JP4578500B2 - インバータ制御装置並びに冷凍空調装置 - Google Patents

Description

本発明は、インバータ主回路に流れる直流電流に基づいてＰＷＭ信号を生成するインバータ制御装置並びにこのインバータ制御装置を備えた冷凍空調装置に関するものである。

電動機をベクトル制御する場合、コスト低減のため、インバータ主回路に流れる直流電流から各相の相電流を導出して電動機を制御するインバータ制御装置を用いる機会が増している。この方式として、例えば特許文献１に記載された従来のインバータ制御装置は、複数のスイッチング素子から構成され、１つの電流検出手段により１キャリア周期中に２つの瞬時電流を検出する瞬時電流検出ステップと、前記瞬時電流検出ステップにより検出された１キャリア周期中の２つの瞬時電流の大きさおよび位相の情報をもとに回転直交座標系のｄ軸電流およびｑ軸電流を演算により求めるｄ−ｑ軸電流演算ステップと、前記ｄ−ｑ軸演算ステップにより求められたｄ軸電流およびｑ軸電流をもとに交流座標系の電圧値を演算により求める交流電圧演算ステップと、を備え、前記交流電圧演算ステップにより求められた電圧値をもとに複数のスイッチング素子をオン・オフ制御するようにしている。

しかし、上記従来文献１に記載の従来例では、変調度が小さい場合や指令電圧ベクトルが単一の基本電圧ベクトルの位相に近い場合等においては１キャリア周期中に前記直流電流から２相分の相電流情報を検出できず、安定して電動機を制御することが困難であるという課題があった。

この問題を解決する方法として、例えば特許文献２に記載された従来例では、少なくとも１つのスイッチング素子のオン、オフ状態が変化した時刻から電流検出素子に発生した信号を読み込むまでの最小待機時間をτとしたとき、２つの相電流がτ時間以上同時に流れる区間と、２つの相電流の少なくとも一方がτ時間以上単独に流れる区間との組合せとなるように、所定の通電パターンの一部の相の時間のシフト及び時間幅の変更の少なくとも一方を実行して、前記所定の通電パターンを変更することで、２相分もしくは３相分の相電流を直接または間接的に検出するものである。

特許第３６１０８９７号公報（図１１、段落００６６〜００７３） 特開２００２−２９１２８４号公報（図２〜６、段落００１６〜００２８） 特開２００３−３１９６９７号公報（図１、段落００２３、００２５） 電気学会発行の「半導体電力変換回路」の（図６．３．５、図６．３．１７、図６．３．２７）

上記のように所定の通電パターンの一部の相の時間幅を変更した場合は、出力電圧が本来の値からずれるため相電流波形に歪みを生じるという課題があった。また、所定の通電パターンの一部の相の時間をシフトした場合でも、公知の技術である三相変調や二相変調方式（例えば、非特許文献１参照）では発生しない基本電圧ベクトルが生じる場合があり、回生動作による直流電流（以下、「回生電流」と呼ぶ）が流れるときがあり、相電流波形が歪む原因となっていた。そして、上記のような状態が連続して発生した状態で運転した場合は騒音が発生するという課題があった。特にエアコン・冷蔵庫などで使用した場合、騒音が問題となり運転範囲の制約を受ける可能性があった。

本発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、第１の目的は、騒音の発生を抑えつつ、安定して電動機を制御するインバータ制御装置並びに冷凍空調装置を得ることである。
また、第二の目的は、エアコン・冷蔵庫などで使用した場合でも騒音の発生による運転範囲の制約を受けないインバータ制御装置を得ることである。

本発明に係るインバータ制御装置は、直流電源の直流電流を検出する電流検出器と、直流電源の直流電圧を検出する電圧検出器と、電流検出器によって検出された直流電流と電圧検出器によって検出された直流電圧に基づいて、複数のスイッチング素子をオン・オフ制御するためのＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生手段と、を備え、直流電源からの直流電力を交流電力に変換して電動機などの負荷装置を駆動するためのインバータ主回路を制御するインバータ制御装置において、ＰＷＭ信号発生手段は、三相変調方式もしくは二相変調方式でＰＷＭ信号を生成する第１の変調駆動手段と、１キャリア周期中に前記直流電流から２相分の相電流情報を検出可能なＰＷＭ信号に生成する第２の駆動手段と、１キャリア周期毎に前記第１の変調駆動手段の出力に基づいて２相分の相電流情報が得られるかどうかを判定する電流検出判定手段と、電流検出判定手段の出力を基に複数キャリア連続して２相分の相電流情報が得られないと判定した場合のみ第２の駆動手段にＰＷＭ信号を生成させ、それ以外の場合は、第１の変調駆動手段にＰＷＭ信号を生成させる駆動方式選択手段と、を備えたものである。

本発明は、上述のように三相変調方式もしくは二相変調方式でＰＷＭ信号を生成する第１の変調駆動手段と、１キャリア周期中に前記直流電流から２相分の相電流情報を検出可能なＰＷＭ信号に生成する第２の駆動手段と、１キャリア周期毎に前記第１の変調駆動手段の出力から２相分の相電流情報が得られるかどうかを判定する電流検出判定手段と、電流検出判定手段の出力を基に複数キャリア連続して２相分の相電流情報が得られないと判定した場合にのみ第２の駆動手段にＰＷＭ信号を生成させ、それ以外の場合に第１の変調駆動手段にＰＷＭ信号を生成させる駆動方式選択手段と、を備えたので、騒音の発生を抑えつつ、安定して電動機を制御することができる。

また、エアコン・冷蔵庫などで使用した場合でも、騒音の発生による運転範囲の制約を受けることのないインバータ制御装置を得ることができる。

実施の形態１．
本発明の実施の形態１を示すインバータ制御装置の構成についてまず説明する。図１は、この発明の実施の形態１を示すインバータ制御装置のブロック図である。図１において、インバータ主回路２は直流電源１を三相擬似正弦波に変換し三相モータ３を駆動するものであり、絶縁ゲート入力を持つスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６と逆並列接続されたダイオードＤ１〜Ｄ６およびスイッチング素子を駆動するための駆動回路（図示せず）により構成される。例えば、インバータ主回路２はＩＰＭ（Intelligent Power Module）により構成される。三相モータ３は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相からなる３相Ｙ形結線のステータ３ａと、永久磁石ロータ３ｂから構成される。

抵抗４は直流電源に流れる直流電流を検出するためのものであり、抵抗４間に発生する電圧は直流電流検出回路５により増幅されてＡ／Ｄ変換回路８に入力される。例えば、直流電流検出回路５は、図２のようにオペアンプ５ａと抵抗５ｂ、５ｃからなる非反転増幅回路で構成される。Ａ／Ｄ変換には高速なものでも通常数μｓ程度の処理時間を有するため、直流電流から相電流情報に変換する際の制約の一要因となっている。そのため、Ａ／Ｄ変換回路８は処理時間がさらに遅れるのを防ぐために直流電流専用に使用することが望ましい。ここで、Ａ／Ｄ変換回路８とＡ／Ｄ変換回路９は独立した制御ができるものとする。

直流電圧検出回路６は直流電源の直流電圧を検出するためのものであり、直流電圧検出回路６により分圧・フィルタリングされた値はＡ／Ｄ変換回路９に入力される。例えば、直流電圧検出回路６は、図３のように分圧抵抗６ａ、６ｂおよびコンデンサ６ｃより構成される。

インバータ制御部７は、 外部から入力される周波数指令ｆ＊と、直流電流検出回路５より検出された直流電流情報ｉｄｃと、直流電圧検出回路６より検出された直流電圧情報ｖｄｃとに基づいて、インバータ主回路２のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６を駆動するためのＰＷＭ信号（ＵＰ、ＵＮ、ＶＰ、ＶＮ、ＷＰ、ＷＮ）を生成する。ここで、ＵＰ、ＶＰ、ＷＰは、インバータ主回路２の上アーム側のＰＷＭ信号であり、それぞれ上アーム側スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３の駆動信号となる。ＵＮ、ＶＮ、ＷＮは、インバータ主回路２の下アーム側のＰＷＭ信号であり、それぞれ下アーム側スイッチング素子ＳＷ４、ＳＷ５、ＳＷ６の駆動信号となる。本実施の形態ではインバータ制御部７にマイクロコンピュータを使用する。

次に、インバータ制御部７の構成について説明する。直流電流／相電流変換手段１０は、後述する検出タイミング生成手段１３により生成されたトリガタイミング（Ｔｒｇ１、Ｔｒｇ２）によりＡ／Ｄ変換された直流電流情報（Ｉｄｃ１、Ｉｄｃ２）と、後述する電圧ベクトル情報保持手段１４により保持されたトリガタイミング時の電圧ベクトル情報（Ｖａ、Ｖｂ）により、１キャリア周期毎に二相分の相電流情報に変換する。残りの一相分の相電流情報は検出した二相分の相電流情報より算出する。以上により、三相分の相電流情報（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）が得られる。

電圧指令値／位相指令値演算手段１１は、直流電流／相電流変換手段１０により変換された三相分の相電流情報（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）と、Ａ／Ｄ変換回路９により変換された直流電圧情報Ｖｄｃと、外部から入力される周波数指令ｆ＊と、後述するＰＷＭ信号生成手段１２から出力される電流検出可否情報から、電圧指令値Ｖ＊と位相指令値θ＊を演算する。ただし、ここで用いる周波数、角速度、位相関連のデータはすべて電気角に換算したものを使用するものとする。

図４に、電圧指令値／位相指令値演算手段１１の構成の一例を示す。図において、ゲイン演算器１１ａは、周波数指令値f＊に「２π」を乗算することで回転角速度指令値ωr＊を出力する。ｄｑ軸電圧指令演算手段１１bは、上記回転角速度指令値ωr＊と後述する回転角速度演算手段１１ｅが演算する三相モータ３の推定角速度ωｒ０とからｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を出力する。電圧指令値演算手段１１ｃは、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊および直流電圧情報Ｖｄｃから電圧指令値Ｖ＊を演算する。ここで、電圧指令値V＊の大きさは正規化値とし、数式（１）より求める。

３相／２相座標変換手段１１ｄは、三相分の相電流情報（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）を、後述する積分器１１ｆが出力する制御座標軸位相角θｃに基いて、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑに変換する。回転角速度演算手段１１ｅは、３相／２相座標変換手段１１ｄが出力するｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑと、ｄｑ軸電圧指令演算手段１１ｂが出力するｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊より、推定角速度ωｒ０および制御座標軸回転角速度ωｃを出力する。積分器１１ｆは、回転角速度演算手段１１ｅから得られた制御座標軸回転角速度ωｃを積分演算して制御座標軸位相角θｃを算出する。位相指令値演算手段１１ｇは、制御座標軸位相角θｃとｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊より位相指令値θ＊を出力する。ここで、ｄｑ軸電圧指令演算手段１１ｂ、回転角速度演算手段１１ｅは、例えば特許文献３に記載の公知の方法で構成することができる。

ＰＷＭ信号生成手段１２は、第１の変調駆動手段を構成するノーマル変調駆動手段１２ａ、第２の変調駆動手段を構成する２相電流検出可能駆動手段１２ｂ、電流検出判定手段１２ｃ、駆動方式選択手段１２ｄから構成される。ＰＷＭ信号生成手段１２は、指令作成手段を構成する電圧指令値／位相指令値演算手段１１により演算された電圧指令値Ｖ＊、位相指令値θ＊より、インバータ主回路２のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６を駆動するためのＰＷＭ信号（ＵＰ、ＵＮ、ＶＰ、ＶＮ、ＷＰ、ＷＮ）を生成する。また、前記直流電流から１キャリア周期中に２相分の相電流情報が検出可能かどうかの電流検出可否情報を電圧指令値／位相指令値演算手段１１に出力する。

検出タイミング生成手段１３は、最終的にインバータ主回路２に供給されるＰＷＭ信号（ＵＰ、ＵＮ、ＶＰ、ＶＮ、ＷＰ、ＷＮ）と後述するＰＷＭ信号生成手段１２より得られるノードに基いて、Ａ／Ｄ変換回路８のＡ／Ｄ変換トリガタイミングを１キャリア周期中に２つ（Ｔｒｇ１、Ｔｒｇ２）生成する。この２つのトリガタイミング（Ｔｒｇ１、Ｔｒｇ２）により、直流電流検出回路５により検出された値ｉｄｃから１キャリア周期中に２つの直流電流情報（Ｉｄｃ１、Ｉｄｃ２）が得られる。電圧ベクトル情報保持手段１４は、後述するＰＷＭ信号生成手段１２より得られるノードに基いて、トリガタイミング（Ｔｒｇ１、Ｔｒｇ２）時の電圧ベクトル情報（Ｖａ、Ｖｂ）を保持する。
なお、ここでは、ＰＷＭ信号生成手段１２より得られるノードに基づいて検出タイミング生成手段１３のトリガタイミングおよび電圧ベクトル情報保持手段１４の電圧ベクトル情報を生成するようにしているが、電圧指令値／位相指令値演算手段１１が出力する位相指令値θ＊に基づいても同様に生成することができる。

次に、動作について説明する。図５は、電圧指令値／位相指令値演算手段１１により求められる電圧指令値Ｖ＊と位相指令値θ＊の関係を示したベクトル図である。図５において、Ｖ０〜Ｖ７は基本電圧ベクトルであり、インバータ主回路２のスイッチング素子ＳＷ１~ＳＷ６の８つのスイッチング状態と対応する。図６に、基本電圧ベクトルとスイッチング素子の状態の関係を示す。例えば、基本電圧ベクトルがＶ１のときは、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ５、ＳＷ６がＯＮ状態となり、スイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４がＯＦＦ状態となる。位相指令値θ＊は電圧指令値Ｖ＊がＶ１の位置にあるとき０°とし、Ｖ＊はＶ１→Ｖ２→Ｖ３→Ｖ４→Ｖ５→Ｖ６→Ｖ１・・・の方向に回転するものとする。

図７は、電圧指令値の大きさ|Ｖ＊|＝０．５のときのノーマル変調駆動手段１２ａによるＰＷＭ信号生成のときのタイミングチャートである。ここでは、ノーマル変調駆動手段１２ａが三相変調を使用した場合の動作について説明する。図７において、（ａ）は位相指令値θ＊、（ｂ）はノード、（ｃ）はノードθ、（ｄ）は各相タイマ値（Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗ）と各相タイマ値を三角波変調するためのキャリア、（ｅ）は三相モータ３に流れる各相電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）である。ただし、各相電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）の状態はモータ３の負荷状態などにより変化する。ここで、ＴｕはＵ相タイマ値、ＴｖはＶ相タイマ値、ＴｗはＷ相タイマ値であり、これらのタイマ値を最大振幅Ｔｍａｘの三角波キャリアと比較することで、ＰＷＭ信号（ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮ）を得る。ただし、Ｔｍａｘはタイマ値のＭＡＸ値であり、半キャリア周期に相当する。ノードはθ＊＝０°を基準に６０°毎に分けており、例えばノード１は０°≦θ＊＜６０°の範囲となる。ノードθは、「θ＊−６０°×（ノード−１）」の値をとる。また、各相タイマ値（Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗ）は図８に基づいて演算されるものとする。図８において、Ｔｃに乗じている係数を「０．５」とすることで、１キャリア周期中に発生する２つのゼロベクトル（Ｖ０、Ｖ７）の比が１：１になるようにＰＷＭ信号を生成することになる。

次に、各相タイマ値（Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗ）よりＰＷＭ信号（ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮ）を生成する部分の動作について図９を用いて説明する。図９はノーマル変調駆動手段１２ａによるＰＷＭ信号を生成した場合のノード１のときの１キャリア周期分のタイミングチャートの一例を示す図である。図９において、（ａ）はキャリアと各相タイマ値、（ｂ）は各相タイマ値とキャリアを比較することにより得られるＰＷＭ信号（ＵＰ、ＵＮ、ＶＰ、ＶＮ、ＷＰ、ＷＮ）、（ｃ）は直流電流検出回路５より検出される直流電流情報ｉｄｃ、（ｄ）は電圧ベクトル状態である。ここで、各相タイマ値とキャリアの比較はマイクロコンピュータ（以下、マイコンと呼ぶ）で実行される。この場合、キャリア（三角波）の山の頂上の設定値（Ｔｍａｘに対応する値）をＭとすると、マイコンは、この設定値Ｍに基づいて、カウント０を初期値とし、所定周期のクロックによって自動的にカウントアップを開始し、カウント値が上記頂上のＭに一致したら、今度はカウントダウンを開始し、カウント値が谷に当たる０になると再びカウントアップを開始するという動作を繰り返す。このようにして、Ｍを頂上とし、０を谷とする三角波が生成される。そして、マイコンは、上記カウント値と各相のタイマ値の大小比較を行う。ＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰは、それぞれタイマ値Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗがキャリア以上のときにＯＮとなり、キャリアより小さいときにＯＦＦとなる。また、ＰＷＭ信号（ＵＮ、ＶＮ、ＷＮ）は、それぞれタイマ値（Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗ）がキャリア以上のときにＯＦＦとなり、キャリアより小さいときにＯＮとなる。ここで、インバータ制御部７の処理は、キャリアタイミング毎に行うものとする。ただし、Ａ／Ｄ変換回路８は検出タイミング生成手段１３により生成されたトリガタイミング（Ｔｒｇ１、Ｔｒｇ２）毎に直流電流検出回路５により検出された値ｉｄｃをＡ／Ｄ変換し、Ａ／Ｄ変換回路９は直流電圧検出回路６により検出された値ｖｄｃを常時ある時間間隔（例えば１０μｓ）毎にＡ／Ｄ変換する。

まず、図９において、電圧ベクトル状態がＶ１の場合の動作について説明する。電圧ベクトル状態がＶ１のときは、図１のＵ相の上アーム側スイッチング素子ＳＷ１と図１のＶ相、Ｗ相の下アーム側スイッチング素子ＳＷ５、ＳＷ６がＯＮ状態となる。このときの直流電流は、直流電源１の＋側からＵ相の上アーム側スイッチング素子ＳＷ１を介して、三相モータ３のＵ相巻線を流れ、Ｖ相およびＷ相巻線を通り、Ｖ相、Ｗ相の下アーム側スイッチング素子ＳＷ５、ＳＷ６を介して抵抗４を流れ、直流電源１の−側に戻る。したがって、三相モータ３に流れ込む電流方向を正とすると、電圧ベクトル状態がＶ１のときに検出される直流電流ｉｄｃは＋Ｉｕ（＋Ｕ相電流）となる。ここで、上述は電流状態の一例について説明しているが、他の電流状態の場合についても同様に直流電流情報から相電流情報が得られることは言うまでもない。

次に、電圧ベクトル状態がＶ２の場合の動作について説明する。電圧ベクトル状態がＶ２のとき、図１のＵ相およびＶ相の上アーム側スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２と図１のＷ相の下アーム側スイッチング素子ＳＷ６がＯＮ状態となる。このときの直流電流は、直流電源１の＋側からＵ相およびＶ相の上アーム側スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２を介して、三相モータ３のＵ相およびＶ相巻線を流れ、Ｗ相巻線を通り、Ｗ相の下アーム側スイッチング素子ＳＷ６を介して抵抗４を流れ、直流電源１の−側に戻る。したがって、三相モータ３に流れ込む電流方向を正とすると、電圧ベクトル状態がＶ２のときに直流電流検出回路５により検出される直流電流ｉｄｃは−Ｉｗ（−Ｗ相電流）となる。ここで、上述は電流状態の一例について説明しているが、他の電流状態の場合についても同様に直流電流情報から相電流情報が得られることは言うまでもない。

電圧ベクトル状態がＶ０のときは、下アーム側スイッチング素子ＳＷ４、ＳＷ５、ＳＷ６のみがＯＮ状態となる。また、電圧ベクトル状態がＶ７のときは、上アーム側スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３のみがＯＮ状態となる。これらの電圧ベクトル状態はゼロベクトルと呼ばれ、検出される直流電流ｉｄｃから得られる相電流情報は不定となる。ここで、電圧ベクトル状態と直流電流情報から得られる相電流情報との関係を図１０にまとめる。

次に、ＰＷＭ信号生成手段１２の動作について図１１のフローチャートを用いて説明する。図１１では、１キャリア周期中に２相分の相電流情報が得られない状態が２キャリア周期連続して発生するような状態になったときのみ２相電流検出可能駆動手段１２ｂでＰＷＭ信号を生成する場合について説明する。まず、ＳＴＥＰ１で三相変調方式（図８）に基づいて演算し、対象となるＰＷＭ信号のＯＮパルス幅を求める。ここで対象となるＰＷＭ信号のＯＮパルス幅とは各相の上アームのＰＷＭ信号のＯＮパルス幅のことであり、ＯＮ幅が最も大きいＯＮパルス幅をｔｏｎ＿ｍａｘ、ＯＮ幅が中間のＯＮパルス幅をｔｏｎ＿ｍｉｄ、ＯＮ幅が最も小さいＯＮパルス幅をｔｏｎ＿ｍｉｎとした場合、ノードに対してそれぞれ対象となるＰＷＭ信号は図１２のようになる。例えば、ノード１（図９）においては、ｔｏｎ＿ｍａｘの対象となるＰＷＭ信号は「ＵＰ」となり、ｔｏｎ＿ｍｉｄの対象となるＰＷＭ信号は「ＶＰ」となり、ｔｏｎ＿ｍｉｎの対象となるＰＷＭ信号は「ＷＰ」となる。

ＳＴＥＰ２で、ｔｏｎ＿ｍａｘとｔｏｎ＿ｍｉｄとの差の１／２が後述する直流電流→相電流変換必要時間（以下、Ｔｎｅｅｄと呼ぶ）以上かどうかを判定する。ＳＴＥＰ２の条件を満たす場合、ＳＴＥＰ３で、ｔｏｎ＿ｍｉｄとｔｏｎ＿ｍｉｎとの差の１／２がＴｎｅｅｄ以上かどうかを判定する。ＳＴＥＰ３の条件を満たす場合、ノーマル変調駆動手段（三相変調方式）でＰＷＭ信号を出力（ＳＴＥＰ４）し、電流検出不可カウンタをクリア（ＳＴＥＰ５）し、電流検出可否情報を「電流検出可」（ＳＴＥＰ６）とする。ただし、電流検出不可カウンタの初期値は「０」とする。

一方、ＳＴＥＰ３の条件を満たさない場合、「電流検出不可パターン１」と判定（ＳＴＥＰ７）し、電流検出不可カウンタをインクリメントする（ＳＴＥＰ１１）。ＳＴＥＰ２の条件を満たさない場合は、ｔｏｎ＿ｍｉｄとｔｏｎ＿ｍｉｎとの差の１／２がＴｎｅｅｄ以上かどうかを判定する（ＳＴＥＰ８）。ＳＴＥＰ８の条件を満たす場合、「電流検出不可パターン２」と判定（ＳＴＥＰ９）し、ＳＴＥＰ８の条件を満たさない場合、「電流検出不可パターン３」と判定（ＳＴＥＰ１０）し、電流検出不可カウンタをインクリメントする（ＳＴＥＰ１１）。

ＳＴＥＰ１２で、電流検出不可カウンタが２以上かどうかを判定する。ＳＴＥＰ１２の条件を満たす場合、２相電流検出可能駆動手段１２ｂでＰＷＭ信号を出力（ＳＴＥＰ１３）し、電流検出カウンタをクリア（ＳＴＥＰ１４）し、電流検出可否情報を「電流検出可」（ＳＴＥＰ１５）とする。ＳＴＥＰ１２の条件を満たさない場合、ノーマル変調駆動手段（三相変調方式）でＰＷＭ信号を出力（ＳＴＥＰ１６）し、電流検出可否情報を「電流検出不可」（ＳＴＥＰ１７）とする。２相電流検出可能駆動手段１２ｂの動作については後で詳細に説明する。

ここで、直流電流→相電流変換必要時間（Ｔｎｅｅｄ）について図１３を用いて説明する。図１３は、ノード１のとき、電圧ベクトル状態がＶ０→Ｖ１になるタイミングおよび電圧ベクトル状態がＶ１→Ｖ２になるタイミングで直流電流情報から相電流情報を得る場合のタイミングチャートである。図１３において、（ａ）は直流電流情報から相電流情報を得るための検出タイミング、（ｂ）は上アームのＰＷＭ信号（ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ）、（ｃ）は直流電流検出回路５より検出される直流電流情報ｉｄｃである。Ｔｎｅｅｄは、直流電流情報から相電流情報に変換するために必要な時間であり、ＰＷＭ信号の変化（例えば、ＵＰがＯＦＦ→ＯＮに変化）に対して実際にスイッチング素子が変化（例えば、ＳＷ１がＯＦＦ→ＯＮに変化）するまでのスイッチング遅延時間と、直流電流検出回路５の検出遅れ時間と、直流電流に生じるリンギング時間と、Ａ／Ｄ変換回路８のＡ／Ｄ変換時間とを考慮して設定する。ＰＷＭ信号の変化からＴｎｅｅｄ未満の場合は、直流電流から相電流情報を得られないものとする。図１３では、ＰＷＭ信号ＵＰがＯＦＦ→ＯＮになるタイミングからＰＷＭ信号ＶＰがＯＦＦ→ＯＮになるタイミングまでの時間がＴｎｅｅｄの場合を示している。

図１４は、ＰＷＭ信号生成手段１２の動作を時系列的に示した一例である。図１４において、（ａ）はキャリア、（ｂ）は電流検出可否であり、１キャリア周期中に直流電流から２相分の相電流情報が検出できる場合は「○」、できない場合は「×」としている。（ｃ）は駆動方式であり、駆動方式選択手段１２ｄが「ノーマル変調駆動手段」と「２相電流検出可能駆動手段」のどちらを選択しているかを示している。１キャリア周期中に２相分の相電流情報が得られない状態が２キャリア周期連続して発生するような状態になったときのみ２相電流検出駆動手段でＰＷＭ信号を生成する場合、１キャリア周期中に２相分の相電流情報が得られない状態が２キャリア周期連続して発生することがなくなる。

次に、２相電流検出可能駆動手段１２ｂの動作について図１５、図１６を用いて説明する。図１５は、「電流検出不可パターン１」と判定された場合のノーマル変調駆動手段（三相変調方式）によるＰＷＭ信号を生成したときのノード１でのタイミングチャートであり、図１６は、「電流検出不可パターン１」と判定された場合の２相電流検出可能駆動手段によるＰＷＭ信号を生成したときのノード１でのタイミングチャートである。図１５、１６において、（ａ）はキャリアと各相タイマ値、（ｂ）はＰＷＭ信号、（ｃ）は直流電流検出回路５より検出される直流電流情報ｉｄｃ、（ｄ）は電圧ベクトル状態、（ｅ）は相電流検出可否である。ここで、相電流検出可否は、電圧ベクトル状態がＴｎｅｅｄ以上続く場合は検出可（図中の「○」）、Ｔｎｅｅｄ未満の場合は検出不可（図中の「×」）としている。ただし、ゼロベクトル（Ｖ０、Ｖ７）の場合はＴｎｅｅｄに関係なく常時検出不可（図中の「×」）である。

図１５においては、電圧ベクトル状態がＶ１のときはＴｎｅｅｄ以上あり相電流検出可能であるが、Ｖ２のときはＴｎｅｅｄ未満であり相電流検出不可である。図１６では、２相電流検出可能駆動手段１２ｂは、ＰＷＭ信号ＶＰ（ｔｏｎ＿ｍｉｄの対象となるＰＷＭ信号）を基準に電圧ベクトル状態Ｖ２がＴｎｅｅｄを確保できるようにＰＷＭ信号ＷＰ（ｔｏｎ＿ｍｉｎの対象となるＰＷＭ信号）を右側にシフトした形になるようにタイマ値Ｔｗを操作している。したがって、電圧ベクトル状態がＶ１、Ｖ２のときに相電流情報を得ることが可能になる。ここで、図１６においては、ＰＷＭ信号ＷＰの位置を右側にシフトしたことにより、図１５（ノーマル変調駆動方式）では発生しないＶ６の電圧ベクトル状態が生じている。さらに駆動信号ＷＰを右側にシフトした場合はＶ５の電圧ベクトル状態（電圧ベクトルＶ２と１８０度異なる電圧ベクトル）が発生する。ノーマル変調駆動方式では発生しない電圧ベクトル状態が生じたことにより、回生電流が流れる場合があり相電流が歪む要因となる。したがって、シフトする量は必要最小限にすることが望ましい。

ノード１において、「電流検出不可パターン２」と判定された場合は、ＰＷＭ信号ＶＰ（ｔｏｎ＿ｍｉｄの対象となるＰＷＭ信号）を基準に電圧ベクトル状態Ｖ１がＴｎｅｅｄ確保できるようにＰＷＭ信号ＵＰ（ｔｏｎ＿ｍａｘの対象となるＰＷＭ信号）を左側にシフトした形になるようにタイマ値Ｔuを操作することで、電圧ベクトル状態がＶ１、Ｖ２のときに相電流情報を得ることが可能になる。

ノード１において、「電流検出不可パターン３」と判定された場合は、ＰＷＭ信号ＶＰ（ｔｏｎ＿ｍｉｄの対象となるＰＷＭ信号）を基準に電圧ベクトル状態Ｖ１がＴｎｅｅｄ確保できるようにＰＷＭ信号ＵＰ（ｔｏｎ＿ｍａｘの対象となるＰＷＭ信号）を左側にシフトした形になるようにタイマ値Ｔuを操作し、またＰＷＭ信号ＶＰ（ｔｏｎ＿ｍｉｄの対象となるＰＷＭ信号）を基準に電圧ベクトル状態Ｖ２がＴｎｅｅｄ確保できるようにＰＷＭ信号ＷＰ（ｔｏｎ＿ｍｉｎの対象となるＰＷＭ信号）を右側にシフトした形になるようにタイマ値Ｔｗを操作することで、電圧ベクトル状態がＶ１、Ｖ２のときに相電流情報を得ることが可能になる。

他のノードの場合も同様の考えで１キャリア周期中に直流電流から２相分の相電流情報を検出することができる。ここでは、１キャリア周期中の前半にて２相分の相電流情報を検出する方法について説明しているが、１キャリア周期中の後半にて２相分の相電流情報を検出することも可能であるし、１キャリア周期中の前半に１相分の相電流を検出し、１キャリア中の後半にもう１相分の相電流情報を検出することも可能である。また、ｔｏｎ＿ｍｉｄの対象となるＰＷＭ信号を基準に生成する方法について説明しているが、ｔｏｎ＿ｍａｘ、ｔｏｎ＿ｍｉｎの対象となるＰＷＭ信号を基準に生成することも可能である。

次に、検出タイミング生成手段１３の動作について図１３を用いて説明する。Ａ／Ｄ検出回路８の１つ目のトリガタイミングＴｒｇ１は、ＰＷＭ信号ＶＰ（ｔｏｎ＿ｍｉｄの対象となるＰＷＭ信号）のＯＦＦ→ＯＮタイミングを基準にＡ／Ｄ変換処理時間分進んだタイミングに生成する。このタイミングで検出された直流電流情報がＩｄｃ１となる。２つ目のトリガタイミングＴｒｇ２は、ＰＷＭ信号ＶＰ（ｔｏｎ＿ｍｉｄの対象となるＰＷＭ信号）のＯＦＦ→ＯＮタイミングを基準に、インバータ主回路２のスイッチング素子の遅延時間と、直流電流検出回路５の検出遅れ時間と、直流電流のリンギング時間分遅れたタイミングに生成する。このタイミングで検出された直流電流情報がＩｄｃ２となる。他のノードの場合も同様の考えで１キャリア周期中に２つのＡ／Ｄトリガタイミングを生成することができる。

次に、電圧ベクトル情報保持手段１４の動作について説明する。図１７はノードと電圧ベクトル情報（Ｖａ、Ｖｂ）の対応表である。ＶａはＡ／Ｄ変換回路８の１つ目のトリガタイミングＴｒｇ１のときの電圧ベクトル情報であり、Ｖｂは２つ目のトリガタイミングＴｒｇ２のときの電圧ベクトル情報である。電圧ベクトル情報保持手段１４はこの電圧ベクトル情報（Ｖａ、Ｖｂ）を保持する。

ここで、電流検出可否情報が「電流検出可」の場合は、直流電流／相電流変換手段１０にて、Ａ／Ｄ変換回路８によりトリガタイミング（Ｔｒｇ１、Ｔｒｇ２）でＡ／Ｄ変換された直流電流情報Ｉｄｃ１、Ｉｄｃ２を、電圧ベクトル情報保持手段１４により保持されたトリガタイミング時の電圧ベクトル情報（Ｖａ、Ｖｂ）に基いて相電流情報に変換する。残りの相電流情報は、検出できた相電流情報から、「Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０」の関係より求める。例えば、ノード１の場合、Ｖａ＝Ｖ１であり、Ｉｕ＝Ｉｄｃ１となる。また、Ｖｂ＝Ｖ２であり、Ｉｗ＝−Ｉｄｃ２となる。残りの相電流情報はＩｖであり、Ｉｖ＝−（Ｉｕ＋Ｉｗ）として求められる。ここで、残りの相電流情報は検出できた相電流情報から推定して求めているため、可能な限りＡ／Ｄ検出回路８の２つのトリガタイミングの間隔を短くすることが望ましい。

一方、電流検出可否情報が「電流検出不可」の場合は、電圧指令値／位相指令値演算手段１１内の３相／２相座標変換手段１１ｄは直流電流／相電流変換手段１０にて出力される相電流情報（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）を使用しないで、前回「電流検出可」のときのｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑを出力するものとする。こうすることで、電流検出可否情報が「電流検出不可」の場合でも、電圧指令値／位相指令値演算手段１１は電圧指令値Ｖ＊および位相指令値θ＊を算出でき、ＰＷＭ信号生成手段１２によりインバータ主回路２を制御するためのＰＷＭ信号を生成し、三相モータ３を回転させることができる。

上述において、インバータ主回路２のスイッチング素子が上下アーム短絡するのを防止するための、上下短絡防止時間についての記述を省略しているが、通常は上下短絡防止時間として３μｓ前後の時間を設定する必要がある。その場合、上下短絡防止時間も考慮して電流検出の可否判定をすること及び上下短絡防止時間も考慮してＡ／Ｄ検出回路８の検出タイミングを生成する必要があることは言うまでもない。

また、本実施の形態ではノーマル変調駆動手段１２ａとして図８に基づく三相変調方式を使用した場合の動作について説明したが、他の三相変調方式や二相変調方式（例えば、非特許文献１参照）に基づきＰＷＭ信号を生成してもよい。

また、本実施の形態では、１キャリア周期中に２相分の相電流情報が得られない状態が２キャリア周期連続して発生するような状態になったときのみ２相電流検出可能駆動手段でＰＷＭ信号を生成する場合について説明したが、前記判定条件は２キャリア周期に限定するものではない。また、１キャリア周期中に２相分の相電流情報が得られない状態が数キャリア連続して発生した場合に次のキャリア周期のときのみ２相電流検出可能駆動手段でＰＷＭ信号を生成するようにしてもよい。

また、電流検出判定手段はＰＷＭ信号のパルス幅に基いて判定する場合について説明したが、タイマ値（Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗ）を用いて判定することも可能であることは言うまでもない。

また、電流検出可否情報が「電流検出不可」の場合、電圧指令値／位相指令値演算手段１１は前回「電流検出可」のときのｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑに基づいて電圧指令値Ｖ＊、位相指令値θ＊を演算するようにしているが、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑに対してそれぞれ一次遅れフィルタ処理（例えば、フィルタ時定数５ｍｓ）を行ったｄ軸電流フィルタ値、ｑ軸電流フィルタ値に基づいて電圧指令値Ｖ＊、位相指令値θ＊を演算するようにしてもよい。

以上のように、直流電力を供給する直流電源と、複数のスイッチング素子から構成され、前記直流電源に接続されたインバータ主回路と、前記インバータ主回路から出力される３相交流電流により駆動される３相モータと、前記直流電源の直流電流を検出する直流電流検出回路と、前記直流電源の直流電圧を検出する直流電圧検出回路と、前記直流電流と前記直流電圧と外部から与えられる周波数指令に基づいて前記複数のスイッチング素子をオン・オフ制御するためのＰＷＭ信号を生成するＰＭＷ信号生成手段とを備えたインバータ制御装置において、前記ＰＭＷ信号生成手段は、三相変調方式もしくは二相変調方式でＰＷＭ信号を生成するノーマル変調駆動手段と、1キャリア周期中に前記直流電流から２相分の相電流情報を検出できるようにＰＷＭ信号を生成する２相電流検出可能駆動手段と、1キャリア周期毎に前記直流電流から２相分の相電流情報が得られるかどうかを判定する電流検出判定手段と、前記ノーマル変調駆動手段と前記２相電流検出可能駆動手段のどちらかの駆動方式を選択する駆動方式選択手段を備え、基本的に前記ノーマル変調駆動手段でＰＷＭ信号を生成することを選択し、1キャリア周期中に前記直流電流から２相分の相電流情報が連続して数キャリア周期得られないと判定された場合のみ、前記２相電流検出可能駆動手段でＰＷＭ信号を生成することを選択するようにしたので、騒音の発生を抑えつつ、安定して電動機を制御することができる。また、エアコン・冷蔵庫などで使用した場合でも、騒音の発生による運転範囲の制約を受けることのないインバータ制御装置を得ることができる。

実施の形態２．
本実施の形態２を示すインバータ制御装置の構成についてまず説明する。図１８は、この発明の実施の形態２を示すインバータ制御装置のブロック図である。実施の形態２において、実施の形態１と同等部分には同一符号を付して説明を省略する。以下変更している構成について説明する。

図１８において、１１'は電圧指令値／位相指令値演算手段であり、直流電流／相電流変換手段１０により変換した三相分の相電流情報（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）と、Ａ／Ｄ変換回路９により変換された直流電圧情報Ｖｄｃと、外部から入力される周波数指令ｆ＊と、ＰＷＭ信号生成手段１２'より出力される電流検出可否情報とから、電圧指令値Ｖ＊と位相指令値θ＊と推定周波数ｆｒ０を演算する。ＰＷＭ信号生成手段１２'は、ノーマル変調駆動手段１２ａ、２相電流検出可能駆動手段１２ｂ、電流検出判定手段１２ｃ、駆動信号選択手段１２ｄ'から構成される。ＰＷＭ信号生成手段１２'は、電圧指令値／位相指令値演算手段１１'により演算された電圧指令値Ｖ＊、位相指令値θ＊、推定周波数ｆｒ０より、インバータ主回路２のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６を駆動するためのＰＷＭ信号を生成する。

電圧指令値／位相指令値演算手段１１'の構成について、図１９を用いて説明する。図１９において、１１ｈはゲイン演算器であり、回転角速度演算手段１１ｅにより求められた推定角速度ωｒ０に「１／（２π）」を乗算することで推定周波数ｆｒ０を求めている。

次に、動作について説明する。図２０は、ＰＷＭ信号生成手段１２'のフローチャートである。図において、ＰＷＭ信号生成手段１２と同等処理部分は同一符号を付して説明は省略する。ＳＴＥＰ１８では、電圧指令値／位相指令値演算手段１１'から出力される推定周波数ｆｒ０に基づき、電流検出不可カウンタの比較判定値である切換え判定回数(CNT_CH)を求めている。例えば、図２１のように推定周波数が低い場合は切換え判定回数が高くなるようなテーブルを予め保持しておくことにより、推定周波数ｆｒ０に対する切換え判定回数を求める。ＳＴＥＰ１２'は、電流検出不可カウンタがＳＴＥＰ１８で求めた切換え判定回数(CNT_CH)以上かどうかを判定している。他の処理内容については、ＰＷＭ信号生成手段１２と同じである。

以上のように、周波数が低い場合は切換え判定回数が高くなるように設定することで、変調度が低い場合でも周波数に応じて必要な電流情報を確保できつつ、ノーマル変調駆動手段によるＰＷＭ信号を生成する状態が増えるので、より騒音の発生を抑えた制御を実現することができる。

上述において、切換え判定回数(CNT_CH)は推定周波数に基づいて求めるようにしたが、推定周波数と電圧指令値Ｖ＊とから求めるようにしてもよい。また、同様な効果を得られるパラメータに基づいて切換え判定回数(CNT_CH)を求めても構わない。

実施の形態３．
本実施の形態３を示すインバータ制御装置の構成についてまず説明する。図２２は、この発明の実施の形態３を示すインバータ制御装置のブロック図である。実施の形態３において、実施の形態１と同等部分には同一符号を付して説明を省略する。以下変更している構成について説明する。

図２２において、１５はリミッタ手段であり、電圧指令値／位相指令値演算手段１１により演算される電圧指令値Ｖ＊をリミッタしてＰＷＭ信号生成手段１２''に出力している。ＰＷＭ信号生成手段１２''は、ノーマル変調駆動手段１２ａ、２相電流検出可能駆動手段１２ｂ'、電流検出判定手段１２ｃ、駆動信号判定手段１２ｄから構成され、リミッタ手段よりリミッタされた電圧指令値Ｖ＊と、電圧指令値／位相指令値演算手段１１により演算された位相指令値θ＊より、インバータ主回路２のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６を駆動するためのＰＷＭ信号を生成する。また、後述する検出タイミング生成手段１３'および電圧ベクトル情報保持手段１４'に、ノーマル変調駆動手段と２相電流検出可能駆動手段のどちらを選択したかを示す駆動方式選択情報を出力する。

検出タイミング生成手段１３'は、最終的にインバータ主回路２に供給されるＰＷＭ信号と駆動方式選択情報および位相指令値θ＊より、Ａ／Ｄ変換回路８のＡ／Ｄ変換トリガタイミングを１キャリア周期中に２つ（Ｔｒｇ１、Ｔｒｇ２）生成する。この２つのトリガタイミングにより、直流電流検出回路５により検出された値ｉｄｃから１キャリア周期中に２つの直流電流情報（Ｉｄｃ１、Ｉｄｃ２）が得られる。電圧ベクトル情報保持手段１４'は、位相指令値θ＊と駆動方式選択情報より、検出タイミング生成手段１３'にて生成されるトリガタイミング（Ｔｒｇ１、Ｔｒｇ２）時の電圧ベクトル情報（Ｖａ、Ｖｂ）を保持する。

次に、動作について説明する。リミッタ手段１５は、２相電流検出可能駆動手段１２ｂ'にてＰＷＭ信号を生成した場合、電圧指令値V＊に近い位相にある３つの大きさのある基本電圧ベクトルと、２つのゼロベクトル（Ｖ０、Ｖ７）の組合せの範囲でＰＷＭ信号を生成できるように電圧指令値Ｖ＊をリミッタする。例えば、リミッタ手段１５における電圧指令値Ｖ＊の上限値Ｖ＊（ＭＡＸ）、下限値Ｖ＊（ＭＩＮ）は数式（２）の値とする。

ＰＷＭ信号生成手段１２''の動作を図２３のフローチャートを用いて説明する。図において、ＰＷＭ信号生成手段１２と同等処理部分には同一符号を付して説明を省略する。
ＳＴＥＰ２'、ＳＴＥＰ３'は、条件を満たさない場合、ＳＴＥＰ１１の処理に移行する以外は、それぞれＳＴＥＰ２、ＳＴＥＰ３の処理と同じである。ＳＴＥＰ１２"は、条件を満たす場合、ＳＴＥＰ１９に移行する以外はＳＴＥＰ１２の処理と同じである。ＳＴＥＰ１９は、位相指令値θ＊により分岐する処理で、０°≦θ＊＜３０°、９０°≦θ＊＜１５０°、２１０°≦θ＊＜２７０°、３３０°≦θ＊＜３６０°のいずれかの条件を満たす場合はＳＴＥＰ２０に移行し、条件を満たさない場合はＳＴＥＰ２２に移行する。
ＳＴＥＰ２０は各相タイマ値（Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗ）に「Ｔｎｅｅｄ／４」を加算する処理である。この処理により、後述する２相電流検出可能駆動手段（シフト方式Ａ）でＰＷＭ信号を生成したとき、１キャリア周期中に発生する２つのゼロベクトル（Ｖ０、Ｖ７）の比を１：１にすることができる。ＳＴＥＰ２１は、ＳＴＥＰ２０で演算した各相タイマ値に基づき後述する２相電流検出可能駆動手段（シフト方式Ａ）によりＰＷＭ信号を出力する。
ＳＴＥＰ２２は各相タイマ値（Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗ）から「Ｔｎｅｅｄ／４」を減算する処理である。この処理により、後述する２相電流検出可能駆動手段（シフト方式Ｂ）でＰＷＭ信号を生成したとき、１キャリア周期中に発生する２つのゼロベクトル（Ｖ０、Ｖ７）の比を１：１にすることができる。ＳＴＥＰ２３は、ＳＴＥＰ２２で演算した各相タイマ値に基づき後述する２相電流検出可能駆動手段（シフト方式Ｂ）によりＰＷＭ信号を出力する。
ここで、２相電流検出可能駆動手段１２ｂ'は、電圧指令値V＊に近い位相にある３つの大きさのある基本電圧ベクトルと、２つのゼロベクトル（Ｖ０、Ｖ７）の組合せの範囲でＰＷＭ信号を生成するようにしている。図２４に、位相指令値θ＊と選択可能な基本電圧ベクトルとの関係を示す。また、２相電流検出可能駆動手段１２ｂ'でＰＷＭ信号を生成した場合、前記３つの大きさのある基本電圧ベクトルの状態の中で、１２０度位相差のある２つの基本電圧ベクトルの状態のとき、相電流情報を得られるようにＰＷＭ信号を生成している。このとき、前記３つの大きさのある基本電圧ベクトルの中で、電圧指令値Ｖ＊から最も離れた基本電圧ベクトルの状態が直流電流から相電流変換に必要最低限な時間（＝Ｔｎｅｅｄ）となるようにＰＷＭ信号を生成している。

次に、２相電流検出可能駆動手段１２ｂ'の動作について、図２５、図２６を用いて説明する。図２５は、２相電流検出可能駆動手段１２ｂ'によるＰＷＭ信号を生成した場合の位相指令値θ＊が０°≦θ＊＜３０°のときのタイミングチャートの一例である。また、図２６は、２相電流検出可能駆動手段１２ｂ'によるＰＷＭ信号を生成した場合の位相指令値θ＊が３０°≦θ＊＜６０°のときのタイミングチャートの一例である。図２５および図２６において、（ａ）はキャリアと各相タイマ値、（ｂ）はＰＷＭ信号、（ｃ）は直流電流検出回路５より検出される直流電流情報ｉｄｃ、（ｄ）は電圧ベクトル状態、（ｅ）は相電流検出可否である。ここで、相電流検出可否は、電圧ベクトル状態がＴｎｅｅｄ以上続く場合は検出可（図中の「○」）、Ｔｎｅｅｄ未満の場合は検出不可（図中の「×」）としている。ただし、ゼロベクトル（Ｖ０、Ｖ７）の場合はＴｎｅｅｄに関係なく検出不可（図中の「×」）である。

図２５では、ＰＷＭ信号ＵＰ（ｔｏｎ＿ｍａｘの対象となるＰＷＭ信号）のＯＦＦ→ＯＮになるタイミングを基準に、ＰＷＭ信号ＶＰ（ｔｏｎ＿ｍｉｄの対象となるＰＷＭ信号）のＯＦＦ→ＯＮタイミングが後述する時間ｔｘだけ遅れた形で出力されるようにタイマ値Ｔｖを操作している。また、ＰＷＭ信号ＵＰ（ｔｏｎ＿ｍａｘの対象となるＰＷＭ信号）のＯＮ→ＯＦＦになるタイミングを基準に、ＰＷＭ信号ＷＰ（ｔｏｎ＿ｍｉｎの対象となるＰＷＭ信号）のＯＮ→ＯＦＦタイミングが後述する時間ｔｘだけ進んだ形に出力されるようにタイマ値Ｔｗを操作している。このようにすることで、電圧ベクトル状態がＶ２、Ｖ６のときに相電流情報を得ることが可能になる。このとき発生する３つの大きさのある基本電圧ベクトル（Ｖ６、Ｖ１、Ｖ２）の中で、電圧指令値Ｖ＊から位相が最も離れた基本電圧ベクトルＶ６の状態が直流電流から相電流変換に必要最低限な時間（＝Ｔｎｅｅｄ）となるようにしている。このＰＷＭ信号生成方法を「シフト方式Ａ」と呼ぶことにする。ここで、シフト量ｔｘは数式（３）により求める。このようにして、ＰＷＭ信号を生成することにより、前記電圧指令値に最も近い位相にある基本電圧ベクトルを１キャリア周期の前半と後半で同じ時間出力するようにＰＷＭ信号を生成することになる。

図２６では、ＰＷＭ信号ＷＰ（ｔｏｎ＿ｍｉｎの対象となるＰＷＭ信号）のＯＦＦ→ＯＮになるタイミングを基準に、ＰＷＭ信号ＶＰ（ｔｏｎ＿ｍｉｄの対象となるＰＷＭ信号）のＯＦＦ→ＯＮタイミングが後述する時間ｔｙだけ進んだ形に出力されるようにタイマ値Ｔｖを操作している。また、ＰＷＭ信号ＷＰ（ｔｏｎ＿ｍｉｎの対象となるＰＷＭ信号）のＯＮ→ＯＦＦになるタイミングを基準に、ＰＷＭ信号ＵＰ（ｔｏｎ＿ｍａｘの対象となるＰＷＭ信号）のＯＮ→ＯＦＦタイミングが後述する時間ｔｙだけ遅れた形に出力されるようにタイマ値Ｔｕを操作している。このようにすることで、電圧ベクトル状態がＶ１、Ｖ３のときに相電流情報を得ることが可能になる。このとき発生する３つの大きさのある基本電圧ベクトル（Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３）の中で、電圧指令値Ｖ＊から位相が最も離れた基本電圧ベクトルＶ３の状態が直流電流から相電流変換に必要最低限な時間（＝Ｔｎｅｅｄ）となるようにしている。このＰＷＭ信号生成方法を「シフト方式Ｂ」と呼ぶことにする。ここで、シフト量ｔｙは数式（４）により求める。このようにして、ＰＷＭ信号を生成することにより、前記電圧指令値に最も近い位相にある基本電圧ベクトルを１キャリア周期の前半と後半で同じ時間出力するようにＰＷＭ信号を生成することになる。

図２７は、２相電流検出可能駆動手段１２ｂ'によるＰＷＭ信号を生成するときの位相指令値θ＊とシフト方式との関係をまとめたものである。

次に、検出タイミング生成手段１３'の動作について説明する。ＰＷＭ信号生成手段１２''がノーマル変調駆動手段１２ａにてＰＷＭ信号を生成する場合（駆動方式選択情報が「ノーマル変調駆動手段選択」の場合）の検出タイミング生成手段１３'の動作は実施の形態１のときと同様であるので、説明は省略する。ここでは、ＰＷＭ信号生成手段１２''が２相電流検出可能駆動手段１２ｂ'にてＰＷＭ信号を生成する場合（駆動方式選択情報が「２相電流検出可能駆動手段選択」の場合）の検出タイミング生成手段１３'の動作について説明する。

位相指令値θ＊が０°≦θ＊＜３０°にある場合は、Ａ／Ｄ検出回路８の１つ目のトリガタイミングＴｒｇ１は、ＰＷＭ信号ＷＰ（ｔｏｎ＿ｍｉｎの対象となるＰＷＭ信号）のＯＦＦ→ＯＮタイミングを基準にＡ／Ｄ変換処理時間分進んだタイミングに生成する。このタイミングで検出された直流電流情報がＩｄｃ１となる。２つ目のトリガタイミングＴｒｇ２は、ＰＷＭ信号ＷＰ（ｔｏｎ＿ｍｉｎの対象となるＰＷＭ信号）のＯＮ→ＯＦＦタイミングを基準にＡ／Ｄ変換処理時間分進んだタイミングに生成する。このタイミングで検出された直流電流情報がＩｄｃ２となる。

位相指令値θ＊が３０°≦θ＊＜６０°にある場合は、Ａ／Ｄ検出回路８の１つ目のトリガタイミングＴｒｇ１は、ＰＷＭ信号ＶＰ（ｔｏｎ＿ｍｉｄの対象となるＰＷＭ信号）のＯＦＦ→ＯＮタイミングを基準にＡ／Ｄ変換処理時間分進んだタイミングに生成する。このタイミングで検出された直流電流情報がＩｄｃ１となる。２つ目のトリガタイミングＴｒｇ２は、ＰＷＭ信号ＶＰ（ｔｏｎ＿ｍｉｄの対象となるＰＷＭ信号）のＯＮ→ＯＦＦタイミングを基準にＡ／Ｄ変換処理時間分進んだタイミングに生成する。このタイミングで検出された直流電流情報がＩｄｃ２となる。

他の位相指令値θ＊の場合も同様な考え方で、Ａ／Ｄトリガタイミングを生成することができる。図２８に、駆動方式選択情報が「２相電流検出可能駆動手段選択」の場合のときの位相指令値θ＊と検出タイミング生成手段１３'（電流トリガタイミング）の基準となるＰＷＭ信号との関係を示す。

次に、電圧ベクトル情報保持手段１４'の動作について説明する。ＰＷＭ信号生成手段１２''がノーマル変調駆動手段１２ａにてＰＷＭ信号を生成する場合（駆動方式選択情報が「ノーマル変調駆動手段選択」の場合）の電圧ベクトル情報保持手段１４'の動作は実施の形態１のときと同様であるので、説明は省略する。ここでは、ＰＷＭ信号生成手段１２''が２相電流検出可能駆動手段１２ｂ'にてＰＷＭ信号を生成する場合（駆動方式選択情報が「２相電流検出可能駆動手段選択」の場合）の電圧ベクトル情報保持手段１４'の動作について説明する。

図２９は駆動方式選択情報が「２相電流検出可能駆動手段選択」の場合のときの位相指令値Ｖ＊と電圧ベクトル情報（Ｖａ、Ｖｂ）の対応表である。ＶａはＡ／Ｄ変換回路８の１つ目のトリガタイミングＴｒｇ１のときの電圧ベクトル情報であり、Ｖｂは２つ目のトリガタイミングＴｒｇ２のときの電圧ベクトル情報である。電圧ベクトル情報保持手段１４'はこの電圧ベクトル情報（Ｖａ、Ｖｂ）を保持する。このとき、保持する電圧ベクトル情報（Ｖａ、Ｖｂ）は、選択可能な３つの大きさのある基本電圧ベクトルの状態の中で、１２０度位相差のある２つの大きさを持つ基本電圧ベクトルとなる。

以上のように、２相電流検出可能駆動手段は、電圧指令値V＊に近い位相にある３つの大きさのある基本電圧ベクトルと、２つのゼロベクトル（Ｖ０、Ｖ７）の組合せ範囲でＰＷＭ信号を生成するようにしたので、１８０度位相差のある基本電圧ベクトルを用いてＰＷＭ信号を生成することがないので、回生電流の発生を抑制できる。したがって、相電流波形の歪みを抑えることができ、より騒音の発生を抑えた制御を実現することができる。
上述において、電圧指令値に下限リミッタを設けるようにしたが、起動時は過電流保護手段で停止しないように別途起動用下限リミッタを設定することが好ましい。
また、１キャリア中に発生する２つのゼロベクトルの比を１：１になるようにＰＷＭ信号を生成することで、トルクリップルを低減でき、より騒音の発生を抑えた制御を実現することができる。
上述において、電圧指令値が予め設定した電圧基準値より大きい場合は、第１の変調駆動手段であるノーマル変調駆動手段を選択するようにし、電圧指定値の上限値は任意に設定できるようにしてもよい。

また、上記２相電流検出可能駆動手段を使用した場合、力率が１となるように制御することで、２相電流検出可能駆動手段にてＰＷＭ信号を生成しても回生電流が流れないので、より相電流波形歪みを抑えることができ、より騒音の発生を抑えた制御を実現することができる。

実施の形態４．
本実施の形態４を示すインバータ制御装置の構成についてまず説明する。図３０は、この発明の実施の形態４を示すインバータ制御装置のブロック図である。実施の形態４において、実施の形態３と同等部分には同一符号を付して説明を省略する。以下変更している構成について説明する。

図３０において、１１''は電圧指令値／位相指令値演算手段であり、直流電流／相電流変換手段１０により変換された三相分の相電流情報（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）と、Ａ／Ｄ変換回路９により変換された直流電圧情報Ｖｄｃと、外部から入力される周波数指令ｆ＊と、ＰＷＭ信号生成手段１２から出力される電流検出可否情報から、電圧指令値Ｖ＊と位相指令値θ＊と次のキャリア周期時の各相の推定相電流（Ｉｕ'、Ｉｖ'、Ｉｗ'）を演算する。

ここで、電圧指令値／位相指令値演算手段１１''の構成について図３１を用いて説明する。図において、相電流推定手段１１ｉは、回転角速度演算手段１１ｅが出力する制御座標軸回転角速度ωｃと、積分器１１ｆが出力する制御座標軸位相角θｃと、３相／２相座標変換手段１１ｄが出力するｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑとにより、次のキャリア周期時の各相の推定相電流（Ｉｕ'、Ｉｖ'、Ｉｗ'）を数式（５）に基づき演算する。

ただし、

１２'''はＰＷＭ信号生成手段であり、リミッタ手段１５によりリミッタされた電圧指令値Ｖ＊と、電圧指令値／位相指令値演算手段１１''により演算された位相指令値θ＊および次のキャリア周期時の各相の推定相電流（Ｉｕ'、Ｉｖ'、Ｉｗ'）より、インバータ主回路２のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ６を駆動するためのＰＷＭ信号を生成する。

次に、動作について説明する。図３２は、ＰＷＭ信号生成手段１２'''の動作を示すフローチャートである。ＰＷＭ信号生成手段１２''に対して、ＳＴＥＰ２４とＳＴＥＰ２５の処理が追加されている以外は、他は同じである。ＳＴＥＰ２４は、電流検出不可カウンタの値を比較判定値である"２"にする処理である。ＳＴＥＰ２５は、位相指令値θ＊と電圧指令値／位相指令値演算手段１１''により演算される次のキャリア周期時の推定相電流（Ｉｕ'、Ｉｖ'、Ｉｗ'）により、ノーマル変調駆動手段１２ａを選択するか２相電流検出可能駆動手段１２ｂ'を選択するか判定している。

図３３は、位相指令値θ＊とＳＴＥＰ２５の判定処理との対応表を示す。例えば、位相指令値θ＊が０°≦θ＊＜３０°にある場合、ＳＴＥＰ２５の判定処理は推定Ｖ相電流Ｉｖ'に基づき行われ、Ｉｖ'≦０のときは「２相電流検出駆動手段」が選択されＳＴＥＰ１９に進み、Ｉｖ'＞０のときは「ノーマル変調駆動手段」が選択されＳＴＥＰ１６に進む。他の位相指令値θ＊の場合も同様に判定を行う。この処理を行うことで、２相電流検出可能駆動手段１２ｂ'でＰＷＭ信号を生成したことにより、回生電流が発生することを防ぐことができる。

以上のように、次のキャリア周期時の推定相電流を求め、その推定相電流値により２相電流検出可能駆動手段によるＰＷＭ信号の生成を制限したので、２相電流検出可能駆動手段でＰＷＭ信号を生成したことによる回生電流の発生を抑制できるため、相電流の波形歪みを抑えることができ、より騒音の発生を抑えた制御を実現することができる。

上述において、前記２相電流検出可能駆動手段は、実施の形態１の方式でノーマル変調駆動方式にてＰＷＭ信号を生成した場合に生じる基本電圧ベクトルと同じ基本電圧ベクトル範囲内でＰＷＭ信号を生成できる場合については、実施の形態１の方式を用いても構わない。

実施の形態５．
本実施の形態５を示すインバータ制御装置について以下に説明する。図３４は、この発明の実施の形態５を示すインバータ制御装置のブロック図である。実施の形態５において、実施の形態３と同等部分には同一符号を付して説明を省略する。以下変更している構成について説明する。

図３４において、リアクタ１７は商用電源１６のピーク電流を抑制し力率を改善するためのものであり、ダイオードブリッジ１８は商用電源１６を直流に整流するためのものであり、４個のダイオードＤ７~Ｄ１０から構成されている。スイッチ１９は全波整流／倍電圧整流を切換えるためのであり、コンデンサ２０、２１は倍電圧整流用のコンデンサであり、コンデンサ２２は平滑用のコンデンサである。また、電圧指令値／位相指令値演算手段１１'''は、直流電流／相電流変換手段１０により変換した三相分の相電流情報（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）と、Ａ／Ｄ変換回路９により変換された直流電圧情報Ｖｄｃと、外部から入力される周波数指令ｆ＊と、ＰＷＭ信号生成手段１２から出力される電流検出可否情報とから、電圧指令値Ｖ＊と位相指令値θ＊と全波整流／倍電圧整流を切換えるスイッチ１９を制御するための信号を出力する。

電圧指令値／位相指令値演算手段１１'''の構成について、図３５を用いて説明する。図３５において、１１ｊはスイッチ切換え信号生成手段であり、電圧指令値演算手段１１ｃにより求められる電圧指令値Ｖ＊に基づいてスイッチ１９のＯＮ／ＯＦＦを切換えるための信号を出力する。スイッチ切換え信号生成手段１１ｊから出力される信号（以下、スイッチ切換え信号と呼ぶ）がＯＦＦのとき、スイッチ１９がＯＦＦとなり全波整流となる。また、スイッチ切換え信号がＯＮのとき、スイッチ１９がＯＮとなり倍電圧整流となる。

次に、動作について説明する。図３６は、スイッチ切換え信号生成手段１１ｊのフローチャートである。図において、ＳＴＥＰ２６で電圧指令値Ｖ＊がＡ未満（例えば、Ａ＝０．２）かどうか判定する。Ｖ＊＜Ａの場合、スイッチ１９＝ＯＦＦとなるスイッチ切換え信号を出力する（ＳＴＥＰ２７）。Ｖ＊≧Ａの場合、電圧指令値Ｖ＊がＢ（例えば、Ｂ＝０．６）を超えているかどうか判定する（ＳＴＥＰ２８）。Ｖ＊＞Ｂの場合、スイッチ１９＝ＯＮとなるスイッチ切換え信号を出力する（ＳＴＥＰ２９）。Ａ≦ｆ≦Ｂの場合、スイッチ１９の状態は変更しない（ＳＴＥＰ３０）。ここで、Ｂ＞Ａであり、適切なヒステリシスを設けることで、スイッチ１９が頻繁に切換るのを防ぐことができ、スイッチ１９によるノイズの発生などを防ぐことができる。

以上のように、電圧指令値Ｖ＊が低い場合は全波整流とすることで、数式（１）より電圧指令値Ｖ＊は高い状態を維持できるので、ノーマル変調駆動手段でＰＷＭ信号を生成できる領域が増え、相電流波形歪みを抑えることができ、より騒音の発生を抑えた制御を実現することができる。

上述においては、直流電圧を全波整流と倍電圧整流の２通りしか可変できないが、もっと細かに直流電圧を可変できる手段を用いてもいい。また、直流電圧を切換える条件は電圧指令値Ｖ＊でなくても、同様な効果を得られるパラメータ（例えば、実施の形態２で求めた推定周波数ｆｒ０）を切換え条件としても構わない。

本発明の実施の形態１を示すインバータ制御装置のブロック図である。 本発明の実施の形態１における直流電流検出回路の一例である。 本発明の実施の形態１における直流電圧検出回路の一例である。 本発明の実施の形態１における電圧指令値／位相指令値演算手段の構成を示すブロック図の一例である。 本発明の実施の形態１における電圧指令値Ｖ＊および位相指令値θ＊の関係を示すベクトル図である。 本発明の実施の形態１における基本電圧ベクトルとスイッチング素子状態との対応表である。 本発明の実施の形態１におけるノーマル変調駆動手段の場合のＶ＊＝０．５のときの電気角１周期分のタイミングチャートである。 本発明の実施の形態１におけるノーマル変調駆動手段のノードと各相タイマ値演算方法との対応表である。 本発明の実施の形態１におけるノーマル変調駆動手段の場合のノード１のときのキャリア１周期分のタイミングチャートの一例である。 本発明の実施の形態１における電圧ベクトル状態と直流電流情報から得られる相電流情報との対応表である。 本発明の実施の形態１におけるＰＷＭ信号生成手段のフローチャートである。 本発明の実施の形態１におけるノードと対象となるＰＷＭ信号との対応表である。 本発明の実施の形態１におけるノード＝１のときの検出タイミング生成手段のタイミングチャートの一例である。 本発明の実施の形態１におけるＰＷＭ信号生成手段の動作を時系列に示した一例である。 本発明の実施の形態１における「電流検出不可パターン１」でのノーマル変調駆動手段の場合のノード１のときのキャリア１周期分のタイミングチャートの一例である。 本発明の実施の形態１における「電流検出不可パターン１」での２相電流検出可能駆動手段の場合のノード１のときのキャリア１周期分のタイミングチャートの一例である。 本発明の実施の形態１における電圧ベクトル情報保持手段のノードと電圧ベクトル情報との対応表である。 本発明の実施の形態２を示すインバータ制御装置のブロック図である。 本発明の実施の形態２における電圧指令値／位相指令値演算手段の構成を示すブロック図の一例である。 本発明の実施の形態２におけるＰＷＭ信号生成手段のフローチャートである。 本発明の実施の形態２における推定周波数と切換え判定回数との関係を示す図である。 本発明の実施の形態３を示すインバータ制御装置のブロック図である。 本発明の実施の形態３におけるＰＷＭ生成手段のフローチャートである。 本発明の実施の形態３における２相電流検出可能駆動手段での位相指令値と選択可能な基本電圧ベクトルとの対応表である。 本発明の実施の形態３における２相電流検出可能駆動手段での０°≦θ＊＜３０°のときのキャリア１周期分のタイミングチャートの一例である。 本発明の実施の形態３における２相電流検出可能駆動手段での３０°≦θ＊＜６０°のときのキャリア１周期分のタイミングチャートの一例である。 本発明の実施の形態３における２相電流検出可能駆動手段での位相指令値とシフト方式との対応表である。 本発明の実施の形態３における２相電流検出可能駆動手段での位相指令値と電流トリガタイミングの基準となるＰＷＭ信号との対応表である。 本発明の実施の形態３における電圧ベクトル情報保持手段の位相指令値と電圧ベクトル情報との対応表である。 本発明の実施の形態４を示すインバータ制御装置のブロック図である。 本発明の実施の形態４における電圧指令値／位相指令値演算手段の構成を示すブロック図の一例である。 本発明の実施の形態４におけるＰＷＭ信号生成手段のフローチャートである。 本発明の実施の形態４における位相指令値とＳＴＥＰ２５での判定処理との対応表である。 本発明の実施の形態５を示すインバータ制御装置のブロック図である。 本発明の実施の形態５における電圧指令値／位相指令値演算手段の構成を示すブロック図の一例である。 本発明の実施の形態５におけるスイッチ切換え信号生成手段のフローチャートである。

符号の説明

１ 直流電源、２ インバータ主回路、３ 三相モータ、３ａ ステータ、３ｂ 永久磁石ロータ、４ 抵抗、５ 直流電流検出回路、５ａ オペアンプ、５ｂ、５ｃ 抵抗、６ａ、６ｂ 分圧抵抗、６ｃ コンデンサ、７ インバータ制御部、８ Ａ／Ｄ変換回路、９ Ａ／Ｄ変換回路、１０ 直流電流／相電流変換手段、１１、１１'、１１''、１１''' 電圧指令値／位相指令値演算手段、１１ａ ゲイン演算器、１１ｂ ｄｑ軸電圧指令演算手段、１１ｄ ３相／２相座標変換手段、１１ｅ 回転角速度演算手段、１１ｆ 積分器、１１ｉ 相電流推定手段、１２、１２'、１２''、１２''' ＰＷＭ信号生成手段、１２ａ ノーマル変調駆動手段、１２ｂ ２相電流検出可能駆動手段、１２ｃ 電流検出判定手段、１２ｄ 駆動方式選択手段、１３、１３' 検出タイミング生成手段、１４、１４' 電圧ベクトル情報保持手段、１５ リミッタ手段、１６ 商用電源、１７ リアクタ、１８ ダイオードブリッジ、１９ スイッチ、２０、２１ 倍電圧整流用のコンデンサ、２２ 平滑用のコンデンサ。

Claims (18)

1. 直流電源の直流電力を交流電力に変換して電動機などの負荷を駆動するインバータ主回路を制御し、このときに、電流検出器によって検出された前記直流電源の直流電流と、電圧検出器によって検出された前記直流電源の直流電圧に基づいて、前記インバータ主回路を構成する複数のスイッチング素子をオン・オフ制御するためのＰＷＭ信号を発生するＰＷＭ信号発生手段を備えたインバータ制御装置において、
   前記ＰＷＭ信号発生手段は、三相変調方式もしくは二相変調方式でＰＷＭ信号を生成する第１の変調駆動手段と、
   １キャリア周期中に前記直流電流から２相分の相電流情報を検出可能なＰＷＭ信号に生成する第２の変調駆動手段と、
   １キャリア周期毎に前記第１の変調駆動手段の出力に基づいて前記直流電流から２相分の相電流情報が得られるかどうかを判定する電流検出判定手段と、
   この電流検出判定手段の出力を基に複数キャリア連続して前記２相分の相電流情報が得られるか否かを判定し、前記２相分の相電流情報が得られないと判定した場合のみ前記第２の変調駆動手段に前記ＰＷＭ信号を生成させ、それ以外の場合は、前記第１の変調駆動手段に前記ＰＷＭ信号を生成させる駆動方式選択手段と、を備えたことを特徴とするインバータ制御装置。
2. 前記駆動方式選択手段が判定に用いる複数キャリアの連続数を２回とすることを特徴とする請求項１記載のインバータ制御装置。
3. 外部からの周波数指令と、前記電流検出器によって検出された直流電流と、前記電圧検出器によって検出された直流電圧に基づいて、前記負荷装置の周波数を推定する周波数推定手段を備え、
   前記駆動方式選択手段は、前記周波数推定手段が推定した周波数に応じて判定に用いる複数キャリアの連続数を変えることを特徴とする請求項１に記載のインバータ制御装置。
4. 前記駆動方式選択手段は、前記周波数推定手段が推定した周波数が低いほど判定に用いる複数キャリアの連続数を多くすることを特徴とする請求項３記載のインバータ制御装置。
5. 前記第１の変調駆動手段を三相変調とし、前記第１の変調駆動手段および前記第２の変調駆動手段により生成されるＰＷＭ信号において、１キャリア周期中に発生する２つのゼロベクトルの比を１：１になるようにＰＷＭ信号を生成することを特徴とする請求項１記載のインバータ制御装置。
6. 外部からの周波数指令値と、前記電流検出器によって検出された直流電流と、前記電圧検出器によって検出された直流電圧に基づいて、電圧指令値と位相指令値を作成する指令作成手段を備え、
   前記第２の変調駆動手段は前記第１の変調駆動手段により生成されるＰＷＭ信号の少なくとも１つをシフトすることにより生成するものであり、前記電圧指令値に最も近い位相にある大きさのある基本電圧ベクトルを１キャリア周期の前半と後半で同じ時間出力するようにＰＷＭ信号を生成することを特徴とする請求項１または請求項５に記載のインバータ制御装置。
7. 前記第２の変調駆動手段は、各相毎にキャリアの振幅以下の範囲で設定可能な電圧となるタイマ値を用いて前記ＰＷＭ信号のシフトを行うことを特徴とする請求項６記載のインバータ制御装置。
8. 外部からの周波数指令と、前記電流検出器によって検出された直流電流と、前記電圧検出器によって検出された直流電圧に基づいて、電圧指令値と位相指令値を作成する指令作成手段と、
   この指令作成手段が作成した電圧指令値に上下限値を与えるリミッタ手段と、を備え、
   このリミッタ手段は，前記第２の変調駆動手段が前記電圧指令値に近い位相にある３つの大きさのある基本電圧ベクトルと２つのゼロベクトルの組合せの範囲でＰＷＭ信号を生成するように前記電圧指令値に上下限値を与えることを特徴とする請求項１〜７のいずれかに記載のインバータ制御装置。
9. 前記第２の変調駆動手段は１キャリア周期中に前記直流電流から２相分の相電流情報を得る状態が１２０度位相差のある２つの大きさのある基本電圧ベクトルの状態となるようにＰＷＭ信号を生成することを特徴とする請求項８記載のインバータ制御装置。
10. 外部からの周波数指令と、前記電流検出器によって検出された直流電流と、前記電圧検出器によって検出された直流電圧に基づいて、次のキャリア周期の各相の相電流を推定する相電流推定手段を備え、
    前記ＰＷＭ手段は、前記リミッタによって上下限を制限された電圧指令値と位相指令値と前記相電流推定手段によって推定された次のキャリア周期の相電流とに基づいてＰＷＭ信号を生成することを特徴とする請求項１〜９のいずれかに記載のインバータ制御装置。
11. 外部からの周波数指令値と、前記電流検出器によって検出された直流電流と、前記電圧検出器によって検出された直流電圧に基づいて、電圧指令値と位相指令値を作成する指令作成手段を備え、
    前記電圧指令値が予め設定した基準電圧値より大きい場合は、前記駆動方式選択手段は第１の変調駆動手段を選択することを特徴とする請求項１〜１０のいずれかに記載のインバータ制御装置。
12. 前記ＰＷＭ信号発生手段は、前記直流電流を各相の相電流に変換する直流電流／相電流変換手段と、前記変換された各相の相電流をd軸電流、q軸電流に変換する３相／２相座標変換手段とを備え、
    １キャリア中に２相分の相電流情報が得られないＰＷＭ信号で駆動するときは、前回２相分の相電流情報が得られたときに演算したd軸電流、q軸電流に基づいてＰＷＭ信号を生成することを特徴とする請求項１〜１１のいずれかに記載のインバータ制御装置。
13. 前記電流検出手段判定手段は、１キャリア周期毎に３相のＰＷＭ信号のパルス幅の大きい順に隣合うＰＷＭ信号のパルス幅の差を算出し、さらに前記パルス幅と前記時間差のうち対象となる時間を予め設定した基準値と比較し、前記基準値よりも小さいものが有る場合には、前記直流電流から２相分の相電流情報が得られないと判定することを特徴とする請求項１〜１２のいずれかに記載のインバータ制御装置。
14. 前記ＰＷＭ信号発生手段は、前記電流検出器が検出した直流電流をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換手段を備え、
    前記基準値は、前記スイッチング素子のスイッチング時間遅れ，前記電流検出器の検出遅れ時間，リンギング時間および前記Ａ／Ｄ変換手段のＡ／Ｄ変換時間を含むことを特徴とする請求項１３記載のインバータ制御装置。
15. 前記電流検出判定手段は、前記判定において、前記ＰＷＭ信号に代えて、各相毎にキャリアの振幅以下の範囲で設定可能な電圧となるタイマ値を用いることを特徴とする請求項１３または請求項１４に記載のインバータ制御装置。
16. 外部からの周波数指令値と、前記電流検出器によって検出された直流電流と、前記電圧検出器によって検出された直流電圧に基づいて、電圧指令値と位相指令値を作成する指令作成手段と、
    前記直流電源の直流電圧を可変できる手段と，を備え，
    前記電圧指令値により前記直流電圧を可変することを特徴とする請求項１〜１５のいずれかに記載のインバータ制御装置。
17. 請求項１〜１６のいずれかに記載のインバータ制御装置と、このインバータ制御装置によって制御されるインバータ主回路と、このインバータ主回路によって駆動される電動機などの負荷装置と、を備えたことを特徴とする冷凍空調装置。
18. 前記インバータ主回路はＩＰＭ（Intelligent Power Module）で構成されたことを特徴とする請求項１７記載の冷凍空調装置。

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