JP2013172573A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電流リプルを低減できるモータ制御装置を提供する。
【解決手段】モータ制御装置１００は、３相モータ１０２の電機子鎖交磁束の絶対値及びモータトルクがそれぞれ磁束指令及びトルク指令に追従するように、インバータを用いたＰＷＭ制御によって３相モータ１０２に電圧ベクトルを印加する。モータ制御装置１００は、電圧ベクトルの方向を定める出力電圧ベクトルを選択するスイッチングテーブル１１１と、トルク偏差の絶対値が小さいほど小さく、トルク偏差の絶対値が大きいほど大きいデューティ変数であって、電圧ベクトルの絶対値に対応するデューティ変数を特定するデューティ演算部１１２と、出力電圧ベクトル及びデューティ変数から、インバータが電圧ベクトルを生成するときに使用されるデューティベクトルを生成するデューティ生成部１１３と、を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、モータ制御装置に関する。

従来から、ブラシレスＤＣモータ、誘導モータ等の３相モータの駆動方法として、直接トルク制御（ＤＴＣ）が知られている。一般的な直接トルク制御では、まず、インバータに接続された３相モータの相電流及び相電圧を特定する。次に、相電流及び相電圧から３相モータのトルク及び２相交流座標（例えばα−β座標）上の電機子鎖交磁束を求める。次に、求められたトルク及び電機子鎖交磁束、トルク指令及び磁束指令（これらは、例えば、速度制御部で求められる）、並びにメモリ等に予め格納されているスイッチングテーブルに基づいて、インバータから３相モータに印加される電圧ベクトルを決定する。次に、決定された電圧ベクトルが３相モータに印加されるように、インバータのスイッチングを制御する。

直接トルク制御の駆動アルゴリズムは非常にシンプルである。そのため、コントローラ内部における演算量は非常に少ない。また、エンコーダ、レゾルバ等の位置センサを省略できる。

特許文献１には、直接トルク制御を採用したモータ制御装置の一例が記載されている。

特許第３４８５８４４号明細書

特許文献１のモータ制御装置によると、インバータが出力する電圧ベクトルは、８種類（実質的には７種類）の固定ベクトル（固定された方向及び長さを有するベクトル）から選択される。選択された電圧ベクトルは、電圧ベクトルのサンプリング周期（選択された電圧ベクトルが維持される周期）の全期間にわたって印加される。その結果、インバータと３相モータとの間に過大な電位差が生じることある。この場合は、３相モータの相電流に、スイッチングに伴う大きな電流リプルが重畳される。電流リプルは、３相モータの損失を増大させ、モータ効率の低下及びそれに伴う発熱の問題を招く。さらに、電流リプルは、トルクリプルを直接的に発生させる。トルクリプルは、３相モータを振動させたり、モータ効率を低下させたりする。

上記問題に鑑み、本発明は、制御アルゴリズムがシンプルであり演算量が少ないという先行技術の利点を損なうことなく、電圧ベクトルの長さが固定されていることに起因する電流リプルを低減できる、モータ制御装置を提供することを目的とする。

本発明は、３相モータの電機子鎖交磁束の絶対値及びモータトルクがそれぞれ磁束指令及びトルク指令に追従するように、インバータを用いたＰＷＭ制御によって前記３相モータに電圧ベクトルを印加するモータ制御装置であって、
前記３相モータにおける３相交流座標上の相電流から、２相交流座標上の軸電流を特定する３相２相座標変換部と、
前記２相交流座標上の前記軸電流及び軸電圧から、前記電機子鎖交磁束及び前記モータトルクを求める磁束トルク演算部と、
前記磁束指令と前記電機子鎖交磁束の絶対値との偏差である磁束偏差及び前記トルク指令と前記モータトルクとの偏差であるトルク偏差を区分することによって偏差区分情報を生成するテーブル選択部と、
前記電機子鎖交磁束の位相及び前記偏差区分情報に応じて、前記電圧ベクトルの方向を定める出力電圧ベクトルを選択するスイッチングテーブルと、
前記トルク偏差の絶対値が小さいほど小さく、前記トルク偏差の絶対値が大きいほど大きいデューティ変数Ｄ_nであって、前記電圧ベクトルの絶対値に対応するデューティ変数Ｄ_nを特定するデューティ演算部と、
前記出力電圧ベクトル及び前記デューティ変数Ｄ_nから、前記インバータが前記電圧ベクトルを生成するときに使用されるデューティベクトルを生成するデューティ生成部と、
を備えた、モータ制御装置を提供する。

本発明によれば、電圧ベクトルの長さが適切に調整される。従って、インバータと３相モータとの間に過大な電圧差が発生し難い。すなわち、本発明によれば、電流リプルを低減できる。

実施形態のモータ制御装置の構成図 駆動部の構成図 α−β座標上の電機子鎖交磁束の位相の各領域を説明するための図 スイッチングコンパレータＡのヒステリシス特性を説明するための図 スイッチングコンパレータＢのヒステリシス特性を説明するための図 スイッチングテーブルにより選択され得る出力電圧ベクトルを説明するための図 実施形態におけるデューティ演算部を説明するための図 実施形態におけるデューティ生成部の構成図 実施形態における修正電圧ベクトルを説明するための図 実施形態におけるデューティ生成部で使用する搬送波及び基準波ベクトルと、３相モータに印加される電圧との関係を示す関係図 従来の直接トルク制御を採用した場合の、シミュレーションによる３相モータの３相電流の波形を示すシミュレーション図 実施形態における制御系を採用した場合の、シミュレーションによる３相モータの３相電流の波形を示すシミュレーション図 変形例１のモータ制御装置の構成図 変形例１におけるデューティ演算部の構成図 変形例２のモータ制御装置の構成図 変形例２におけるデューティ生成部で使用する搬送波及び基準波ベクトルと、３相モータに印加される電圧との関係を示す関係図 変形例２の別例におけるデューティ生成部で使用する搬送波及び基準波ベクトルと、３相モータに印加される電圧との関係を示す関係図

本発明者は、選択された電圧ベクトルの方向は固定されていても、長さを可変にすれば、電流リプルを低減し得ることに着眼した。本発明は、このような着眼点からなされたものである。以下、本発明の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。

（実施形態）
図１に示すように、モータ制御装置１００は、駆動部１０４及び３相モータ１０２に接続される。モータ制御装置１００は、第１電流センサ１０５ａ、第２電流センサ１０５ｂ、３相２相座標変換部１０６、電圧演算部１０７、磁束／トルク演算部１０８、位相演算部１０９、トルク偏差演算部１４１、磁束偏差演算部１４２、テーブル選択部１１０、スイッチングテーブル１１１、デューティ演算部１１２及びデューティ生成部１１３を備えている。デューティ生成部１１３は、駆動部１０４に接続される。

モータ制御装置１００の一部又は全部の要素は、ＤＳＰ（Distal Signal Processor）又はマイクロコンピュータにおいて実行される制御アプリケーションによって提供され得る。ＤＳＰ又はマイクロコンピュータは、コア、メモリ、Ａ／Ｄ変換回路及び通信ポート等の周辺装置を含んでいてもよい。また、モータ制御装置１００の一部又は全部の要素は、論理回路によって構成されていてもよい。

（モータ制御装置１００による制御の概要）
図１を参照しながら、モータ制御装置１００の動作の概要を説明する。まず、第１電流センサ１０５ａによって相電流ｉ_uを検出するとともに、第２電流センサ１０５ｂによって相電流ｉ_wを検出する。次に、３相２相座標変換部１０６によって、相電流ｉ_u，ｉ_wを、固定されたα−β座標上のα軸電流ｉ_α及びβ軸電流ｉ_βに変換する（以下の説明では、α軸電流ｉ_α及びβ軸電流ｉ_βをまとめて軸電流と記載することがある。）。電圧演算部１０７によって、デューティ変数Ｄ_n及び１制御周期前のスイッチング情報Ｓ_u，Ｓ_v，Ｓ_wから、α−β座標上のα軸電圧ｖ_α及びβ軸電圧ｖ_βを求める（以下の説明では、α軸電圧ｖ_α及びβ軸電圧ｖ_βをまとめて軸電圧と記載することがある。）。次に、磁束／トルク演算部１０８によって、α軸電流ｉ_α及びβ軸電流ｉ_β並びにα軸電圧ｖ_α及びβ軸電圧ｖ_βから、電機子鎖交磁束Ψ_sのα−β座標上の成分である電機子鎖交磁束Ψ_α，Ψ_β及び電機子鎖交磁束Ψ_sの絶対値｜Ψ_{s_es}｜、並びにモータトルクＴ_{e_es}を求める。次に、トルク偏差演算部１４１によって、モータトルクＴ_{e_es}と上位コントローラから与えられるトルク指令Ｔ^*との偏差であるトルク偏差ΔＴを求める。磁束偏差演算部１４２によって、電機子鎖交磁束Ψ_sの絶対値｜Ψ_{s_es}｜と上位コントローラから与えられる磁束指令｜Ψ_s｜^*との偏差である磁束偏差ΔΨを求める。次に、テーブル選択部１１０によって、トルク偏差ΔＴ及び磁束偏差ΔΨに基づいて、スイッチングコンパレータ出力ｃＴ及びスイッチングコンパレータ出力ｃΨを生成する。位相演算部１０９によって、電機子鎖交磁束Ψ_α，Ψ_β及び電機子鎖交磁束Ψ_sの絶対値｜Ψ_{s_es}｜から、電機子鎖交磁束Ψ_sの位相が属する領域θ（Ｎ）を特定する。次に、スイッチングテーブル１１１によって、スイッチングコンパレータ出力ｃＴ、スイッチングコンパレータ出力ｃΨ及び領域θ（Ｎ）から、スイッチング情報Ｓ_u，Ｓ_v，Ｓ_wを生成する。デューティ演算部１１２によって、トルク偏差ΔＴから、デューティ変数Ｄ_nを特定する。次に、デューティ生成部１１３によって、スイッチング情報Ｓ_u，Ｓ_v，Ｓ_w及びデューティ変数Ｄ_nから、出力デューティＤ_u，Ｄ_v，Ｄ_wを生成する。出力デューティＤ_u，Ｄ_v，Ｄ_wは駆動部１０４に入力され、駆動部１０４において３相モータ１０２を駆動するための電圧ベクトルｖ_u，ｖ_v，ｖ_wが生成される。電圧ベクトルｖ_u，ｖ_v，ｖ_wは、３相モータ１０２に印加される。このような制御により、３相モータ１０２は、電機子鎖交磁束Ψ_sの絶対値｜Ψ_{s_es}｜及びモータトルクＴ_{e_es}がそれぞれ磁束指令｜Ψ_s｜^*及びトルク指令Ｔ^*に追従するように制御される。

次に、モータ制御装置１００、駆動部１０４及び３相モータ１０２の詳細を以下で説明する。

（駆動部１０４）
図２に示すように、駆動部１０４は、スイッチング素子１１９ａ，１１９ｂ，１１９ｃ，１１９ｄ，１１９ｅ，１１９ｆ及び還流ダイオード１２０ａ，１２０ｂ，１２０ｃ，１２０ｄ，１２０ｅ，１２０ｆが対になった変換回路、ベースドライバ１１６、平滑コンデンサ１１７及び直流電源１１８を含む。直流電源１１８は、ダイオードブリッジ等によって整流された出力を表す。なお、本明細書では、変換回路及び平滑コンデンサ１１７を併せた構成をインバータと記載する。

駆動部１０４は、インバータを用いたＰＷＭ制御によって３相モータ１０２に電圧ベクトルを印加する。具体的には、３相モータ１０２への給電は、スイッチング素子１１９ａ〜１１９ｆを介して、直流電源１１８から行われる。より具体的には、まず、出力デューティＤ_u，Ｄ_v，Ｄ_wがベースドライバ１１６に入力される。次に、出力デューティＤ_u，Ｄ_v，Ｄ_wがスイッチング素子１１９ａ〜１１９ｆを電気的に駆動するためのドライブ信号に変換される。次に、ドライブ信号に従って各スイッチング素子１１９ａ〜１１９ｆが動作する。

本実施形態では、駆動部１０４は、スイッチング素子１１９ａ〜１１９ｆを用いた３相スイッチング回路である。スイッチング素子１１９ａ〜１１９ｆとしては、例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）及びＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）が挙げられる。

（３相モータ１０２）
３相モータ１０２は、モータ制御装置１００の制御対象である。３相モータ１０２には、駆動部１０４によって、電圧ベクトルが印加される。「３相モータ１０２に電圧ベクトルが印加される」とは、３相モータ１０２における３相交流座標上の３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の各々に電圧が印加されることを指す。本実施形態では、３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の各々が、相対的に高電圧を有する高電圧相と、相対的に低電圧を有する低電圧相との２種類から選択されるいずれかとなるように、３相モータ１０２が制御される。

３相モータ１０２は、例えば、永久磁石同期モータである。永久磁石同期モータとしては、ＩＰＭＳＭ（Interior Permanent Magnet Synchronous Motor）及びＳＰＭＳＭ（Surface Permanent Magnet Synchronous Motor）が挙げられる。ＩＰＭＳＭは、ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑとが相違する突極性（一般には、Ｌｑ＞Ｌｄの逆突極性）を有し、マグネットトルクに加えてリラクタンストルクも利用できる。このため、ＩＰＭＳＭの駆動効率は極めて高い。３相モータ１０２としては、誘導モータ、シンクロリラクタンスモータを用いることもできる。

（第１電流センサ１０５ａ、第２電流センサ１０５ｂ）
第１電流センサ１０５ａ、第２電流センサ１０５ｂとしては公知の電流センサを用いることができる。本実施形態では、第１電流センサ１０５ａは、ｕ相を流れる相電流ｉ_uを測定するように設けられ、第２電流センサ１０５ｂは、ｗ相を流れる相電流ｉ_wを測定するように設けられている。ただし、第１電流センサ１０５ａ及び第２電流センサ１０５ｂは、ｕ相及びｗ相の２相以外の組み合わせの２相の電流を測定するように設けられていてもよい。

（３相２相座標変換部１０６）
３相２相座標変換部１０６は、３相モータ１０２における３相交流座標上の相電流ｉ_u，ｉ_wから、２相交流座標上の軸電流ｉ_α，ｉ_βを特定する。本実施形態では、３相２相座標変換部１０６は、（１）、（２）式により、相電流ｉ_u，ｉ_wを、α−β座標上のα軸電流ｉ_α及びβ軸電流ｉ_βに変換して、α軸電流ｉ_α及びβ軸電流ｉ_βを出力する。

（電圧演算部１０７）
電圧演算部１０７は、１制御周期前の出力電圧ベクトル（スイッチング情報Ｓ_u，Ｓ_v，Ｓ_w）及びデューティ変数Ｄ_nから、２相交流座標上の軸電圧ｖ_α，ｖ_βを求める。本実施形態では、電圧演算部１０７は、表１に示すテーブルを有し、このテーブルに基づいてα−β座標上のα軸電圧ｖ_α及びβ軸電圧ｖ_βを求め、α軸電圧ｖ_α及びβ軸電圧ｖ_βを出力する。表１に示すように、本実施形態の電圧演算部１０７におけるα軸電圧ｖ_α及びβ軸電圧ｖ_βを求めるための数式は、１制御周期前の出力電圧ベクトルによって場合分けされている。表１における各数式は、デューティ変数Ｄ_nの乗算を含む。表１におけるＶ_dcは、駆動部１０４における直流電源１１８の直流電圧である。なお、一般的な直接トルク制御では、表１の数式からＤ_nの乗算を省略した数式が用いられることがある。表１の数式にＤ_nの乗算が存在するのは、表１の数式により得られる値と、３相モータ１０２に実際に印加されている電圧の値とを一致させるためである。

（磁束／トルク演算部１０８）
磁束／トルク演算部１０８は、２相交流座標上の軸電流ｉ_α，ｉ_β及び軸電圧ｖ_α，ｖ_βから、電機子鎖交磁束Ψ_s及びモータトルクＴ_{e_es}を求める。本実施形態では、磁束／トルク演算部１０８は、α−β座標上のα軸電流ｉ_α及びβ軸電流ｉ_β並びにα軸電圧ｖ_α及びβ軸電圧ｖ_βから、式（３）、（４）、（５）及び（６）を用いて、電機子鎖交磁束Ψ_sのα軸成分Ψ_α、電機子鎖交磁束Ψ_sのβ軸成分Ψ_β、電機子鎖交磁束Ψ_sの絶対値｜Ψ_{s_es}｜及びモータトルクＴ_{e_es}を演算する。なお、式（３）におけるΨ_α|t=0は、電機子鎖交磁束Ψ_αの初期値である。式（４）におけるΨ_β|t=0は、電機子鎖交磁束Ψ_βの初期値である。式（３）及び（４）におけるＲは、３相モータ１０２の巻線抵抗である。式（６）におけるＰ_nは、３相モータ１０２の極対数である。磁束／トルク演算部１０８は、ＤＳＰ、マイクロコンピュータ等のディジタル制御装置に組み込まれていてもよい。この場合は、式（３）及び（４）における演算のために必要となる積分器は、離散系で構成され得る。具体的には、１制御周期前における電機子鎖交磁束Ψ_α，Ψ_βに、現在の制御周期に由来する値を加減算すればよい。

（位相演算部１０９）
位相演算部１０９は、電機子鎖交磁束Ψ_sの位相を特定する。本実施形態では、位相演算部１０９は、電機子鎖交磁束Ψ_sの位相が、図３に示す領域θ（Ｉ）からθ（VI）までのいずれの領域に属するのかを特定する。位相演算部１０９は、具体的には、α−β座標での電機子鎖交磁束Ψ_α，Ψ_β並びに電機子鎖交磁束Ψ_sの絶対値｜Ψ_{s_es}｜により求められる｜Ψ_{s_es}／２｜及び−｜Ψ_{s_es}／２｜から、表２の判定条件に基づいて、電機子鎖交磁束Ψ_sの位相が属する領域θ（Ｎ）を特定する。

（トルク偏差演算部１４１）
トルク偏差演算部１４１は、入力されたトルク指令Ｔ_e ^*と、モータトルクＴ_{e_es}との偏差（Ｔ_e ^*−Ｔ_{e_es}）であるトルク偏差ΔＴを求める。トルク偏差演算部１４１としては、公知の演算子を用いればよい。なお、本実施形態では、トルク指令Ｔ^*は、上位コントローラにより出力される。

（磁束偏差演算部１４２）
磁束偏差演算部１４２は、入力された磁束指令｜Ψ_s｜^*と、電機子鎖交磁束の絶対値｜Ψ_{s_es}｜との偏差（｜Ψ_s｜^*−｜Ψ_{s_es}｜）である磁束偏差ΔΨを求める。磁束偏差演算部１４２としては、公知の演算子を用いればよい。なお、本実施形態では、磁束指令｜Ψ_s｜^*は、上位コントローラにより出力される。

（テーブル選択部１１０）
テーブル選択部１１０には、磁束偏差ΔΨ及びトルク偏差ΔＴが入力される。テーブル選択部１１０は、磁束偏差ΔΨ及びトルク偏差ΔＴを区分することによって偏差区分情報を生成する。本実施形態では、テーブル選択部１１０は、トルク偏差ΔＴを区分してスイッチングコンパレータ出力ｃＴを出力するスイッチングコンパレータＡと、磁束偏差ΔΨを区分してスイッチングコンパレータ出力ｃΨを出力するスイッチングコンパレータＢとを有する。本実施形態では、偏差区分情報は、スイッチングコンパレータ出力ｃＴ及びスイッチングコンパレータ出力ｃΨを含む。

スイッチングコンパレータＡは、図４Ａに示すようなヒステリシス特性を有し、入力されたトルク偏差ΔＴに基づいて、−１、０、１の３値のいずれかのスイッチングコンパレータ出力ｃＴを出力する。具体的には、トルク偏差ΔＴが０のときは、スイッチングコンパレータ出力ｃＴは０である。トルク偏差ΔＴが０から増大するときであってトルク偏差ΔＴがδＴ未満のときは、スイッチングコンパレータ出力ｃＴは０である。トルク偏差ΔＴがδＴ以上のときは、スイッチングコンパレータ出力ｃＴは１である。トルク偏差ΔＴがδＴから減少するときであってトルク偏差ΔＴが０よりも大きいときは、スイッチングコンパレータ出力ｃＴは１である。トルク偏差ΔＴが０から減少するときであってトルク偏差ΔＴが−δＴよりも大きいときは、スイッチングコンパレータ出力ｃＴは０である。トルク偏差ΔＴが−δＴ以下のときは、スイッチングコンパレータ出力ｃＴは−１である。トルク偏差ΔＴが−δＴから増大するときであってトルク偏差ΔＴが０よりも小さいときは、スイッチングコンパレータ出力ｃＴは−１である。なお、δＴは、予め設定可能なパラメータである。

δＴは、インバータにおけるスイッチングの回数の過剰な増大を防止するためのパラメータである。適切なδＴの値は、使用する３相モータ１０２によって異なる。また、δＴを大きくするにつれて、スイッチングの回数は減少するが、３相モータにおける電流波形が歪み易くなる。従って、δＴの値は、実験によって最適化されることが好ましい。

スイッチングコンパレータＢは、図４Ｂに示すようなヒステリシス特性を有し、入力された磁束偏差ΔΨに基づいて、０、１の２値のいずれかのスイッチングコンパレータ出力ｃΨを出力する。具体的には、磁束偏差ΔΨがδΨ以上のときは、スイッチングコンパレータ出力ｃΨは１である。磁束偏差ΔΨがδΨから減少するときであって磁束偏差ΔΨが−δΨよりも大きいときは、スイッチングコンパレータ出力ｃΨは１である。磁束偏差ΔΨが−δΨ以下のときは、スイッチングコンパレータ出力ｃΨは０である。磁束偏差ΔΨが−δΨから増大するときであって磁束偏差ΔΨがδΨよりも小さいときは、スイッチングコンパレータ出力ｃΨは０である。なお、ΔΨは、予め設定可能なパラメータである。

本実施形態では、δΨは、コントローラにおいて設定される。ΔΨは、δＴと同様に、インバータにおけるスイッチングの回数の過剰な増大を防止するためのパラメータである。ただし、δΨよりもδＴのほうが、インバータにおけるスイッチング回数をより効果的に減少させる傾向がある。従って、δΨの値は、必要最低限の値に設定され得る。

（スイッチングテーブル１１１）
スイッチングテーブル１１１は、電機子鎖交磁束Ψ_sの位相及び偏差区分情報に応じて、３相モータ１０２に印加される電圧ベクトルの方向を定める出力電圧ベクトルを選択する。本実施形態では、スイッチングテーブル１１１は、スイッチングコンパレータ出力ｃＴ、スイッチングコンパレータ出力ｃΨ、及び電機子鎖交磁束Ψ_sの位相が属する領域θ（Ｎ）に基づいて、出力電圧ベクトルを選択する。具体的には、本実施形態のスイッチングテーブル１１１は、表３に示すテーブルに基づいて、出力電圧ベクトルを選択する。本実施形態の出力電圧ベクトルは、図５に示すｖ₀，ｖ₁，ｖ₂，ｖ₃，ｖ₄，ｖ₅，ｖ₆，ｖ₇のいずれかから選択される。ｖ₀及びｖ₇はゼロベクトルであるため、本実施形態の出力電圧ベクトルは７種類である。

実際には、スイッチングテーブル１１１は、スイッチング情報Ｓ_u，Ｓ_v，Ｓ_wを選択し、出力する。スイッチング情報Ｓ_uは電圧ベクトルのＵ相成分に対応する情報であり、スイッチング情報Ｓ_vは電圧ベクトルのＶ相成分に対応する情報であり、スイッチング情報Ｓ_wは電圧ベクトルのＷ相成分に対応する情報である。本実施形態では、スイッチング情報Ｓ_u，Ｓ_v，Ｓ_wの各値は０又は１である。スイッチング情報Ｓ_uが１である場合は、３相モータ１０２のＵ相を高電圧相とする。スイッチング情報Ｓ_uが０である場合は、３相モータ１０２のＵ相を低電圧相とする。スイッチング情報Ｓ_vが１である場合は、３相モータ１０２のＶ相を高電圧相とする。スイッチング情報Ｓ_vが０である場合は、３相モータ１０２のＶ相を低電圧相とする。スイッチング情報Ｓ_wが１である場合は、３相モータ１０２のＷ相を高電圧相とする。スイッチング情報Ｓ_wが０である場合は、３相モータ１０２のＷ相を低電圧相とする。すなわち、スイッチング情報Ｓ_u，Ｓ_v，Ｓ_wは、３相モータ１０２の３相交流座標上の３相のうち、いずれの相を高電圧相とし、いずれの相を低電圧相とするかを定める情報である。換言すると、スイッチング情報Ｓ_u，Ｓ_v，Ｓ_wは、電圧ベクトルの方向を定める情報である。すなわち、スイッチング情報Ｓ_u，Ｓ_v，Ｓ_wは、出力電圧ベクトルを表す情報である。出力電圧ベクトルとスイッチング情報との対応関係を表４に示す。

（デューティ演算部１１２）
デューティ演算部１１２は、トルク偏差ΔＴの絶対値が小さいほど小さく、トルク偏差ΔＴの絶対値が大きいほど大きいデューティ変数Ｄ_nを特定する。デューティ変数Ｄ_nは、３相モータ１０２に印加される電圧ベクトルの絶対値に対応する。本実施形態では、デューティ変数Ｄ_nは、トルク偏差ΔＴの絶対値が小さいほど０に近く、トルク偏差ΔＴの絶対値が大きいほど１に近い。具体的には、本実施形態のデューティ変数Ｄ_nは、３相モータ１０２に印加される電圧ベクトルの絶対値に比例する。なお、デューティ演算部１１２は、一般的な直接トルク制御を行うためのモータ制御装置には存在しない要素である。

デューティ演算部１１２は、閾値によって複数の範囲に区切られた閾値範囲とトルク偏差ΔＴの絶対値とを比較して、トルク偏差ΔＴの絶対値が属する範囲に対応し、当該範囲毎に準備されたデューティ変数Ｄ_nを特定する。これにより、トルク偏差ΔＴの絶対値が閾値よりも大きいときには、相対的に大きいデューティ変数Ｄ_nを出力し、トルク偏差ΔＴの絶対値が閾値よりも小さいときには、相対的に小さいデューティ変数Ｄ_nを出力する。本実施形態では、トルク偏差ΔＴの絶対値は２つの閾値によって３段階に区分され、出力可能なデューティ変数Ｄ_nは３種類である。ただし、出力可能なデューティ変数Ｄ_nは、２種類又は４種類以上であってもよい。

デューティ演算部１１２の詳細を、図６を参照しながら説明する。トルク偏差ΔＴの絶対値が０以上閾値ΔＴ₁未満の場合は、Ｄ_nはＤ₁となる。トルク偏差ΔＴの絶対値が閾値ΔＴ₁以上閾値ΔＴ₂未満の場合は、Ｄ_nはＤ₂となる。トルク偏差ΔＴの絶対値が閾値ΔＴ₂以上の場合は、Ｄ_nはＤ₃となる。本実施形態では、閾値ΔＴ₁は定格トルクＴ_rの０．１倍の値であり、閾値ΔＴ₂は定格トルクＴ_rの０．４倍の値である。Ｄ₁は０．５（５０％）であり、Ｄ₂は０．７５（７５％）であり、Ｄ₃は１．０（１００％）である。各Ｄ_n（Ｄ₁，Ｄ₂及びＤ₃）は、例えば、予めメモリ等にデータとして与えればよい。

本実施形態では、Ｄ₂が、（閾値ΔＴ₁）／（定格トルクＴ_r）よりも大きく、Ｄ₃が、（閾値ΔＴ₂）／（定格トルクＴ_r）よりも大きい。これにより、所望のトルクを確保するために必要な大きさ以上の大きさを有する電圧ベクトルが３相モータ１０２に印加され、３相モータ１０２のトルクが不足することを防止できる。すなわち、３相モータ１０２のトルクが不足することを防止する観点からは、定格トルクＴ_rと、閾値ΔＴ_nと、トルク偏差ΔＴが増大して当該閾値ΔＴ_nに達したときの、増大後のデューティ変数Ｄ_n+1とが、Ｄ_n+1＞ΔＴ_n／Ｔ_rの関係を満たすことが好ましい。

ところで、３相モータ１０２は、ファン、ブロア等に適用され得る。ファン、ブロア等の回転数は、一定ではないことがある。回転数が上がると、必要なトルクは増大する。これを考慮すると、閾値は、可変であってもよい。具体的には、３相モータ１０２の回転数が高くなるにつれて、閾値として大きな値が設定されてもよい。これにより、３相モータ１０２の回転数が高い場合であっても、３相モータ１０２が必要なトルクを確保できるように、電圧ベクトルの大きさを調整できる。

（デューティ生成部１１３）
デューティ生成部１１３は、出力電圧ベクトル（すなわち、スイッチング情報Ｓ_u，Ｓ_v，Ｓ_w）及びデューティ変数Ｄ_nから、デューティベクトルを生成する。デューティベクトルは、電圧ベクトルを生成するときに駆動部１０４（インバータ）によって使用されるベクトルである。デューティ生成部１１３は、出力電圧ベクトル及びデューティ変数Ｄ_nから、駆動部１０４が電圧ベクトルを生成できるようなデューティベクトルを生成する。本実施形態では、デューティベクトルは、出力デューティＤ_u，Ｄ_v，Ｄ_wである。

図７に示すように、デューティ生成部１１３は、情報操作部１３０ａ，１３０ｂ，１３０ｃ、乗算部１３１ａ，１３１ｂ，１３１ｃ、搬送波発生器（三角波発生器１３２）及びコンパレータ１３３ａ，１３３ｂ，１３３ｃを有する。また、乗算部１３１ａ，１３１ｂ，１３１ｃとコンパレータ１３３ａ，１３３ｂ，１３３ｃとの間には、図示しないＰＷＭタイマが設けられている。

情報操作部１３０ａ，１３０ｂ，１３０ｃは、スイッチング情報Ｓ_u，Ｓ_v，Ｓ_wの各値を操作して、スイッチング情報Ｓ１_u，Ｓ１_v，Ｓ１_wを出力する。本実施形態では、スイッチング情報Ｓ_u，Ｓ_v，Ｓ_wの各値が１の場合はスイッチング情報Ｓ１_u，Ｓ１_v，Ｓ１_wの各値は１であり、スイッチング情報Ｓ_u，Ｓ_v，Ｓ_wの各値が０の場合はスイッチング情報Ｓ１_u，Ｓ１_v，Ｓ１_wの各値は−１である。

乗算部１３１ａ，１３１ｂ，１３１ｃは、スイッチング情報Ｓ１_u，Ｓ１_v，Ｓ１_wの各値にＤ_nを乗じてスイッチング情報Ｓ２_u，Ｓ２_v，Ｓ２_wを出力する。スイッチング情報Ｓ２_u，Ｓ２_v，Ｓ２_wの各値は、−Ｄ_n又はＤ_nとなる。

スイッチング情報Ｓ２_uがＤ_nであることは、３相モータ１０２のＵ相を高電圧相とすることを表す。スイッチング情報Ｓ２_uが−Ｄ_nであることは、３相モータ１０２のＵ相を低電圧相とすることを表す。スイッチング情報Ｓ２_vがＤ_nであることは、３相モータ１０２のＶ相を高電圧相とすることを表す。スイッチング情報Ｓ２_vが−Ｄ_nであることは、３相モータ１０２のＶ相を低電圧相とすることを表す。スイッチング情報Ｓ２_wがＤ_nであることは、３相モータ１０２のＷ相を高電圧相とすることを表す。スイッチング情報Ｓ２_wが−Ｄ_nであることは、３相モータ１０２のＷ相を低電圧相とすることを表す。すなわち、スイッチング情報Ｓ２_u，Ｓ２_v，Ｓ２_wは、３相モータ１０２の３相交流座標上の３相のうち、いずれの相を高電圧相とし、いずれの相を低電圧相とするかを表す情報である。換言すると、スイッチング情報Ｓ２_u，Ｓ２_v，Ｓ２_wは、３相モータ１０２に印加される電圧ベクトルの方向を表す情報である。また、後述のように、デューティ変数Ｄ_nは、高電圧相と低電圧相とにより規定される線間電圧のデューティ比に等しい。従って、スイッチング情報Ｓ２_u，Ｓ２_v，Ｓ２_wは、３相モータ１０２に印加される電圧ベクトルの絶対値を定める情報でもある。すなわち、スイッチング情報Ｓ２_u，Ｓ２_v，Ｓ２_wは、３相モータ１０２に印加される電圧ベクトルの方向及び絶対値を表す情報である。本実施形態では、スイッチングテーブル１１１は、ゼロベクトルである出力電圧ベクトル、又は、６種類の方向から選択される１つの方向を有する出力電圧ベクトルを選択する。デューティ生成部１１３は、出力電圧ベクトルの方向と同一の方向を有しかつデューティ変数Ｄ_nに対応する絶対値を有する電圧ベクトルが３相モータ１０２に印加されるように、デューティベクトルを生成する。

スイッチング情報Ｓ２_u，Ｓ２_v，Ｓ２_wが表す電圧ベクトルの方向及び絶対値は、図８に示す修正電圧ベクトルにより模式的に表すことができる。図８における各矢印の先端が、各修正電圧ベクトルを表す。図８に示すように、修正電圧ベクトルの方向は、出力電圧ベクトルの方向と同じである。本実施形態では、デューティ演算部１１２において特定され得るデューティ変数Ｄ_nがＤ₁，Ｄ₂及びＤ₃の３段階であるため、修正電圧ベクトルの絶対値も３段階となり、電圧ベクトルの絶対値も３段階となる。

搬送波発生器は、振幅がＣである搬送波を発生させる。本実施形態では、搬送波発生器は三角波発生器１３２であり、Ｃは１であり、搬送波は三角波である。

ＰＷＭタイマは、スイッチング情報Ｓ２_u，Ｓ２_v，Ｓ２_wを記憶する。ＰＷＭタイマは、具体的にはレジスタである。また、ＰＷＭタイマは、基準波ベクトルを出力する。基準波ベクトルの各成分は直流波である。各直流波の値は、スイッチング情報Ｓ２_u，Ｓ２_v，Ｓ２_wの各成分の値に等しい。すなわち、基準波ベクトルは、Ｄ_nの値を有する直流波と、−Ｄ_nの値を有する直流波とを含む。Ｄ_nの値を有する直流波は、高電圧相用の直流基準波Ｈである。−Ｄ_nの値を有する直流波は、低電圧相用の直流基準波Ｌである。以上から、ＰＷＭタイマは基準波ベクトルの各成分の値を記憶する要素であると言える。

コンパレータ１３３ａ，１３３ｂ，１３３ｃは、基準波ベクトルと三角波とを比較して出力デューティＤ_u，Ｄ_v，Ｄ_wを出力する。出力デューティＤ_u，Ｄ_v，Ｄ_wは、駆動部１０４のベースドライバ１１６に入力される。

（本実施形態の効果）
上記のように、本実施形態では、スイッチングテーブル１１１は、出力電圧ベクトルを表す情報として、電圧ベクトルの方向が出力電圧ベクトルによって定められた方向に一致するように３相交流座標上の３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の各々を高電圧相又は低電圧相に区別するスイッチング情報Ｓ_u，Ｓ_v，Ｓ_wを選択する。デューティ生成部１１３は、スイッチング情報Ｓ_u，Ｓ_v，Ｓ_w及びデューティ変数Ｄ_nから、高電圧相及び低電圧相により規定される線間電圧のデューティ比がデューティ変数Ｄ_nに一致するように、搬送波と比較されてデューティベクトルを生成する基準波ベクトルを生成する。具体的には、デューティ生成部１１３は、高電圧相用の直流基準波Ｈと、低電圧相用の直流基準波Ｌとを含む基準波ベクトルを生成する。直流基準波Ｌの値は、直流基準波Ｈの値よりも（搬送波の振幅の２倍）×（デューティ変数Ｄ_n）小さい。本実施形態の効果を、図９を参照しながら説明する。

図９は、三角波の振幅Ｃが１であり、スイッチング情報Ｓ_u，Ｓ_v，Ｓ_wが｛１、０、０｝であり（出力電圧ベクトルがｖ₁であり）、デューティ変数Ｄ_nが０．７５（Ｄ₂）である場合に、３相モータ１０２に印加される電圧を示す。図９に示す例では、スイッチング情報Ｓ_u，Ｓ_v，Ｓ_wが｛１、０、０｝であるため、Ｕ相が高電圧相となり、Ｖ相及びＷ相が低電圧相となる。すなわち、Ｕ相とＶ相との間に線間電圧ｖ_uvが、Ｕ相とＷ相との間に線間電圧ｖ_uvがそれぞれ発生する。換言すると、Ｕ相からＶ相に向かって流れる線間電流及びＵ相からＷ相に向かって流れる線間電流が生じる。また、図９に示す例では、スイッチング情報Ｓ２_u，Ｓ２_v，Ｓ２_wが｛０．７５、−０．７５、−０．７５｝となる。従って、スイッチング情報Ｓ２_uに対応する直流波、すなわちＵ相に対応する直流波は、０．７５の値を有する直流波となる。スイッチング情報Ｓ２_v，Ｓ２_wに対応する直流波、すなわちＶ相及びＷ相に対応する直流波は、−０．７５の値を有する直流波となる。この例では、０．７５の値を有する直流波が直流基準波Ｈであり、−０．７５の値を有する直流波が直流基準波Ｌである。直流基準波Ｌの値は、直流基準波Ｈの値よりも、１．５、すなわち（Ｃ×２）×Ｄ_n小さい。

図９は、詳細には、直流基準波Ｈの時間変化、直流基準波Ｌの時間変化、三角波の時間変化、仮想中線点に対するＵ相電圧ｖ_unの時間変化、仮想中線点に対するＶ相電圧ｖ_vnの時間変化、仮想中線点に対するＷ相電圧ｖ_wnの時間変化、Ｕ相とＶ相との間の線間電圧ｖ_uvの時間変化及びＵ相とＷ相との間の線間電圧ｖ_uwの時間変化を表している。図９に示すように、本実施形態では、線間電圧（線間電圧ｖ_uv及び線間電圧ｖ_uw）のデューティ比がデューティ変数Ｄ_nである０．７５に等しい。これにより、デューティ変数Ｄ_nに比例した電圧が３相モータ１０２に印加される。すなわち、出力電圧ベクトルの絶対値が適切に制御されるため（出力電圧ベクトルが可変となるため）、インバータと３相モータ１０２との間に過大な電圧差が発生し難い。従って、電流リプルを低減できる。

また、閾値によって複数の範囲に区切られた閾値範囲とトルク偏差ΔＴの絶対値とを比較して、トルク偏差ΔＴの絶対値が属する範囲に対応したデューティ変数Ｄ_nを特定することには複雑な演算は要さない。これにより、演算量を抑えることができる。従って、モータ制御装置１００は、計算機資源の観点から有利であり、演算周期が短い用途（例えば、回転数が高いモータ）に好適に適用できる。

また、本実施形態では、デューティ生成部１１３は、直流基準波Ｈの値（０．７５）及び直流基準波Ｌの値（−０．７５）の平均値（０）を搬送波（三角波）の直流成分の値（０）に一致させた状態で、搬送波と基準波ベクトルとを比較している。このため、Ｕ相電圧ｖ_unのＯＮ状態とＶ相電圧ｖ_vn及びＷ相電圧ｖ_wnのＯＦＦ状態とでは三角波に基づく位相が１８０度シフトしている。また、Ｕ相電圧ｖ_unのＯＮ時間の幅は、Ｖ相電圧ｖ_vn及びＷ相電圧ｖ_wnのＯＦＦ時間の幅に等しい。従って、線間電圧ｖ_uv及び線間電圧ｖ_uwの波形は、１８０度毎に並んだ均一幅のパルスを有する。すなわち、線間電圧ｖ_uv及び線間電圧ｖ_uwには、三角波に基づく１周期内にゼロ電圧となる期間が必ず存在する。これにより、電流リプルが効果的に低減する。特に、本実施形態では、線間電圧ｖ_uv及び線間電圧ｖ_uwには、三角波に基づく１／２周期内にゼロ電圧となる期間が必ず存在する。これにより、電流リプルがより効果的に低減する。

電流リプルの低減の程度を、図１０Ａ及び図１０Ｂを参照しながら説明する。図１０Ａは、従来の直接トルク制御方式を用いた場合のシミュレーションによる電流波形である。図１０Ｂは、本実施形態における制御方式を用いた場合のシミュレーションによる電流波形である。詳細には、図１０Ｂに示す電流波形は、図９を参照しながら説明した条件でシミュレーションを実施することにより得た波形である。図１０Ａに示す電流波形は、デューティ変数Ｄ_nを１に固定し、情報操作部を省略したこと以外は、図９を参照しながら説明した条件と同一の条件でシミュレーションを実施することにより得た波形である。図１０Ａ及び図１０Ｂから、本実施形態によれば、電流リプルが低減することが分かる。従って、モータ損失の低減及び、トルクリプルの低減も見込まれる。

なお、トルク偏差ΔＴが小さく、出力電圧ベクトルがゼロベクトルである場合（線間電圧を発生させない場合）は、インバータによるＰＷＭ制御のためのスイッチングを停止するために、デューティ生成部１１３は、デューティベクトルの各成分（出力デューティＤ_u，Ｄ_v，Ｄ_w）のデューティ比を０又は１とするように構成されていてもよい。トルク偏差ΔＴの絶対値がδＴよりも小さく、スイッチングコンパレータ出力ｃＴがゼロになる場合（図４Ａに示すヒステリシスループ参照）には、出力電圧ベクトルとしてｖ₀又はｖ₇が選択される（表３参照）。すなわち、ゼロベクトル（合成電圧ベクトルがゼロであるベクトル）が選択される。このような場合に、デューティ演算部１１２により生成されたデューティ変数Ｄ_nを無効にする、すなわち出力デューティＤ_u，Ｄ_v，Ｄ_wのデューティ比を０又は１（０％又は１００％）とすれば、全相のスイッチングを停止できる。これにより、インバータの合計のスイッチング回数を低減できる。従って、駆動部１０４（インバータ）における損失を低減できる。

（変形例１）
以下、本発明の変形例１のモータ制御装置について説明する。なお、変形例１では、実施形態と同様の部分については同一符号を付し、説明を省略する。

図１１に示す変形例１のモータ制御装置２００は、実施形態のモータ制御装置１００のデューティ演算部１１２とは異なるデューティ演算部２１２を有する。図１２に示すように、変形例１におけるデューティ演算部２１２は、トルク偏差ΔＴをゼロに収斂させるデューティ変数Ｄ_nを特定する比例積分補償器（ＰＩ補償器）を有する。この比例積分補償器は、比例ゲインＫｐを有する要素２４０、並びに積分ゲインＫｉを有する要素２４１及び積分器２４２を備えている。

デューティ演算部２１２では比例操作及び積分操作を行うため、デューティ演算部２１２における演算量はデューティ演算部１１２における演算量よりも多いものの、デューティ演算部２１２を用いた場合の電圧ベクトルの制御の精度はデューティ演算部１１２を用いた場合の電圧ベクトルの制御の精度よりも高い。また、デューティ演算部２１２における事前に設定すべきパラメータ（Ｋｐ及びＫｉ）の数は、デューティ演算部１１２における事前に設定すべきパラメータ（ΔＴ₁，ΔＴ₂及びＤ₁，Ｄ₂，Ｄ₃）の数に比べると少ない。そのため、モータ制御装置２００に必要なチューニングは、モータ制御装置１００に必要なチューニングよりも容易である。

なお、積分ゲインＫｉをゼロにして、比例制御を実施してもよい。この場合、デューティ演算部２１２は、トルク偏差ΔＴの絶対値を比例ゲインＫｐに乗ずることによって、デューティ変数Ｄ_nを特定する。積分ゲインＫｉをゼロにすることにより、デューティ演算部２１２の構成をシンプルにできる。また、比例制御を実施する場合は、３相モータ１０２の回転数が高くなるにつれて、比例ゲインＫｐとして大きな値が設定されてもよい。これにより、３相モータ１０２の回転数が高い場合であっても、３相モータ１０２が必要なトルクを確保できるように、電圧ベクトルの大きさを調整できる。

（変形例２）
以下、本発明の変形例２のモータ制御装置について説明する。なお、変形例２では、実施形態と同様の部分については同一符号を付し、説明を省略する。

図１３に示す変形例２のモータ制御装置３００は、実施形態のモータ制御装置１００のデューティ生成部１１３とは異なるデューティ生成部３１３を有する。

変形例２におけるデューティ生成部３１３は、直流基準波Ｌの値を搬送波（三角波）の最小値に一致させた状態で、搬送波と基準波ベクトルとを比較する。具体的には、変形例２では、スイッチング情報Ｓ２_u，Ｓ２_v，Ｓ２_wにおける最小値である−Ｄ_nが三角波の最小値である−Ｃに一致するように、スイッチング情報Ｓ２_u，Ｓ２_v，Ｓ２_wの全成分にＤ_n−Ｃを加算して、スイッチング情報Ｓ３_u，Ｓ３_v，Ｓ３_wを生成する。すなわち、スイッチング情報Ｓ３_u，Ｓ３_v，Ｓ３_wは２Ｄ_n−Ｃ又は−Ｃとなる。次に、ＰＷＭタイマによって、各成分がスイッチング情報Ｓ３_u，Ｓ３_v，Ｓ３_wの値に等しい値を有する直流波である基準波ベクトルを生成する。

変形例２の効果を、図１４を参照しながら説明する。図１４は、三角波の振幅Ｃが１であり、スイッチング情報Ｓ_u，Ｓ_v，Ｓ_wが｛１、０、０｝であり、デューティ変数Ｄ_nが０．７５（Ｄ₂）である場合（すなわち、図９に示す例と同じ場合）に、３相モータ１０２に印加される電圧を示す。この例では、スイッチング情報Ｓ３_u，Ｓ３_v，Ｓ３_wは｛０．５、−１、−１｝である。また、スイッチング情報Ｓ３_uに対応する直流波、すなわちＵ相に対応する直流波は、０．５の値を有する直流波となる。スイッチング情報Ｓ３_v，Ｓ３_wに対応する直流波、すなわちＶ相及びＷ相に対応する直流波は、−１の値を有する直流波となる。この例では、０．５の値を有する直流波が直流基準波Ｈであり、−１の値を有する直流波が直流基準波Ｌである。本実施形態でも、直流基準波Ｌの値は、直流基準波Ｈの値よりも、（Ｃ×２）×Ｄ_n小さい。

図１４に示すように、変形例２においても、線間電圧（線間電圧ｖ_uv及び線間電圧ｖ_uw）のデューティ比がデューティ変数Ｄ_nである０．７５に等しい。すなわち、トルク偏差ΔＴの絶対値に応じて生成されたデューティ変数Ｄ_nに比例した電圧が３相モータ１０２に印加される。従って、変形例２でも、実施形態と同様に、インバータと３相モータ１０２との間に過大な電圧差が発生し難い。

また、変形例２は、計算機資源の観点から有利である。

さらに、変形例２では、低電圧相の相電圧（Ｖ相電圧ｖ_vn及びＷ相電圧ｖ_wn）のデューティ比が０である。すなわち、インバータは、低電圧相用のスイッチングを省略できる。これにより、インバータの合計のスイッチング回数を低減できる。従って、インバータにおける損失（半導体スイッチにおける損失）を低減できる。

また、デューティ生成部３１３は、直流基準波Ｈの値を搬送波（三角波）の最大値に一致させた状態で、搬送波と基準波ベクトルとを比較するように、構成されていてもよい。具体的には、スイッチング情報Ｓ２_u，Ｓ２_v，Ｓ２_wにおける最大値であるＤ_nが搬送波の最大値であるＣに一致するように、スイッチング情報Ｓ２_u，Ｓ２_v，Ｓ２_wの全成分に−Ｄ_n＋Ｃを加算すればよい。これにより、スイッチング情報Ｓ３_u，Ｓ３_v，Ｓ３_wの各成分がＣ又はＣ−２Ｄ_nとなる。また、基準波ベクトルの各直流波の値がＣ又はＣ−２Ｄ_nとなる。図１５に、三角波の振幅Ｃが１であり、スイッチング情報Ｓ_u，Ｓ_v，Ｓ_wが｛１、０、０｝であり、デューティ変数Ｄ_nが０．７５（Ｄ₂）である場合（すなわち、図９及び図１４に示す例と同じ場合）に、３相モータ１０２に印加される電圧を示す。この別例によっても、変形例２と同様の効果を得ることができる。

本発明は、ＳＰＭＳＭ、冷暖房装置及び給湯機等のヒートポンプ式冷凍装置用の同期モータ、並びにスピンドルモータ等の各種モータの制御に適用できる。本発明は、特に、高速駆動が求められるスピンドルモータ等に有用である。

１００，２００，３００ モータ制御装置
１０２ ３相モータ
１０４ 駆動部
１０５ａ 第１電流センサ
１０５ｂ 第２電流センサ
１０６ ３相２相座標変換部
１０７ 電圧演算部
１０８ 磁束／トルク演算部
１０９ 位相演算部
１１０ テーブル選択部
１１１ スイッチングテーブル
１１２、２１２ デューティ演算部
１１３、３１３ デューティ生成部
１１６ ベースドライバ
１１７ 平滑コンデンサ
１１８ 直流電源
１１９ａ〜１１９ｆ スイッチング素子
１２０ａ〜１２０ｆ 還流ダイオード
１３０ａ〜１３０ｃ 情報操作部
１３１ａ〜１３１ｃ 乗算部
１３２ 三角波発生器
１３３ａ〜１３３ｃ コンパレータ
１４１ トルク偏差演算部
１４２ 磁束偏差演算部
２４０，２４１ 要素
２４２ 積分器

Claims (11)

1. ３相モータの電機子鎖交磁束の絶対値及びモータトルクがそれぞれ磁束指令及びトルク指令に追従するように、インバータを用いたＰＷＭ制御によって前記３相モータに電圧ベクトルを印加するモータ制御装置であって、
   前記３相モータにおける３相交流座標上の相電流から、２相交流座標上の軸電流を特定する３相２相座標変換部と、
   前記２相交流座標上の前記軸電流及び軸電圧から、前記電機子鎖交磁束及び前記モータトルクを求める磁束トルク演算部と、
   前記磁束指令と前記電機子鎖交磁束の絶対値との偏差である磁束偏差及び前記トルク指令と前記モータトルクとの偏差であるトルク偏差を区分することによって偏差区分情報を生成するテーブル選択部と、
   前記電機子鎖交磁束の位相及び前記偏差区分情報に応じて、前記電圧ベクトルの方向を定める出力電圧ベクトルを選択するスイッチングテーブルと、
   前記トルク偏差の絶対値が小さいほど小さく、前記トルク偏差の絶対値が大きいほど大きいデューティ変数Ｄ_nであって、前記電圧ベクトルの絶対値に対応するデューティ変数Ｄ_nを特定するデューティ演算部と、
   前記出力電圧ベクトル及び前記デューティ変数Ｄ_nから、前記インバータが前記電圧ベクトルを生成するときに使用されるデューティベクトルを生成するデューティ生成部と、
   を備えた、モータ制御装置。
2. 前記デューティ演算部は、閾値によって複数の範囲に区切られた閾値範囲と前記トルク偏差の絶対値とを比較して、前記トルク偏差の絶対値が属する前記範囲に対応し、前記範囲毎に準備された前記デューティ変数Ｄ_nを特定する請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記デューティ演算部は、前記トルク偏差の絶対値を比例ゲインに乗ずることによって、前記デューティ変数Ｄ_nを特定する請求項１に記載のモータ制御装置。
4. 前記デューティ演算部は、前記トルク偏差をゼロに収斂させる前記デューティ変数Ｄ_nを特定する比例積分補償器を有する請求項１に記載のモータ制御装置。
5. 前記３相モータの回転数が高くなるにつれて、前記閾値として大きな値が設定される請求項２に記載のモータ制御装置。
6. 前記３相モータの回転数が高くなるにつれて、前記比例ゲインとして大きな値が設定される請求項３に記載のモータ制御装置。
7. 前記スイッチングテーブルは、前記出力電圧ベクトルを表す情報として、前記電圧ベクトルの方向が前記出力電圧ベクトルによって定められた方向に一致するように前記３相交流座標上の３相の各々を高電圧相又は低電圧相に区別するスイッチング情報を選択し、
   前記デューティ生成部は、前記スイッチング情報及び前記デューティ変数Ｄ_nから、前記高電圧相及び前記低電圧相により規定される線間電圧のデューティ比が前記デューティ変数Ｄ_nに一致するように、搬送波と比較されて前記デューティベクトルを生成する基準波ベクトルであって、前記高電圧相用の直流基準波Ｈと、前記低電圧相用の直流基準波Ｌとを含む基準波ベクトルを生成し、
   前記直流基準波Ｌの値は、前記直流基準波Ｈの値よりも（前記搬送波の振幅の２倍）×（前記デューティ変数Ｄ_n）小さい請求項１〜６のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
8. 前記デューティ生成部は、前記直流基準波Ｈの値及び前記直流基準波Ｌの値の平均値を前記搬送波の直流成分の値に一致させた状態で、前記搬送波と前記基準波ベクトルとを比較する請求項７に記載のモータ制御装置。
9. 前記デューティ生成部は、（Ｉ）前記直流基準波Ｌの値を前記搬送波の最小値に一致させた状態で、又は、（II）前記直流基準波Ｈの値を前記搬送波の最大値に一致させた状態で、前記搬送波と前記基準波ベクトルとを比較する請求項７に記載のモータ制御装置。
10. 前記出力電圧ベクトルがゼロベクトルである場合は、前記インバータによる前記ＰＷＭ制御のためのスイッチングを停止するために、前記デューティ生成部は、前記デューティベクトルの各成分のデューティ比を０又は１とする請求項１〜９のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
11. 前記スイッチングテーブルは、ゼロベクトルである前記出力電圧ベクトル、又は、６種類の方向から選択される１つの方向を有する前記出力電圧ベクトルを選択し、
    前記デューティ生成部は、前記出力電圧ベクトルの方向と同一の方向を有しかつ前記デューティ変数Ｄ_nに対応する絶対値を有する前記電圧ベクトルが前記３相モータに印加されるように、前記デューティベクトルを生成する請求項１〜１０のいずれか一項に記載のモータ制御装置。

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