JP5069306B2 - 回転電機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、誘導機や同期機などの回転電機において、回転位置センサを用いることなく回転子位置情報を得て回転制御を行えるようにした回転電機の制御装置に関する。

回転電機の回転動作を精度良く制御するには、回転電機の回転子位置情報と、回転電機に流れる電流情報とが必要である。ここで、回転子位置情報は、従来、回転位置センサを回転電機に別途取付けることにより回転子位置情報を得ている。しかし、回転位置センサを別途設けるのは、コスト削減、省スペース、信頼性の向上という観点からデメリットが大きいため、回転位置センサのセンサレス化が要求されている。

回転電機における回転位置センサのセンサレス化の制御方法として、主に回転電機の誘起電圧より回転電機の回転子位置を推定する方法と、突極性を利用して回転電機の回転子位置を推定する方法とがある。前者の方法で用いる誘起電圧の大きさは回転電機の速度に比例するという特徴があるため、零速や低速域では誘起電圧が小さくなりＳ／Ｎ比が悪化し、回転電機の回転子位置を推定することは困難になる。一方、後者の突極性を利用した方法は回転電機の回転子位置を推定するための回転子位置推定用信号を回転電機に注入しなければならないものの、回転電機の速度に関係せずに回転電機の回転子位置を推定できるメリットがある。このため、零速や低速域において位置検出を行う上で、突極性を利用したセンサレス制御法が採用される。

従来、このような突極性を利用したセンサレス制御法において、回転電機の駆動周波数とは異なる高周波信号（この高周波により磁極回転子位置検出を行う）を回転子位置推定用の信号として発生させるために、キャリア信号発生器で発生する任意の周波数を持つ三相分のキャリア信号を、フェーズシフタにおいてＵ相基準でＶ相の位相を角度Δθ、Ｗ相を２Δθずらし、それらをコンパレータで電圧指令値と比較してスイッチング信号を発生して、インバータ回路に入力する。そして、インバータ回路でスイッチング信号によって回転電機が駆動されることにより回転電機に生じる三相分の高周波電流をバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）で抽出し、次いでこれらの三相分の高周波電流を、座標変換器でα軸、β軸、α´軸、β´軸に変換して、電流のピーク値を取り出し、絶対値演算器とローパスフィルタによって平均化処理を行い、磁極位置演算器によりθを推定する（例えば、特許文献１参照）。

また、従来、他の突極性を利用した方法として、回転子あるいは磁束ベクトルに同期して回転するｄ−ｑ軸直交座標系を制御座標として使用し、ｄ軸励磁分電流指令値に高周波信号を重畳し、回転電機に流れる電流を検出する。そして、当該電流を三相・二相変換して得られる二相電流の二乗和である検出電流ベクトルの振幅の二乗を計算し、ｄ軸励磁分電流指令値の二乗とｑ軸トルク分電流指令値の二乗との和すなわち指令値電流ベクトルの振幅の二乗を計算し、検出電流ベクトルの振幅の二乗から指令値電流ベクトルの振幅の二乗を差し引いて得られる値に基づいて制御座標との誤差を演算することで回転電機の回転子位置を推定するものが知られている（例えば、特許文献２参照）。

一方、回転電機へ流れる電流情報は、従来、インバータ等の電圧印加手段と回転電機との間に複数の電流センサを設け、電圧印加手段と回転電機との間に流れる回転電機電流を電流センサによって検出している。例えば、三相交流回転電機の場合、三相ある回転電機電流の内、少なくとも二相を２つの電流センサによって検出している。しかし、複数の電流センサを設けることは余分なコストがかかる。そこで、電流センサのコスト低減のために、インバータ等の電圧印加手段の入力である直流電圧源とインバータとの間に流れる直流母線電流を１つの電流センサのみを使って電流値を検出し、検出時におけるインバータ等の電圧印加手段の各相スイッチのスイッチングパターンの差異よって回転電機のどの相に電流が流れているかを演算する方法がある。

この方法は、電流センサのコスト低減を図ることができる反面、電圧指令値が重なる時または接近した時、例えば、回転電機を駆動する基本波の変調率が小さいときや三相電圧指令値の内、二相の指令値が重なる時などには、インバータ等の電圧印加手段の各相のスイッチング素子がほぼ同時にスイッチングしてスイッチングパターンの差異がほとんど無くなるため、回転電機のどの相に電流が流れているか判別できなくなるという問題がある。

この問題を解決するための手法として、従来技術では、センサレス制御と組合わせたものとして、三相キャリアを用意し、三相キャリア変調により発生する高周波電流より回転子位置を推定するとともに、位置推定に利用する三相キャリアを利用することで、回転電機を駆動する基本波の変調率が小さい時においても、インバータ等の電圧印加手段の各相のスイッチング素子のスイッチングパターンに差異を発生させ、直流母線電流を検出することにより、回転電機のどの相に電流が流れているか判別できるようにして回転電機へ流れる電流を演算する方法が提案されている（例えば、非特許文献１参照）。

特開２００３−５２１９３号公報 特許３７０７５２８号公報 直流バス電流のＰＷＭ高調波を利用した磁極位置・電流センサレスＩＰＭモータの初期位置推定特性（平成１７年電気学会産業応用大会１−１００）

回転電機の制御用の市販の汎用マイコンでは、一つのキャリア信号によって三相分の電圧指令をＰＷＭ変調するが、特許文献１では位置推定用信号を発生するために三相分のキャリア信号を用意しており、また、非特許文献１では、直流母線電流より回転電機へ流れる電流を演算するために三相分のキャリア信号を用意しなければならない。このように、従来技術では三相分のキャリア信号を用意する必要があるために、市販の汎用マイコンの利用が難しく、安価に構成できないという問題がある。

また、三相分のキャリア信号を用いているため、各々のキャリア信号の山と谷近傍で電流サンプリングを行う場合、他相のスイッチングタイミングと電流サンプリングの時刻が一致する場合があり、電流のサンプリングがインバータのＯＮ、ＯＦＦによる影響を受け、正しくサンプリングできない場合がある。

また特許文献２の位置推定法では、電流指令と検出電流の２つの情報を使って位置推定を行うため、２つの情報を処理して推定位置を求めるための演算処理が多くなるという問題がある。

本発明は、上記の問題を解決するためになされたものであり、単一のキャリア信号のみを用い、かつ、回転位置センサを特に使用しなくても、回転電機に流れる電流情報を検出することで、回転電機の回転子位置を精度良く推定して制御を行うことができる回転電機の制御装置を提供することを目的とする。

また、直流母線電流より回転電機のどの相に電流が流れているかを判別する場合、１つのキャリア信号のみで生成した位置推定用信号を利用することにより、簡単な構成により、従来できなかった電圧指令値が重なる時または接近した時においても、直流母線電流より回転電機へ流れる電流を演算できるようにすることを目的とする。

本発明にかかる回転電機の制御装置は、回転電機の回転制御を行うものであって、上記回転電機に流れる回転電機電流を検出する電流検出手段と、この電流検出手段より検出した回転電機電流に含まれる位置検出用電圧の周波数成分に基づいて回転子位置を推定する位置推定手段と、この位置推定手段で推定された回転子位置に基づいて電圧指令を出力する制御手段と、この制御手段からの上記電圧指令およびパルス幅変調制御に用いるスイッチング周期に基づいてパルス幅変調されたロジック信号を出力するパルス幅変調手段と、このパルス幅変調手段から出力されるロジック信号に基づいて上記回転電機に対して電圧を印加する電圧印加手段と、を備え、上記制御手段が出力する上記電圧指令は、上記回転電機の駆動用の基本波電圧に対して、上記スイッチング周期のｍ倍（ｍは３以上の整数）と等しい周期で、かつ各相間で位相の異なる上記位置検出用電圧が重畳されていることを特徴としている。

この場合、上記電流検出手段に代えて、上記電圧印加手段とこの電圧印加手段に直流電力を供給する直流電圧源との間を流れる母線電流を検出する母線電流検出手段と、この母線電流検出手段で検出された母線電流ならびに上記ロジック信号および上記電圧指令の両方またはいずれか一方に基づいて上記回転電機に流れる上記回転電機電流を演算する回転電機電流演算手段と、を備えた構成とすることもできる。

本発明の回転電機の制御装置は、制御手段がパルス幅変調手段に対して出力する電圧指令には、上記回転電機の駆動用の基本波電圧に、パルス幅変調制御に用いるスイッチング周期のｍ倍（ｍは３以上の整数）と等しい周期で、かつ各相間で位相の異なる位置検出用電圧が重畳されているので、上記回転電機に対して駆動用の交流電圧を印加した際には、回転電機に流れる回転電機電流には、上記位置検出用電圧に応じた周波数の位置検出用交流電流が含まれることになる。したがって、回転電機電流を電流検出手段で検出した後、位置推定手段によってその回転電機電流に含まれる位置検出用交流電流を抽出することで、回転子位置を推定することができる。

このため、単一のキャリア信号のみを用い、かつ、回転位置センサを特に使用しなくても、回転電機に流れる回転電機電流を検出することで回転電機の回転子位置を精度良く推定して制御を行うことができる。

また、母線電流検出手段で母線電流を検出するとともに、回転電機電流演算手段によって母線電流ならびにロジック信号および電圧指令の両方またはいずれか一方に基づいて回転電機に流れる回転電機電流を算出するようにすれば、電流検出手段の数を削減できてコストダウンを図れる。しかも、その際、上記のように位置推定に用いる位置検出用電圧として、スイッチング周期のｍ倍（ｍは３以上の整数）と等しい周期でかつ各相で位相の異なる三相交流電圧を利用することで、回転電機を駆動するための三相の基本波電圧がほぼ同じ値の時（変調率が小さい時や三相のうちの二相が重なる時）においても、簡単な構成で直流母線電流から回転電機へ流れる電流を演算することができる。

なお、制御手段の演算周期はスイッチング周期と同じまたはその倍数に設定する場合が多いため、位置推定に用いる三相交流の位置検出用電圧の周期がスイッチング周期の倍数でない場合、位置検出用電圧は不連続となり、その時間平均値はゼロではなくなるため、うねりが発生する。しかしながら、本発明では、位置推定に用いる三相交流の位置検出用電圧の周期をスイッチング周期のｍ倍（ｍは３以上の整数）と等しい周期としているので、位置検出用電圧を連続的に変化させることができ、うねりの発生を抑制することができる。

本発明の実施の形態１における回転電機の制御装置を示す構成図である。 図１の制御装置が備える位置推定手段の詳細を示す構成図である。 実施の形態１の動作を説明するための説明図である。 実施の形態１の動作を説明するための説明図である。 実施の形態１の動作を説明するための説明図である。 実施の形態１の動作を説明するための説明図である。 実施の形態１の動作を説明するための説明図である。 本発明の実施の形態２における制御装置が備える位置推定手段の詳細を示す構成図である。 図８の位置推定手段の動作を説明するための説明図である。 本発明の実施の形態３における回転電機の制御装置を示す構成図である。 本発明の実施の形態４における回転電機の制御装置を示す構成図である。 本発明の実施の形態５における制御装置の動作を説明するための説明図である。 本発明の実施の形態６における回転電機の制御装置を示す構成図である。 直流母線電流から回転電機電流を演算する従来の回転電機の制御装置を示す構成図である。 図１４の構成を有する回転電機の制御装置の動作を説明するための説明図である。 図１４に示す回転電機の制御装置の電圧印加手段を示す構成図である。 直流母線電流から回転電機電流を演算する従来の他の回転電機の制御装置を示す構成図である。 図１７の構成を有する回転電機の制御装置の動作を説明するための説明図である。 図１４あるいは図１７に示す構成を有する回転電機の制御装置において直流母線電流から回転電機電流を演算する場合の不具合が生じるときの動作を説明するための説明図である。 本発明の実施の形態７における回転電機の制御装置を示す構成図である。 図２０に示す回転電機の制御装置の動作を説明するための説明図である。 本発明の実施の形態８における制御装置の動作を説明するための説明図である。 本発明の実施の形態８の動作を説明するための説明図である。 本発明の実施の形態９における回転電機の制御装置を示す構成図である。 図２４の構成を有する回転電機の制御装置の動作を説明するための説明図である。

実施の形態１．
図１〜図７は、本発明の実施の形態１を示すものであり、図１は回転電機の制御装置の全体を示す構成図、図２は図１の位置推定手段の詳細を示す構成図である。また、図３〜図７は動作説明に供する説明図である。

この実施の形態１において、回転電機１は例えば埋込磁石型の同期機であって、この回転電機１には所定の制御電圧を印加する電圧印加手段としてのインバータ６が接続されている。また、インバータ６と回転電機１との間を流れる二相分の回転電機電流ｉｕ、ｉｖを検出する電流検出手段２と、回転電機１の回転子位置を求める位置推定手段３と、回転電機１に印加する駆動電圧指令用の電圧指令Ｖｕｐ＊，Ｖｖｐ＊，Ｖｗｐ＊を出力する制御手段４（詳細後述）と、制御手段４からの電圧指令Ｖｕｐ＊，Ｖｖｐ＊，Ｖｗｐ＊に基づいてパルス幅変調されたロジック信号Ｖｕｌ，Ｖｖｌ，Ｖｗｌを出力するパルス幅変調制御手段５（詳細後述）が設けられている。

上記の制御手段４は、減算器４２、ｄ軸電流制御器７、ｑ軸電流制御器８、座標変換器９、電圧指令手段としての二相・三相変換器１０、三相・二相変換器１１、座標変換器１２を有するとともに、位置検出用電圧発生器１４、および加算器４１を備えている。また、パルス幅変調手段５は、スイッチング周期発生部としてのスイッチング周期発生器１３と、パルス幅変調制御器１５とを有する。

この実施の形態１における電流検出手段２は、例えば変流器等からなり、回転電機１とインバータ６とを結ぶ電力線からＵ相電流ｉｕとＶ相電流ｉｖとの二相分の電流を検出する。しかし、それ以外に、Ｕ相電流、Ｖ相電流、Ｗ相電流のうち任意の二相分の電流を検出してもよい。また、電流検出手段２は、Ｕ相電流、Ｖ相電流、Ｗ相電流の三相電流を検出する方法でもよい。あるいは、電流検出手段２として、後述するようなインバータ６の入力である直流母線電流を利用した手法を用いた演算で検出することも可能である。

後で詳述するように、位置検出用電圧発生器１４が出力する三相の位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈを回転電機駆動用の基本波電圧Ｖｕｐ＊，Ｖｖｐ＊，Ｖｗｐ＊に重畳することにより、電流検出手段２により検出される回転電機１のＵ相電流ｉｕとＶ相電流ｉｖとの二相分の回転電機電流には、位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈに対応した周波数をもつ位置検出用交流電流成分が含まれている。

したがって、位置推定手段３は、回転電機１に発生する回転電機電流に含まれる高周波の位置検出用交流電流を抽出し、その位置検出用電流に基づいて回転子位置の情報θｐを求めて出力するものであって、図２に示すように、三相・二相変換器１９、フーリエ変換器２０、２つの乗算器２１、減算器２２、および位置演算器２３が順次接続されて構成されている。なお、三相・二相変換器１９を設けているのは、二相電流に変換すれば以降の位置推定に必要な情報量を少なくすることができて演算が簡単になるためである。また、フーリエ変換器２０は、回転電機電流に含まれる位置検出用交流電流を抽出するためのものである。

ｄ軸電流制御器７は、比例積分制御などを用いて、減算器４２で得られるｄ軸電流指令値ｉｄ＊と座標変換器１２の出力であるｉｄとの偏差Δｉｄがなくなるようなｄ軸基本波電圧Ｖｄ＊を出力する。ｑ軸電流制御器８は、比例積分制御などを用いて、減算器４２で得られるｑ軸電流指令値ｉｑ＊と座標変換器１２の出力であるｉｑとの偏差Δｉｑがなくなるようなｑ軸基本波電圧Ｖｑ＊を出力する。座標変換器９は、位置推定手段３が出力する回転子位置情報を用いて、ｄ軸基本波電圧Ｖｄ＊とｑ軸基本波電圧Ｖｑ＊を固定二軸（α−β軸）上の基本波電圧Ｖα＊とＶβ＊に変換する。また、二相・三相変換器１０は基本波電圧Ｖα＊とＶβ＊を三相分の正弦波形などの基本波電圧Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に変換する。

一方、三相・二相変換器１１は、電流検出手段２で検出されたＵ相電流ｉｕとＶ相電流ｉｖを、固定二軸（α−β軸）上の電流ｉαとｉβに変換する。また、座標変換器１２は、位置推定手段３が出力する回転子位置の情報θｐを用いて、ｉα、ｉβを回転二軸（ｄ−ｑ軸）電流ｉｄ、ｉｑに変換する。

スイッチング周期発生器１３は、スイッチング周期Ｔｃの値をパルス幅変調制御器１５及び位置検出用電圧発生器１４へ出力する。なお、このスイッチング周期Ｔｃは、三相分の各基本波電圧Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の周期よりも十分に短い周期をもって、このスイッチング周期Ｔｃは回転電機１の電気的特性やインバータ駆動により発生する電磁騒音の周波数等を考慮して予め最適な値に設定される。

位置検出用電圧発生器１４は、スイッチング周期発生器１３から与えられたスイッチング周期Ｔｃのｍ倍（ｍは３以上の整数、３以上とする理由は後述）と等しい周期ｍ・Ｔｃであって、かつ位相の異なる位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈを発生して加算器４１に出力する。

加算器４１は、二相・三相変換器１０から出力される基本波電圧Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に位置検出用電圧発生器１４から出力される高周波（周期ｍ・Ｔｃ）の位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈを重畳し、これを電圧指令Ｖｕｐ＊、Ｖｖｐ＊、Ｖｗｐ＊としてパルス幅変調制御器１５へ出力する。ここで、上述のようにｍを３以上の整数とする理由は、ｍが１あるいは２のときは、スイッチング周期Ｔｃのｍ倍の周期ｍ・Ｔｃと等しい三相の位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈの各相に、位相差を持たせることができず、ひいては位置推定手段３による回転子位置の情報θｐを精度良く求めることができないからである。

上記構成において、制御手段４の加算器４１によって三相の基本波電圧Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊にそれぞれ個別に位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈを重畳して回転電機１に印加する。この場合、位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈのベクトル和である電圧ベクトルは交番電圧ではなく回転電圧となる。なお、交番電圧とは、三相交流電圧１周期のうちに、三相交流電圧の各相のベクトル和である電圧ベクトルを２方向以下に印加するものをいう。また、回転電圧とは三相交流電圧１周期のうちに、三相交流電圧の各相のベクトル和である電圧ベクトルを３方向以上に印加するものをいう。

位置検出用電圧発生器１４が出力する位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈの一例として、ｍ＝４のときの電圧波形を、スイッチング周期Ｔｃ、位置検出用電圧の周期Ｔｈｖ（＝４・Ｔｃ）として図３（ａ）に示す。また、位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈのベクトル和である電圧ベクトルＶｓｕｍのベクトル図を図３（ｂ）に示す。なお、図３（ａ）では、任意の値の＋Ｖｈと−Ｖｈを２区間ずつ交互にし、各相の位相差は１区間として出力している。この場合、位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈのベクトル和である電圧ベクトルＶｓｕｍは、図３（ｂ）に示すように三相交流電圧１周期のうちに、各区間Ｋ１〜Ｋ４（図３（ａ））においてＶｓｕｍ１〜Ｖｓｕｍ４を順番にとる回転電圧となる。

なお、各位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈが＋Ｖｈあるいは−Ｖｈである区間は２区間にしないで、１区間であってもよく、あるいは、図４に示すように３区間などにしてもよい。ただし、スイッチング周期のｍ倍と等しい周期の位相の異なる三相交流電圧を出力する場合、＋Ｖｈあるいは−Ｖｈである区間は、１から（ｍ−１）の間の値でなければならず、＋Ｖｈである区間と−Ｖｈである区間は合わせてｍ区間でなければならない。また、各相の位相差は、図３（ａ）のように１区間としないで、２区間や、３区間などにしてもよい。ただし、スイッチング周期のｍ倍と等しい周期の位相の異なる三相交流電圧を出力する場合、各相の位相差は、１から（ｍ−１）の間の値でなければならない。また、位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈは図３、図４に示したような方形波ではなく、正弦波で与えてもよい。

パルス幅変調制御器１５は、制御手段４が出力する電圧指令Ｖｕｐ＊、Ｖｖｐ＊、Ｖｗｐ＊とスイッチング周期発生器１３が出力するスイッチング周期Ｔｃの値に基づいて、インバータ６に与えるパルス幅変調されたロジック信号Ｖｕｌ、Ｖｖｌ、Ｖｗｌを発生する。ここに、パルス幅変調制御法としては、（ア）キャリア信号としての三角波Ｃｓによるパルス幅変調制御法、（イ）キャリア信号としてののこぎり波Ｗｓｔによるパルス幅変調制御法、（ウ）瞬時空間電圧ベクトルＶｓによるパルス幅変調制御法などのいずれを用いてもよい。

まず、三角波Ｃｓによるパルス幅変調制御法について説明する。図５は、三角波Ｃｓによるパルス幅変調制御法を用いた場合のパルス幅変調動作波形である。この三角波Ｃｓによるパルス幅変調制御法では、例えば、三角波Ｃｓの周期Ｔｃｓをスイッチング周期発生器１３が出力するスイッチング周期Ｔｃの２倍（すなわち、Ｔｃｓ＝２Ｔｃ）に設定する。

パルス幅変調制御器１５による具体的なパルス幅変調動作について図５を用いて説明する。なお、図５において、電圧指令Ｖｕｐ＊、Ｖｖｐ＊、Ｖｗｐ＊は正弦波信号であるが、三角波Ｃｓのキャリア信号や位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈに比べて周波数が低いため、直線状に表している。また、電圧指令Ｖｕｐ＊、Ｖｖｐ＊、Ｖｗｐ＊には実際には位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈが重畳されているが、ここではパルス幅変調動作について説明するため、図示省略している。

図５のように、三角波Ｃｓと電圧指令Ｖｕｐ＊、Ｖｖｐ＊、Ｖｗｐ＊との大小関係をそれぞれ比較し、三角波Ｃｓの大きさよりも電圧指令Ｖｕｐ＊、Ｖｖｐ＊、Ｖｗｐ＊の大きさが大きいときはＨｉ、小さいときはＬｏｗのロジック信号を出力する。なお、三角波Ｃｓと電圧指令Ｖｕｐ＊、Ｖｖｐ＊、Ｖｗｐ＊の大小関係をそれぞれ比較し、三角波Ｃｓの大きさよりも電圧指令Ｖｕｐ＊、Ｖｖｐ＊、Ｖｗｐ＊の大きさが大きいときはＬｏｗ、小さいときはＨｉのロジック信号を出力してもよい。

次に、のこぎり波Ｗｓｔによるパルス幅変調制御法について説明する。図６は、のこぎり波Ｗｓｔによるパルス幅変調制御法を用いた場合のパルス幅変調動作波形である。のこぎり波Ｗｓｔによるパルス幅変調制御法では、のこぎり波Ｗｓｔの周期Ｔｗｓｔをスイッチング周期発生器１３が出力するスイッチング周期Ｔｃと同一とする。

具体的なパルス幅変調動作について図６を用いて説明する。
図６のように、のこぎり波Ｗｓｔと電圧指令Ｖｕｐ＊、Ｖｖｐ＊、Ｖｗｐ＊大小関係をそれぞれ比較し、のこぎり波Ｗｓｔの大きさよりも電圧指令Ｖｕｐ＊、Ｖｖｐ＊、Ｖｗｐ＊の大きさが大きいときはＨｉ、小さいときはＬｏｗのロジック信号を出力する。なお、のこぎり波Ｗｓｔと電圧指令Ｖｕｐ＊、Ｖｖｐ＊、Ｖｗｐ＊大小関係をそれぞれ比較し、のこぎり波Ｗｓｔの大きさよりも電圧指令Ｖｕｐ＊、Ｖｖｐ＊、Ｖｗｐ＊の大きさが大きいときはＬｏｗ、小さいときはＨｉのロジック信号を出力するように構成することもできる。

次に、瞬時空間電圧ベクトルＶｓによるパルス幅変調制御法について説明する。このパルス幅変調制御法は、制御手段４が出力する電圧指令Ｖｕｐ＊、Ｖｖｐ＊、Ｖｗｐ＊のベクトル和を瞬時空間電圧ベクトルＶｓとし、この瞬時空間電圧ベクトルＶｓと大きさ・方向が一致するようにロジック信号Ｖｕｌ、Ｖｖｌ、Ｖｗｌを任意時間Ｔｆ内で時分割して組み合わせることにより、ロジック信号のベクトル和の任意時間Ｔｆでの平均が瞬時空間電圧ベクトルＶｓと一致するように制御する方法である。なお、本実施の形態では、任意時間Ｔｆをスイッチング周期発生器１３が出力するスイッチング周期Ｔｃと同一とする。

具体的なパルス幅変調動作について図７を用いて説明する。
図７は瞬時空間電圧ベクトル制御法の動作を説明するための説明図であり、図７（ａ）はパルス幅変調制御器１５が出力するロジック信号の組み合わせを示した図であり、図７（ｂ）は図７（ａ）のロジック信号の組み合わせによる８つの電圧ベクトルの図である。図７（ａ）及び（ｂ）中のベクトルＶ０とベクトルＶ７はすべてのスイッチがＬｏｗまたはＨｉとなり、大きさ・方向を持たないため、ゼロ電圧ベクトルと呼ぶ。例えば、図７（ｃ）に示すように、制御手段４が出力する電圧指令Ｖｕｐ＊、Ｖｖｐ＊、Ｖｗｐ＊のベクトル和である瞬時空間電圧ベクトルＶｓが与えられ、この瞬時空間電圧ベクトルＶｓを任意時間Ｔｆの間で出力する場合を考える。瞬時空間電圧ベクトルＶｓはベクトルＶ１方向とベクトルＶ２方向に分割することができ、瞬時空間電圧ベクトルＶｓをベクトルＶ１方向に分割したときの大きさをＶ１ｓ、ベクトルＶ２方向に分割したときの大きさをＶ２ｓとする。

そして、Ｖ１ｓ、Ｖ２ｓに基づいて、任意時間Ｔｆ間でのベクトルＶ１の出力時間Ｔ１とベクトルＶ２の出力時間Ｔ２を次の（１）式、（２）式より計算する。

また、任意時間Ｔｆ間でのゼロ電圧ベクトルによる出力時間Ｔ３は、次の（３）式により計算する。

以上のように、出力時間Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３を計算し、各出力時間Ｔ１〜Ｔ３に基づいて、図７（ｄ）に示すようにパルス幅変調制御器１５からベクトルＶ１、ベクトルＶ２、ベクトルＶ０またはベクトルＶ７のロジック信号の組み合わせを出力することで、任意時間Ｔｆの間における出力の時間平均が瞬時空間電圧ベクトルＶｓと一致するようにする。

なお、ゼロ電圧ベクトルを出力する場合、ベクトルＶ０とベクトルＶ７の２つのロジック信号の組み合わせの両方を用いてもよいが、回転電機１の中性点から各相電圧を見た場合、ベクトルＶ０とベクトルＶ７どちらの場合でも回転電機１の各相電圧は同電位となり差異はないため、ベクトルＶ０とベクトルＶ７の両方を用いる必要はなく、どちらか一方の組み合わせだけを用いてもよい。

次に、位置推定手段３の動作について説明する。
図２に示すように、三相・二相変換器１９は、電流検出手段２により検出した回転電機電流ｉｕ，ｉｖからα−β軸系の二相電流ｉαｓ，ｉβｓに変換する。前述のように三相の基本波電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に対して、これよりも高周波の位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈを重畳することにより、電流検出手段２で検出される回転電機電流には位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈに対応した高周波の位置検出用交流電流が発生しているので、次のフーリエ変換器２０は、三相・二相変換器１９の出力である二相電流ｉαｓ，ｉβｓから位置検出用交流電流の振幅（大きさ）Ｉαｓ，Ｉβｓを抽出する。引き続いて、演算処理を容易にするために、乗算器２１はフーリエ変換器２０の出力であるＩαｓ，Ｉβｓをそれぞれ二乗し、（Ｉαｓ・Ｉαｓ）と（Ｉβｓ・Ｉβｓ）とを出力する。次に、減算器２２は（Ｉβｓ・Ｉβｓ）から（Ｉαｓ・Ｉαｓ）を減じて両者の差分ΔＩαβを出力する。そして、位置演算器２３は減算器２２の出力である差分ΔＩαβより回転子位置θｐを演算する。

このようにして求めた回転子位置θｐは、センサ等を用いて直接その位置を検出したものではなく、演算により求めた推定値である。つまり、本発明において回転子位置θｐを求めるということは、センサレスによって正しい回転子位置が推定できることを意味している。以下、位置推定手段３により回転子位置θｐを求める処理内容について、さらに具体的に説明する。

回転電機１が例えば埋込磁石型同期機の場合、固定直交座標（α−β軸）での電圧方程式は次の（４）式のように表すことができる。

回転電機１が停止時または低速運転と仮定し、ω＝０とし、また、微分演算子Ｐをラプラス演算子ｓに置き換えると固定直交座標での電流ｉαｓ，ｉβｓは次の（５）式となる。

いま、位置検出用電圧発生器１４から回転電機１を駆動するための交流電圧の角周波数よりも十分に高い角周波数ωｈなる位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈを印加すると、Ｒ＜＜Ｌα・ωｈ及びＲ＜＜Ｌβ・ωｈが成り立ち（ｓ＝ｊωｈ（ｊは虚数単位）とした場合）、固定子抵抗Ｒの影響を無視すると、上記（５）式は次の（６）式となる。

また、位置検出用電圧発生器１４より印加する位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈは、固定直交座標では次の（７）式のように表すことができる。

（７）式の固定直交座標での位置検出用電圧は、次の（８）式で表される。

したがって、（８）式の位置検出用電圧の値を（６）式における固定直交座標系の［Ｖαｓ Ｖβｓ］に代入し、ｓ＝ｊωｈ（ｊは虚数単位）とすると、次の（９）式となる。

（９）式に示すように、固定直交座標での電流ｉαｓ，ｉβｓの振幅に回転子位置情報θ（＝回転子位置θｐ）が含まれていることが分かる。したがって、フーリエ変換器２０で固定直交座標での電流ｉαｓ，ｉβｓの振幅Ｉαｓ，Ｉβｓを抽出する。すなわちフーリエ変換器２０で回転電機電流中の位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈによる高周波の電流ｉαｓ，ｉβｓを抽出し、かつその振幅Ｉαｓ，Ｉβｓを求める。そして、抽出した振幅Ｉαｓ，Ｉβｓに基づいて、次の（１０）式に示すような演算を施すことにより、回転子位置情報θのみを含んだ項を抽出することができる。この演算を実現するために、振幅Ｉαｓ，Ｉβｓをそれぞれ二乗する乗算器２１と乗算器２１の出力である（Ｉβｓ・Ｉβｓ）から，（Ｉαｓ・Ｉαｓ）を減じて回転子位置θの情報のみを含むΔＩαβを出力する減算器２２を用いる。

位置演算器２３では、上記（１０）式のΔＩαβを次の（１１）式で除すことにより、ｃｏｓ２θのみを抽出する。そして、ｃｏｓ２θの逆余弦を演算することによりθ（回転子位置θｐ）を計算する。なお、回転子位置θｐの演算は逆余弦演算ではなく、ｃｏｓ２θの値を記憶したテーブルを用意し、その記憶装置に記憶されたｃｏｓ２θの値に基づいて回転子位置θｐを求めてもよい。

以上のように、この実施の形態１では、スイッチング周期Ｔｃに基づいて、スイッチング周期Ｔｃのｍ倍（ｍは３以上の整数）と等しい周期ｍＴｃであって、かつ互いに位相の異なる位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈを基本波電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に重畳して出力するようにしたので、従来のような三相分のキャリア信号を生成する必要がなく、位置検出用電圧（位置検出用電圧指令）を容易に出力することができ、また、回転子位置を回転電機電流のみを用いて求めることができるので、簡易な構成で回転電機１の回転子位置を推定することができ、かつ計算が簡単になって演算量を減らすことができる。さらに、三角波やのこぎり波などのキャリア信号の山や谷の近傍で電流サンプリングを行う場合でも、三相分のキャリア信号を生成する必要がないため、インバータのスイッチングによるスイッチングノイズ等の影響を低減して電流サンプリングを行える。

実施の形態２．
図８は本発明の実施の形態２の回転電機の制御装置における位置推定手段を示す構成図である。

上記の実施の形態１の位置推定手段３では回転子位置θｐを逆余弦演算をするか、あるいはｃｏｓ２θの値を記憶したテーブルを用意してその値に基づいて演算しているが、これらの方法の場合、演算量が多くなる場合がある。そこで、この実施の形態２では、実施の形態１よりも演算量を減らして簡易的に回転子位置θｐを求めるようにしたものである。

図８において、位置推定手段３は、三相・二相変換器２４、フーリエ変換器２０、乗算器２１、および減算器２２からなる第１の回路と、三相・二相変換器２５、フーリエ変換器２０、乗算器２１、および減算器２２からなる第２の回路と、三相・二相変換器２６、フーリエ変換器２０、乗算器２１、および減算器２２からなる第３の回路の計３組の回路を備え、各減算器２２の出力が位置演算器２７へ出力される。

ここに、第１の三相・二相変換器２４は、固定子Ｕ相方向と、変換後の二相電流のα方向が一致するように三相・二相変換をして二相電流ｉαｓｕ，ｉβｓｕを出力する。第２の三相・二相変換器２５は、固定子Ｖ相方向と、変換後の二相電流のα方向が一致するように三相・二相変換をして二相電流ｉαｓｖ，ｉβｓｖを出力する。第３の三相・二相変換器２６は、固定子Ｗ相方向と、変換後の二相電流のα方向が一致するように三相・二相変換をして二相電流ｉαｓｗ，ｉβｓｗを出力する。

そして、各三相・二相変換器２４，２５，２６から出力される二相電流は、実施の形態１と同様に各フーリエ変換器２０によって振幅を抽出し、乗算器２１でそれぞれ二乗する。そして、各減算器２２により乗算器２１の出力であるβ電流の振幅の二乗からα電流の振幅の二乗の差分ΔＩαβｕ，ΔＩαβｖ，ΔＩαβｗを求める、この場合の各差分ΔＩαβｕ，ΔＩαβｖ，ΔＩαβｗは、次の（１２）式となる。

位置演算器２７は、ΔＩαβｕ，ΔＩαβｖ，ΔＩαβｗの大小関係より、図９に示すようにＩ〜ＶＩの区間に分ける。各区間において、ΔＩαβｕ，ΔＩαβｖ，ΔＩαβｗの内、ゼロクロスするものを線形近似し、次の（１３）式より回転子位置θｐを求める。なお、（１３）式のΔＩαβ＿ｕｖｗは、ΔＩαβｕ，ΔＩαβｖ，ΔＩαβｗの内、ゼロクロスするものの値であり、｜ΔＩαβ＿ｕｖｗ｜は、ΔＩαβｕ，ΔＩαβｖ，ΔＩαβｗの内、ゼロクロスするものの振幅を表している。なお、｜ΔＩαβ＿ｕｖｗ｜はΔＩαβｕ，ΔＩαβｖ，ΔＩαβｗの二乗の和の平方根より求めてもよい。

以上のような構成にすることにより、実施の形態１のような逆余弦演算を行ったり、余弦の値を記憶したテーブルを用いることなく、簡単に回転子位置θｐを求めることができ、演算量を少なくすることができる。
その他の構成および作用効果については、実施の形態１と同様であるので、ここでは詳しい説明を省略する。

実施の形態３．
図１０はこの実施の形態３による回転電機の制御装置の構成を示す構成図であり、実施の形態１と対応する構成部分には同一の符号を付す。

この実施の形態３において、回転電機の制御装置は、回転電機１の定数（例えば回転電機１のインダクタンス値等）を入力する回転電機定数入力手段１６を備え、制御手段４の位置検出用電圧発生器１４は、この回転電機定数入力手段１６より得た回転電機定数に基づいて、スイッチング周期Ｔｃ１のｍ倍（ｍは３以上の整数）と等しい周期（＝ｍ・Ｔｃ１）で位相の異なる三相の位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈを決定することを特徴としている。

すなわち、この実施の形態３においては、回転電機定数入力手段１６からスイッチング周期発生器１３と位置検出用電圧発生器１４とにそれぞれ回転電機定数が入力される。スイッチング周期発生器１３は、入力された回転電機定数に基づいて最適なスイッチング周期Ｔｃ１を決め、パルス幅変調制御器１５及び位置検出用電圧発生器１４へ出力する。

一方、位置検出用電圧発生器１４は、入力された回転電機定数に基づいて最適な倍数ｍを決め、スイッチング周期発生器１３が出力するスイッチング周期Ｔｃ１と倍数ｍの積を求め、周期ｍ・Ｔｃ１でかつ位相の異なる位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈを出力する。そして、この位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈが加算器４１によって基本波電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に重畳されて電圧指令Ｖｕｐ＊，Ｖｖｐ＊，Ｖｗｐ＊としてパルス幅変調制御器１５に与えられる。パルス幅変調制御器１５は、実施の形態１の場合と同様に、スイッチング周期Ｔｃ１に基づいて、パルス幅制御法を用いてインバータ６にロジック信号Ｖｕｌ、Ｖｖｌ、Ｖｗｌを出力する。

回転電機１より検出する回転電機電流中に含まれる高周波電流の振幅（大きさ）は、スイッチング周期Ｔｃのｍ倍（＝ｍ・Ｔｃ）と等しい周期かつ位相の異なる位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈに依存するため、回転電機１の特性を無視してｍやＴｃが常に一定値であると、場合によっては、位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈを印加することにより回転電機１に発生する高周波電流の振幅（大きさ）が小さくなり、その結果、電流検出手段２が検出する高周波電流の精度が悪化することに起因して、回転子位置推定の精度も悪くなる恐れがある。

これに対して、この実施の形態３では、回転電機１の種類に応じた回転電機定数に基づいて倍数ｍまたはスイッチング周期Ｔｃの少なくとも一方の適切な値を算出し、スイッチング周期Ｔｃのｍ倍と等しくなるように位相の異なる各位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈの周期を決定しているので、回転電機定数の異なる回転電機１を駆動した場合でも、精度よく回転電機１の回転子位置を推定することができる。
その他の構成および作用効果については、実施の形態１と同様であるので、ここでは詳しい説明を省略する。

実施の形態４．
図１１はこの実施の形態４による回転電機の制御装置の構成を示す構成図であり、実施の形態１と対応する構成部分には同一の符号を付す。

この実施の形態４において、回転電機の制御装置は、位置検出用電圧周期入力手段１７を備える。この位置検出用電圧周期入力手段１７は、位置検出用電圧発生器１４が出力する位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈの周期また周波数のいずれかを変更するため、その周期または周波数を設定入力するものであり、これによって位置検出用電圧発生器１４において、スイッチング周期発生器１３で設定されたスイッチング周期Ｔｃの倍数ｍ（ｍは３以上の整数）が決定される。

すなわち、この実施の形態４において、位置検出用電圧周期入力手段１７は、位置検出用電圧発生器１４が出力する位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈの周期また周波数のいずれかを決定する。例えば、ユーザーが任意の周期を位置検出用電圧周期入力手段１７に入力した場合、位置検出用電圧発生器１４は、位置検出用電圧周期入力手段１７より得た周期に基づいて、位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈの周期をスイッチング周期Ｔｃの何倍にするかの倍数ｍ（ｍは３以上の整数）を決定する。また、ユーザーが任意の周波数を位置検出用電圧周期入力手段１７に入力した場合、位置検出用電圧発生器１４は、位置検出用電圧周期入力手段１７より得た周波数の逆数を演算することにより位置検出用電圧の周期を求め、求めた周期に基づいて、位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈの周期をスイッチング周期Ｔｃの何倍にするかの倍数ｍ（ｍは３以上の整数）を決定する。

このように、この実施の形態４では、位置検出用電圧周期入力手段１７を設けることにより、回転電機１に印加される各位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈの周期または周波数を任意に変更することができるので、発生する騒音の周波数を変えて騒音による不快感を減少させることができる。
その他の構成および作用効果については、実施の形態１と同様であるので、ここでは詳しい説明を省略する。

実施の形態５．
前述の実施の形態１において、位置検出用電圧発生器１４は、スイッチング周期発生器１３が出力するスイッチング周期Ｔｃのｍ倍と等しい周期の位相の異なる位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈを出力し、ｍは３以上の整数としていたが、ｍの具体的な値までは特定していない。

この実施の形態５では、ｍの値を６ｎ（ｎは自然数）と限定したものである。すなわち、位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈの周期Ｔｈｖを、スイッチング周期Ｔｃの６ｎ倍（ｎは自然数）に限定する。これにより、各々の位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈの互いの位相差が１２０°となり、位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈは三相平衡電圧指令とすることができる。

一例として、ｎ＝１のときの電圧波形を、スイッチング周期Ｔｃ、位置検出用電圧の周期Ｔｈｖとして図１２に示す。なお、図１２では、任意の値の＋Ｖｈと−Ｖｈを３区間ずつ交互にし、位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈの位相差は２区間としている。この場合、位置検出用電圧の周期Ｔｈｖは６区間であるため、２区間の位相差は３６０°／６区間×２区間＝１２０°となり、位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈは三相平衡交流電圧となる。このため、不平衡三相交流電圧の印加による回転電機１への影響を少なくすることができ、また不平衡三相交流電圧を印加した場合に比べ、位置推定に要するフーリエ変換等の演算を簡単にすることができる。
その他の構成および作用効果については、実施の形態１と同様であるので、ここでは詳しい説明を省略する。

実施の形態６．
図１３は実施の形態６による回転電機の制御装置の構成を示す構成図であり、実施の形態１と対応する構成部分には同一の符号を付す。

この実施の形態６において、制御手段４は位置演算手段３が出力する回転子位置θｐに基づいて回転電機１の回転速度を演算する速度演算器１８を有する。そして。この速度演算器１８で演算された回転速度の情報が位置検出用電圧発生器１４に与えられるようになっている。

回転電機１の回転速度がある程度高速になれば、基本波電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈを殊更重畳しなくても、回転電機１の誘起電圧より回転電機１の回転子位置を容易に推定することが可能である。したがって、この実施の形態６では、位置検出用電圧発生器１４は、速度演算器１８が出力する回転電機１の回転速度が所定の速度以上になると位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈをゼロにし、位置検出用電圧が基本波電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に影響を与えないようにする。併せて、回転電機１の誘起電圧より回転電機の回転子位置を推定する方法に切り換える。

このような構成を採ることにより、スイッチング周期のｍ倍と等しい周期の位相の異なる位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈを含む高周波電圧を回転電機１に印加することにより生じる余分なエネルギ損失を無くすことができる。
その他の構成および作用効果については、実施の形態１と同様であるので、ここでは詳しい説明を省略する。

実施の形態７．
まず、本発明の実施の形態７の回転電機の制御装置を説明する前に、背景技術の欄において既述したように、電流センサのコスト削減のために、インバータに直流電圧を供給する直流電圧源とインバータとの間に流れる直流母線電流を一つの電流センサを用いて検出し、その直流母線電流の検出時におけるインバータの各相スイッチのスイッチングタイミングの違いにより、現時点で回転電機１のどの相に電流が流れているかを演算する従来技術について説明する。

図１４は直流母線電流を単一の母線電流検出手段（電流センサ）２９を用いて検出し、その検出した直流母線電流Ｉｄｃから回転電機電流を演算する回転電機電流演算手段３０を備えた回転電機の制御装置を示す従来の構成図である。なお、図１４では位置推定手段を設けずに、回転電機１にその回転位置を検出する回転位置センサ３１を取り付けているが、回転電機電流演算手段３０による回転電機電流の演算には直接関係しないので、この点についての説明は省略する。

図１４に示す回転電機の制御装置は、直流電圧源２８とインバータ６との間を流れる直流母線電流Ｉｄｃを検出する単一の電流センサからなる母線電流検出手段２９を備えるとともに、この母線電流検出手段２９で検出した直流母線電流Ｉｄｃとパルス幅変調手段５の出力であるロジック信号Ｖｕｌ、Ｖｖｌ、Ｖｗｌとに基づいて、回転電機１へ流れる回転電機電流ｉｕ，ｉｖを演算する回転電機電流演算手段３０を有する。

図１５は、三角波Ｃｓによるパルス幅変調制御法を用いた場合の、二相・三相変換器１０から出力される基本波電圧Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と三角波Ｃｓとの時間変化の様子（図１５（ａ））と、パルス幅変調制御器１５から出力されるロジック信号Ｖｕｌ、Ｖｖｌ、Ｖｗｌの時間変化の様子（図１５（ｂ））とを表したものであり、パルス幅変調制御器１５は、各基本波電圧Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊が三角波Ｃｓよりも大きいときは「Ｈｉ」、小さい時は「Ｌｏｗ」のロジック信号Ｖｕｌ、Ｖｖｌ、Ｖｗｌをそれぞれ出力する。

図１６は、直流電圧源２８に対する母線電流検出手段２９およびインバータ６の接続状態を示した構成図である。
インバータ６のスイッチＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮはパルス幅変調手段５の出力であるロジック信号Ｖｕｌ、Ｖｖｌ、Ｖｗｌに基づいて、ゲート駆動回路３１によってオンまたはオフする。例えば、スイッチＵＰはロジック信号Ｖｕｌが「Ｈｉ」のときオンとなり、「Ｌｏｗ」のときオフする。スイッチＵＮはロジック信号Ｖｕｌが「Ｌｏｗ」のときオンとなり、「Ｈｉ」のときオフする。スイッチＶＰはロジック信号Ｖｖｌが「Ｈｉ」のときオンとなり、「Ｌｏｗ」のときオフする。スイッチＶＮはロジック信号Ｖｖｌが「Ｌｏｗ」のとオンとなり、「Ｈｉ」のときオフする。スイッチＷＰはロジック信号Ｖｗｌが「Ｈｉ」のときオンとなり、「Ｌｏｗ」のときオフする。スイッチＷＮはロジック信号Ｖｗｌが「Ｌｏｗ」のときオンとなり、「Ｈｉ」のときオフする。

次に、直流母線電流Ｉｄｃから回転電機電流を演算する動作原理について説明する。
図１５（ｂ）に示すようにロジック信号が出力される場合、区間Ｔ１ではスイッチＵＰ、ＶＰ、ＷＮがオンとなりその他はオフとなるので、区間Ｔ１のスイッチングタイミングでは、回転電機１のＷ相を流れる電流ｉｗと母線電流検出手段２９で検出する電流Ｉｄｃは同一となる。次に、区間Ｔ２では、ＵＰ、ＶＮ、ＷＮがオンとなりその他はオフとなる。よって、区間Ｔ２のスイッチングタイミングでは、回転電機１のＵ相を流れる電流ｉｕと母線電流検出手段２９で検出する電流Ｉｄｃは同一となる。すなわち、区間Ｔ１ではＷ相の回転電機電流ｉｗとして、区間Ｔ２ではＵ相の回転電機電流ｉｕとして、それぞれ求めることができる。残りのＶ相の回転電機電流ｉｖについては、三相電流の和がゼロになることより、次の（１４）式より求めることができる。以上のようにして、母線電流検出手段２９は、三角波Ｃｓの半周期（スイッチング周期Ｔｃ）の間に三相の各回転電機電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出することができる。

このように、回転電機電流検出手段３０は、パルス幅変調手段５の出力であるロジック信号Ｖｕｌ、Ｖｖｌ、Ｖｗｌのスイッチングタイミングの違いと、その際に母線電流検出手段２９で検出された直流母線電流Ｉｄｃとによって、その検出した直流母線電流Ｉｄｃが回転電機１のどの相を流れる電流と対応しているのかを判別し、各相の回転電機電流を演算する。

なお、三相電流検出は、本来は同じタイミングで三相分の回転電機電流を同時に検出するのが好ましいが、ここではロジック信号Ｖｕｌ、Ｖｖｌ、Ｖｗｌのスイッチングタイミングの違いを利用しているため、三相分の回転電機電流を同じタイミングで検出することができない。具体的には、図１５（ｂ）のスイッチ区間Ｔ１でＷ相、Ｔ２でＵ相の各回転電機電流を検出し、また式（１４）からＶ相の回転電機電流を求めるため、スイッチ区間Ｔ１でＷ相の回転電機電流を検出してからスイッチ区間Ｔ２でＵ相の回転電機電流を検出するまでの時間差が生じる。このため、この時間差の間に三相の各回転電機電流の値が変化して検出誤差を生じる可能性があるが、スイッチ区間Ｔ１とスイッチ区間Ｔ２は隣接した区間であり時間差は微小である場合が殆どであるので、この時間差での電流変化による検出誤差は実際には無視することができる。

図１４に示した構成では、回転電機電流演算手段３０が母線電流検出手段２９で検出した直流母線電流Ｉｄｃと、パルス幅変調手段５の出力であるロジック信号Ｖｕｌ、Ｖｖｌ、Ｖｗｌとに基づいて回転電機１へ流れる回転電機電流ｉｕ，ｉｖを演算しているが、図１７に示すように、回転電機電流演算手段３０は、母線電流検出手段２９で検出した直流母線電流Ｉｄｃと、二相・三相変換器１０の出力である基本波電圧Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に基づいて、回転電機１へ流れる回転電機電流を演算することもできる。すなわち、図１４の構成では回転電機電流演算手段３０に入力する信号は直流母線電流Ｉｄｃとパルス幅変調手段５の出力であるロジック信号Ｖｕｌ、Ｖｖｌ、Ｖｗｌであるのに対し、図１７の構成では回転電機電流演算手段３０に入力する信号は直流母線電流Ｉｄｃと基本波電圧Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊であることである。

図１７の構成により直流母線電流から回転電機電流を演算する回転電機電流演算手段３０の動作原理を図１８を参照して説明する。
図１８は図１５と同様、三角波Ｃｓによるパルス幅変調制御法を用いた場合の、二相・三相変換器１０の出力である基本波電圧Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と三角波Ｃｓとの時間変化の様子（図１８（ａ））と、ロジック信号の時間変化の様子および各ロジック信号の違いにより、母線電流検出手段２９が検出する直流母線電流Ｉｄｃが回転電機電流のどの相を求めることができるかを表したものである（図１８（ｂ））。

図１８（ａ）に示すような、基本波電圧Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊のうち大きさが一番大きいものを最大相（図１８（ａ）ではＶｕ＊）、大きさが一番小さいものを最小相（図１８（ａ）ではＶｗ＊）、一番大きいものと一番小さいものの間のものを中間相（図１８（ａ）ではＶｖ＊）と呼ぶこととする。三角波Ｃｓによるパルス幅変調制御法を用いた場合において、直流母線電流Ｉｄｃより回転電機電流を演算する方法では、三角波Ｃｓの半周期（スイッチング周期Ｔｃ）の期間のうち、求めることができる回転電機電流は最大相と最小相の回転電機電流であり、検出できる時は、中間相と三角波Ｃｓが重なる前後である（図１８（ｂ）参照）。

また、三角波Ｃｓが右上がりの時は、中間相と三角波Ｃｓが重なる前では最小相の回転電機電流が（図１８では、区間Ｔ１の時で、検出できるのはＷ相）、中間相と三角波Ｃｓが重なった後では最大相の回転電機電流を求めることができる（図１８では、区間Ｔ２の時で、検出できるのはＵ相）。また、三角波Ｃｓが右下がりの時は、中間相と三角波Ｃｓが重なる前では最大相の回転電機電流が（図１８では、区間Ｔ４の時で、検出できるのはＵ相）、中間相と三角波Ｃｓが重なった後では最小相の回転電機電流を求めることができる（図１８では、区間Ｔ５の時で、検出できるのはＷ相）。基本波電圧Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と直流母線電流Ｉｄｃより求めることができる回転電機電流 にはこのような関係があるため、直流母線電流２９より検出した直流母線電流Ｉｄｃと基本波電圧Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を用いることにより、直流母線電流Ｉｄｃから回転電機電流を求めることができる。

このように、図１４ないし図１８に示したように、直流母線電流Ｉｄｃと、その直流母線電流Ｉｄｃの検出時におけるインバータの各相スイッチのスイッチングタイミングの違いを利用して、現時点で回転電機１のどの相に電流が流れているかを演算するようにすれば、実施の形態１〜６に示したように、少なくとも二相分の回転電機電流を直接に検出するために必要であった複数の電流センサを、直流母線電流Ｉｄｃを検出するための単一の電流センサのみを設ければ済むため、電流センサのコストを削減することができる利点がある。

しかしながら、直流母線電流Ｉｄｃに基づいて回転電機電流を演算する方法は、上記のように直流母線電流Ｉｄｃの検出時におけるインバータの各相スイッチのスイッチングタイミングの違いを利用しているため、例えば図１９（ａ）に示すように、基本波電圧Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊が近接した値や、同一の値となったときには、各相のスイッチングタイミングが互いに近くなるか、あるいは同一となる。その結果、図１４や図１７に示した構成のままでは、図１９（ｂ）に示すように、Ｔ１、Ｔ２などの各スイッチ区間の時間が極端に短く又は無くなるため、母線電流検出手段２９で検出した電流が、回転電機１のどの相の電流と同一になるかを判別することが極めて困難になる。したがって、直流母線電流Ｉｄｃがどの相の電流と同一になるかを判断するためには、スイッチ区間の時間がある所定値以上確保されることが必要である。

なお、実施の形態１〜６記載の制御装置は、少なくとも二相分の回転電機電流を直接に電流センサ等で検出していて、各相のスイッチングタイミングの違いを利用してはいないので、基本波電圧Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊が近接した値や、同一の値となった場合でも回転電機１の各相の回転電機電流を確実に検出することができ、上記のような問題は何ら生じない。

直流母線電流Ｉｄｃに基づいて回転電機電流を演算する場合に、例えば図１９（ａ）に示したように、基本波電圧Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊が近接した値や、同一の値となった場合でも、直流母線電流Ｉｄｃがどの相の電流と同一になるかを判断できるようにするためには、前述の位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈを、二相・三相変換器１０から出力される基本波電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に重畳することにより解決することができる。以下、位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈを利用して直流母線電流Ｉｄｃより回転電機電流を演算できるようにした本発明の実施の形態７について説明する。

図２０は、この実施の形態７における回転電機の制御装置の構成図であり、実施の形態１と対応する構成部分には同一の符号を付す。

この実施の形態７の回転電機の制御装置は、図１に示した実施の形態１の構成の制御装置を前提として、図１の電流検出手段２を省略し、その代わりに、インバータ６とこのインバータ６に直流電力を供給する直流電圧源２８との間を流れる母線電流Ｉｄｃを検出する母線電流検出手段２９と、この母線電流検出手段２９で検出された母線電流Ｉｄｃとパルス幅変調手段５から出力されるロジック信号Ｖｕｌ，Ｖｖｌ，Ｖｗｌとに基づいて回転電機電流を演算する回転電機電流演算手段３０を設けている。なお、パルス幅変調手段５から出力されるロジック信号Ｖｕｌ，Ｖｖｌ，Ｖｗｌを回転電機電流演算手段３０に取り込むのに代えて、図１７に示した場合と同様に、二相・三相変換器１０から出力される基本波電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を回転電機電流演算手段３０に取り込む構成を採用しても同様な効果を奏することができる。

ここで、図１９（ａ）に示すように二相・三相変換器１０から出力される基本波電圧Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊が互いに接近している場合に、例えば実施の形態５で説明した図１２に示した波形（周期Ｔｈｖ＝６ｎ・Ｔｃ、ｎ＝１）をもつ位置検出用電圧Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈを、図２０の制御手段４の加算器４１によって重畳すると、その出力である電圧指令Ｖｕｐ＊、Ｖｖｐ＊、Ｖｗｐ＊は図２１（ａ）に示すような波形になる。なお、電圧指令Ｖｕｐ＊、Ｖｖｐ＊、Ｖｗｐ＊の平均値は、図１９（ａ）で示す各基本波電圧Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と同一になるため、位置検出用電圧Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈの周波数を回転電機１の制御に影響を及ぼさない程度以上にしておけば、位置検出用電圧Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈを重畳しない場合と同等に回転電機１を制御することができる。

制御手段４から出力される電圧指令Ｖｕｐ＊、Ｖｖｐ＊、Ｖｗｐ＊が図２１（ａ）に示すような波形の場合、これに応じてパルス幅変調制御器１５から出力されるロジック信号Ｖｕｌ、Ｖｖｌ、Ｖｗｌは図２１（ｂ）に示すようになる。すなわち、図１９（ｂ）では短かったスイッチ区間Ｔ１とＴ４の時間を、図２１（ｂ）では長くすることができる。スイッチ区間Ｔ１とＴ４が長くなったことにより、スイッチ区間Ｔ１ではＶ相の回転電機電流ｉｖを、スイッチ区間Ｔ４ではＵ相の回転電機電流ｉｕをそれぞれ検出することができ、残りのＷ相の回転電機電流ｉｗは前述の（１４）式を用いて演算ができる。つまり、位置検出用電圧Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈを重畳することにより、三角波Ｃｓの１周期（スイッチング周期Ｔｃの２倍）の間に三相の回転電機電流を検出することができるようになる。ただし、スイッチ区間Ｔ２とＴ５は図１９（ｂ）と同じままであるため、これらの区間では回転電機電流を求めることはできない。

なお、位置検出用電圧発生器１４が出力する位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈの振幅Ｖｈの最大値はインバータ６が出力できる最大電圧から回転電機１を駆動するために必要な電圧を減算した値であり、また、振幅Ｖｈの最小値はインバータ６の中にあるスイッチング素子の短絡防止のためのデットタイムによる誤差電圧以上とすることで、直流母線電流より回転電機電流を演算する効果を発揮する。

以上のように、この実施の形態７では、位相の異なる位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈを基本波電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に予め重畳した上で、直流母線電流Ｉｄｃに基づいて回転電機電流を演算するので、電流センサ等の母線電流検出手段が単一のもので済み、コストダウンを図ることができることに加えて、基本波電圧Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊が近接した値や、同一の値となったときでも、三相の回転電機電流を演算して求めることが可能となる。

実施の形態８．
上記の実施の形態７で説明したように、位相の異なる位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈを基本波電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に予め重畳した上で、直流母線電流Ｉｄｃに基づいて回転電機電流を演算すれば、基本波電圧Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊が近接した値や、同一の値となったときでも、三相の各回転電機電流を演算して求めることができる利点が得られる。

しかし、図１２に示した波形（周期Ｔｈｖ＝６ｎ・Ｔｃ、ｎ＝１）の位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈを利用して直流母線電流より回転電機電流を演算する場合、その三相の回転電機電流の検出間隔は、図２１に示したように三角波Ｃｓの周期Ｔｃｓ（＝２Ｔｃ、つまり、スイッチング周期Ｔｃの２倍）である。これに対して、前述の図１４や図１７に示した構成において三相の回転電機電流の検出が可能なとき（基本波電圧Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊が近接したり同一の値で無いとき）の三相の回転電機電流の検出間隔は、図１５（ｂ）や図１８（ｂ）に示したように三角波Ｃｓの半周期（＝スイッチング周期Ｔｃ）である。つまり、図１２に示した波形の位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈをそのまま利用して直流母線電流Ｉｄｃより回転電機電流を演算する場合、三相の回転電機電流の検出間隔はスイッチング周期Ｔｃの２倍になってしまう。

また、図１２に示した波形の位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈを利用して直流母線電流より回転電機電流を演算する方法では、図２１（ｂ）に示したように、スイッチ区間Ｔ１でＶ相、Ｔ４でＵ相の各回転電機電流を検出し、式（１４）よりＷ相の回転電機電流を求めるため、スイッチ区間Ｔ１でＶ相の回転電機電流を検出してからスイッチ区間Ｔ４でＵ相の回転電機電流を検出するまでの時間差が生じる。すなわち、図１４、図１７に示した構成において直流母線電流より回転電機電流を演算する場合の時間差は、図１５（ｂ）や図１８（ｂ）に示したように隣接したスイッチ区間Ｔ１とスイッチ区間Ｔ２との時間差であったが、図１２に示した波形の位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈを利用して直流母線電流より回転電機電流を演算する方法は、図２１（ｂ）に示したようにスイッチ区間２つ分離れたスイッチ区間Ｔ１とスイッチ区間Ｔ４との時間差であるため、この時間差の間に変化する三相回転電機電流の値の変化が大きくなり、検出誤差が無視できなくなる可能性がある。

そこで、この実施の形態８では、実施の形態７に生じる上記の不具合を改善するものである。すなわち、基本波電圧Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に重畳する位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈについて、図１２に示す波形の位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈでは、それぞれ＋Ｖｈと−Ｖｈの２つの値しか持たなかったが、それに代えて、例えば図２２に示すように、位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈがそれぞれ＋Ｖｈ、−Ｖｈ、０の３つの値を持つようにして、直流母線電流より回転電機電流を演算できるようしたものである。なお、それ以外の全体構成は図２０に示した実施の形態７の場合と同じである。

ここで、図２２に示した３つの値をもつ位置検出用電圧Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈを、図２０の制御手段４の加算器４１によって重畳すると、その出力である電圧指令Ｖｕｐ＊、Ｖｖｐ＊、Ｖｗｐ＊は図２３（ａ）に示すような波形になる。そして、これらの電圧指令Ｖｕｐ＊、Ｖｖｐ＊、Ｖｗｐ＊に応じてパルス幅変調制御器１５から出力されるロジック信号Ｖｕｌ、Ｖｖｌ、Ｖｗｌは図２３（ｂ）に示すようになる。

このように、図２２に示す＋Ｖｈ、−Ｖｈ、０の３つの値を持つ位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈを利用することで、実施の形態７の不具合を改善して三相の回転電機電流の検出間隔をスイッチング周期Ｔｃまで短縮化できる。

なお、図２２に示したような＋Ｖｈ、−Ｖｈ、０の３つの値を持つ位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈを利用する場合でも、基本波電圧Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の値によっては、電圧指令Ｖｕｐ＊、Ｖｖｐ＊、Ｖｗｐ＊が互いに近接して回転電機電流が検出できなくなるスイッチ区間が発生する場合がある。このような場合には、位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈの値を＋２Ｖｈ、＋Ｖｈ、−２Ｖｈ、−Ｖｈの４つの値の大きさをもつようにしたり、あるいは正弦波などのように大きさが連続的変わる位置検出用電圧をＶｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈにするなど、位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈの値を複数にすることにより、回転電機電流を検出することができる。

なおまた、この実施の形態８では、直流母線電流Ｉｄｃから回転電機電流を演算するために、位置検出用電圧をＶｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈが３つの値をもつようにしているものの、その周期は、常にスイッチング周期Ｔｃのｍ倍（ｍは３以上の整数）と等しい周期ｍ・Ｔｃになるように設定されているため、位置推定手段３による回転子位置の推定演算に何ら悪影響を与えることはない。よって、位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈを利用して直流母線電流Ｉｄｃに基づいて回転電機電流を演算する際には、位置センサを取り付ける必要はなく、かつ、電流センサの数も削減することが可能なので、回転電機１の制御装置を簡単かつ安価に構成することができる。

実施の形態９．
図２４は本発明の実施の形態９における回転電機の制御装置を示す構成図であり、実施の形態７（図２０）と対応する構成部分には同一の符号を付す。

この実施の形態９の回転電機の制御装置は、実施の形態７（図２０）の構成を基本として、さらに制御手段４において、位置検出用電圧発生器１４と加算器４１との間に、位置検出用電圧変更器３４が設けられている。

この位置検出用電圧変更器３４は、二相・三相変換器１０から出力される回転電機１を駆動するための基本波電圧Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を入力し、この基本波電圧Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に基づいて、位置検出用電圧発生器１４から出力される位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈの振幅の大きさを変更した変更位置検出用電圧Ｖｕｈ２，Ｖｖｈ２，Ｖｗｈ２を出力するものである。そして、この位置検出用電圧変更器３４から出力される変更位置検出用電圧Ｖｕｈ２，Ｖｖｈ２，Ｖｗｈ２が、加算器４１によって基本波電圧Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に加算されるようになっている。

前述の実施の形態７（図２０）に示した構成の場合、電圧指令Ｖｕｐ＊、Ｖｖｐ＊、Ｖｗｐ＊が近接または同じ値になると、直流母線電流がどの相の回転電機電流と同一になるかを判別することが極めて困難となり、電流の検出間隔が長くなり、また、電流検出誤差が発生する可能性がある。この不具合発生を解決するために、上記の実施の形態８では位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈがそれぞれ＋Ｖｈ、−Ｖｈ、０の３つの値を持つようにして、直流母線電流より回転電機電流を演算できるようしたが、この実施の形態９では、実施の形態８の場合よりもさらにダイナミックに対応できるようにするため、基本波電圧Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の値に基づいて位置検出用電圧発生器１４から出力される位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈの振幅を変更するようにしたものである。以下、その動作原理について説明する。

図２５は位置検出用電圧変更器３４の動作の説明図であり、同図（ａ）は位置検出用電圧発生器１４から出力される位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈの出力波形、同図（ｂ）は位置検出用電圧変更器３４から出力される変更位置検出用電圧Ｖｕｈ２，Ｖｖｈ２，Ｖｗｈ２の出力波形をそれぞれ示している。なお、図２５（ａ）に示した位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈは、図１２に示した位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈの波形（周期Ｔｈｖ＝６ｎ・Ｔｃ、ｎ＝１））と同じであり、したがって、図１２のＫ１〜Ｋ３と図２５（ａ）のＫ１〜Ｋ３は互いに対応している。

位置検出用電圧発生器１４から出力される図２５（ａ）に示す位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈを、位置検出用電圧変更器３４を経由せずにそのまま基本波電圧Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に重畳した場合には図２５（ｃ）に示す波形となるが、これは既に図２１（ａ）に示した波形と同じである。

この図２５（ｃ）において、基本波電圧Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈを重畳して得られる電圧指令Ｖｕｐ＊、Ｖｖｐ＊、Ｖｗｐ＊は、区間Ｋ１ではＶｕｐ＊とＶｗｐ＊が近接するため、スイッチ区間Ｔ２の時間が短くなり直流母線電流がどの相の回転電機電流と同じになるかを判別することができなくなる。また、区間Ｋ２では、Ｖｖｐ＊とＶｗｐ＊が近接するため、スイッチ区間Ｔ５の時間が短くなり、直流母線電流がどの相の回転電機電流と同じになるかを判別することができなくなる。

そこで、この実施の形態９では、位置検出用電圧変更器３４が基本波電圧Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に基づいて位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈのスイッチ区間Ｔ１，Ｔ２，…の時間を予め演算により求め、Ｖｕｐ＊、Ｖｖｐ＊、Ｖｗｐ＊が互いに近接または同一の値となって、各スイッチ区間Ｔ１，Ｔ２，…の時間が短くなることにより、直流母線電流がどの相の回転電機電流と同一になるかが判別できなくなる状態（以下、判定不可状態という）の有無を求める。

なお、上記の判定不可状態とは、各スイッチ区間Ｔ１，Ｔ２，…の時間が回転電機電流演算手段３０の演算時間より短くなった状態であり、各スイッチ区間Ｔ１，Ｔ２，…の時間は各電圧指令Ｖｕｐ＊、Ｖｖｐ＊、Ｖｗｐ＊の値の差に比例するので、基本波電圧Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊と位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈとの和（＝電圧指令Ｖｕｐ＊、Ｖｖｐ＊、Ｖｗｐ＊）より各スイッチ区間Ｔ１，Ｔ２，…の時間を求めることができる。

よって、位置検出用電圧変更器３４は、演算により求めた各スイッチ区間Ｔ１，Ｔ２，…の時間が判定不可状態となった場合には、スイッチング周期Ｔｃごとに、位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈの振幅値を判定不可状態にならないようにΔＶ分だけ変更して変更位置検出用電圧Ｖｕｈ２，Ｖｖｈ２，Ｖｗｈ２を出力する。

そして、位置検出用電圧変更器３４は、次のスイッチング周期で、前のスイッチング周期で変更したΔＶ分だけ元に戻すように、位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈの値を変更した変更位置検出用電圧Ｖｕｈ２，Ｖｖｈ２，Ｖｗｈ２を出力する。このように位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈの値を変更した場合の各相の電圧指令Ｖｕｐ＊、Ｖｖｐ＊、Ｖｗｐ＊の変化を図２５（ｄ）に示す。なお、位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈを変更する値は、各スイッチ区間Ｔ１，Ｔ２，…の時間が、直流母線電流がどの相の回転電機電流と同一になるかを判断できる時間を確保できるように、すなわち、回転電機電流演算手段３０の演算時間以上になるように、次の式（１５）より演算して求める。

例えば、図２５（ｃ）の場合、位置検出用電圧変更器３４は、演算によりあらかじめスイッチ区間Ｔ１、Ｔ２の時間を求め、スイッチ区間Ｔ２が判定不可状態になるか否かを判断する。そして、スイッチ区間Ｔ２がそのままでは判定不可状態になると判断した場合には、判定不可状態にならないように、図２５（ｄ）の区間Ｋ１に示すように、Ｗ相の位置検出用電圧Ｖｗｈの値を式（１５）に基づいて次の式（１６）のΔＶ分だけ下げる。

そして、次のスイッチング周期の区間Ｋ２では、Ｗ相の位置検出用電圧Ｖｗｈの値をΔＶ分だけ上げる。図２５（ｃ）より区間Ｋ２ではＶｖｐ＊、Ｖｗｐ＊が近接して判定不可状態となるので、区間Ｋ１で変更したΔＶ分だけ区間Ｋ２でＷ相の位置検出用電圧Ｖｗｈを上げる。これにより、図２５（ｄ）の区間Ｋ２においても判定不可状態になるのを回避できる。

なお、図２５（ｄ）に示した例では、区間Ｋ１、区間Ｋ２においてＷ相の位置検出用電圧ＶｗｈをΔＶだけ変更しているが、Ｗ相の位置検出用電圧Ｖｗｈは変更せず、Ｕ相の位置検出用電圧ＶｕｈをΔＶだけ変更したり、あるいはＷ相の位置検出用電圧ＶｗｈとＵ相の位置検出用電圧Ｖｕｈとが互いに離れるように値を変更（例えばΔＶ／２ずつ引き離すなど）してもよく、同様の効果が得られる。ただし、この場合は区間Ｋ２ではＶｖｐ＊、Ｖｗｐ＊が近接したままの場合があるため、新たにＶ相またはＷ相の位置検出用電圧Ｖｖｈ、Ｖｗｈを変更する必要がある。

以上のように、この実施の形態９では、位置検出用電圧発生器１４と加算器４１との間に位置検出用電圧変更器３４を設け、この位置検出用電圧変更器３４によって基本波電圧Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の値に基づいて各相の電圧指令Ｖｕｐ＊、Ｖｖｐ＊、Ｖｗｐ＊の差を予測し、予測した各相の差より判定不可状態の有無を求め、判定不可状態が発生する恐れが生じるときには位置検出用電圧発生器１４から出力される位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈの振幅を変更するようにしたので、回転電機１の駆動性能を劣化させることなく、直流母線電流より回転電機電流を演算することができ、実施の形態８の場合よりもさらにダイナミックに対応することができる。また、基本波電圧Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊は何ら変化させずに位置検出用電圧Ｖｕｈ、Ｖｖｈ、Ｖｗｈの振幅のみを変化させるので、直流母線電流Ｉｄｃより回転電機電流を演算することができる。

産業上の利用分野

この発明は、誘導機や同期機等の回転電機の制御装置に適用することができ、回転位置センサを用いることなく回転子位置情報を得て回転制御を行える。

Claims (10)

1. 回転電機の回転制御を行うものであって、上記回転電機に流れる回転電機電流を検出する電流検出手段と、この電流検出手段より検出した回転電機電流に含まれる位置検出用電圧の周波数成分に基づいて回転子位置を推定する位置推定手段と、この位置推定手段で推定された回転子位置に基づいて電圧指令を出力する制御手段と、この制御手段からの上記電圧指令およびパルス幅変調制御に用いるスイッチング周期に基づいてパルス幅変調されたロジック信号を出力するパルス幅変調手段と、このパルス幅変調手段から出力されるロジック信号に基づいて上記回転電機に対して電圧を印加する電圧印加手段とを備え、
   上記制御手段が出力する上記電圧指令は、上記回転電機の駆動用の基本波電圧に対して、上記スイッチング周期のｍ倍（ｍは３以上の整数）と等しい周期で、かつ各相間で位相の異なる上記位置検出用電圧が重畳されていること、を特徴とする回転電機の制御装置。
2. 上記制御手段は、上記位置検出用電圧を発生する位置検出用電圧発生器と、この位置検出用電圧発生器から出力される位置検出用電圧を上記基本波電圧に重畳して上記パルス幅変調手段に電圧指令として出力する加算器と、を含むことを特徴とする請求項１記載の回転電機の制御装置。
3. 上記電流検出手段に代えて、上記電圧印加手段とこの電圧印加手段に直流電力を供給する直流電圧源との間を流れる母線電流を検出する母線電流検出手段と、この母線電流検出手段で検出された母線電流ならびに上記ロジック信号および上記電圧指令の両方またはいずれか一方に基づいて上記回転電機に流れる上記回転電機電流を演算する回転電機電流演算手段と、を備えることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の回転電機の制御装置。
4. 上記位置検出用電圧発生器から発生される上記位置検出用電圧は、上記スイッチング周期の期間中に少なくとも３つの振幅を有することを特徴とする請求項３記載の回転電機の制御装置。
5. 上記制御手段は、上記基本波電圧に応じて上記位置検出用電圧発生器で発生される位置検出用電圧の振幅を変化させた変更位置検出用電圧を発生して上記加算器に出力する位置検出用電圧変更器を備えることを特徴とする請求項３記載の回転電機の制御装置。
6. 上記位置検出用電圧発生器が出力する上記位置検出用電圧の周期は、上記スイッチング周期の６ｎ倍（ｎは自然数）に設定されていることを特徴とする請求項２ないし請求項５のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
7. 上記位置推定手段は、上記回転電機電流の中から、上記基本波電圧に上記位置検出用電圧または上記変更位置検出用電圧を重畳することにより生じた位置検出用交流電流を抽出し、この抽出された位置検出用交流電流に基づいて上記回転子位置を推定するものであることを特徴とする請求項１ないし請求項６のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
8. 上記位置推定手段は、上記回転電機に流れる三相の回転電機電流を三相二相変換する三相二相変換器と、この三相二相変換器の出力である二相電流から位置検出用交流電流を抽出するフーリエ変換器と、このフーリエ変換器で抽出された二相の位置検出用交流電流をそれぞれ二乗する乗算器と、各乗算器の出力に基づいて回転子位置を出力する位置演算器と、を含むことを特徴とする請求項７記載の回転電機の制御装置。
9. 上記制御手段は、上記位置推定手段が推定する回転子位置に基づいて上記回転電機の回転速度を演算する速度演算器を有し、この速度演算器で演算される回転速度が予め設定された所定値以上になったときには上記位置検出用電圧発生器からの位置検出用電圧の発生を停止させるものであることを特徴とする請求項２ないし請求項８のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。
10. 回転電機の回転制御を行うものであって、上記回転電機に流れる回転電機電流を検出する電流検出手段と、この電流検出手段より検出した回転電機電流に含まれる位置検出用電圧の周波数成分に基づいて回転子位置を推定する位置推定手段と、この位置推定手段で推定された回転子位置に基づいて電圧指令を出力する制御手段と、この制御手段からの上記電圧指令およびパルス幅変調制御に用いるスイッチング周期に基づいてパルス幅変調されたロジック信号を出力するパルス幅変調手段と、このパルス幅変調手段から出力されるロジック信号に基づいて上記回転電機に対して電圧を印加する電圧印加手段とを備え、
    上記電圧印加手段が出力する電圧には、上記スイッチング周期のｍ倍（ｍは３以上の整数）と等しい周期で、かつ各相間で位相の異なる上記位置検出用電圧を含むことを特徴とする回転電機の制御装置。

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