CN111434026B - 电力变换装置 - Google Patents

电力变换装置 Download PDF

Info

Publication number
CN111434026B
CN111434026B CN201780097383.0A CN201780097383A CN111434026B CN 111434026 B CN111434026 B CN 111434026B CN 201780097383 A CN201780097383 A CN 201780097383A CN 111434026 B CN111434026 B CN 111434026B
Authority
CN
China
Prior art keywords
command value
control amount
state
clipping
power conversion
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201780097383.0A
Other languages
English (en)
Other versions
CN111434026A (zh
Inventor
佐野壮太
佐竹彰
大石洁
横仓勇希
樋渡天次郎
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric Corp
Nagaoka University of Technology NUC
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
Nagaoka University of Technology NUC
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric Corp, Nagaoka University of Technology NUC filed Critical Mitsubishi Electric Corp
Publication of CN111434026A publication Critical patent/CN111434026A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN111434026B publication Critical patent/CN111434026B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0025—Arrangements for modifying reference values, feedback values or error values in the control loop of a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/12—Stator flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H02P21/141—Flux estimation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H02P21/20—Estimation of torque
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

具有：控制量运算部(13)，其根据电力变换器(11)的输出电流和通断状态对表示旋转电机(3)的驱动状态的大于或等于两个控制量进行计算；带限幅指令值生成部(15)，其以控制量的指令值为基准而生成带限幅指令值；以及通断状态决定部(16)，其以使得控制量收敛于带限幅指令值的限幅内的方式决定通断状态，针对至少一个带限幅指令值，使其限幅基于旋转电机(3)的驱动状态随时间变化。

Description

电力变换装置
技术领域
本发明涉及在旋转电机特别是电动机中使用的直接转矩控制方式的电力变换装置。
背景技术
以往，在多相交流旋转电机的驱动控制中，已知基于旋转电机的状态(电流、转矩、转速等)，对电力变换装置的通断状态进行直接运算的瞬时电流控制。作为瞬时电流控制之一，已知“直接转矩控制”，公开了使用通断(Switching)表而决定电力变换装置的通断状态的方式(例如，专利文献1)。
在该方式中，“直接转矩控制”的通断状态、即通断损耗由该表决定，但在如复杂的动作、或者对多个种类的旋转电机进行驱动的装置那样的情况下，存在该表的设计变得繁杂的问题。
为了解决该问题，公开了下述方式，即，使用模型预测对使用了各通断状态的情况下的电动机的状态进行预测，基于评价函数而决定最佳的通断状态(例如，专利文献2)。
在该方式中，能够以不进行表设计的方式进行控制，另外，也期待通断损耗的降低效果。
专利文献1：日本特开平8-33399号公报(第[0013]-[0018]段及图1)
专利文献2：日本特开2006-174697号(第[0023]-[0033]段及图2、3)
发明内容
这里，在专利文献1、2公开的直接转矩控制中，控制量为转矩、旋转电机的转子交链磁通。在与模型预测相组合的情况下，有时也将两轴正交旋转坐标上的电流等输出电流设为控制量。根据旋转电机的驱动状态，这些控制量所含有的脉动量大幅变动。
另外，大于或等于两个控制量的旋转电机的驱动状态和脉动量的变动的关系各自不同。此时，在直接转矩控制中，对指令值设置规定的脉动容许幅度，以使得控制量收敛于该范围内的方式进行通断控制。
通常，脉动容许范围越宽，则每单位时间的通断次数越少，能够对开关元件的通断损耗进行抑制。另一方面，由于控制量的脉动增加，因此成为旋转电机的转矩脉动、噪声的原因。因此，脉动容许幅度要考虑通断损耗和控制对象的脉动成分这两者而设定，处于折衷的关系。
但是，由于控制量所含有的脉动量不是恒定的，因此在一个控制量的脉动量小时，其他控制量先超过脉动容许幅度。因此，该一个控制量成为不满足脉动容许幅度的脉动。此时，该一个控制量有时会贴近容许幅度的上限或下限附近。其结果，产生该一个控制量输出与指令值不同的值的问题。
另外，如果为了避免该问题而减小脉动容许幅度，则在控制量的脉动量大时，存在通断次数极端地增加的问题。
本发明就是为了解决上述问题而提出的，其目的在于提供能够对通断频率进行抑制，并且使控制量追随指令值的电力变换装置。
就本发明所涉及的电力变换装置而言，在通过开关元件的通断动作而供给对旋转电机进行驱动的电力的电力变换器的控制装置中具有：控制量运算部，其根据电力变换器的输出电流和电力变换器的开关元件的通断状态，对表示旋转电机的驱动状态的大于或等于两个控制量进行计算；带限幅指令值生成部，其以控制量的指令值为基准，生成具有控制量的脉动的限幅的带限幅指令值；以及通断状态决定部，其基于控制量和带限幅指令值，以使得控制量收敛于带限幅指令值的限幅内的方式决定通断状态，针对至少一个带限幅指令值，使该带限幅指令值的限幅基于旋转电机的驱动状态随时间变化。
发明的效果
本发明涉及的电力变换装置具有：带限幅指令值生成部，其以控制量的指令值为基准而生成具有控制量的脉动的限幅的带限幅指令值；以及通断状态决定部，其基于控制量和带限幅指令值，以使得控制量收敛于带限幅指令值的限幅内的方式决定通断状态，针对至少一个带限幅指令值，使该带限幅指令值的限幅基于旋转电机的驱动状态随时间变化。因此，能够对由旋转电机的驱动状态引起的控制量的脉动量的变动所引起的指令值和输出值的误差的产生进行抑制，无需减小脉动的限幅，通过避免误差的产生，就能够对通断频率的增大进行抑制。
附图说明
图1是本发明的实施方式1的电力变换装置涉及的功能框图。
图2是本发明的实施方式1的电力变换装置涉及的硬件结构图。
图3是表示本发明的实施方式1的电力变换装置涉及的定子交链磁通的相位区域的图。
图4是表示本发明的实施方式1的电力变换装置涉及的与控制量指令值相对的带限幅指令值的例子的图。
图5是本发明的实施方式1的电力变换装置涉及的通断状态决定部的内部框图。
图6是本发明的实施方式1的电力变换装置涉及的通断状态决定部的转矩比较器的迟滞特性的说明图。
图7是本发明的实施方式1的电力变换装置涉及的通断状态决定部的磁通比较器的迟滞特性的说明图。
图8是本发明的实施方式1的电力变换装置涉及的通断状态决定部的通断表的说明图。
图9A是本发明的实施方式1的电力变换装置涉及的通断表的电压矢量说明图。
图9B是本发明的实施方式1的电力变换装置涉及的通断表的电压矢量说明图。
图10是本发明的实施方式2的电力变换装置涉及的功能框图。
图11是本发明的实施方式2的电力变换装置涉及的通断状态决定部的内部框图。
图12是本发明的实施方式2的电力变换装置涉及的通断状态决定部的模型预测的说明图。
图13是本发明的实施方式2的电力变换装置涉及的通断状态决定部的模型预测的说明图。
图14是本发明的实施方式2的电力变换装置涉及的通断状态决定部的模型预测的说明图。
图15是本发明的实施方式3的电力变换装置涉及的功能框图。
图16是本发明的实施方式3的电力变换装置涉及的通断状态决定部的内部框图。
图17是本发明的实施方式3的电力变换装置涉及的其他功能框图。
图18是本发明的实施方式4的电力变换装置涉及的功能框图。
图19是表示本发明的实施方式4的电力变换装置涉及的与控制量指令值相对的带限幅指令值的例子的图。
具体实施方式
实施方式1.
实施方式1涉及电力变换装置，该电力变换装置具有：电流检测部，其对旋转电机的电流进行检测；控制量运算部，其根据该检测电流和电力变换器的通断状态来计算对旋转电机进行控制的大于或等于两个控制量；相位运算部，其对作为该控制量的定子交链磁通的相位进行计算；指令值生成部，其针对各控制量的指令值而生成带限幅指令值；以及通断状态决定部，其基于各控制量、定子交链磁通的相位和带限幅指令值，以使得控制量收敛于限幅内的方式决定通断状态，针对至少一个指令值，使带限幅指令值的限幅随时间变化。
下面，基于电力变换装置的功能框图即图1、硬件结构图即图2、示出定子交链磁通的相位区域的图即图3、示出与控制量指令值相对的带限幅指令值的例子的图即图4、通断状态决定部的内部框图即图5、转矩比较器的迟滞特性的说明图即图6、磁通比较器的迟滞特性的说明图即图7、通断表的说明图即图8、及电压矢量的说明图即图9，对本发明的实施方式1涉及的电力变换装置的结构及动作进行说明。
基于图1～图9对实施方式1的电力变换装置的整体结构及功能进行说明。首先，基于图1对电力变换装置1的内部结构进行说明，接下来，基于图2对用于实现该电力变换装置1的硬件的结构例进行说明。之后，基于图1～图9对电力变换装置的各结构模块的功能及整体的功能进行说明。
在图1中，电力变换装置系统由电力变换装置1、直流电源2、旋转电机3构成。
电力变换装置1具有电力变换部和控制部。
电力变换装置1的电力变换部具有电力变换器11。电力变换装置1的控制部具有电流检测部12、控制量运算部13、相位运算部14、带限幅指令值生成部15、通断状态决定部16。
接下来，基于图2对用于实现电力变换装置1的功能的硬件的结构例进行说明。
电力变换装置1具有作为硬件的电力变换器11、用于控制电力变换器11的处理器50、其存储装置51、电流检测部12。此外，在图2中，将电流检测部12记载为“CD(currentdetector)”。
电力变换器11由6组开关元件和二极管构成，将直流电源2的直流电力变换为三相交流电力，对作为负载的电动机等旋转电机3进行驱动。此外，在图2中，将各开关元件设为Sa0、Sa1、Sb0、Sb1、Sc0、Sc1。
处理器50执行从存储装置51输入的程序。存储装置51具有辅助存储装置和易失性存储装置，因此程序从辅助存储装置经由易失性存储装置被输入至处理器50。另外，处理器50可以将运算结果等数据输出至存储装置51的易失性存储装置，也可以经由易失性存储装置将运算结果数据保存于辅助存储装置。
接下来，基于图1～图9对电力变换装置1的各结构模块的功能及整体的功能进行说明。
电力变换器11基于由通断状态决定部16决定的通断状态Suvw将从直流电源2供给的电力变换为交流电力，供给至旋转电机3。
旋转电机3将由电力变换器11变换的交流电力变换为动力。此外，这里使用的旋转电机假设为电动机而进行说明，但也可以使用其他种类的旋转电机。
电流检测部12对电力变换器11和旋转电机3之间的三相交流电流进行检测，将该检测电流作为Iuvw输入至控制量运算部13。电流检测部12可以使用CT(currenttransformer)检测器、分流电阻等任意的电流检测器。另外，也可以对两相电流进行检测，对剩余的一相进行计算，也可以使用通过一个检测器对三相交流电流进行复原的一分流电流检测方式。
控制量运算部13基于由电流检测部12检测出的电流Iuvw和由通断状态决定部16决定的通断状态Suvw对控制量的当前值进行计算，输入至相位运算部14和通断状态决定部16。这里，作为控制量，对转矩Te、定子交链磁通Ψe进行计算。将转矩Te输入至通断状态决定部16，将定子交链磁通Ψe输入至相位运算部14及通断状态决定部16。
相位运算部14根据由控制量运算部13计算出的定子交链磁通Ψe，对定子交链磁通的相位θe进行计算，输入至带限幅指令值生成部15及通断状态决定部16。
如图3所示，相位运算部14将定子交链磁通Ψe坐标变换为静止坐标上的Ψeα和Ψeβ，对该区域属于区域θ(1)至θ(6)的哪一个进行确定。
此外，在图3、图4及图8中，例如将θ(1)记载为θ1，将θ(6)记载为θ6。
带限幅指令值生成部15根据控制量的指令值而生成带限幅指令值，输入至通断状态决定部16，在图1中示出将控制量设为转矩及定子交链磁通的情况，将针对转矩指令值Tref及定子交链磁通指令值Ψref分别设置了限幅ΔTref及ΔΨref的带限幅指令值即Tref±ΔTref及Ψref±ΔΨref输入至通断状态决定部16。
图4示出带限幅指令值的一个例子。如图4所示，针对转矩指令值Tref的限幅ΔTref与时间无关，是恒定的。相对于此，针对定子交链磁通指令值Ψref的限幅ΔΨref基于由相位运算部14计算出的定子交链磁通的相位θe而随时间变化。
具体而言，在相位区域的切换点周边，即从θ(1)切换为θ(2)的位置，定子交链磁通指令值的限幅ΔΨref小，在相位区域的中心，定子交链磁通指令值的限幅ΔΨref大。
在图4中，使定子交链磁通指令值的限幅以正弦波状变化，但也可以仅使转矩指令值的限幅变化。另外，也可以使定子交链磁通指令值及转矩指令值这两者的限幅变化。
在图4中，使限幅以正弦波状变化，但其变化的方式并不限于正弦波状。
与各个控制量的脉动的变动对应地决定使限幅变化的控制量。例如，在旋转电机的转速低时，由于定子交链磁通的脉动的变动相对于转矩的变动大，因此优选仅使定子交链磁通的限幅随时间变化。但是，在旋转电机的转速大时，转矩的脉动的变动也变大，因此优选使定子交链磁通和转矩这两者的指令值的限幅随时间变化。
通断状态决定部16基于由控制量运算部13计算出的转矩Te及定子交链磁通Ψe、由相位运算部14计算出的定子交链磁通的相位θe、由带限幅指令值生成部15生成的带限幅转矩指令值Tref±ΔTref及带限幅定子交链磁通指令值Ψref±ΔΨref，决定通断状态Suvw。
图5示出对通断状态决定部16的功能进行说明的内部框图。
通断状态决定部16具有减法器21、22、转矩比较器23、磁通比较器24。
将由减法器21运算出的转矩指令值Tref和转矩Te的差值δT输入至转矩比较器23。
另外，将由减法器22运算出的定子交链磁通指令值Ψref和定子交链磁通Ψe的差值δΨ输入至磁通比较器24。
图6示出转矩比较器23的迟滞特性。基于差值δγ及由带限幅指令值生成部15计算出的带限幅转矩指令值的限幅ΔTref，输出-1、0、1中的任意的转矩比较器输出τ。
具体而言，在差值δT从0增大时，在小于ΔTref时，转矩比较器输出τ为0。如果δT变为大于或等于ΔTref，则转矩比较器输出τ为1。之后，直到δT变为小于0为止，转矩比较器输出τ为1，在δT变为小于0的时刻，转矩比较器输出τ为0。
-侧的转矩比较器输出τ也示出相同的特性。
图7示出磁通比较器24的迟滞特性。基于差值δΨ及由带限幅指令值生成部15计算出的带限幅定子交链磁通指令值的限幅ΔΨref，输出0、1中的任意的磁通比较器输出ψ。
具体而言，在差值δΨ大于或等于ΔΨref时，磁通比较器输出ψ输出1。之后，直到δΨ变为-ΔΨref为止，磁通比较器输出ψ为1，在δΨ变为小于或等于-ΔΨref的时刻，磁通比较器输出ψ变为0。
而且，在δΨ从-ΔΨref增加至ΔΨref时，磁通比较器输出ψ为0。
将转矩及磁通比较器输出τ、ψ、由相位运算部14计算出的定子交链磁通的相位θe输入至通断表25，基于该通断表25输出通断状态Suvw。
图8示出通断表的一个例子。如图8所示，根据转矩及磁通比较器输出τ、ψ、定子交链磁通的相位θe的状态，从总共8个通断状态对1个通断状态进行选择。该通断状态与电压矢量(V0～V7)对应。
通过将选择出的通断状态输入至电力变换器11，从而将直流电源2的电力变换为所期望的交流电力，对旋转电机3进行驱动。
图9是电压矢量(V0～V7)的说明图。图9A示意性地示出各电压矢量(V0～V7)。图9B示出各电压矢量(V0～V7)的U、V、W相的通断状态。例如，就电压矢量V1(100)而言，关于U相，示出上桥臂的开关元件Sa0为ON、下桥臂的开关元件Sa1为OFF。关于V相，示出上桥臂的开关元件Sb0为OFF，下桥臂的开关元件Sb1为ON。关于W相，示出上桥臂的开关元件Sc0为OFF，下桥臂的开关元件Sc1为ON。
在本实施方式1中，针对作为控制量的转矩和定子交链磁通中的至少任意一者的指令值，基于旋转电机的驱动状态，使带限幅指令值的限幅的幅宽随时间变化。因此，能够在各控制量的变动大的位置设定为大的限幅，在变动小的位置设定为小的限幅。
其结果，能够对在一个控制量的变动比其他控制量的变动大或小时产生的控制量的相对于指令值的输出误差进行抑制。因此，也能够对避免输出误差的增大所需要的通断频率的增加进行抑制。其结果，能够进行与控制量的指令值相对应的正确的旋转电机的驱动，并且能够对通断损耗的增大进行抑制。
在本实施方式1中，作为具体例，说明了使用转矩和定子交链磁通作为控制量，基于定子交链磁通的相位θe决定电力变换器11的通断状态的例子。但是，即便使用除了转矩和定子交链磁通以外的控制量，也可以基于除了定子交链磁通的相位θe以外的参数，决定电力变换器11的通断状态。
即，可以将电力变换装置1构成为具有：控制量运算部13，其根据电力变换器11的输出电流和开关元件Sa0～Sc1的通断状态，对表示旋转电机3的驱动状态的大于或等于两个控制量进行计算；带限幅指令值生成部15，其以控制量的指令值为基准，生成具有控制量的脉动的限幅的带限幅指令值；以及通断状态决定部16，其根据控制量和带限幅指令值，以使得控制量收敛于带限幅指令值的限幅内的方式决定通断状态，针对至少一个带限幅指令值，基于旋转电机3的驱动状态，使该带限幅指令值的限幅随时间变化。
根据该结构，能够对由旋转电机3的驱动状态引起的控制量的脉动量的变动所引起的指令值与输出值的误差的产生进行抑制，无需减小脉动的限幅，通过避免误差的产生，就能够对通断频率的增大进行抑制。
如以上说明所述，实施方式1的电力变换装置具有：电流检测部，其对旋转电机的电流进行检测；控制量运算部，其根据该检测电流和电力变换器的通断状态来计算对旋转电机进行控制的大于或等于两个控制量；相位运算部，其对作为该控制量的定子交链磁通的相位进行计算；指令值生成部，其针对各控制量的指令值而生成带限幅指令值；以及通断状态决定部，其基于各控制量、定子交链磁通的相位和带限幅指令值，以使得控制量收敛于限幅内的方式决定通断状态，针对至少一个指令值，使带限幅指令值的限幅随时间变化。
因此，能够对由旋转电机的驱动状态引起的控制量的脉动量的变动所引起的指令值与输出值的误差的产生进行抑制，无需减小脉动的限幅，通过避免误差的产生，就能够对通断频率的增大进行抑制。
并且，通过使用转矩和定子交链磁通作为控制量，基于定子交链磁通的相位决定电力变换器的通断状态，从而能够对旋转电机的转矩进行直接控制，能够实现考虑了转矩的脉动后的旋转电机的驱动。另外，能够实现考虑了依赖于定子交链磁通的相位而变化的控制量的脉动后的带限幅指令值的限幅的变更。
实施方式2.
实施方式2的电力变换装置构成为在通断状态决定部中，使用电动机的计算模型公式对各电压矢量的轨迹进行计算，对考虑了通断次数的评价值进行计算，对该评价值最大的通断状态(电压矢量)进行选择。
关于实施方式2的电力变换装置100，基于电力变换装置的功能框图即图10、通断状态决定部的内部框图即图11、通断状态决定部的模型预测的说明图即图12～图14，以与实施方式1的差异为中心进行说明。在图10中，对与实施方式1的图1相同或相当的部分标注相同的标号。
此外，为了与实施方式1进行区别，设为电力变换装置100及通断状态决定部16a。
首先，基于图10对电力变换装置100的结构进行说明。
实施方式2的电力变换装置100与实施方式1的电力变换装置1的结构的区别在于通断状态决定部16a，以及追加了速度检测部4。其他结构模块与实施方式1的图1相同，因此省略说明。
首先，速度检测部4对旋转电机3的转速进行检测，将检测出的转速输入至通断状态决定部16a。这里，速度检测部4可以使用编码器、分解器、霍尔传感器等任意速度检测器。
在实施方式1中，在通断状态决定部16中，基于转矩Te和转矩指令值Tref的差值δT、转矩指令值的限幅ΔTref、定子交链磁通Ψe和定子交链磁通指令值Ψref的差值δΨ、定子交链磁通指令值的限幅ΔΨref、定子交链磁通的相位θe，决定了接下来输出的通断状态。
在实施方式2中，如图11的内部框图所示，通断状态决定部16a具有状态预测部31、预测值延长部32、通断状态选择部33。
在状态预测部31中，如图12所示，使用公知的电动机计算模型公式，根据当前(由时间k表示)的转矩Te、定子交链磁通Ψe、定子交链磁通的相位θe、由速度检测部4检测到的旋转电机3的转速Wre，分别对在输出了各通断状态(电压矢量)时的下一个周期的预测转矩Tpre和预测定子交链磁通Ψpre进行计算。
此外，这里，在图12中为了简单而示出三个电压矢量(V1，V2，V3)的轨迹波，但通常电压矢量V0至V7全部都实施。
接下来，在预测值延长部32中，将由状态预测部31计算出的预测转矩Tpre及预测定子交链磁通Ψpre与由带限幅指令值生成部15生成的带限幅转矩指令值Tref±ΔTref及带限幅定子交链磁通指令值Ψref±ΔΨref进行比较，将转矩和定子交链磁通中的任一者不在限幅内的情况去除。
在图12的情况下，在时间k+1处，电压矢量V1时的预测转矩Tpre1不在带限幅转矩指令值Tref±ΔTref内，因此被去除。
另一方面，在如选择了电压矢量V2、V3时那样，两者的预测值处于限幅内时，对将预测值如图13所示在时间上延长至达到限幅为止的延长转矩Text和延长定子交链磁通Ψext进行计算。
最后，在通断状态选择部33中，根据由预测值延长部32延长后的延长转矩Text、延长定子交链磁通Ψext的轨迹的长度及其通断状态对评价值进行计算。
具体而言，针对各电压矢量，计算(其轨迹的长度/通断次数)作为评价值。此外，这里，通断次数是U相、V相、W相的通断变化的合计值。例如，在图13中，在从电压矢量V1(100)变化为电压矢量V2(110)的情况下计为1次，在从电压矢量V1(100)变化为电压矢量V3(010)的情况下计为2次。
该评价值最大的通断状态是最佳的，通断状态选择部33对该最佳的通断状态Suvw进行选择，通断状态决定部16a进行输出。
即，在图13的电压矢量V2、V3中，在图14中选择电压矢量V2而输出。
在本实施方式2中，针对由带限幅指令值生成部15生成的向限幅附加了随时间的变化的带限幅指令值，通过从全部通断状态中选择最佳通断状态，从而除了实施方式1的效果即抑制相对于指令值的误差之外，还能够降低通断频率。
此外，状态预测部31所使用的电动机的计算模型使用与所使用的旋转电机的种类对应的旋转电机的计算模型。
如以上说明的那样，实施方式2的电力变换装置构成为在通断状态决定部中，使用电动机的计算模型公式对各电压矢量的轨迹进行计算，对考虑了通断次数的评价值进行计算，对该评价值最大的通断状态(电压矢量)进行选择。
因此，实施方式2的电力变换装置能够对由旋转电机的驱动状态引起的控制量的脉动量的变动所引起的指令值与输出值的误差的产生进行抑制，无需减小脉动的限幅，通过避免误差的产生，就能够对通断频率的增大进行抑制。另外，由于能够选择最佳的通断状态，因此能够进一步降低通断频率。
实施方式3.
实施方式3的电力变换装置构成为，将控制量设为旋转电机的电流，使用由相位运算部计算出的转子交链磁通的相位，对旋转坐标上或静止坐标上的电流进行计算，基于该电流、转子交链磁通的相位、旋转电机的转速，使用电动机的计算模型公式，决定最佳的通断状态。
以下，关于实施方式3的电力变换装置，基于电力变换装置的功能框图即图15、图17及通断状态决定部的内部框图即图16，以与实施方式1的差异为中心进行说明。在图15、图17中，对与实施方式1的图1相同或相当的部分标注相同的标号。
此外，为了与实施方式进行区别，设为电力变换装置200、200a、相位运算部14a、带限幅指令值生成部15a、15b、通断状态决定部16b。此外，删除了实施方式1的控制量运算部13。
对实施方式3涉及的电力变换装置200与实施方式1涉及的电力变换装置1的区别进行说明。该区别在于将相位运算部14变更为相位运算部14a，将带限幅指令值生成部15变更为带限幅指令值生成部15a，将通断状态决定部16变更为通断状态决定部16b。并且，追加了速度检测部4和uvw/dq变换部17，删除了控制量运算部13。其他结构模块与实施方式1的图1相同，因此省略说明。另外，速度检测部4与实施方式2相同，因此省略说明。
在实施方式1中，在通断状态决定部16中，基于转矩Te和转矩指令值Tref的差值δT、转矩指令值的限幅ΔTref、定子交链磁通Ψe和定子交链磁通指令值Ψref的差值δΨ、定子交链磁通指令值的限幅ΔΨref、定子交链磁通的相位θe，决定了接下来输出的通断状态。
在实施方式3中，代替转矩Te和定子交链磁通Ψe而将控制量设为旋转电机3的电流，使用由相位运算部14a计算出的转子交链磁通的相位Φe，对旋转坐标上的电流Id和Iq进行计算，基于该电流Id和Iq决定通断状态Suvw。
在图15中，相位运算部14a基于由电流检测部12检测出的电流Iuvw、由通断状态决定部16b决定的通断状态Suvw、由速度检测部4检测出的旋转电机3的转速Wre，对转子交链磁通的相位Φe进行计算。相位运算部14a将转子交链磁通的相位Φe输入至带限幅指令值生成部15a、通断状态决定部16b和uvw/dq变换部17。
uvw/dq变换部17使用由电流检测部12检测出的电流Iuvw和由相位运算部14a计算出的转子交链磁通的相位Φe而进行坐标变换，对旋转坐标上的电流Id和Iq进行计算，输入至通断状态决定部16b。
带限幅指令值生成部15a针对旋转坐标上的电流指令值Idref及Iqref，使用由相位运算部14a计算出的转子交链磁通的相位Φe生成带限幅电流指令值Idref±ΔIdref及Iqref±ΔIqref，输入至通断状态决定部16b。
在实施方式3中，如图16的内部框图所示，通断状态决定部16b具有状态预测部41、预测值延长部42、通断状态选择部43。
虽然省略了图示，但各自的功能、动作与实施方式2中的状态预测部31、预测值延长部32、通断状态选择部33相同。
即，首先，在状态预测部41中，根据旋转坐标上的电流Id及Iq、转子交链磁通的相位Φe、由速度检测部4检测出的旋转电机3的转速Wre，使用公知的电动机的计算模型公式，分别对输出了各通断状态(电压矢量)时的下一个周期的旋转坐标上的预测电流Idpre及Iqpre进行计算。
此外，电压矢量V0至V7全部都实施。
接下来，在预测值延长部42中，将由状态预测部41计算出的预测电流Idpre及Iqpre与由带限幅指令值生成部15a生成的带限幅电流指令值Idref±ΔIdref及Iqref±ΔIqref进行比较，将任意一者不在限幅内的情况去除。另一方面，在两者的预测电流处于限幅内时，对将该预测电流在时间上延长至达到限幅为止的延长预测电流Idext及Iqext进行计算。
最后，在通断状态选择部43中，根据由预测值延长部42延长后的预测电流Idext及Iqext的轨迹长度、其通断状态对评价值进行计算。
如实施方式2中说明过的那样，针对各电压矢量，计算(其轨迹的长度/通断次数)作为评价值。通断状态选择部43对该评价值最大的通断状态Suvw进行选择。通断状态决定部16b输出该选择出的通断状态Suvw。
另外，实施方式3也可以设为图17那样的结构。图15的电力变换装置200与图17的电力变换装置200a的区别在于，uvw/dq变换部17变为uvw/αβ变换部18，变为带限幅指令值生成部15b。
在电力变换装置200(图15)中，将由电流检测部12检测出的旋转电机3的电流Iuvw变换为旋转坐标上的电流Id及Iq，输入至通断状态决定部16b。
另一方面，在电力变换装置200a(图17)中，将由电流检测部12检测出的旋转电机3的电流Iuvw变换为静止坐标上的电流Iα及Iβ，输入至通断状态决定部16b。
与此对应地，输入至带限幅指令值生成部15b的指令值成为静止坐标上的电流指令值Iαref及Iβref。另外，从带限幅指令值生成部15b输出的带限幅指令值也成为静止坐标上的带限幅电流指令值Iαref±ΔIαref及Iβref±ΔIβref。
在电力变换装置200a中，关于通断状态决定部16b的功能、动作，与使用旋转坐标上的电流Id及Iq的情况相同地，使用静止坐标上的电流Iα及Iβ，通断状态决定部16b决定最佳的通断状态Suvw。
在本实施方式3中，通过对旋转电机的电流进行直接控制，从而能够将电流的脉动考虑在内，有效地抑制相对于电流指令值的误差、电流谐波成分。并且，由于能够使用电动机的计算模型而对最佳的通断状态进行选择，因此能够降低通断频率。
如以上说明过的那样，实施方式3的电力变换装置构成为，将控制量设为旋转电机的电流，使用由相位运算部计算出的转子交链磁通的相位，对旋转坐标上或静止坐标上的电流进行计算，基于该电流、转子交链磁通的相位、旋转电机的转速，使用电动机的计算模型公式，决定最佳的通断状态。因此，实施方式3的电力变换装置能够对由旋转电机的驱动状态引起的控制量的脉动量的变动所引起的指令值与输出值的误差的产生进行抑制，无需减小脉动的限幅，通过避免误差的产生，就能够对通断频率的增大进行抑制。
另外，通过对旋转电机的电流进行直接控制，从而能够有效地抑制相对于电流指令值的误差、电流谐波成分，能够对最佳的通断状态进行选择，因此能够进一步降低通断频率。
实施方式4.
实施方式4的电力变换装置构成为，将作为控制量的转矩和定子交链磁通输入至带限幅指令值生成部，基于其轨迹的斜率使控制量的带限幅指令值的限幅随时间变化。
下面，基于电力变换装置的功能框图即图18及示出与控制量指令值相对的带限幅指令值的例子的图即图19，以与实施方式1的差异为中心，对实施方式4的电力变换装置进行说明。在图18中，对与实施方式1的图1相同或相当的部分标注相同的标号。
此外，为了与实施方式1进行区别，设为电力变换装置300、带限幅指令值生成部15c。
实施方式4涉及的电力变换装置300与实施方式1涉及的电力变换装置1的区别在于，将带限幅指令值生成部15变更为带限幅指令值生成部15c。其他结构模块与实施方式1相同，因此省略说明。
在实施方式1中，在带限幅指令值生成部15中使用定子交链磁通的相位θe，使控制量的带限幅指令值的限幅随时间变化。
在实施方式4中，带限幅指令值生成部15c输入转矩Te和定子交链磁通Ψe而代替定子交链磁通的相位θe，基于它们的轨迹使控制量的带限幅指令值的限幅随时间变化。
基于图19对具体例进行说明。此外，在图19中，A表示“斜率变大”，B表示“斜率变小”。
在图19中，在至检测出的定时(timing)为止的规定时间的定子交链磁通Ψe的轨迹的斜率呈变大的倾向的情况下，扩大定子交链磁通的带限幅指令值的限幅ΔΨref。相反地，在轨迹的斜率倾向于变小的情况下，缩小定子交链磁通的限幅ΔΨref。
在本实施方式4中，通过基于控制量的轨迹的斜率使带限幅指令值的限幅随时间变化，能够实现基于直接反映了控制量的脉动的变化后的旋转电机的驱动状态进行的带限幅指令值的限幅的变更。
在本实施方式4中，对作为控制量基于定子交链磁通的轨迹的斜率的变化，使定子交链磁通的带限幅指令值的限幅随时间变化的例子进行了说明。但是，作为控制量，也可以使转矩或电流(旋转坐标上的电流或静止坐标上的电流)的带限幅指令值的限幅随时间变化。
如以上说明过的那样，实施方式4的电力变换装置构成为，将转矩和定子交链磁通输入至带限幅指令值生成部，基于其轨迹的斜率，使控制量的带限幅指令值的限幅随时间变化。因此，实施方式4的电力变换装置能够对由旋转电机的驱动状态引起的控制量的脉动量的变动所引起的指令值与输出值的误差的产生进行抑制，无需减小脉动的限幅，通过避免误差的产生，就能够对通断频率的增大进行抑制。另外，通过根据控制量的轨迹的斜率对旋转电机的驱动状态进行计算，能够实现直接反映了控制量的脉动的变化后的带限幅指令值的限幅的变更。
此外，本发明在其发明的范围内，能够自由地组合各实施方式，或对实施方式进行适当变形、省略。
工业实用性
本发明通过针对至少一个带限幅指令值，使其限幅基于旋转电机的驱动状态随时间变化，从而无需减小脉动的限幅就能够对通断频率的增大进行抑制，因此能够广泛应用于直接转矩控制方式的电力变换装置。
标号的说明
1、100、200、200a、300电力变换装置，2直流电源，3旋转电机，4速度检测部，11电力变换器，12电流检测部，13控制量运算部，14、14a相位运算部，15、15a、15b、15c带限幅指令值生成部，16、16a、16b通断状态决定部，17uvw/dq变换部，18uvw/αβ变换部，21、22减法器，23转矩比较器，24磁通比较器，25通断表，31、41状态预测部，32、42预测值延长部，33、43通断状态选择部，50处理器，51存储装置，Sa0、Sa1、Sb0、Sb1、Sc0、Sc1开关元件。

Claims (6)

1.一种电力变换装置，其在通过开关元件的通断动作而供给对旋转电机进行驱动的电力的电力变换器的控制装置中具有：
控制量运算部，其根据所述电力变换器的输出电流和所述电力变换器的开关元件的通断状态，对表示所述旋转电机的驱动状态的大于或等于两个控制量进行计算；
带限幅指令值生成部，其以所述控制量的指令值为基准，生成具有所述控制量的脉动的限幅的带限幅指令值；以及
通断状态决定部，其基于所述控制量和所述带限幅指令值，以使得所述控制量收敛于所述带限幅指令值的限幅内的方式决定通断状态，
针对至少一个所述带限幅指令值，使该带限幅指令值的限幅基于所述旋转电机的驱动状态随时间变化，
所述带限幅指令值生成部根据作为所述控制量的定子交链磁通的相位对所述旋转电机的驱动状态进行计算，基于所述旋转电机的驱动状态使所述带限幅指令值的限幅随时间变化。
2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，
所述旋转电机的所述控制量是所述旋转电机的转矩及定子交链磁通。
3.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，
所述旋转电机的所述控制量是所述旋转电机的两轴正交旋转坐标上的电流。
4.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，
所述旋转电机的所述控制量是所述旋转电机的两轴正交静止坐标上的电流。
5.一种电力变换装置，其在通过开关元件的通断动作而供给对旋转电机进行驱动的电力的电力变换器的控制装置中具有：
控制量运算部，其根据所述电力变换器的输出电流和所述电力变换器的开关元件的通断状态，对表示所述旋转电机的驱动状态的大于或等于两个控制量进行计算；
带限幅指令值生成部，其以所述控制量的指令值为基准，生成具有所述控制量的脉动的限幅的带限幅指令值；以及
通断状态决定部，其基于所述控制量和所述带限幅指令值，以使得所述控制量收敛于所述带限幅指令值的限幅内的方式决定通断状态，
针对至少一个所述带限幅指令值，使该带限幅指令值的限幅基于所述旋转电机的驱动状态随时间变化，
所述带限幅指令值生成部根据所述控制量的轨迹的斜率对所述旋转电机的驱动状态进行计算，基于所述旋转电机的驱动状态使所述带限幅指令值的限幅随时间变化。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的电力变换装置，其中，
所述通断状态决定部针对所述控制量使用旋转电机的计算模型公式，针对与所述通断状态对应的各电压矢量，对从采样点延长至达到所述带限幅指令值的限幅为止的所述控制量的轨迹及通断次数进行计算，将所述轨迹的长度除以所述通断次数的值作为评价值，决定该评价值最大的所述通断状态。
CN201780097383.0A 2017-12-07 2017-12-07 电力变换装置 Active CN111434026B (zh)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2017/043984 WO2019111372A1 (ja) 2017-12-07 2017-12-07 電力変換装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN111434026A CN111434026A (zh) 2020-07-17
CN111434026B true CN111434026B (zh) 2023-08-29

Family

ID=66750448

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201780097383.0A Active CN111434026B (zh) 2017-12-07 2017-12-07 电力变换装置

Country Status (4)

Country Link
US (1) US11177757B2 (zh)
JP (1) JP6899920B2 (zh)
CN (1) CN111434026B (zh)
WO (1) WO2019111372A1 (zh)

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH11178388A (ja) * 1997-12-09 1999-07-02 Fujitsu General Ltd ブラシレスモータの制御方法
JP2013172573A (ja) * 2012-02-21 2013-09-02 Panasonic Corp モータ制御装置
CN104617842A (zh) * 2013-11-01 2015-05-13 株式会社安川电机 电机控制方法及电机控制器
CN106537761A (zh) * 2014-10-30 2017-03-22 三菱电机株式会社 逆变器控制装置和逆变器压缩机

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0833399A (ja) 1994-07-14 1996-02-02 Sawafuji Electric Co Ltd 直接トルク制御インバータの方形波インバータ化方式
ATE428215T1 (de) * 2004-12-10 2009-04-15 Abb Research Ltd Verfahren zum betrieb einer rotierenden elektrischen maschine
JP5447466B2 (ja) * 2011-09-13 2014-03-19 株式会社デンソー 回転機の制御装置
JP6183291B2 (ja) 2014-05-22 2017-08-23 株式会社デンソー 同期モータの制御装置

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH11178388A (ja) * 1997-12-09 1999-07-02 Fujitsu General Ltd ブラシレスモータの制御方法
JP2013172573A (ja) * 2012-02-21 2013-09-02 Panasonic Corp モータ制御装置
CN104617842A (zh) * 2013-11-01 2015-05-13 株式会社安川电机 电机控制方法及电机控制器
CN106537761A (zh) * 2014-10-30 2017-03-22 三菱电机株式会社 逆变器控制装置和逆变器压缩机

Also Published As

Publication number Publication date
WO2019111372A1 (ja) 2019-06-13
US11177757B2 (en) 2021-11-16
JP6899920B2 (ja) 2021-07-07
US20210203261A1 (en) 2021-07-01
JPWO2019111372A1 (ja) 2020-10-01
CN111434026A (zh) 2020-07-17

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5069306B2 (ja) 回転電機の制御装置
CN102195554B (zh) 用于旋转电机的控制设备
JP5402403B2 (ja) 電動機制御システム
JP5637155B2 (ja) モータ制御装置及びモータ制御方法
US20140225540A1 (en) Control apparatus for ac motor
US10199972B2 (en) Control device for an electric motor
US9628012B2 (en) Motor control device and motor control method
JP5396906B2 (ja) 電動機の駆動制御装置
US11646640B2 (en) Controller for AC rotating electric machine
KR20140076046A (ko) 전동기 위치 검출부 및 브러쉬리스 전동기 시스템
JP7053955B2 (ja) 回転機の制御装置
CN111434026B (zh) 电力变换装置
US11705841B2 (en) Estimation device and AC motor drive device
JP4578500B2 (ja) インバータ制御装置並びに冷凍空調装置
JP7070358B2 (ja) インバータ装置
CN104521131B (zh) 同步电动机驱动系统
JP5194779B2 (ja) 同期モータの制御方法および制御装置
JP6633399B2 (ja) モータ制御装置
Lin et al. Model-free predictive current controller for four-switch three-phase inverter-fed interior permanent magnet synchronous motor drive systems
KR101539867B1 (ko) 구동 신호 생성 장치, 그를 이용한 모터 구동 시스템 및 그 방법
JP7272909B2 (ja) 電力変換装置及び電力変換方法
JP2019193544A (ja) パルスパターン生成装置
JP6896114B2 (ja) 電力変換装置
JP2018198479A (ja) 同期電動機の制御装置
JP2024048720A (ja) モータ制御装置

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant