JP6328172B2 (ja) * 2016-05-31 2018-05-23 キヤノン株式会社 モータ制御装置、シート搬送装置及び画像形成装置
CN107994827B (zh) * 2017-11-17 2020-11-03 美的集团股份有限公司 电机驱动系统和采样相电流相电压的同步计算方法、装置
CN108063568A (zh) * 2017-12-28 2018-05-22 上海联孚新能源科技集团有限公司 一种电机电流控制方法及系统
KR20240146962A (ko) * 2023-03-30 2024-10-08 엘에스일렉트릭(주) 고속 샘플링이 가능한 디지털 제어 장치 및 그 방법

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3346223B2 (ja) * 1997-06-10 2002-11-18 株式会社日立製作所 モータ制御方法及びモータ制御システム
US6400107B1 (en) * 1999-08-04 2002-06-04 Sharp Kabushiki Kaisha Motor control device capable of driving a synchronous motor with high efficiency and high reliability
EP1198059A3 (en) * 2000-10-11 2004-03-17 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Method and apparatus for position-sensorless motor control
JP2003037990A (ja) 2001-07-24 2003-02-07 Hitachi Ltd モータ制御装置
ES2433640T3 (es) 2001-09-29 2013-12-12 Daikin Industries, Ltd. Procedimiento para la detección de la corriente de fase, procedimiento de control de inversor, procedimiento de control de motor y aparatos utilizados en estos procedimientos
JP3931079B2 (ja) 2001-12-14 2007-06-13 松下電器産業株式会社 電動機駆動装置及びそれを用いた冷凍装置
JP2004282969A (ja) * 2003-03-19 2004-10-07 Hitachi Ltd 交流電動機の制御装置及び制御方法
US7076159B2 (en) * 2003-08-08 2006-07-11 Standard Microsystems Corporation Method and apparatus for generating accurate fan tachometer readings
AT503602B1 (de) * 2005-05-13 2008-05-15 Schroedl Manfred Dipl Ing Dr Verfahren und schaltungsanordnung zur näherungsweisen einstellung eines spannungsraumzeigers
JP4956123B2 (ja) * 2006-09-28 2012-06-20 三洋電機株式会社 モータ制御装置
JP2009055748A (ja) * 2007-08-29 2009-03-12 Sanyo Electric Co Ltd 電流検出ユニット及びモータ制御装置
JP5133834B2 (ja) * 2008-09-30 2013-01-30 トヨタ自動車株式会社 交流電動機の制御装置

Also Published As

Publication number Publication date
US20110260673A1 (en) 2011-10-27
US8816623B2 (en) 2014-08-26
EP2387147B1 (en) 2019-08-07
EP2387147A3 (en) 2017-11-15
EP2387147A2 (en) 2011-11-16
EP3557759A1 (en) 2019-10-23
KR20110117738A (ko) 2011-10-28
EP3557759B1 (en) 2021-03-03
EP2387147B8 (en) 2019-09-18

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR101216464B1 (ko) 모터 제어 장치 및 이의 제어 방법
KR101091745B1 (ko) 모터 제어 장치 및 이의 제어 방법
KR101167778B1 (ko) 모터 제어 장치 및 이의 제어 방법
JP3477189B2 (ja) モータの運転を制御する装置及びその方法
JP6011844B2 (ja) 交流電動機の制御装置
JP2001309697A (ja) 電動機制御装置
JP5325561B2 (ja) 三相交流モータの制御装置、及びその制御方法
JP2012120409A (ja) モータ駆動装置
JP2010288359A (ja) インバータの制御装置、及び、それを用いた空調機，洗濯機
EP3343759A1 (en) Motor control device and method for controlling motor control device
US10270380B2 (en) Power converting apparatus and heat pump device
JP6929460B2 (ja) 永久磁石式同期モータおよび換気送風機
JP6293401B2 (ja) 空気調和機のモータ制御装置及び空気調和機
JP4542797B2 (ja) 同期機の制御装置
JP2005229717A (ja) 同期電動機の電流センサレス制御方法および装置
JP2017205017A (ja) 空気調和機のモータ制御装置及び空気調和機
KR100857097B1 (ko) 퍼지 속도 보상기를 이용한 전동기 제어장치 및 그 방법
KR100976309B1 (ko) 인버터의 제어장치
JP5675435B2 (ja) インバータ制御装置
JP2010028927A (ja) モータの制御方法および制御装置
JP2010142047A (ja) 電動機の磁極位置推定装置
KR20100070221A (ko) 센서리스 ｂｌｄｃ 모터의 제어 방법 및 장치
KR100745410B1 (ko) 벡터 인버터형 모터의 센서리스 제어 장치 및 방법
JP2011147286A (ja) 電動機の磁極位置推定装置
JP2010136582A (ja) 電動機の磁極位置推定装置

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E601 Decision to refuse application
J201 Request for trial against refusal decision
J301 Trial decision

Free format text: TRIAL DECISION FOR APPEAL AGAINST DECISION TO DECLINE REFUSAL REQUESTED 20111104

Effective date: 20120626

S901 Examination by remand of revocation
GRNO Decision to grant (after opposition)
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20150624

Year of fee payment: 4

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20160624

Year of fee payment: 5

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20170614

Year of fee payment: 6

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20180614

Year of fee payment: 7