JP5325561B2 - 三相交流モータの制御装置、及びその制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、三相交流モータの各相に供給する電力を調整するインバータを制御する技術に関する。

三相交流モータをインバータで駆動させる場合、その制御装置は、インバータに設けられたシャント抵抗に流れる電流の値に基づいて、インバータに設けられた複数のスイッチング素子のスイッチングタイミングを制御している。

制御装置は、シャント抵抗に流れる電流の値をサンプリングするにあたり、各種タイミングでサンプリングすることで、三相交流モータに流れる各相に流れる電流値を推定している。この電流値サンプリングのタイミングは、時々刻々と変化するシャント電流に対して、極めて細かく調整する必要がある。言い換えれば、直流シャント電流の検知には、動的なサンプリングタイミングを求める必要がある。このため、この方法を実現するためには、コンピュータで、インバータのスイッチングに準ずる高速な演算でサンプリングタイミングを求め、その上で、求めたタイミングで正確にサンプリングする必要がある。したがって、この方法を実現するためには、コンピュータに多大な負荷を強いることになる。

そこで、コンピュータの負荷を軽減するために、サンプリングタイミングを固定する方法が、以下の特許文献１で提案されている。

具体的に、この特許文献１に記載の技術では、パルス幅変調（PWM）制御のキャリア信号である三角波信号を正負に等分するゼロクロスの固定タイミングで、シャント電流をサンプリングしている。そして、この技術では、この固定タイミングでサンプリングされる電流が、電圧指令値の絶対値の最大相の電流であることを利用し、ｄ軸電流値及びq軸電流値を求め、これらｄ軸電流値及びq軸電流値に基づいてインバータを制御している。

特開2004−282969号公報 （図２，図５）

シャント抵抗に流れる電流は、インバータの複数のスイッチング素子のスイッチングのタイミングに合ったパルス波形状になる。このシャット抵抗に流れる電流には、スイッチング素子のスイッチングに起因して発生するデッドタイムやリンギング等の影響を受けるため、スイッチング直後の電流値、つまり、パルス波形中の初期の所定期間の部分は、モータの相電流を正確に示していない。

前述の動的なタイミングで電流値をサンプリングする場合、パルス波形中の初期部分を避けることが可能であるが、特許文献１に記載の固定タイミングでサンプリングする場合、パルス波形のいずれの位置でサンプリングするか不定となるため、パルス波形の初期部分の電流値をサンプリングする場合がある。特に、電圧利用率を示す電圧変調率が低くなる低速運転では、パルス波形の幅が狭くなる関係で、パルス波形中の初期の所定期間の部分をサンプリングする可能性が高まる。したがって、特許文献１に記載の技術では、モータの運転範囲が狭くなってしまうという問題点がある。

本発明は、このような従来技術の問題点に着目してなされたもので、固定タイミングでシャント電流をサンプリングしつつも、モータの運転範囲を狭めない技術を提供することを目的とする。

前記問題点を解決するため、本発明では、
直流電源から三相交流モータの各相に供給する電力を調整するための複数のスイッチング素子を備えているインバータに対して、該直流電源と該複数のスイッチング素子との間に接続されたシャント抵抗に流れる電流値に応じて該複数のスイッチング素子のそれぞれのオンオフを示すスイッチング信号を出力する三相交流モータの制御装置を提供する。

当該制御装置は、
前記シャント抵抗に流れる前記電流値を用いて、前記三相交流モータの各相の第一の電圧指令値を生成する。さらに、前記各相の第一の電圧指令値に、所定の調整量を加算した各相の第二の電圧指令値を生成する。そして、電圧を振幅とするキャリア信号と前記各相の第二の電圧指令値との交点のタイミングで、前記複数のスイッチング素子に対して、前記スイッチング信号を出力する。また、キャリア信号が示す電圧値が該キャリア信号の中間レベルになるタイミングで、前記シャント抵抗で検出される電流値をサンプリングする。

以上において、前記各相の第一の電圧指令値は、サンプリングされた前記電流値を用いて生成される。また、前記所定の調整量として、前記各相の第一の電圧指令値のうちで中間電圧の中間相指令値と前記キャリア信号の中間レベルとの差の値が用いられる。また、前記所定の調整量として、前記中間相指令値と前記キャリア信号の中間レベルとの差に、前記電流サンプリング手段でのサンプルホールド時間に対応する電圧値を、該中間相指令値が正のときには加算した値、該中間相指令値が負のときには減算した値が用いられる。

本発明によれば、固定タイミングでシャント抵抗に流れる電流をサンプリングしつつも、動的なタイミングで直流シャント電流をサンプリングする場合と同様に、三相交流モータの正確な相電流を取得することができる。しかも、本発明では、電圧変調率が低くなる低速運転で、パルス状の電流波形の幅が狭くなる場合でも、この波形の終端部分をサンプリングしているため、正確な相電流を検出することができる。

以下、本発明に係る三相交流モータの制御装置の各種実施形態について、図面を用いて説明する。

「第一の実施形態」
図1〜図９を用いて、本発明に係る三相交流モータの駆動制御装置の第一の実施形態について説明する。

本実施形態の駆動制御装置１００は、図１に示すように、三相交流モータ１を駆動制御するものである。この駆動制御装置１００は、交流電源２からの交流電力を直流電力に変換するＡＣ／ＤＣ変換器３０と、ＡＣ／ＤＣ変換器３０からの直流電力を三相交流モータ１の各相毎の交流電力に変換して、これを三相交流モータ１に供給するインバータ２０と、インバータ２０内を流れる電流の値を検出する電流検出回路２５と、この電流回路２５により検出された電流値に応じてインバータ２０を制御する制御ユニット１０と、を備えている。

インバータ２０は、IGBTやMOSFET等の６個のスイッチング素子２１，２２と、シャント抵抗２３とを有している。６個のスイッチング素子２１，２２のうち、３個のスイッチング素子２１ｕ，２１ｖ，２１ｗは、三相交流モータ１を基準にして一方の側に配置され、残りの３個のスイッチング素子２２ｕ，２２ｖ，２２ｗは、三相交流モータ１を基準にして他方の側に配置されている。三相交流モータ１を基準にして一方の側に配置されているスイッチング素子２１ｕ，２１ｖ，２１ｗの各ソースは、互いに結線されて、ＡＣ／ＤＣ変換器３０に接続されている。また、三相交流モータ１を基準にして他方の側に配置されているスイッチング素子２２ｕ，２２ｖ，２２ｗのドレインは、互いに結線され、シャント抵抗２３の一端に接続されている。このシャント抵抗２３の他端は、ＡＣ／ＤＣ変換器３０に接続されている。

電流検出回路２５は、インバータ２０のシャント抵抗２３に流れる電流を検出する。

制御ユニット１０は、マイクロコンピュータで、各種演算を実行するＣＰＵと、各種プログラムや固定データ等が予め記憶されているＲＯＭと、ＣＰＵのワークエリア等になるＲＡＭと、外部との間で信号の入出力を行うインタフェースと、アナログ信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器とを有している。この制御ユニット１０は、機能的には、電流検出回路２５で検出されたアナログ信号のシャント電流値Ｉ_SHTを所定のタイミングでサンプリングしてディジタル信号のシャント電流値Ｉ_SHT’に変換するＡ／Ｄ変換部１１と、シャント電流値Ｉ_SHT’に基づいて三相交流モータ１のｄ軸電流値Ｉ_dc及びｑ軸電流値Ｉ_qcを求めるｄｑ軸電流生成部１２と、ｄ軸電流値Ｉ_dc及びｑ軸電流値Ｉ_qcを用いてモータ１の各相毎の第一の電圧指令値V_u*，V_v*，V_w*を生成する電圧指令生成部１３と、第一の電圧指令値V_u*，V_v*，V_w*から第二の電圧指令値V_u**，V_v**，V_w**を生成する電圧変調部１４と、第二の電圧指令値V_u**，V_v**，V_w**に基づいてパルス幅変調（ＰＷＭ）によりインバータ２０の各スイッチング素子２１，２２毎のスイッチング信号を生成するＰＷＭ制御部１５と、を有している。

図２に示すように、制御ユニット１０と、ＩＣチップ化されたインバータ２０と、電流検出回路２５と、ＡＣ／ＤＣ変換器３０と、インバータ２０への直流電力を安定化させるコンデンサ３５とは、基板４０に搭載され、モータ１の駆動制御装置１００を構成している。

なお、ここでは、６個のスイッチング素子２１，２２とシャント抵抗２３とパッケージングすることで、インバータ２０を構成し、このインバータ２０とは別に電流検出回路２５が設けられているが、スイッチング素子２１，２２とシャント抵抗２３と電流検出回路２５とのうち、三つ全てをパッケージングして、インバータを構成するようにしてもよいし、いずれか二つをパッケージングしてもよいし、以上の三つを個別にパッケージングしてもよい。

次に、図６を用いて、インバータ２０のシャント抵抗２３に流れる電流について説明する。

ここで、モータ１の各相のうち、ｕ相が電圧指令値の最大相であり、ｖ相が電圧指令の中間相であり、ｗ相が電圧指令値の最小相である場合について説明する。

同図（ａ）に示すように、インバータ２０の一方のスイッチング素子２１のうち、ｕ相用のスイッチング素子２１ｕのゲートのみがオンで、残りのｖ相用及びｗ相用のスイッチング素子２１ｖ，２１ｗのゲートがオフであり、インバータ２０の他方のスイッチング素子２２のうち、ｕ相用のスイッチング素子２２ｕのゲートのみがオフで、残りのｖ相用及びｗ相用のスイッチング素子２２ｖ，２２ｗのゲートがオンの場合、シャント抵抗２３には、電流（−Ｉｖ−Iｗ）が流れる。ところで、Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０の関係があることから、このシャント抵抗２３には、電圧指令値が最大相であるｕ相の電流（Ｉｕ）が流れることになる。

また、同図（ｂ）に示すように、インバータ２０の一方のスイッチング素子２１のうち、ｕ相用及びｖ相用のスイッチング素子２１ｕ，２１ｖのゲートがオンで、残りのｗ相用のスイッチング素子２１ｗのゲートがオフであり、インバータ２０の他方のスイッチング素子２２のうち、ｕ相用及びｖ相用のスイッチング素子２２ｕ，２２ｖのゲートがオフで、残りのｗ相用のスイッチング素子２１ｗのゲートがオンの場合、シャント抵抗２３には、電圧指令値が最小相であるｗ相の電流（−Ｉｗ）が流れる。

同図（ｃ）に示すように、インバータ２０の一方のスイッチング素子２１のうち、ｕ相用及びｖ相用のスイッチング素子２１ｕ，２１ｖのゲートがオフで、残りのｗ相用のスイッチング素子２１ｗのゲートがオンであり、インバータ２０の他方のスイッチング素子２２のうち、ｕ相用及びｖ相用のスイッチング素子２２ｕ，２２ｖのゲートがオンで、残りのｗ相用のスイッチング素子２２２ｗのゲートがオフの場合、シャント抵抗２３には、電圧指令値が最小相であるｗ相の電流（Ｉｗ）が流れる。

以上のように、シャント抵抗２３には、電圧指令値が最高電圧値である相の電流と、電圧指令値が最低電圧値である相の電流とが流れる。言い換えると、シャント抵抗２３に流れる電流には、電圧指令値の絶対値最大相の電流が含まれる。なお、シャント抵抗２３に流れる電流の波形は、パルス波形状である。

したがって、図１に示す電流検出回路２５は、電圧指令値が絶対値最大相の電流の値を検出し、電圧指令値が中間相の電流の値を検出しない。

Ａ／Ｄ変換部１１は、ＰＷＭ制御部１５からのタイミング信号（Timing）に併せて、電流検出回路２５で検出されたアナログ信号のシャント電流値Ｉ_SHTをサンプリングし、このアナログ信号のシャント電流値Ｉ_SHTをディジタル信号のシャント電流値Ｉ_SHT’に変換する。

ｄｑ軸電流生成部１２は、前述したように、Ａ／Ｄ変換部１１からのシャント電流値Ｉ_SHT’を用いて、モータ１のｄ軸電流値Ｉ_dc及びｑ軸電流値Ｉ_qcを求める。このｄ軸電流値Ｉ_dc及びｑ軸電流値Ｉ_qcの求め方については、背景技術の欄で示した特許文献１に詳細に記載されているので、ここでは簡単に説明する。

ｄｑ軸電流生成部１２は、まず、シャント電流値Ｉ_SHT’を電気角60°区間で積分してＩam及びＩrmを求め、これらＩam，Ｉrmを用いて、以下の（数１）により、有効電流成分Ｉa及び無効電流成分Ｉrを求める。

次に、ｄｑ軸電流生成部１２は、以上で求めた有効電流成分Ｉa及び無効電流成分Ｉrを用いて、以下の（数２）により、ｄ軸電流値Ｉ_dc及びｑ軸電流値Ｉ_qcを求める。

ここで、ψは、電圧位相とｑ軸との位相差角であり、以下の（数３）により定義される。なお、（数３）中のｄ軸電圧指令値V_ｄ*及びｑ軸電圧指令値V_ｑ*に関しては、後述の（数４）で求められる。

電圧指令生成部１３は、以上のように求められたｄ軸電流値Ｉ_dc及びｑ軸電流値Ｉ_qcを用いて、前述したように、モータ１の各相毎の第一の電圧指令値V_u*，V_v*，V_w*を生成する。具体的には、電圧指令生成部１３は、まず、モータ定数Ｒ*，Ｌｄ*，Ｌｑ*，Ｋｅ*とｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ*及びｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ*と、図示されていないホスト等の上位装置から与えられる速度指令値ω₁*とを用いて、以下の（数４）により、ｄ軸電圧指令値V_ｄ*及びｑ軸電圧指令値V_ｑ*を求める。なお、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ*及びｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ*は、ｄｑ軸電流生成部１２で生成されたｄ軸電流値Ｉ_dc及びｑ軸電流値Ｉ_qcと速度指令値ω₁*とに基づいて定められる。

ここで、
Ｒ*：１相分の抵抗の設定値
Ｌｄ*：ｄ軸インダクタンス値の設定値
Ｌｑ*：ｑ軸インダクタンス値の設定値
Ｋｅ*：誘起電圧定数の設定値
次に、電圧指令生成部１３は、以上で求めたｄ軸電圧指令値V_ｄ*及びｑ軸電圧指令値V_ｑ*を、以下の（数５）により座標変換して、第一のｕ相電圧指令値V_ｕ*、第一のｖ相電圧指令値V_ｖ*、第一のｗ相電圧指令値V_ｗ*を求める。

電圧変調部１４は、前述したように、第一の電圧指令値V_u*，V_v*，V_w*から第二の電圧指令値V_u**，V_v**，V_w**を生成する。

図３に、第一の電圧指令値V_u*，V_v*，V_w*の波形を示す。同図において、横軸は、Ｕ相電圧指令値V_u*の位相を基準にした電圧位相（電気角で０°〜３６０°）を示し，縦軸は電圧指令値を示す。電圧変調部１４は、まず、第一の電圧指令値V_u*，V_v*，V_w*のうちで指令値が中間値の中間相を選択する。例えば、図３中で、電圧位相θｖが９０°〜１５０°の６０°期間Ａでは、ｕ相が最大相、ｖ相が中間相、ｗ相が最小相となり，中間相としてＶ相が選択される。

電圧変調部１４は、次に、後述のキャリア信号を正負に等分する中間レベル、つまりゼロ電圧値と中間相の電圧指令値との差分である調整量Ｖ_Ｘを求める。そして、電圧変調部１４は、第一の電圧指令値V_u*，V_v*，V_w*に調整量V_Xを加算して、第二の電圧指令値V_u**，V_v**，V_w**を生成する。

ここで、中間相の電圧指令値Ｖ_ｍｉｄ*とおく。このＶ_ｍｉｄ*は，電気角の位相６０°毎に、ｕ相電圧指令値Ｖ_ｕ*、Ｖ相電圧指令値Ｖ_ｖ*、Ｗ相電圧指令値Ｖ_ｗ*のいずれかに切り替わる。このＶ_ｍｉｄ*を用いて，調整量Ｖ_Ｘを表すと、以下の（数６）のようになる。

また、第二の電圧指令値V_u**，V_v**，V_w**を調整量Ｖ_Ｘを用いて表すと、以下の（数７）のようになる。

図４に、調整量Ｖ_Ｘと共に、第二の電圧指令値V_u**，V_v**，V_w**の波形を、図３と同様に示す。なお、同図中、ｖ相の第二の電圧指令値V_u**を太実線で示し、ｖ相の第二の電圧指令値V_v**を一点破線で示し、ｗ相の第二の電圧指令値V_w**を二点破線で示す。また、調整量Ｖ_Ｘを細実線で示す。

中間相の第二の電圧指令値は、前述したように、ゼロ電圧値と中間相の第一の電圧指令値との差を、中間相の第一の電圧指令値に加えたものであるから、常にゼロ電圧値となる。例えば、図４中で、電圧位相θｖが９０°〜１５０°の６０°期間Ａでは、ｕ相が最大相、ｖ相が中間相、ｗ相が最小相であり、中間相であるｖ相の第二の電圧指令値V_v**は、ゼロ電圧である。また、第二の電圧指令値V_u**，V_v**，V_w**は、第一の電圧指令値V_u*，V_v*，V_w*に所定量（調整量Ｖ_Ｘ）加えたものであるから、第一の電圧指令値V_u*，V_v*，V_w*の相互の指令値差と、第二の電圧指令値V_u**，V_v**，V_w**の相互の指令値差とは、図３と図４からも理解できるように、同じである。

ＰＷＭ制御部１５は、以上のように求めた第二の電圧指令値V_u**，V_v**，V_w**に基づいてパルス幅変調（ＰＷＭ）によりインバータ２０の各スイッチング素子２１，２２毎のスイッチング信号を生成する。

図５に、第二の電圧指令値V_u**，V_v**，V_w**の波形と、三角波キャリア信号の波形と、電流検出回路２５で検出された直流シャント電流Ｉ_ＤＣの波形を示す。なお、図５中に示す第二の電圧指令値V_u**，V_v**，V_w**の波形は、いずれも直線で描いているが、これは、図５が図４中の電圧位相が極めて狭い範囲を表しているからに過ぎない。

三角波キャリア信号は、ＰＷＭ制御部１５自身が生成するもので、電圧を振幅とし、振幅の中心がゼロ電圧になっている。また、直流シャント電流Ｉ_ＤＣは、前述したように、電圧指令値が絶対値最大相の電流（最大相又は最小相の電流）であり、各電流の波形はパルス状の波形である。仮に、電圧指令値の最大相、中間相、最小相が、順に、ｕ相、ｖ相、ｗ相である場合には、直流シャント電流Ｉ_ＤＣは、最大相のｕ相の電流か、最小相であるｗ相の電流である。

ＰＷＭ制御部１５は、三角波キャリア信号と第二の電圧指令値V_u**，V_v**，V_w**との交点のタイミングで、インバータ２０の対応相用のスイッチング素子２１，２２にスイッチング信号を出力する。このため、三角波キャリア信号と第二の電圧指令値V_u**，V_v**，V_w**との交点を境として、直流シャント電流Ｉ_ＤＣがステップ的に変化する。

また、ＰＷＭ制御部１５は、三角波キャリア信号の振幅の中間点、つまり三角波キャリア信号のゼロ電圧値のタイミングで、Ａ／Ｄ変換部１１にサンプリング信号を出力する。このため、Ａ／Ｄ変換部１１は、三角波キャリア信号の周期をＴ_ｃとすると、周期Ｔ_ｃ／２で、直流シャント電流Ｉ_ＤＣ（最大相の電流又は最小相の電流）をサンプリングすることにとなる。

ところで、中間相（ｖ相）の第二の電圧指令値V_v**は、ゼロ電圧値であるから、インバータ２０の中間相用のスイッチング素子２１ｖ，２２ｖのオンオフが切り替わり、直流シャント電流Ｉ_ＤＣがステップ的に変化するタイミングと、Ａ／Ｄ変換部１１が直流シャント電流Ｉ_ＤＣをサンプリングするタイミングとは、実質的に一致する。したがって、Ａ／Ｄ変換部１１は、中間相用のスイッチング素子２１ｖ，２２ｖのオンオフが切り替わる直前及び直後の直流シャント電流Ｉ_ＤＣをサンプリングする。

中間相用のスイッチング素子２１ｖ，２２ｖのオンオフが切り替わった直後の直流シャント電流Ｉ_ＤＣは、前述したように、デッドタイムやリンギング等の影響を受けるため、モータ１の相電流を正確に示していない。一方、中間相用のスイッチング素子２１ｖ，２２ｖのオンオフが切り替わる直前、言い換えると、切り替わってから、最も遅いタイミングでの直流シャント電流Ｉ_ＤＣは、デッドタイムやリンギング等の影響を受けないため、モータ１の相電流を正確に示している。

そこで、ｄｑ軸電流生成部１２は、Ａ／Ｄ変換部１１で、三角波キャリア信号の前半周期のゼロ電圧値タイミングでサンプリングされた直流シャント電流Ｉ_ＤＣ（スイッチング素子のオンオフが切り替わった直後の直流シャント電流）と、後半周期中のゼロ電圧タイミングでサンプリングされた直流シャント電流Ｉ_ＤＣ（スイッチング素子のオンオフが切り替わる直前の直流シャント電流）のうち、後半周期中のゼロ電圧タイミングでサンプリングされた直流シャント電流Ｉ_ＤＣ、つまり、スイッチング素子のオンオフが切り替わる直前の直流シャント電流のみを採用して、ｄ軸電流値Ｉ_dc及びｑ軸電流値Ｉ_qcを生成している。

なお、ここでは、三角波キャリア信号の後半周期のゼロ電圧値タイミングでサンプリングされた直流シャント電流Ｉ_ＤＣが、スイッチング素子のオンオフが切り替わる直前のシャント電流である例と示したが、三角波キャリア信号の前半周期のゼロ電圧値タイミングでサンプリングされた直流シャント電流Ｉ_ＤＣが、スイッチング素子のオンオフが切り替わる直前のシャント電流である場合もある。この場合には、当然、後半周期中のゼロ電圧タイミングでサンプリングされた直流シャント電流Ｉ_ＤＣを採用して、ｄ軸電流値Ｉ_dc及びｑ軸電流値Ｉ_qcを生成することが好ましい。

以上のように、本実施形態では、簡便な固定タイミングで直流シャント電流をサンプリングしつつも、動的なタイミングで直流シャント電流をサンプリングする場合と同様に、モータ１の正確な相電流を取得することができる。しかも、電圧変調率が低くなる低速運転で、パルス状の電流波形の幅が狭くなる場合でも、本実施形態では、パルス状の電流波形のうち、パルス波形の終端部分をサンプリングしているため、正確な相電流を検出することができる。

なお、本実施形態において、第一の電圧指令値V_u*，V_v*，V_w*の波形と第二の電圧指令値V_u**，V_v**，V_w**とが異なっているものの、第一の電圧指令値V_u*，V_v*，V_w*の各相の指令値相互間での差と、第二の電圧指令値V_u**，V_v**，V_w**の各相の指令値間での差とは、同じであるため、第一の電圧指令値V_u*，V_v*，V_w*によるスイッチング素子２１，２２の動作と、第二の電圧指令値V_u**，V_v**，V_w**によるスイッチング素子２１，２２の動作とは、基本的に同じになる。このため、指令値の変調により、モータ１の動作が変わることは基本的にない。

次に、本実施形態の効果について、具体的に説明する。

インバータ２０のシャント抵抗２３には、以上で述べたように、インバータ２0のスイッチング素子２１，２２のスイッチングタイミングによって、所定の幅のパルス状の電流が流れる。このパルス幅は、基本的に、三相のうちいずれか二相の電圧指令値のうち、一相の電圧指令値とキャリア信号との交点と、他の一相の電圧指令値とのキャリア信号との交点との時間差により定まる。このため、パルス幅は、電圧指令値の振幅や位相の変化により変化する。そこで、ここでは、電圧指令絶対値の最大相に注目して、相電流の検出確率について考察する。

仮に、電流検出が可能な最小パルス幅をＴ_{Ｗ＿ｍｉｎ}、キャリア信号の周波数をｆ_Ｃ、電圧変調率をＫ_Ｈとすると、最小パルス幅Ｔ_{Ｗ＿ｍｉｎ}に一致するパルス幅となる位相θ_ｐ１は、以下の（数８）のように表される。

この（数８）において、電圧指令値の絶対値が最大となる最大相に着目すれば、θ_ｐ１の範囲は、π／３（６０°）〜π／２（９０°）となる。シャント抵抗２３には、異なる２相の電流が流れるが、ここでは、そのうち１相の電流のみを正確に検出できる電流検出率Ｋ_１について考える。この電流検出率Ｋ_１は、以下の（数９）で示すように、θ_ｐ１からπ／２までの期間と、π／６（＝π／2−π／6）期間との比率とする。

ここで、（数９）において、π／3≦θ_ｐ１≦π／2とする。

図７を用いて、以上で示した（数８）及び（数９）について、さらに詳細を述べる。

同図には、正弦波となる第一の電圧指令値V_u*，V_v*，V_w*が示されている。ｕ相電圧指令値Ｖｕ*に注目すると、（数８）で与えられるθ_ｐ１が、同図に示すように、６０°〜９０°の間にある場合、（数９）で求める電流検出率Ｋ_１は、６０°〜９０°の期間に対する斜線で示す期間の比率である。これに対して、θ_ｐ１が３０°〜６０°（π／6〜π／3）の間にある場合には、電流検出率Ｋ_１は１（１００％）となる。つまり、θ_ｐ１が３０°〜６０°の間にある場合、電圧指令絶対値が最大となる相の電流値は必ず正確に検出できるということである。

ところで、（数９）で示されるＫ_１は、絶対値最大相の電圧指令値と絶対値中間相の電圧指令値との差に対応する時間が少なくとも最小パルス幅Ｔ_{Ｗ＿ｍｉｎ}であれば、正確に検出可能であるという仮定に基づいている。この仮定を実現するには、検出タイミングを動的に定めか、本実施形態のように、電圧指令値を変調する必要がある。

しかし、特許文献１のように、単に、電流サンプリングタイミングがキャリア信号の零レベルに実質的に一致する固定タイミングでは、電流検出率はＫ_１に一致しない。そこで、このような固定タイミングにおいては、（数８）が絶対値最大相の電圧指令値と零レベルとの差で表されることから、最小パルス幅Ｔ_{Ｗ＿ｍｉｎ}に一致するパルス幅となる新たな位相θ_ｐ０を、以下の（数１０）のように定める。

ここで、（数８）に基づいて（数９）を導き出したのと同様に、新たな位相θ_ｐ０による新たな電流検出率Ｋ_０は、（数１０）に基づいて、以下の（数１１）のように定義できる。

ここで、（数１１）において、π／3≦θ_ｐ0≦π／2とする。

図８を用いて、以上で示した（数１０）及び（数１１）について、さらに詳細を述べる。

図７を説明した場合と同様に、ｕ相電圧指令値Ｖｕ*に注目すると、（数１０）で与えられるθ_ｐ0が、同図に示すように、６０°〜９０°の間にある場合、（数１１）で求める電流検出率Ｋ₀は、６０°〜９０°の期間に対する斜線で示す期間の比率であり、図７に示す電流検出率Ｋ₁に比べて小さい。また、θ_ｐ0が３０°〜６０°（π／6〜π／3）の間にある場合には、電流検出率Ｋ₀は１（１００％）となる。

次に、電圧変調率ＫＨに対する電流検出率Ｋ₁，Ｋ₀の関係にについて、図９を用いて説明する。なお、同図では、Ｋ_１を実線で示し、Ｋ_０を破線で示している。また、ここでは、キャリア周波数ｆ_ｃを１５ｋＨｚとし、最小パルス幅Ｔ_{Ｗ＿ｍｉｎ}を４μｓとしている。

同図に示すように、本実施形態における電流検出率Ｋ₁は、変調率ＫＨが１６％から２６％の間で、０％から１００％まで変化している。これに対して、特許文献１に記載の電流サンプリングが固定タイミングである場合の電流検出率Ｋ₀は、変調率ＫＨが２４％から２６％の間で、０％から１００％まで変化している。このことは、本実施形態の方が、特許文献１に記載の電流サンプリングが固定タイミングである場合よりも、前述したように、低変調率領域における運転範囲が広いことを意味する。

次に、本実施形態による変調方法を適用できる範囲について説明する。

第二の電圧指令値V_u**，V_v**，V_w**の振幅は、第一の電圧指令値V_u*，V_v*，V_w*のうちで、絶対値が最大の指令値（最大相の指令値又は最小相の指令値）と中間相の指令値との差である。この差が最大となる位相は、電圧指令値の振幅が最大となる位相である。そこで、この位相における第一の電圧指令値の相互差を求めるために、図３中のｕ相電圧指令値V_u*とｖ相電圧指令値Ｖｖ＊を例にする。ｕ相電圧指令値V_u*及びｖ相電圧指令値Ｖｖ＊は、以下の（数１２）のように表すことができる。なお、（数１２）中のθ_ｖは電圧位相である。

したがって、ｕ相電圧指令値V_u*とｖ相電圧指令値Ｖｖ＊との電圧差△Ｖは、（数１３）のようになる。

電圧差△Ｖは、電圧位相θ_ｖがπ／２ときに最大となるので、最大電圧差△Ｖ_ｍａｘは、（数１４）のようになる。

ところで、モータ１に出力できる最大電圧は、ＡＣ／ＤＣ変換器３０の直流電圧Ｅ_ＤＣの２分の１であるから、最大電圧差△Ｖ_ｍａｘと直流電圧Ｅ_ＤＣの間には、以下の（数１５）の関係が成立する。

従って、この（数１５）により、直流電圧Ｅ_ＤＣの３分の２が第二の電圧指令値の振幅の最大値であることが分かる。つまり、直流電圧Ｅ_ＤＣの３分の２を超える運転範囲では、第二の電圧指令値を適用することができない。

そこで、本実施形態では、図１に示すように、電圧指令生成部１３が第一の電圧指令値を作成した段階で、この指令値の最大が直流電圧Ｅ_ＤＣの３分の２以上であるか否かを判断し、３分の２未満である場合には、第一の電圧指令値を電圧変調部１４に渡して、この電圧変調部１４から第二の電圧指令値を出力するようにし、３分の２以上である場合には、第一の電圧指令値を直接ＰＷＭ制御部１５に出力するようにしている。

なお、本実施形態では、第一の電圧指令値の波形が正弦波であるが、この正弦波に３次調波を加算して、電圧利用率を向上する線間変調後の線間変調波を第一の電圧指令値としてもよい。

また、本実施形態では、電圧指令作成部１３でのベクトル制御演算は、速度指令型のものであるが、トルク指令型であってもよい。トルク指令型にするには，トルク制御を行うために電流制御器を構成するのが一般的であるが、電流指令値と比較する検出電流には、電流検出回路２５の出力である検出電流Ｉ_ｄｃまたはＩ_ｑｃもしくは両方を用いてもよい。さらに，速度制御器を構成して速度制御を行う場合には、モータ１の実速度ω１を検出し、または、推定し、指令値に追従させる制御を行ってもよい。

また、ｄ軸位相θ_ｄと速度ω_１は、モータ１の回転子位置の位相を検出する位置センサを用いても、回転子位置をモータ定数と電圧指令値及び検出電流により推定してもよい。いずれの場合であっても、本実施形態においては、モータ１の位相及び速度が既知であることを前提としている。

「第二の実施形態」
図1０及び図１１を用いて、本発明に係る三相交流モータの駆動制御装置の第二の実施形態について説明する。

本実施形態の駆動制御装置は、電流検出回路２５からの電流値のサンプリングにあたり、この電流値をサンプリングするための時間、つまりサンプリングホールド時間を考慮した第二の電圧指令値を作成するものである。このため、基本的な構成は、第一の実施形態と同じであり、電圧変調部１４における動作が第一の実施形態と異なるのみである。

そこで、以下では、本実施形態における第二の電圧指令値と、この第二の電圧指令値を採用した場合の電流サンプルリングについて説明する。

本実施形態における第二の電圧指令値は、以下の（数１６）で定める調整量Ｖ_Ｘ’を第一の電圧指令値に加算したものである。

（数１６）に示すように、調整量Ｖ_Ｘ’は、中間相の第一の電圧指令値Ｖ_mid*の正負に応じて、第一の実施形態における調整量Ｖ_Ｘから、Ａ／Ｄ変換器１１におけるサンプルホールド時間Ｔ_ＳＨに相当する電圧差Ｖ_ＳＨを加算又は減算したものである。

サンプルホールド時間Ｔ_ＳＨに相当する電圧差Ｖ_ＳＨは、以下の（数１７）（数１８）に示すように、三角波キャリア信号の周期Ｔ_Ｃと、ＡＣ／ＤＣ変換器３０から出力される直流電圧Ｅ_ＤＣとの関係から求めることができる。

図１０に、上記調整量Ｖ_Ｘ’を用いた場合の第二の電圧指令値（V_u**，V_v**，V_w**）の波形を示す。以下では、電圧位相θ_vが９０°〜１５０°の期間に注目して説明する。なお、同図中、u相の第二の電圧指令値V_u**を太実線で示し、ｖ相の第二の電圧指令値V_v**を一点破線で示し、ｗ相の第二の電圧指令値V_w**を二点破線で示し、第一の実施形態における第二の電圧指令値を細実線で示し、本実施形態における調整量Ｖ_Ｘ’を破線で示している。

電圧位相θ_vが９０°〜１２０°の期間では、図３に示すように、中間相ｖの第一の電圧指令値V_ｍｉｄ*は負の値である。従って、調整量Ｖ_Ｘ’は、（数１６）に示しように、第一の実施形態の調整量Ｖ_ＸにV_SHを減算した値になる。ところで、第一の実施形態の調整量Ｖ_Ｘは、図4に示すように、電圧位相θ_vが９０°〜１２０°の期間で正の値である。このため、本実施形態の調整量Ｖ_Ｘ’の絶対値が第一の実施形態のＶ_Ｘの絶対値よりも、Ｖ_ＳＨ分小さくなる。この結果、中間相であるＶ相の第二の電圧指令値Ｖ_ｖ**は、ゼロではなく，−Ｖ_ＳＨとなる。また、残る２相のｕ相の第二の電圧指令値とｗ相の電圧指令値も、第一の実施形態における対応相の第二の電圧指令値に対して、それぞれＶ_ＳＨ分小さくなっている。なお、図１０中、第一の実施形態における第二の電圧指令値に対する、本実施形態の第二の電圧指令値の変化分を斜線で明示している。

電圧位相θ_vが１２０°〜１５０°の期間では、図３に示すように、中間相ｖの第一の電圧指令値V_ｍｉｄ*は正の値である。従って、調整量Ｖ_Ｘ’は、（数１６）に示しように、第一の実施形態の調整量Ｖ_ＸにV_SHを加算した値になる。ところで、第一の実施形態の調整量Ｖ_Ｘは、図4に示すように、電圧位相θ_vが１２０°〜１５０°の期間で負の値である。このため、本実施形態の調整量Ｖ_Ｘ’の絶対値が第一の実施形態のＶ_Ｘの絶対値よりも、Ｖ_ＳＨ分大きくなる。この結果、中間相であるＶ相の第二の電圧指令値Ｖ_ｖ**は、ゼロではなく，＋Ｖ_ＳＨとなる。また、残る２相のｕ相の第二の電圧指令値とｗ相の電圧指令値も、第一の実施形態における対応相の第二の電圧指令値に対して、それぞれＶ_ＳＨ分大きくなっている。なお、図１０中、第一の実施形態における第二の電圧指令値に対する、本実施形態の第二の電圧指令値の変化分を斜線で明示している。

本実施形態においても、ＰＷＭ制御部１５は、以上のように求めた第二の電圧指令値V_u**，V_v**，V_w**に基づいてパルス幅変調（ＰＷＭ）によりインバータ２０の各スイッチング素子２１，２２毎のスイッチング信号を生成する。

図１１に、本実施形態の第二の電圧指令値V_u**，V_v**，V_w**の波形と、三角波キャリア信号の波形と、電流検出回路２５で検出された直流シャント電流Ｉ_ＤＣの波形を示す。なお、同図（ａ）では、電圧位相θ_vが９０°〜１２０°の期間を示し、同図（ｂ）では、電圧位相θ_vが１２０°〜１５０°の期間を示す。

ＰＷＭ制御部１５は、前述したように、三角波キャリア信号と第二の電圧指令値V_u**，V_v**，V_w**との交点のタイミングで、インバータ２０の対応相用のスイッチング素子２１，２２にスイッチング信号を出力する。このため、三角波キャリア信号と第二の電圧指令値V_u**，V_v**，V_w**との交点を境として、直流シャント電流Ｉ_ＤＣがステップ的に変化する。

また、ＰＷＭ制御部１５は、三角波キャリア信号のゼロ電圧値のタイミングで、Ａ／Ｄ変換部１１にサンプリング信号を出力する。

ところで、図９（ａ）に示す電圧位相θ_vが９０°〜１２０°の期間では、キャリア信号の前半周期では、インバータ２０の中間相用のスイッチング素子２１ｖ，２２ｖのオンオフが切り替わり、直流シャント電流Ｉ_ＤＣがステップ的に変化してから、サンプル・ホールド時間Ｔ_ＳＨが経過した後に、ＰＷＭ制御部１５からＡ／Ｄ変換部１１へタイミング信号が出力され、このタイミングで、Ａ／Ｄ変換部１１が直流シャント電流Ｉ_ＤＣをサンプリングする。このため、サンプル・ホールド時間Ｔ_ＳＨが電流検出可能なパルス幅相当の時間以下でない限り、正確な相電流をサンプリングすることはできない。

一方、キャリア信号の後半周期では、ＰＷＭ制御部１５からＡ／Ｄ変換部１１へタイミング信号が出力されてから、サンプル・ホールド時間Ｔ_ＳＨが経過した後に、インバータ２０の中間相用のスイッチング素子２１ｖ，２２ｖのオンオフが切り替わり、直流シャント電流Ｉ_ＤＣがステップ的に変化する。したがって、最大相電流のパルス幅が電流検出可能な最小パルス幅以上であれば、サンプリングされた電流値は有効な電流値となる。逆に、最大相電流のパルス幅が電流検出可能な最小パルス幅未満の場合には、原理的に、直流シャント電流Ｉ_ＤＣの検出自体が困難である。すなわち、キャリア信号の後半周期では、最大相電流のパルス幅が電流検出可能な最小パルス幅以上であれば、スイッチング素子２１，２２のスイッチング動作に起因するデッドタイムやリンギング等の影響を受けない、正確な相電流をサンプリングすることができる。

また、図９（ｂ）に示す電圧位相θ_vが１２０°〜１５０°の期間では、キャリア信号の前半周期では、ＰＷＭ制御部１５からＡ／Ｄ変換部１１へタイミング信号が出力されてから、サンプル・ホールド時間Ｔ_ＳＨが経過した後に、インバータ２０の中間相用のスイッチング素子２１ｖ，２２ｖのオンオフが切り替わり、直流シャント電流Ｉ_ＤＣがステップ的に変化する。したがって、最大相電流のパルス幅が電流検出可能な最小パルス幅以上であれば、サンプリングされた電流値は有効な電流値となる。したがって、キャリア信号の前半周期では、最大相電流のパルス幅が電流検出可能な最小パルス幅以上であれば、スイッチング素子２１，２２のスイッチング動作に起因するデッドタイムやリンギング等の影響を受けない、正確な相電流をサンプリングすることができる。

一方、キャリア信号の後半周期では、インバータ２０の中間相用のスイッチング素子２１ｖ，２２ｖのオンオフが切り替わり、直流シャント電流Ｉ_ＤＣがステップ的に変化してから、サンプル・ホールド時間Ｔ_ＳＨが経過した後に、ＰＷＭ制御部１５からＡ／Ｄ変換部１１へタイミング信号が出力され、このタイミングで、Ａ／Ｄ変換部１１が直流シャント電流Ｉ_ＤＣをサンプリングする。このため、サンプル・ホールド時間Ｔ_ＳＨが電流検出可能なパルス幅相当の時間以下でない限り、正確な相電流をサンプリングすることはできない。

なお、第一の実施形態では、キャリア信号周期Ｔ_ｃを基準にして、中間相用のスイッチング素子のオンオフが切り替わる周期がＴ_ｃ／2であるのに対して、本実施形態では、中間相用のスイッチング素子のオンオフが切り替わりが、（Ｔ_Ｃ／２＋２Ｔ_ＳＨ）時間と（Ｔ_Ｃ／２−２Ｔ_ＳＨ）時間が交互に繰り返される形で行われる。

ｄｑ軸電流生成部１２は、第一の実施形態と同様に、Ａ／Ｄ変換部１１で、スイッチング素子２１，２２のオンオフが切り替わった直後の直流シャント電流と、スイッチング素子２１，２２のオンオフが切り替わる直前の直流シャント電流とのうち、スイッチング素子２１，２２のオンオフが切り替わる直前の直流シャント電流のみを採用して、ｄ軸電流値Ｉ_dc及びｑ軸電流値Ｉ_qcを生成している。

以上のように、本実施形態でも、第一の実施形態と同様に、簡便な固定タイミングで直流シャント電流をサンプリングしつつも、動的なタイミングで直流シャント電流をサンプリングする場合と同様に、モータ１の正確な相電流を取得することができる。さらに、本実施形態では、Ａ／Ｄ変換部１１のサンプル・ホールド時間Ｔ_ＳＨを考慮したサンプリングタイミングとなるため、第一の実施形態よりも、正確な相電流を検出する確率を高めることができ、運転範囲を広げることができる、言い換えると、本実施形態は、第一の実施形態と比較して、Ａ／Ｄ変換部１１のサンプル・ホールド時間Ｔ_ＳＨが長い場合に有効である。

「三相交流モータの駆動制御装置の適用例」
図1２及び図１３を用いて、本発明に係る三相交流モータの駆動制御装置の具体的な適用例について説明する。

第一の適用例は、図１２に示すように、エアーコンディショナーの各種モータに適用したものである。

エアーコンディショナー２００は、室外機２１０と室内機２５０とを備えている。室外機２１０は、冷媒を圧縮するモータ付き圧縮機２１１と、冷媒の熱交換を行う熱交換器２１２と、熱交換器２１２に送風するモータ付きファン２１３と、圧縮機２１２のモータを駆動制御する駆動制御装置１００ａと、ファン２１３のモータを駆動制御する駆動制御装置（図示されていない）と、を備えている。室内機２５０は、送風ファン２５１と、この送風ファン２５１を駆動するモータ１ｂと、このモータ１ｂを駆動制御する駆動制御装置１００ｂと、を備えている。室外機２１０と室内器２５０とは、冷媒配管２６０で接続されている。以上の各モータは、いずれも、三相交流モータであり、これらのモータは、いずれも、以上で説明した駆動制御装置と同じ構成の駆動制御装置により駆動制御される。

本適用例では、以上で説明した駆動制御装置と同じ構成の駆動制御装置１００ａ，１００ｂを用いているため、各モータの運転範囲を広げることができる。この結果、各運転範囲で細かな調整が可能になり、快適性と省エネを実現することができる。

なお、室内機２５０の送風ファン２５１には、集塵フィルタが搭載されていてもよい。また、この送風ファン２５１は、ここでは、軸流ファンであるが、シロッコファン（多翼ファン）や他のファンであってもよい。

第二の適用例は、図１３に示すように、油圧システム３００のモータに適用したものである。

油圧システム３００は、油圧回路を切替えるソレノイドバルブ３１２と、ソレノイドバルブ３１２による油圧回路の切替に応じて動作するシリンダ３１１と、油圧を設定値以下に保つためのリリーフバルブ３１３と、油を溜める油タンク３１４と、油圧を発生させる油圧ポンプ３０２と、このポンプ３０２を駆動させる三相交流モータ１ｃと、この三相交流モータ１ｃを駆動制御する駆動制御装置１００ｃと、を備えている。この油圧システム３００では、ソレノイドバルブ３１２により油圧回路が切り替わることで、油圧ポンプ３０２に対する負荷が急激に変化し、モータ１ｃの負荷外乱となる。

本適用例でも、モータの運転範囲を広げることができるため、以上のような負荷外乱が各種運転条件のときにあったとしても、優れた応答性を実現することができる。このため、本適用例では、高効率な運転を行うことができる。

本発明に係る第一の実施形態における三相交流モータの駆動制御装置の構成図である。 本発明に係る第一の実施形態における三相交流モータ及びその駆動制御装置の斜視図である。 本発明に係る第一の実施形態における第一の電圧指令値を示すグラフである。 本発明に係る第一の実施形態における第二の電圧指令値を示すグラフである。 本発明に係る第一の実施形態における第二の電圧指令値と三角波キャリア信号と、これらで定まる電流サンプリングタイミングを示す説明図である。 本発明に係る第一の実施形態におけるインバータの動作を示す説明図である。 本発明に係る第一の実施形態における位相θ_ｐ１と電流検出率Ｋ_１との関係を示す説明図である。 本発明に係る第一の実施形態における位相θ_ｐ0と電流検出率Ｋ₀との関係を示す説明図である。 変調率に対する電流検出率Ｋ_１及び電流検出率Ｋ_０の関係を示すグラフである。 本発明に係る第二の実施形態における第二の電圧指令及び調整量を示すグラフである。 本発明に係る第二の実施形態における第二の電圧指令値と三角波キャリア信号と、これらで定まる電流サンプリングタイミングを示す説明図である。 本発明に係る駆動制御装置を搭載したエアコンディショナーの構成を示す構成図である。 本発明に係る駆動制御装置を搭載した油圧システムの構成を示す構成図である。

符号の説明

１…三相交流モータ、２…交流電源、１０…制御ユニット、１１…Ａ／Ｄ変換部、１２…ｄｑ軸電流生成部、１３…電圧指令生成部、１４…電圧変調部、１５…ＰＷＭ制御部、２０…インバータ、２１ｕ，２１ｖ，２１ｗ，２２ｕ，２２ｖ，２２ｗ…スイッチング素子、２３…シャント抵抗、２５…電流検出回路、３０…ＡＣ／ＤＣ変換器、１００…駆動制御装置、２００…エアーコンディショナー、３００…油圧システム

Claims (6)

1. 直流電源から三相交流モータの各相に供給する電力を調整するための複数のスイッチング素子を備えているインバータに対して、該直流電源と該複数のスイッチング素子との間に接続されたシャント抵抗に流れる電流値に応じて該複数のスイッチング素子のそれぞれのオンオフを示すスイッチング信号を出力する三相交流モータの制御装置において、
   前記シャント抵抗に流れる前記電流値を用いて、前記三相交流モータの各相の第一の電圧指令値を生成する電圧指令値生成手段と、
   前記各相の第一の電圧指令値に、所定の調整量を加算した各相の第二の電圧指令値を生成する指令値変換手段と、
   電圧を振幅とするキャリア信号と前記各相の第二の電圧指令値との交点のタイミングで、前記複数のスイッチング素子に対して、前記スイッチング信号を出力するスイッチング信号発生手段と、
   前記キャリア信号が示す電圧値が該キャリア信号の中間レベルになるタイミングで、前記シャント抵抗に流れる電流値をサンプリングする電流値サンプリング手段と、
   を備え、
   前記電圧指令値生成手段は、前記電流値サンプリング手段によりサンプリングされた前記電流値を用いて、前記三相交流モータの前記各相の第一の電圧指令値を生成し、
   前記指令値変換手段は、
   前記所定の調整量として、
   前記各相の第一の電圧指令値のうちで中間電圧の中間相指令値と前記キャリア信号の中間レベルとの差の値を用いる、
   又は、前記中間相指令値と前記キャリア信号の中間レベルとの差に、前記電流サンプリング手段でのサンプルホールド時間に対応する電圧値を、該中間相指令値が正のときには加算した値、該中間相指令値が負のときには減算した値を用いる、
   ことを特徴とする三相交流モータの制御装置。
2. 請求項１に記載の三相交流モータの制御装置において、
   前記電圧指令値生成手段は、
   前記各相の第一の電圧指令値の最大電圧値が、前記インバータに供給される電力の最大電圧の２／３以上であるか否かを判断し、
   ２／３以上である場合には、該各相の第一の電圧指令値を前記スイッチング信号発生手段に渡して、該スイッチング信号発生手段により、前記キャリア信号と該各相の第一の電圧指令値との交点で、前記複数のスイッチング素子に対して、スイッチング信号を出力させ、
   ２／３未満である場合には、該各相の第一の電圧指令値を前記指令値変換手段に渡し、該指令値変換手段で前記各相の第二の電圧指令値を作成させ、前記スイッチング信号発生手段により、前記キャリア信号と該各相の第二の電圧指令値との交点で、前記複数のスイッチング素子に対して、スイッチング信号を出力させる、
   ことを特徴とする三相交流モータの制御装置。
3. 直流電源から三相交流モータの各相に供給する電力を調整するための複数のスイッチング素子を備えているインバータに対して、該直流電源と該複数のスイッチング素子との間に接続されたシャント抵抗に流れる電流値に応じて該複数のスイッチング素子のそれぞれのオンオフを示すスイッチング信号を出力する三相交流モータの制御装置において、
   前記シャント抵抗に流れる前記電流値を用いて、前記三相交流モータの各相の電圧指令値を生成する電圧指令値生成手段と、
   電圧を振幅とするキャリア信号と前記各相の電圧指令値との交点のタイミングで、前記複数のスイッチング素子に対して、前記スイッチング信号を出力するスイッチング信号発生手段と、
   前記キャリア信号が示す電圧値が該キャリア信号の中間レベルになるタイミングで、前記シャント抵抗に流れる電流値をサンプリングする電流値サンプリング手段と、
   を備え、
   前記電圧指令値生成手段は、前記電流値サンプリング手段によりサンプリングされた前記電流値を用いて、前記三相交流モータの各相の電圧指令値を生成し、
   前記電圧指令値生成手段は、
   前記各相の電圧指令値のうちで中間電圧の中間指令値として、
   前記キャリア信号に同期し、該キャリア信号の半周期の周期で、前記スイッチング信号発生手段が前記スイッチング信号を出力させ得る電圧指令値を作成する、
   又は、前記キャリア信号の半周期の周期に、前記電流サンプリング手段でのサンプルホールド時間の２倍の時間を加算した第一の時間と、該キャリア信号の半周期の周期に、該サンプルホールド時間の２倍の時間を減算した第二の時間とが、前記キャリア信号に同期して、交互に繰り返され、各第一の時間の終わり及び各第二の時間の終わりに、前記スイッチング信号発生手段が前記スイッチング信号を出力させ得る電圧指令値を作成する、
   ことを特徴とする三相交流モータの制御装置。
4. 請求項１から３のいずれか一項に記載の三相交流モータの制御装置と、
   前記インバータとしてのインバータＩＣと、
   前記シャント抵抗と、
   前記シャント抵抗に流れる電流値を検出し、検出した電流値を前記電流値サンプリング手段に渡す電流検出回路と、
   前記制御装置、前記インバータＩＣ、前記シャント抵抗及び前記電流検出回路を搭載する基板と、
   を備えていることを特徴とする三相交流モータの駆動制御装置。
5. 請求項４に記載の三相交流モータの駆動制御装置と、
   前記駆動制御装置により駆動制御される前記三相交流モータと、
   前記三相交流モータの駆動で駆動する流体機械と、
   を備えていることを特徴とする流体処理システム。
6. 直流電源から三相交流モータの各相に供給する電力を調整するための複数のスイッチング素子を備えているインバータに対して、該直流電源と該複数のスイッチング素子との間に接続されたシャント抵抗に流れる電流値に応じて該複数のスイッチング素子のそれぞれのオンオフを示すスイッチング信号を出力する三相交流モータの制御方法において、
   前記シャント抵抗に流れる前記電流値を用いて、前記三相交流モータの各相の第一の電圧指令値を生成する電圧指令値生成ステップと、
   前記各相の第一の電圧指令値に、所定の調整量を加算した各相の第二の電圧指令値を生成する指令値変換ステップと、
   電圧を振幅とするキャリア信号と前記各相の第二の電圧指令値との交点のタイミングで、前記複数のスイッチング素子に対して、前記スイッチング信号を出力するスイッチング信号発生ステップと、
   前記キャリア信号が示す電圧値が該キャリア信号の中間レベルになるタイミングで、前記シャント抵抗に流れる電流値をサンプリングする電流値サンプリングステップと、
   を実行し、
   前記電圧指令値生成ステップでは、前記電流値サンプリングステップでサンプリングされた前記電流値を用いて、前記三相交流モータの各相の第一の電圧指令値を生成し、
   前記指令値変換ステップでは、
   前記所定の調整量として、
   前記各相毎の第一の電圧指令値のうちで中間電圧の中間相指令値と前記キャリア信号の中間レベルとの差の値を用いる、
   又は、前記中間相指令値と前記キャリア信号の中間レベルとの差に、前記電流サンプリング手段でのサンプルホールド時間に対応する電圧値を、該中間相指令値が正のときには加算した値、該中間相指令値が負のときには減算した値を用いる、
   ことを特徴とする三相交流モータの制御方法。

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