WO2013111383A1 - 交流回転機の制御装置 - Google Patents

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WO2013111383A1
WO2013111383A1 PCT/JP2012/074639 JP2012074639W WO2013111383A1 WO 2013111383 A1 WO2013111383 A1 WO 2013111383A1 JP 2012074639 W JP2012074639 W JP 2012074639W WO 2013111383 A1 WO2013111383 A1 WO 2013111383A1
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magnetic flux
current
deviation
rotating machine
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PCT/JP2012/074639
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伊藤　正人
陽祐 蜂矢
覚 寺島
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三菱電機株式会社
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    • H02P6/183—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements using an injected high frequency signal

Definitions

  • This invention relates to an AC rotating machine control device that can control an AC rotating machine such as an induction machine or a synchronous machine without using a position sensor to obtain rotor position information.
  • a sensorless control method based on an induced voltage using an adaptive observer As a method for controlling an AC rotating machine such as a synchronous machine or an induction machine, a sensorless control method based on an induced voltage using an adaptive observer is known.
  • This sensorless control method based on the induced voltage has the feature that the position sensor and the speed sensor can be omitted, but the induced voltage becomes small in the low-speed rotation range, making it difficult to detect or estimate the induced voltage. There is a problem that drive characteristics are degraded.
  • the control is based on the position detection result using the saliency of the inductance by superimposing the voltage and current of the frequency different from the basic frequency of the AC rotating machine, the driving in the low speed range is possible even without the position sensor. It becomes possible.
  • the AC rotating machine is driven based on the position detection result using the saliency of the inductance, and at high speeds, if the AC rotating machine is driven by sensorless control using the induced voltage, it is inexpensive and can be driven in the entire speed range. Possible devices can be provided. In this case, it is important to drive smoothly from the low speed range to the high speed range.
  • a low-frequency region phase generator that generates a phase for a low-frequency region and a phase for a high-frequency region in order to appropriately generate the phase of the rotation dq coordinate system required by the vector controller basic unit without using a position sensor
  • a phase synthesizer that synthesizes these two kinds of phases by weighted averaging in terms of frequency, and combines the final phase with the phase of the rotating dq coordinate system.
  • the first magnetic flux vector calculated using the rotor angle and the calculation is performed without using the rotor angle.
  • the position / velocity estimator performs control using the estimated speed value ⁇ est and the estimated position value ⁇ 0 estimated by the mechanical mathematical model so that the position error ⁇ obtained by the cross product calculation with the second magnetic flux vector becomes zero.
  • JP 2006-158046 A paragraphs [0012], [0013], FIGS. 2 and 3)
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and can smoothly drive an AC rotating machine without using a position sensor in the entire speed range, thereby reducing the amount of computation and responsiveness.
  • An object of the present invention is to provide a control device for an AC rotating machine that can be improved.
  • the control apparatus for an AC rotating machine includes a current vector detecting unit that detects a detected current vector from the current of the AC rotating machine, and detects a rotor magnetic flux vector from the detected current vector of the AC rotating machine and outputs it as a detected magnetic flux vector.
  • Magnetic flux vector detection unit an adaptive observation unit that outputs an estimated current vector, an estimated magnetic flux vector, and an estimated position of an AC rotating machine, and a control unit that outputs a voltage command vector so that the detected current vector matches the current command vector
  • a voltage application unit that applies a voltage to the AC rotating machine based on the voltage command vector, a current deviation vector that is a deviation between the estimated current vector and the detected current vector, and a magnetic flux deviation that is a deviation between the estimated magnetic flux vector and the detected magnetic flux vector
  • Deviation vector calculation unit that outputs vector, amplified deviation by amplifying current deviation vector and magnetic flux deviation vector
  • an adaptive observation unit that calculates and outputs an estimated current vector, an estimated magnetic flux vector, and an estimated position based on the voltage command vector and the amplified deviation vector.
  • a voltage command vector in which a high-frequency voltage vector having a frequency component different from the frequency for driving the rotating machine is superimposed is output.
  • the detected magnetic flux vector is calculated and output from the magnitude of the rotor magnetic flux.
  • control apparatus for an AC rotating machine is configured as described above, the AC rotating machine can be driven smoothly without using a position sensor in the entire speed range, and the amount of calculation can be reduced. It is possible to provide a control device for an AC rotating machine that can improve responsiveness.
  • FIG. 1 is a system configuration diagram according to a control device for an AC rotary machine of Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. It is a block diagram of the control part which concerns on the control apparatus of the alternating current rotating machine of Embodiment 1 of this invention.
  • It is a block diagram of the deviation amplification part which concerns on the control apparatus of the AC rotary machine of Embodiment 1 of this invention.
  • It is a block diagram of the adaptive observation part which concerns on the control apparatus of the alternating current rotating machine of Embodiment 1 of this invention.
  • It is an internal block diagram of the adaptive observation part which concerns on the control apparatus of the alternating current rotating machine of Embodiment 1 of this invention.
  • Embodiment 1 FIG.
  • a magnetic flux deviation vector that is a deviation between a detected magnetic flux vector and an estimated magnetic flux vector, and a current deviation vector that is a deviation between the detected current vector and an estimated current vector are obtained, and the adaptive observation unit outputs the amplified amplified deviation vector.
  • the present invention relates to a control device for an AC rotating machine that drives an AC rotating machine using an estimated speed and an estimated position.
  • the high frequency current vector having the same frequency component as the high frequency voltage vector is extracted from the detected current vector, and the magnitude of the component in the direction orthogonal to the high frequency voltage vector is used.
  • the difference ⁇ between the d-axis to which the high-frequency voltage vector is applied and the dm-axis parallel to the rotor magnetic flux vector is calculated, and only ⁇ and the magnitude ⁇ f of the rotor magnetic flux vector are used. .
  • FIG. 1 is a system configuration diagram related to the control device 1 for an AC rotating machine
  • FIG. 2 is a configuration diagram of a control unit
  • FIG. 3 is a configuration diagram of a deviation amplification unit
  • FIG. FIG. 4 is a configuration diagram of the observation unit
  • FIG. 5 is an internal configuration diagram of the adaptive observation unit
  • FIG. 6 is a configuration diagram of the magnetic flux vector detection unit
  • FIGS. 7 to 9 are internal configuration diagrams of the magnetic flux vector detection unit. Description will be made based on FIG. 10 which is an explanatory diagram of a rotor magnetic flux vector, FIG. 11 which is a system configuration diagram of a modified example, and FIG.
  • an AC rotating machine control device 1 controls an AC rotating machine 2, in order to control an AC rotating machine 2, a current vector detection unit 3, a control unit 4, a voltage application unit 5, a deviation vector calculation unit 6, a deviation amplification unit 7, adaptive An observation unit 8 and a magnetic flux vector detection unit 9 are included.
  • two oblique lines (//), three oblique lines (///), and four oblique lines (////) indicate two-dimensional, three-dimensional, and four-dimensional vectors, respectively.
  • the current vector detection unit 3 detects a detected current vector from the current of the AC rotating machine 2.
  • the magnetic flux vector detector 9 detects the rotor magnetic flux vector from the detected current vector of the AC rotating machine 2 output by the current vector detector 3 and outputs it as a detected magnetic flux vector.
  • the adaptive observation unit 8 outputs an estimated current vector, an estimated magnetic flux vector, and an estimated position of the AC rotating machine 2 from the detected magnetic flux vector.
  • the control unit 4 outputs a voltage command vector so that the detected current vector matches the current command vector, and the voltage application unit 5 applies a voltage to the AC rotating machine based on the voltage command vector.
  • the deviation vector calculation unit 6 outputs a current deviation vector that is a deviation between the estimated current vector and the detected current vector, a magnetic flux deviation vector that is a deviation between the estimated magnetic flux vector and the detected magnetic flux vector, and the deviation amplifying unit 7 is a current deviation vector.
  • the magnetic flux deviation vector is amplified and output as an amplified deviation vector.
  • the AC rotating machine 2 is described as an example of a salient pole type permanent magnet synchronous machine having a three-phase winding in the first embodiment. It is possible to configure a control device for a rotating machine.
  • the current vector detection unit 3 detects a three-phase current flowing through the AC rotating machine 2, and the coordinate converter 31 uses an estimated position ⁇ 0 to be described later to rotate orthogonally in synchronization with the rotor of the AC rotating machine 2.
  • a detection current vector a d-axis current id obtained by coordinate transformation of the three-phase current in the d-axis direction and a q-axis current iq obtained by coordinate transformation in the q-axis direction are output as known current vectors.
  • the control unit 4 includes an adder / subtractor 41, a current controller 42, a high frequency voltage vector generator 43, an adder / subtractor 44, and a coordinate converter 45.
  • the controller 4 subtracts the detected current vector (ids, iqs) from the current command vector (id_ref, iq_ref) given from the outside by the adder / subtractor 41.
  • the current controller 42 outputs a fundamental voltage vector (vdf, vqf) by proportional-integral control so that there is no deviation between the current command vector output from the adder / subtractor 41 and the detected current vector.
  • the high frequency voltage vector generator 43 outputs a high frequency voltage vector (vdh, vqh) on the dq axis.
  • vqh 0 is set to an alternating voltage applied only in the d-axis direction.
  • the adder / subtractor 44 outputs a voltage command vector (vd, vq) on the dq axis obtained by adding the fundamental wave voltage vector (vdf, vqf) and the high frequency voltage vector (vdh, vqh).
  • the voltage command vector (vd, vq) on the dq axis which is the output of the adder / subtractor 44, is converted from the dq axis to the voltage command vector (vu, vv, vw) in stationary coordinates using the estimated position ⁇ 0 to be Output.
  • the voltage application unit 5 applies a three-phase voltage to the AC rotating machine 2 based on voltage command vectors (vu, vv, vw) output from the control unit 4.
  • the deviation vector calculation unit 6 includes adders / subtractors 61 and 62.
  • the deviation vector calculator 6 subtracts the detected current vector (ids, iqs), which is the output of the current vector detector 3, from the estimated current vector (ids0, iqs0), which is the output of the adaptive observation unit 8, which will be described later, by the adder / subtractor 61.
  • the current deviation vector (eids, eiqs) is output.
  • a magnetic flux deviation vector ( ⁇ drD, ⁇ qrD) obtained by subtracting a detected magnetic flux vector ( ⁇ drD, ⁇ qrD), which is an output of a magnetic flux vector detection unit, which will be described later, from an estimated magnetic flux vector ( ⁇ dr0, ⁇ qr0), which is an output of the adaptive observation unit 8, which will be described later, by the adder / subtractor 62.
  • e ⁇ dr, e ⁇ qr is output.
  • the deviation amplifying unit 7 includes gain matrix calculators 71 and 72 and an adder / subtractor 73.
  • the gain matrix calculator 71 outputs a result obtained by multiplying the matrix Hc by (eids, eiqs) T (T is the meaning of the transposed matrix) which is a transposed matrix of the current deviation vector (eids, eiqs).
  • the gain matrix calculator 72 outputs the magnetic flux deviation vector (e ⁇ dr, e ⁇ qr) T multiplied by the matrix Hf.
  • the matrices Hc and Hf are gain matrices defined by equation (1).
  • h11 to h44 are amplification gains
  • h11 to h44 are values that can be arbitrarily set.
  • an adder / subtracter 73 adds the output vector of the gain matrix calculator 71 and the output vector of the gain matrix calculator 72, and outputs an amplified deviation vector (e1, e2, e3, e4) T.
  • the adaptive observation unit 8 to be described later can satisfactorily output the estimated speed and estimated position without using a magnetic flux deviation vector that is a deviation between the detected magnetic flux vector and the estimated magnetic flux vector. Can be estimated. Therefore, in the gain matrix calculator 72, when the absolute value of the estimated speed is large, the values of h13 to h44 are set to zero, and the output of the gain matrix calculator 72 is set to zero in the high rotation range.
  • the amount of calculation can be reduced by stopping the calculation of the magnetic flux vector detection unit 9. Also, by setting the high frequency voltage vector (vdh, vqh), which is the output of the high frequency voltage vector generator 43 inside the control unit 4, to zero, no high frequency current generated by the high frequency voltage vector (vdh, vqh) is generated. Loss due to high-frequency current can also be eliminated.
  • FIG. 4 is a configuration diagram of the adaptive observation unit 8
  • FIG. 5 is a configuration diagram of a state observer 82 that is a main component of the adaptive observation unit 8.
  • the adaptive observation unit 8 includes a coordinate converter 81, a state observer 82, and an integrator 83.
  • the state observer 82 includes gain matrix calculators 821, 823, 825, and 826, an adder / subtracter 822, an integrator 824, and a speed estimator 827.
  • the armature resistance of the AC rotating machine 2 is R
  • the armature inductance in the d-axis direction is Ld
  • the armature inductance in the q-axis direction is Lq
  • the estimated speed is ⁇ r0
  • the power supply angular frequency is ⁇
  • the matrices A, B, C1, C2 is defined by equation (2).
  • the d-axis component of the estimated armature reaction vector on the dq axis is defined as ⁇ ds0
  • the q-axis component is defined as ⁇ qs0
  • the d-axis component of the voltage command vector on the dq-axis is defined as vds
  • the q-axis component is defined as vqs.
  • the Laplace operator (differential operator) is defined as s, kp is defined as a proportional gain, and ki is defined as an integral gain.
  • the estimated speed ⁇ r0 which is an internal parameter of the matrix A in the equation (2), is expressed as a current deviation vector (eids, eiqs). ) And the estimated magnetic flux vector ( ⁇ dr0, ⁇ qr0).
  • the estimated position ⁇ 0 can be obtained by integrating the estimated speed ⁇ r0 as shown in equation (5).
  • the estimated current vector (ids0, iqs0) can be obtained from equation (6).
  • the estimated magnetic flux vectors ( ⁇ dr0, ⁇ qr0) can be obtained from equation (7).
  • the estimated position ⁇ 0, the estimated current vector (ids0, iqs0), and the estimated magnetic flux vector ( ⁇ dr0, ⁇ qr0) can be calculated.
  • a coordinate converter 81 converts a three-phase AC voltage command vector output from the control unit 4 into dq axis voltage command vectors (vds, vqs) as orthogonal rotation coordinates, and a state observer 82. Output to.
  • the state observer 82 estimates the estimated speed based on the amplified deviation vector (e1, e2, e3, e4) T output from the deviation amplifier 7 and the voltage command vector (vds, vqs) output from the coordinate converter 81.
  • ⁇ r0, estimated current vector (ids0, iqs0), and estimated magnetic flux vector ( ⁇ dr0, ⁇ qr0) are calculated and output.
  • the integrator 83 obtains the estimated position ⁇ 0 by integrating the estimated speed ⁇ r0, which is the output of the state observer 82, using equation (5).
  • the gain matrix calculator 821 multiplies the voltage command vector (vds, vqs) T , which is the output of the coordinate converter 81, by the matrix B, and outputs the result.
  • the adder / subtractor 822 outputs a vector obtained by adding / subtracting the output of the gain matrix calculator 821, the output of the gain matrix calculator 823, and the amplified deviation vector (e1, e2, e3, e4) T.
  • the integrator 824 integrates the vector output from the adder / subtracter 822 for each element, and outputs a vector ( ⁇ ds0, ⁇ qs0, ⁇ dr0, ⁇ qr0) T.
  • the above is the part corresponding to the right side of the expression (3).
  • Gain matrix calculator 825 multiplies matrix C1 by vector ( ⁇ ds0, ⁇ qs0, ⁇ dr0, ⁇ qr0) T , and outputs estimated current vector ( ⁇ ds0, ⁇ qs0) T.
  • This part corresponds to equation (6).
  • the vector ( ⁇ ds0, ⁇ qs0, ⁇ dr0, ⁇ qr0) T is a stator / rotor estimated magnetic flux vector.
  • Gain matrix calculator 826 a matrix C2 vector ( ⁇ ds0, ⁇ qs0, ⁇ dr0, ⁇ qr0 ) by multiplying the T, the estimated flux vector ( ⁇ dr0, ⁇ qr0) outputs the T. This part corresponds to equation (7).
  • the speed estimator 827 calculates the estimated speed ⁇ r0 by the equation (4) using the current deviation vectors (eids, eiqs) and the estimated magnetic flux vectors ( ⁇ dr0, ⁇ qr0).
  • the gain matrix calculator 823 receives the estimated speed ⁇ r0 output from the speed estimator 827, applies the matrix A to the vector ( ⁇ ds0, ⁇ qs0, ⁇ dr0, ⁇ qr0) T output from the integrator 824, and adds and subtracts the result. Output to the device 822.
  • the amplified deviation vector (e1, e2, e3, e4) T includes e3 and e4 obtained by amplifying the magnetic flux deviation vector (e ⁇ dr, e ⁇ qr), thereby reducing the zero speed. It is possible to obtain the estimated speed ⁇ r0 and the estimated position ⁇ 0 satisfactorily in the low speed range including.
  • the adaptive observation unit 8 is not affected by a constant error or a voltage error in the zero speed to low speed range because the detected magnetic flux vector that is the output of the magnetic flux vector detecting unit 9 described later is not affected.
  • the magnetic flux vector detection unit 9 includes a filter 91, an orthogonal component extractor 92, and a detected magnetic flux vector calculator 93.
  • the filter 91 includes a notch filter 911 and an adder / subtracter 912 as shown in FIG.
  • the quadrature component extractor 92 includes a quadrature component selector 921 and an amplitude calculator 922.
  • the orthogonal component extractor 92 includes a difference calculator 931, a cosine calculator 932, a sine calculator 933, and multipliers 934 and 935.
  • a coordinate system that rotates in synchronization with the rotor of the AC rotating machine 2 that is configured by the control unit 4 is an orthogonal coordinate dq axis.
  • the same direction as the rotor magnetic flux vector ⁇ r of the AC rotating machine 2 is defined as the dm axis, and the orthogonal direction thereof is defined as the qm axis.
  • the difference between the orthogonal coordinate system d-axis and the dm-axis of the rotor magnetic flux vector is ⁇ .
  • the d-axis is the direction of the estimated position ⁇ 0 output from the adaptive observation unit 8. Normally, the d-axis and the dm-axis are operated so as to coincide with each other, and FIG. 10 is a diagram in a case where a deviation of ⁇ occurs instantaneously.
  • the mathematical formula of the AC rotating machine 2 when the high-frequency voltage vector (vdh, vqh) is applied to the d-axis and the q-axis, respectively can be expressed as the following formula (8).
  • p in the formula is a differential operator.
  • the second term on the right side is the differentiation of the high frequency current, and the differentiation of the high frequency current is multiplied by the angular frequency ⁇ h of the high frequency voltage, so the second term on the right side >> the first term on the right side, so the first term on the right side is ignored.
  • equation (10) can be obtained.
  • the high frequency current vector (idh, iqh) is obtained by substituting equation (11) into equation (10) and integrating both sides to obtain (12 )
  • the rotor magnetic flux vector ⁇ r is in the same direction as the dm axis.
  • the rotor magnetic flux vector ⁇ r is projected in the direction parallel to the high-frequency voltage vector, that is, ⁇ drD in the d-axis direction, and in the direction orthogonal to the high-frequency voltage vector, that is, ⁇ qrD in the q-axis direction.
  • ⁇ drD and ⁇ qrD projected onto the d-axis and q-axis are detected magnetic flux vectors, they can be expressed as the following equation (13).
  • ⁇ f is the magnitude of the rotor magnetic flux vector ⁇ r, and ⁇ f in the case of a permanent magnet synchronous machine varies slightly depending on the temperature, but can be grasped by measuring in advance.
  • ⁇ f is a known value because it can be calculated from the magnitude of the excitation current and the field current. Since ⁇ f is a known value, ⁇ may be known in order to calculate the detected magnetic flux vector from the equation (13).
  • ⁇ is the difference between the d-axis and the dm-axis, it can be calculated if the position of the d-axis and the position of the dm-axis are known.
  • the d-axis position is known because it is the estimated position ⁇ 0 output from the adaptive observation unit 8.
  • ⁇ dm the position of the dm axis
  • ⁇ dm an estimated position obtained by superimposing a high frequency voltage capable of estimating a position in the dm-axis direction well even at zero speed to low rotation is used as ⁇ dm. It is possible to obtain ⁇ .
  • ⁇ is obtained by the disclosed method, it is necessary to newly provide a position estimation unit when obtaining ⁇ dm, so that the calculation amount is greatly increased.
  • the high-frequency voltage vector is superimposed, but the position estimation is not performed. And the detected magnetic flux vector is calculated.
  • the magnitude of the q-axis high-frequency current vector iqh that is orthogonal to the high-frequency voltage vector is used. Since the magnitude
  • of the high-frequency current vector can be obtained by Expression (16).
  • the angular frequency ⁇ h and the high-frequency voltage amplitude Vh of the high-frequency voltage are known because they can be arbitrarily set by the high-frequency voltage vector generator 43, and L and l can be obtained from Ld and Lq as shown in equation (8). Further, since Ld and Lq can be grasped by measuring in advance, L and l are also known.
  • T in equation (16) is the period of the high-frequency current vector (idh, iqh).
  • the detected magnetic flux vectors ⁇ drD and ⁇ qrD can be obtained from the equations (13), (15), and (16).
  • the estimated position ⁇ 0 which is the output of the adaptive observation section 8 is in the direction of the rotor magnetic flux vector ⁇ r or a value close to this direction, and therefore 2 ⁇ 0, and can be approximated as sin2 ⁇ 2 ⁇ . Therefore, ⁇ may be obtained as in equation (17).
  • the detected magnetic flux vector ( ⁇ drD, ⁇ qrD) can be obtained from equations (13), (16), and (17).
  • the filter 91 extracts a high-frequency current vector from the detected current vector, and may be any filter that can extract the same frequency component as the high-frequency voltage vector from the detected current vector.
  • a high-frequency current vector can be extracted as shown in FIG. 7 using a notch filter known as a narrow band stop filter.
  • a notch filter 911 of FIG. 7 a notch filter for removing the angular frequency ⁇ h of the high-frequency voltage vector of equation (18) is applied to the detected current vector, and the angular frequency ⁇ h component is removed from the detected current vector.
  • the adder / subtractor 912 calculates a high-frequency current vector having an angular frequency ⁇ h component from the detected current vector by subtracting the output of the notch filter 911 from the detected current vector.
  • s is a Laplace operator
  • qx is a notch depth.
  • the orthogonal component extractor 92 multiplies the high-frequency current vector (idh, iqh) by the matrix (0, 1) T by the orthogonal component selector 921 to generate a component of the high-frequency current vector in the direction orthogonal to the d-axis. Select only iqh.
  • the amplitude calculator 922 calculates
  • the difference calculator 931 calculates ⁇ q by calculating (15) or (17) from
  • the cosine calculator 932 performs cosine calculation using ⁇ that is the output of the difference calculator 931 and outputs cos ⁇ .
  • Multiplier 934 multiplies cos ⁇ , which is the output of cosine calculator 932, by the magnitude of the rotor magnetic flux ⁇ f, and outputs ⁇ drD, which is a component of the detected magnetic flux vector in the direction parallel to the high-frequency voltage vector.
  • the sine calculator 933 performs sine calculation using ⁇ that is the output of the difference calculator 931, and outputs sin ⁇ .
  • Multiplier 935 multiplies sin ⁇ , which is the output of sine calculator 933, by the magnitude of the rotor magnetic flux ⁇ f, and outputs ⁇ qrD, which is a component of the detected magnetic flux vector orthogonal to the high-frequency voltage vector.
  • sin ⁇ which is the output of sine calculator 933
  • ⁇ qrD which is a component of the detected magnetic flux vector orthogonal to the high-frequency voltage vector.
  • matrices Hc and Hf are gain matrices defined by equation (1)
  • h11 to h44 in equation (1) are amplification gains
  • h11 to h44 can be arbitrarily set. Value.
  • the values of the respective amplification gains of h11 to h42 of the matrix Hc can be changed according to the estimated speed ⁇ r0.
  • the values of the gains H13 to h44 of the gain matrix Hf can be changed according to the estimated speed ⁇ r0.
  • the estimated speed ⁇ r0 is also output from the adaptive observation unit 8, as shown in the system configuration diagram of the modification of FIG.
  • the deviation amplifying unit 70 inputs the estimated speed ⁇ r0 to the gain matrix calculators 701 and 702 as shown in FIG.
  • an adder / subtractor 73 adds the output vectors of the gain matrix calculator 701 and the gain matrix calculator 702, and outputs an amplified deviation vector (e1, e2, e3, e4) T.
  • the gain matrix calculator 702 when the absolute value of the estimated speed ⁇ r0 is large, the values of h13 to h44 are made zero, and the output of the gain matrix calculator 702 in the high rotational speed range is Zero.
  • the control device 1 for an AC rotating machine includes the magnetic flux deviation vector that is the deviation between the detected magnetic flux vector and the estimated magnetic flux vector, and the current deviation that is the deviation between the detected current vector and the estimated current vector.
  • the AC rotating machine can be driven using only one type of estimated speed and estimated position output from the adaptive observation unit from zero speed to high speed range. . For this reason, it is not necessary to perform arithmetic processing for both the low frequency region phase generator and the high frequency region phase generator at the same time, and the arithmetic processing can be greatly reduced.
  • a high-frequency current vector having the same frequency component as the high-frequency voltage vector is extracted from the detected current vector.
  • is used to apply the high-frequency voltage vector included in
  • the difference ⁇ with respect to the dm axis is calculated, and only ⁇ and the magnitude ⁇ f of the rotor magnetic flux vector are used.
  • the calculation amount can be reduced, and the estimated response of the rotor angle is not related at all, so the speed control response and the torque control response There is an effect that the responsiveness such as can be kept high.
  • Embodiment 2 When calculating the detected magnetic flux vector ( ⁇ drD, ⁇ qrD) for the magnetic flux vector detection unit 9, the control device for an AC rotary machine according to the second embodiment calculates a high-frequency current vector having the same frequency component as the high-frequency voltage vector from the detected current vector. Extract. Among the extracted high-frequency current vectors, the magnitude of idh in the direction parallel to the high-frequency voltage vector
  • Embodiment 2 since it is the structure similar to Embodiment 1 except this magnetic flux vector detection part, description other than a magnetic flux vector detection part is abbreviate
  • FIGS. 13 to 15 are a configuration diagram and an internal configuration diagram of the magnetic flux vector detection unit 9 according to the control device for an AC rotating machine. 13 to 15, the same reference numerals are given to the same or corresponding parts as those in FIGS. 6 to 9 of the first embodiment.
  • FIG. 13 is a configuration diagram of the magnetic flux vector detection unit 9 of the present embodiment.
  • a parallel component extractor 94 and a detected magnetic flux vector calculator 95.
  • the filter 91 is the same as that of the first embodiment, and the description thereof is omitted.
  • FIG. 14 is a configuration diagram of the parallel component extractor 94.
  • the parallel component selector 941 multiplies the high-frequency current vector (idh, iqh) by the matrix (1, 0) T to select only idh that is a high-frequency current vector parallel to the d-axis.
  • the amplitude calculator 942 calculates the idh magnitude
  • FIG. 15 is a configuration diagram of the detected magnetic flux vector calculator 95.
  • which is the output of the parallel component extractor 94, is expressed by equation (20) from equation (12).
  • the difference calculator 951 performs the calculations of the equations (20) and (21) and outputs ⁇ .
  • the cosine calculator 932 performs cosine calculation using ⁇ that is the output of the difference calculator 951 and outputs cos ⁇ .
  • the multiplier 934 multiplies cos ⁇ , which is the output of the cosine calculator 932, by the magnitude of the rotor magnetic flux ⁇ f, and outputs the result as ⁇ drD, which is a detected magnetic flux vector parallel to the high-frequency voltage vector.
  • the sine calculator 933 performs sine calculation using ⁇ that is the output of the difference calculator 951, and outputs sin ⁇ .
  • Multiplier 935 multiplies sin ⁇ output from sine calculator 933 by the magnitude of the rotor magnetic flux ⁇ f, and outputs the result as ⁇ qrD, which is a detected magnetic flux vector orthogonal to the high-frequency voltage vector.
  • the control device for an AC rotating machine calculates the detected magnetic flux vectors ⁇ drD and ⁇ qrD output from the magnetic flux vector detection unit 9 from the detected current vector with the same frequency component as the high frequency voltage vector.
  • the high frequency current vector is extracted.
  • is used to apply the high-frequency voltage vector included in
  • the difference ⁇ with respect to the dm axis is calculated, and only ⁇ and the magnitude ⁇ f of the rotor magnetic flux vector are used. For this reason, similarly to the first embodiment, the amount of calculation can be reduced, and the responsiveness such as the speed control response and the torque control response can be kept high.
  • the detected current vector output from the current vector detecting unit is a detected current vector on the dq axes that are orthogonal coordinates that rotate in synchronization with the rotor of the AC rotating machine.
  • the calculation unit, deviation amplification unit, adaptive observation unit, and magnetic flux vector detection unit are also configured on the dq axis.
  • the detection current vector output from the current vector detection unit is output as a detection current vector (i ⁇ , i ⁇ ) on the ⁇ - ⁇ axis, which is known as a stationary orthogonal coordinate system, and the control unit, deviation
  • the vector calculation unit, deviation amplification unit, adaptive observation unit, and magnetic flux vector detection unit are also configured on the ⁇ - ⁇ axis.
  • FIG. 16 is a system configuration diagram related to the control device 10 for an AC rotating machine
  • FIG. 17 is a configuration diagram of the control unit
  • FIG. 18 is an internal configuration diagram of the control unit
  • adaptation. 19 is a configuration diagram of the observation unit
  • FIG. 20 is an internal configuration diagram of the adaptive observation unit
  • FIG. 21 is a configuration diagram of the magnetic flux vector detection unit
  • FIGS. 22 to 24 are internal configuration diagrams of the magnetic flux vector detection unit. Description will be made based on FIG. 25 which is an explanatory diagram of a rotor magnetic flux vector.
  • the control device 10 for the AC rotating machine includes a current vector detecting unit 13, a control unit 14, a voltage applying unit 5, a deviation vector calculating unit 6, a deviation amplifying unit 7, an adaptive unit, in order to control the AC rotating machine 2.
  • An observation unit 18 and a magnetic flux vector detection unit 19 are included.
  • FIG. 16 the same or corresponding parts as in FIG.
  • the AC rotating machine control device 10 according to the third embodiment is different from the AC rotating machine control device 1 according to the first embodiment in that the current vector detection unit 13, the control unit 14, the adaptive observation unit 18, and the magnetic flux vector detection unit. Since there are only 19 configurations, the configuration, function, and operation of each component of the control device 10 for an AC rotating machine will be described below with a focus on this difference.
  • the current vector detection unit 13 detects a three-phase current flowing through the AC rotating machine 2, and the coordinate converter 131 converts the three-phase current to the ⁇ - ⁇ axis that is the stationary orthogonal coordinate system of the rotor of the AC rotating machine 2.
  • the ⁇ -axis current i ⁇ that has undergone coordinate transformation in the axial direction and the ⁇ -axis current i ⁇ that has undergone coordinate transformation in the ⁇ -axis direction are output as detected current vectors (i ⁇ , i ⁇ ).
  • the control unit 14 includes a coordinate converter 141, an adder / subtractor 142, a current controller 143, a coordinate converter 144, a high frequency voltage vector generator 145, and an adder / subtractor 146.
  • the calculation of the control unit 14 is performed on the dq axes.
  • the coordinate converter 141 converts the detected current vector (i ⁇ , i ⁇ ) into a vector on the dq axis using an estimated position ⁇ 0 that is an output of the adaptive observation unit 18 described later.
  • the adder / subtractor 142 subtracts the detected current vector (ids, iqs), which is the output of the coordinate converter 141, from a current command vector (id_ref, iq_ref) given from the outside.
  • the current controller 143 outputs the fundamental voltage vector (vdf, vqf) by proportional-integral control so that there is no deviation between the current command vector output from the adder / subtractor 142 and the detected current vector.
  • the coordinate converter 144 converts the fundamental wave voltage vector (vdf, vqf) from the dq axis into a voltage command vector (vuf, vvf, vwf) of stationary coordinates using the estimated position ⁇ 0 and outputs it.
  • the high-frequency voltage vector generator 145 receives the ⁇ - ⁇ -axis high-frequency voltage command vectors (v ⁇ h, v ⁇ h) that are stationary orthogonal coordinates expressed by the equation (22). Then, the coordinate converter 401 converts it to a high-frequency voltage vector command (vuh, vvh, vwh) of a stationary coordinate and outputs it.
  • the high-frequency voltage vector command of the rotation voltage can be given.
  • the adder / subtracter 146 adds the voltage command vector (vuf, vvf, vwf), which is the output of the coordinate converter 144, and the high-frequency voltage vector command (vuh, vvh, vwh), and the voltage command vector (vu, vv, vw). Is output.
  • the deviation vector calculation unit 6 has its input and output changed from the dq axis to the ⁇ - ⁇ axis, but as in the first embodiment, the estimated current vector (i ⁇ 0, i ⁇ 0) and the detected current vector (i ⁇ , i ⁇ ) Current deviation vectors (ei ⁇ , ei ⁇ ) and magnetic flux deviation vectors (e ⁇ r, e ⁇ r) which are differences between the estimated magnetic flux vectors ( ⁇ r0, ⁇ r0) and the detected magnetic flux vectors ( ⁇ rD, ⁇ rD).
  • the input and output of the deviation amplifying unit 7 is also changed from the dq axis to the ⁇ - ⁇ axis.
  • the matrix Hc of the expression (1) is added to the current deviation vector (ei ⁇ , ei ⁇ ).
  • An amplified deviation vector (e1, e2, e3, e4) obtained by adding the product obtained by multiplying the magnetic flux deviation vector (e ⁇ r, e ⁇ r) by the matrix Hf of the equation (1) is output.
  • FIG. 19 is a configuration diagram of the adaptive observation unit 18, and FIG. 20 is a configuration diagram of a state observer 182 that is a main component of the adaptive observation unit 18.
  • the adaptive observation unit 18 includes a coordinate converter 181, a state observer 182, and an integrator 183.
  • the state observer 182 includes gain matrix calculators 831, 833, 835, and 836, an adder / subtractor 832, an integrator 834, and a speed estimator 837.
  • the expressions corresponding to the calculations of the expressions (2) to (4) of the adaptive observation section 8 of Embodiment 1 are the following expressions (23) to (25), respectively (6) to Expressions corresponding to Expression (7) are Expressions (26) to (27), respectively.
  • a coordinate converter 181 converts a three-phase AC voltage command vector output from the control unit 14 into ⁇ - ⁇ -axis voltage command vectors (v ⁇ s, v ⁇ s) that are stationary orthogonal coordinates, and a state observer 182. Output to.
  • the state observer 182 in FIG. 20 outputs the result of multiplying the voltage command vector (v ⁇ s, v ⁇ s) T , which is the output of the coordinate converter 181, by the matrix B of the equation (23) by the gain matrix calculator 831.
  • the adder / subtractor 832 outputs a vector obtained by adding / subtracting the output of the gain matrix calculator 831, the output of the gain matrix calculator 833, and the amplified deviation vector (e 1, e 2, e 3, e 4) T.
  • the integrator 834 integrates the vector output from the adder / subtractor 832 for each element, and outputs it as a vector ( ⁇ s0, ⁇ s0, ⁇ r0, ⁇ r0) T.
  • the above is the portion corresponding to the right side of the equation (24).
  • the left side of equation (24) corresponds to the input part of the integrator 834.
  • the gain matrix calculator 835 outputs an estimated current vector ( ⁇ s0, ⁇ s0) T by multiplying the vector ( ⁇ s0, ⁇ s0, ⁇ r0, ⁇ r0) T by the matrix C1 of the equation (23). This part corresponds to equation (26).
  • vectors ( ⁇ s0, ⁇ s0, ⁇ r0, ⁇ r0) T are stator / rotor estimated magnetic flux vectors.
  • the gain matrix calculator 836 multiplies the vector ( ⁇ s0, ⁇ s0, ⁇ r0, ⁇ r0) T by the matrix C2 to output an estimated magnetic flux vector ( ⁇ r0, ⁇ r0) T. This part corresponds to equation (27).
  • the gain matrix calculator 833 receives the estimated speed ⁇ r0 output from the speed estimator 837, applies the matrix A to the vector ( ⁇ s0, ⁇ s0, ⁇ r0, ⁇ r0) T output from the integrator 834, and adds or subtracts the result. To the device 832. In the integrator 183 in FIG. 19, the estimated position ⁇ 0 is obtained by integrating the estimated speed ⁇ r0 that is the output of the state observer 182 according to the equation (5) as in the first embodiment.
  • the above is the description of the configuration, function, and operation of the adaptive observation unit 18.
  • the magnetic flux vector detector 19 includes a filter 91, an ⁇ -axis component extractor 192, a ⁇ -axis component extractor 193, and a detected magnetic flux vector calculator 194.
  • the ⁇ -axis component extractor 192 includes an ⁇ -axis component selector 961 and an amplitude calculator 962.
  • the ⁇ -axis component extractor 193 includes a ⁇ -axis component selector 963 and an amplitude calculator 964 as shown in FIG.
  • the detected magnetic flux vector calculator 194 includes a difference calculator 965, a cosine calculator 966, a sine calculator 967, and multipliers 968 and 969, as shown in FIG.
  • the high-frequency voltage vector is applied only at a zero speed to a low speed, so that the expression (29) can be obtained if the rotational speed ⁇ r ⁇ 0.
  • the second term on the right side is the differentiation of the high frequency current, and the differentiation of the high frequency current is multiplied by the angular frequency ⁇ h of the high frequency voltage, so the second term on the right side >> the first term on the right side, so the first term on the right side is ignored.
  • equation (30) can be obtained.
  • the high frequency voltage vector (v ⁇ h, v ⁇ h) is given by the equation (22)
  • the high frequency current vector (i ⁇ h, i ⁇ h) is obtained by substituting the equation (22) into the equation (30) and integrating both sides. It becomes like (31) Formula.
  • the detected magnetic flux vector will be described.
  • the rotor magnetic flux vector ⁇ r and the ⁇ axis have a relationship as shown in FIG. 25, and the angle formed by them is ⁇ dm. Since the rotor position is parallel to the rotor magnetic flux vector, the rotor position viewed from the ⁇ -axis is ⁇ dm.
  • the deviation vector calculation unit 6 calculates the magnetic flux deviation vector on the ⁇ - ⁇ axis, so that the detected magnetic flux vector output from the magnetic flux vector detection unit 19 is on the ⁇ - ⁇ axis. Is. From FIG.
  • the projection component in the ⁇ -axis direction of the rotor magnetic flux vector is ⁇ rD
  • the projection component in the ⁇ -axis direction is ⁇ rD.
  • ⁇ rD and ⁇ rD are obtained by equation (32), and the magnetic flux vector detector 19 outputs detected magnetic flux vectors ( ⁇ rD, ⁇ rD).
  • ⁇ f is a known value for the magnitude of the rotor magnetic flux vector ⁇ r.
  • ⁇ dm may be known. Focusing on equation (31), since ⁇ dm is included in the magnitude of the high-frequency current vector (i ⁇ h, i ⁇ h), ⁇ dm can be obtained from the magnitude of the high-frequency current vector (i ⁇ h, i ⁇ h).
  • can be obtained by performing the calculation of equation (34) from the high-frequency current vector (i ⁇ h, i ⁇ h).
  • T in the equation (34) is a cycle of the high-frequency current vector (i ⁇ h, i ⁇ h).
  • the detected magnetic flux vectors ( ⁇ rD, ⁇ rD) can be obtained from the equations (32) and (36).
  • the above is the overall operation of the magnetic flux vector detector 19.
  • the filter 91 in FIG. 21 is the same as that in the first embodiment except that the input and output are the detected current vector and the high-frequency current vector on the ⁇ - ⁇ axis.
  • the high-frequency current vector is detected from the detected current vector (i ⁇ s, i ⁇ s). (I ⁇ h, i ⁇ h) is output.
  • the ⁇ -axis component extractor 192 multiplies the high-frequency current vector (i ⁇ h, i ⁇ h) by the matrix (1, 0) T by the ⁇ -axis component selector 961, thereby Only the component i ⁇ h is selected.
  • the amplitude calculator 962 calculates and outputs the magnitude
  • the ⁇ -axis component extractor 193 is as shown in FIG.
  • a ⁇ -axis component selector 963 multiplies the high-frequency current vector (i ⁇ h, i ⁇ h) by the matrix (0, 1) T to select only i ⁇ h, which is a component of the high-frequency current vector in the ⁇ -axis direction.
  • the amplitude calculator 964 calculates and outputs the magnitude
  • the detected magnetic flux vector calculator 194 will be described.
  • the difference calculator 965 performs the calculation of the equation (36) from
  • the cosine calculator 966 performs cosine calculation using ⁇ dm that is the output of the difference calculator 965, and outputs cos ⁇ dm.
  • Multiplier 968 multiplies cos ⁇ dm, which is the output of cosine calculator 966, by the magnitude ⁇ f of the rotor magnetic flux, and outputs ⁇ rD, which is the detected magnetic flux vector component in the ⁇ -axis direction.
  • the sine calculator 967 performs sine calculation using ⁇ dm that is the output of the difference calculator 965, and outputs sin ⁇ dm.
  • Multiplier 969 multiplies sin ⁇ dm, which is the output of sine calculator 967, by the magnitude of the rotor magnetic flux ⁇ f, and outputs ⁇ rD, which is the detected magnetic flux vector component in the ⁇ -axis direction.
  • the control device for an AC rotating machine includes the magnetic flux deviation vector that is the deviation between the detected magnetic flux vector and the estimated magnetic flux vector, and the current deviation vector that is the deviation between the detected current vector and the estimated current vector. And an amplified deviation vector obtained by amplifying the magnetic flux deviation vector is used.
  • the AC rotator can be driven by only one type of estimated speed and estimated position output from the adaptive observation unit from the zero speed to the high speed range, so both the low frequency domain phase generator and the high frequency domain phase generator are There is no need to perform arithmetic processing at the same time, and the arithmetic processing can be greatly reduced.
  • a high-frequency current vector having the same frequency component as the high-frequency voltage vector is extracted from the detected current vector, and i ⁇ h in the ⁇ -axis direction of the extracted high-frequency current vector ⁇ dm is obtained from the magnitude
  • the adaptive observation unit can also be configured with the ⁇ - ⁇ axis, and the current vector detection unit and the coordinate converter inside the adaptive observation unit require the estimated position ⁇ 0. Since the coordinate converter for converting onto the dq axis can be replaced with a coordinate converter for converting to the ⁇ - ⁇ axis with a small amount of calculation, the amount of calculation can be reduced.
  • the present invention can smoothly drive an AC rotating machine without using a position sensor in the entire speed range, can reduce the amount of calculation and improve responsiveness, and can be widely applied to an AC rotating machine control device. .

Landscapes

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Abstract

交流回転機の制御装置は、電流ベクトル検出部（３）と、磁束ベクトル検出部（９）と、適応観測部（８）と、制御部（４）と、電圧印加部（５）と、電流偏差ベクトルと磁束偏差ベクトルとを出力する偏差ベクトル演算部（６）と、偏差増幅部（７）とを備え、適応観測部（８）は電圧指令ベクトルと増幅偏差ベクトルとに基づき推定電流ベクトルと推定磁束ベクトルと推定位置を演算し、さらに、制御部（４）は高周波電圧ベクトルを重畳し、磁束ベクトル検出部（９）は検出電流ベクトルに含まれる高周波電圧ベクトルと同一周波数成分の高周波電流ベクトルの大きさと回転子磁束の大きさから検出磁束ベクトルを演算する。

Description

交流回転機の制御装置
　この発明は、回転子位置情報を得るために位置センサを用いないで、誘導機や同期機などの交流回転機を制御できる交流回転機の制御装置に関するものである。
　同期機や誘導機といった交流回転機を制御する方法として適応観測器などを利用して誘起電圧に基づくセンサレス制御法が知られている。この誘起電圧に基づくセンサレス制御法は位置センサや速度センサを省略することができる特長を有するが、低速回転域では誘起電圧が小さくなるために誘起電圧の検出もしくは推定が難しくなり、低速回転域では駆動特性が低下するという問題がある。
　一方、低速域では、交流回転機の基本周波数とは異なる周波数の電圧や電流を重畳してインダクタンスの突極性を利用した位置検出結果に基づいて制御をすれば、位置センサレスでも低速域の駆動が可能になる。しかし、インダクタンスの突極性を利用して高回転域で駆動しようとすると基本波以外の電圧や電流が発生する分、運転効率、電圧利用率、最大電流の点で不利となる。
　そこで、インダクタンスの突極性を利用した位置検出結果に基づいて交流回転機を駆動するとともに、高回転域では誘起電圧を利用したセンサレス制御によって交流回転機を駆動すれば安価でかつ全速度領域で駆動可能な装置を提供することができる。この場合、低速域から高速域まで円滑に駆動することが要点となる。
　交流回転機を低速域から高速域まで円滑に駆動することを可能とするために、例えば以下の発明が開示されている。
　位置センサを用いないで、ベクトルコントローラ基本部で必要とする回転ｄｑ座標系の位相を適切に生成するために、低周波領域用の位相を生成する低周波領域位相生成器と高周波領域用の位相を生成する高周波領域位相生成器とを用意し、さらに、これら２種類の位相を周波数的に加重平均して合成する位相合成器を構成し、合成された最終位相を回転ｄｑ座標系の位相とする発明が開示されている（例えば、特許文献１参照）。
　また、交流電動機の零速から高速域までを連続的に制御するためのセンサレス制御方法において、回転子角度を用いて演算される第１の磁束ベクトルと、回転子角度を用いずに演算される第２の磁束ベクトルとの外積演算によって得られる位置誤差Δθが零となるように、位置・速度推定器により、機械数式モデルにより推定した速度推定値ωｅｓｔと位置推定値θ０を用いて制御を行う発明が開示されている（例えば、特許文献２参照）。
特開平１０－９４２９８号公報（段落［００３２］、図１） 特開２００６－１５８０４６号公報（段落［００１２］、［００１３］、図２、３）
　特許文献１開示の発明では、２種類の位相を周波数的に加重平均して合成するため、低速領域用と高速領域用の位相を同時に得る必要があり、低周波領域位相生成器と高周波領域位相生成器の両方を同時に演算処理するため、非常に演算処理が増大する問題がある。また、周波数が低くなる低速域では２種類の位相のうち低周波領域位相生成器に基づいて駆動する必要があり、低周波領域位相生成器の推定応答が遅いと、低速領域では速度制御応答やトルク制御応答などの応答性を高く保つことができないという問題もある。
　また、特許文献２開示の発明では、第１の磁束ベクトルを得るために回転子角度を必要とし、この回転子角度はあらかじめ、検出もしくは演算処理して求める必要があるため、演算量が増大する問題がある。また、第１の磁束ベクトルを得るために必要な回転子角度の検出・推定の応答が遅いと、第１の磁束ベクトルと第２の磁束ベクトルとの外積演算によって得られる位置誤差Δθの応答も遅くなり、位置・速度推定器が求める速度推定値ωｅｓｔと位置推定値θｅｓｔの応答も遅くなる。その結果、速度制御応答やトルク制御応答などの応答性を高く保つことができないという問題もある。
　この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、全速度領域において位置センサを用いないで円滑な交流回転機の駆動が可能で、演算量の低減と応答性の向上を図ることができる交流回転機の制御装置を提供することを目的とする。
　この発明に係る交流回転機の制御装置は、交流回転機の電流から検出電流ベクトルを検出する電流ベクトル検出部と、交流回転機の検出電流ベクトルから回転子磁束ベクトルを検出し検出磁束ベクトルとして出力する磁束ベクトル検出部と、交流回転機の推定電流ベクトルと推定磁束ベクトルと推定位置とを出力する適応観測部と、検出電流ベクトルが電流指令ベクトルに一致するように電圧指令ベクトルを出力する制御部と、電圧指令ベクトルに基づいて交流回転機に電圧を印加する電圧印加部と、推定電流ベクトルと検出電流ベクトルの偏差である電流偏差ベクトルと、推定磁束ベクトルと検出磁束ベクトルの偏差である磁束偏差ベクトルとを出力する偏差ベクトル演算部と、電流偏差ベクトルと磁束偏差ベクトルを増幅して増幅偏差ベクトルとして出力する偏差増幅部とを備え、適応観測部は電圧指令ベクトルと増幅偏差ベクトルとに基づいて推定電流ベクトルと推定磁束ベクトルと推定位置とを演算して出力し、さらに、制御部は交流回転機を駆動する周波数とは異なる周波数成分の高周波電圧ベクトルを重畳した電圧指令ベクトルを出力し、磁束ベクトル検出部は検出電流ベクトルに含まれる高周波電圧ベクトルと同一周波数成分の高周波電流ベクトルの大きさと回転子磁束の大きさから検出磁束ベクトルを演算し出力するものである。
　この発明に係る交流回転機の制御装置は、上記のように構成されているため、全速度領域において、位置センサを用いないで、円滑な交流回転機の駆動が可能で、演算量の低減と応答性の向上を図れる交流回転機の制御装置を提供することができる。
この発明の実施の形態１の交流回転機の制御装置に係るシステム構成図である。 この発明の実施の形態１の交流回転機の制御装置に係る制御部の構成図である。 この発明の実施の形態１の交流回転機の制御装置に係る偏差増幅部の構成図である。 この発明の実施の形態１の交流回転機の制御装置に係る適応観測部の構成図である。 この発明の実施の形態１の交流回転機の制御装置に係る適応観測部の内部構成図である。 この発明の実施の形態１の交流回転機の制御装置に係る磁束ベクトル検出部の構成図である。 この発明の実施の形態１の交流回転機の制御装置に係る磁束ベクトル検出部の内部構成図である。 この発明の実施の形態１の交流回転機の制御装置に係る磁束ベクトル検出部の内部構成図である。 この発明の実施の形態１の交流回転機の制御装置に係る磁束ベクトル検出部の内部構成図である。 この発明の実施の形態１の交流回転機の制御装置に係る回転子磁束ベクトルの説明図である。 この発明の実施の形態１の交流回転機の制御装置に係る変形例のシステム構成図である。 この発明の実施の形態１の交流回転機の制御装置に係る変形例の偏差増幅部の構成図である。 この発明の実施の形態２の交流回転機の制御装置に係る磁束ベクトル検出部の構成図である。 この発明の実施の形態２の交流回転機の制御装置に係る磁束ベクトル検出部の内部構成図である。 この発明の実施の形態２の交流回転機の制御装置に係る磁束ベクトル検出部の内部構成図である。 この発明の実施の形態３の交流回転機の制御装置に係るシステム構成図である。 この発明の実施の形態３の交流回転機の制御装置に係る制御部の構成図である。 この発明の実施の形態３の交流回転機の制御装置に係る制御部の内部構成図である。 この発明の実施の形態３の交流回転機の制御装置に係る適応観測部の構成図である。 この発明の実施の形態３の交流回転機の制御装置に係る適応観測部の内部構成図である。 この発明の実施の形態３の交流回転機の制御装置に係る磁束ベクトル検出部の構成図である。 この発明の実施の形態３の交流回転機の制御装置に係る磁束ベクトル検出部の内部構成図である。 この発明の実施の形態３の交流回転機の制御装置に係る磁束ベクトル検出部の内部構成図である。 この発明の実施の形態３の交流回転機の制御装置に係る磁束ベクトル検出部の内部構成図である。 この発明の実施の形態３の交流回転機の制御装置に係る回転子磁束ベクトルの説明図である。
実施の形態１．
　実施の形態１は、検出磁束ベクトルと推定磁束ベクトルの偏差である磁束偏差ベクトルと、検出電流ベクトルと推定電流ベクトルの偏差である電流偏差ベクトルを求め、増幅した増幅偏差ベクトルで適応観測部が出力する推定速度や推定位置を用いて交流回転機を駆動する交流回転機の制御装置に関するものである。ここで、磁束ベクトル検出部が出力する検出磁束ベクトルを演算する際、検出電流ベクトルから高周波電圧ベクトルと同一周波数成分の高周波電流ベクトルを抽出し、高周波電圧ベクトルと直交方向の成分の大きさを用いて高周波電圧ベクトルを印加しているｄ軸と回転子磁束ベクトルと平行方向であるｄｍ軸との差分Δθを演算し、Δθと回転子磁束ベクトルの大きさφｆをのみ用いる構成としたものである。
　以下、本願発明の実施の形態１について、交流回転機の制御装置１に係るシステム構成図である図１、制御部の構成図である図２、偏差増幅部の構成図である図３、適応観測部の構成図である図４、適応観測部の内部構成図である図５、磁束ベクトル検出部の構成図である図６、磁束ベクトル検出部の内部構成図である図７～図９、回転子磁束ベクトルの説明図である図１０、変形例のシステム構成図である図１１、変形例の偏差増幅部の構成図である図１２に基づいて説明する。
　まず、本願発明の実施の形態１に係る交流回転機の制御装置１を含む全体システム構成について説明する。
　図１において、交流回転機の制御装置１は、交流回転機２を制御するために、電流ベクトル検出部３、制御部４、電圧印加部５、偏差ベクトル演算部６、偏差増幅部７、適応観測部８、磁束ベクトル検出部９から構成される。
　なお、図において、２本斜線（／／）、３本斜線（／／／）、４本斜線（／／／／）は、それぞれ２次元、３次元、４次元のベクトルを示す。
　交流回転機の制御装置１の構成、機能および動作の詳細は後述するが、まず交流回転機の制御装置１の各構成部の機能概要を説明する。
　電流ベクトル検出部３は、交流回転機２の電流から検出電流ベクトルを検出する。磁束ベクトル検出部９は、電流ベクトル検出部３が出力する交流回転機２の検出電流ベクトルから回転子磁束ベクトルを検出して、検出磁束ベクトルとして出力する。適応観測部８は、検出磁束ベクトルから交流回転機２の推定電流ベクトルと推定磁束ベクトルと推定位置を出力する。制御部４は、検出電流ベクトルが電流指令ベクトルに一致するように電圧指令ベクトルを出力し、電圧印加部５は、電圧指令ベクトルに基づいて交流回転機に電圧を印加する。偏差ベクトル演算部６は、推定電流ベクトルと検出電流ベクトルの偏差である電流偏差ベクトルと推定磁束ベクトルと検出磁束ベクトルの偏差である磁束偏差ベクトルとを出力し、偏差増幅部７は、電流偏差ベクトルと磁束偏差ベクトルを増幅して増幅偏差ベクトルとして出力する。
　図１において、交流回転機２は本実施の形態１では３相巻線を有する突極型の永久磁石同期機を例として説明するが、他種類の回転機であっても同様の原理で交流回転機の制御装置を構成することが可能である。
　以下、順次、交流回転機の制御装置１の各構成部の構成、機能および動作について説明する。
　電流ベクトル検出部３は、交流回転機２に流れる３相電流を検出し、座標変換器３１において、後述する推定位置θ０を用いて、交流回転機２の回転子に同期して回転する直交座標として公知であるｄ－ｑ軸に３相電流をｄ軸方向に座標変換したｄ軸電流ｉｄとｑ軸方向に座標変換したｑ軸電流ｉｑとを検出電流ベクトルとして出力する。
　次に、図２に基づき制御部４の構成、機能および動作について説明する。
　制御部４は、加減算器４１、電流制御器４２、高周波電圧ベクトル発生器４３、加減算器４４、座標変換器４５から構成される。
　制御部４は、加減算器４１により、外部から与えられる電流指令ベクトル（ｉｄ＿ｒｅｆ，ｉｑ＿ｒｅｆ）から検出電流ベクトル（ｉｄｓ，ｉｑｓ）をそれぞれ減算する。電流制御器４２は、加減算器４１の出力である電流指令ベクトルと検出電流ベクトルの偏差が無くなるように、比例積分制御して基本波電圧ベクトル（ｖｄｆ，ｖｑｆ）を出力する。高周波電圧ベクトル発生器４３は、ｄ－ｑ軸上の高周波電圧ベクトル（ｖｄｈ，ｖｑｈ）を出力する。
　なお、本実施の形態１では、ｖｑｈ＝０としてｄ軸方向のみに印加する交番電圧とする。
　加減算器４４では、基本波電圧ベクトル（ｖｄｆ，ｖｑｆ）と高周波電圧ベクトル（ｖｄｈ，ｖｑｈ）を加算したｄ－ｑ軸上の電圧指令ベクトル（ｖｄ，ｖｑ）を出力し、座標変換器４５では後述する推定位置θ０を用いて加減算器４４の出力であるｄ－ｑ軸上の電圧指令ベクトル（ｖｄ，ｖｑ）をｄ－ｑ軸から静止座標の電圧指令ベクトル（ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ）に変換して出力する。
　電圧印加部５は、制御部４が出力する電圧指令ベクトル（ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ）に基づいて、交流回転機２に三相電圧を印加する。
　次に、偏差ベクトル演算部６の構成、機能および動作について説明する。
　偏差ベクトル演算部６は、加減算器６１、６２から構成される。
　偏差ベクトル演算部６は、加減算器６１により後述する適応観測部８の出力である推定電流ベクトル（ｉｄｓ０，ｉｑｓ０）から電流ベクトル検出部３の出力である検出電流ベクトル（ｉｄｓ，ｉｑｓ）を減算した電流偏差ベクトル（ｅｉｄｓ，ｅｉｑｓ）を出力する。また、加減算器６２により後述する適応観測部８の出力である推定磁束ベクトル（φｄｒ０，φｑｒ０）から後述する磁束ベクトル検出部の出力である検出磁束ベクトル（φｄｒＤ，φｑｒＤ）を減算した磁束偏差ベクトル（ｅφｄｒ，ｅφｑｒ）を出力する。
　次に、図３に基づき偏差増幅部７の構成、機能および動作について説明する。
　偏差増幅部７は、ゲイン行列演算器７１、７２と加減算器７３から構成される。
　ゲイン行列演算器７１は、電流偏差ベクトル（ｅｉｄｓ，ｅｉｑｓ）の転置行列である（ｅｉｄｓ，ｅｉｑｓ）Ｔ（Ｔは転置行列の意味）に行列Ｈｃを乗算した結果を出力する。ゲイン行列演算器７２は、磁束偏差ベクトル（ｅφｄｒ，ｅφｑｒ）Ｔに行列Ｈｆを乗算した結果を出力する。
　ここで、行列Ｈｃ、Ｈｆは（１）式で定義するゲイン行列である。（１）式中のｈ１１～ｈ４４は増幅ゲインであり、ｈ１１～ｈ４４は任意に設定可能な値である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　図３において、加減算器７３は、ゲイン行列演算器７１の出力ベクトルとゲイン行列演算器７２の出力ベクトルとを加算し、増幅偏差ベクトル（ｅ１，ｅ２，ｅ３，ｅ４）Ｔを出力する。
　なお、交流回転機２が高回転速度になると、後述する適応観測部８は出力する推定速度や推定位置を、検出磁束ベクトルと推定磁束ベクトルの偏差である磁束偏差ベクトルを用いなくても良好に推定できる。このため、ゲイン行列演算器７２において、推定速度の絶対値が大きい場合は、ｈ１３～ｈ４４の値が零になるようにして、高回転域でゲイン行列演算器７２の出力を零とする。その結果、磁束ベクトル検出部９の演算を停止することで、演算量を低減できる。また、制御部４内部の高周波電圧ベクトル発生器４３の出力である高周波電圧ベクトル（ｖｄｈ、ｖｑｈ）もゼロにすることで、高周波電圧ベクトル（ｖｄｈ、ｖｑｈ）により発生する高周波電流も発生しなくなり、高周波電流による損失も無くすことができる。
　次に、適応観測部８の構成、機能および動作について説明する。図４は適応観測部８の構成図であり、図５は適応観測部８の主要構成要素である状態観測器８２の構成図である。
　図４において、適応観測部８は、座標変換器８１、状態観測器８２、積分器８３から構成される。
　図５において、状態観測器８２は、ゲイン行列演算器８２１、８２３、８２５、８２６、および加減算器８２２、積分器８２４、速度推定器８２７から構成される。
　次に、適応観測部８の全体動作について説明する。
　交流回転機２の電機子抵抗をＲ、ｄ軸方向の電機子インダクタンスをＬｄ、ｑ軸方向の電機子インダクタンスをＬｑ、推定速度をωｒ０、電源角周波数をωとし、行列Ａ、Ｂ、Ｃ１、Ｃ２を（２）式で定義する。
　なお、交流回転機２が非突極機の場合はＬｄ＝Ｌｑとなる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　また、ｄ－ｑ軸上の推定電機子反作用ベクトルのｄ軸成分をφｄｓ０、ｑ軸成分をφｑｓ０、ｄ－ｑ軸上の電圧指令ベクトルのｄ軸成分をｖｄｓ、ｑ軸成分をｖｑｓと定義すると、（３）式のように推定電機子反作用ベクトル（φｄｓ０，φｑｓ０）と推定磁束ベクトル（φｄｒ０，φｑｒ０）を得ることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　また、ラプラス演算子（微分演算子）をｓ、ｋｐを比例ゲイン、ｋｉを積分ゲインと定義し、（２）式の行列Ａの内部パラメータである推定速度ωｒ０は、電流偏差ベクトル（ｅｉｄｓ、ｅｉｑｓ）と推定磁束ベクトル（φｄｒ０、φｑｒ０）を用いて（４）式によって与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　推定位置θ０は、（５）式のように推定速度ωｒ０を積分することで得ることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　また、推定電流ベクトル（ｉｄｓ０，ｉｑｓ０）は（６）式より求めることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　同様に、推定磁束ベクトル（φｄｒ０、φｑｒ０）は（７）式より求めることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　以上のように、（２）～（７）式を用いれば、電圧指令ベクトル（ｖｄｓ、ｖｑｓ）と増幅偏差ベクトル（ｅ１，ｅ２，ｅ３，ｅ４）Ｔと電流偏差ベクトル（ｅｉｄｓ、ｅｉｑｓ）に基づいて、推定位置θ０と推定電流ベクトル（ｉｄｓ０，ｉｑｓ０）と推定磁束ベクトル（φｄｒ０、φｑｒ０）を算出することが可能である。
　以上が適応観測部８の全体の動作説明である。
　次に、適応観測部８の各主要構成要素の機能、動作について説明する。
　図４において、座標変換器８１は制御部４の出力である３相交流の電圧指令ベクトルを直交回転座標であるｄ－ｑ軸の電圧指令ベクトル（ｖｄｓ、ｖｑｓ）に変換し、状態観測器８２へ出力する。状態観測器８２は、偏差増幅部７からの出力である増幅偏差ベクトル（ｅ１，ｅ２，ｅ３，ｅ４）Ｔと座標変換器８１の出力である電圧指令ベクトル（ｖｄｓ、ｖｑｓ）に基づき、推定速度ωｒ０、推定電流ベクトル（ｉｄｓ０，ｉｑｓ０）、および推定磁束ベクトル（φｄｒ０、φｑｒ０）を演算して出力する。積分器８３は、（５）式により、状態観測器８２の出力である推定速度ωｒ０を積分することで、推定位置θ０を求める。
　図５において、ゲイン行列演算器８２１は、座標変換器８１の出力である電圧指令ベクトル（ｖｄｓ、ｖｑｓ）Ｔに行列Ｂを乗算し、その結果を出力する。加減算器８２２は、ゲイン行列演算器８２１の出力とゲイン行列演算器８２３の出力と増幅偏差ベクトル（ｅ１，ｅ２，ｅ３，ｅ４）Ｔとを加減算したベクトルを出力する。積分器８２４は、加減算器８２２が出力するベクトルを要素毎に積分し、ベクトル（φｄｓ０，φｑｓ０，φｄｒ０，φｑｒ０）Ｔを出力する。以上が（３）式右辺に相当する部分である。なお、（３）式の左辺は積分器８２４の入力部分に相当する。
　ゲイン行列演算器８２５は、行列Ｃ１をベクトル（φｄｓ０，φｑｓ０，φｄｒ０，φｑｒ０）Ｔに乗算することで、推定電流ベクトル（φｄｓ０，φｑｓ０）Ｔを出力する。この部分は（６）式に相当する。
　なお、ここでベクトル（φｄｓ０，φｑｓ０，φｄｒ０，φｑｒ０）Ｔは、固定子・回転子推定磁束ベクトルである。
　ゲイン行列演算器８２６は、行列Ｃ２をベクトル（φｄｓ０，φｑｓ０，φｄｒ０，φｑｒ０）Ｔに乗算することで、推定磁束ベクトル（φｄｒ０，φｑｒ０）Ｔを出力する。この部分は（７）式に相当する。
　速度推定器８２７は、電流偏差ベクトル（ｅｉｄｓ、ｅｉｑｓ）と推定磁束ベクトル（φｄｒ０、φｑｒ０）を用いて（４）式によって推定速度ωｒ０を算出する。
　ゲイン行列演算器８２３は、速度推定器８２７の出力である推定速度ωｒ０を入力し、積分器８２４の出力であるベクトル（φｄｓ０，φｑｓ０，φｄｒ０，φｑｒ０）Ｔに行列Ａを施して、結果を加減算器８２２に出力する。
　以上が適応観測部８の全体および各主要構成要素の機能、動作説明である。この適応観測部８の特徴は、増幅偏差ベクトル（ｅ１，ｅ２，ｅ３，ｅ４）Ｔに磁束偏差ベクトル（ｅφｄｒ、ｅφｑｒ）を増幅したｅ３、ｅ４を含んでいることであり、これにより零速を含む低速域において良好に推定速度ωｒ０や推定位置θ０を求めることができる。
　本実施の形態の適応観測部８は、後述する磁束ベクトル検出部９の出力である検出磁束ベクトルが零速～低速域において定数誤差や電圧誤差の影響を受けないため、検出磁束ベクトルと推定磁束ベクトルの偏差である磁束偏差ベクトルを求め、磁束偏差ベクトルを増幅したｅ３、ｅ４を用いることで零速～低速でも良好に速度や位置を推定することができる。
　次に、磁束ベクトル検出部９の構成、機能および動作について図６から図１０に基づいて説明する。
　まず、磁束ベクトル検出部９の構成を説明する。
　磁束ベクトル検出部９の構成図である図６において、磁束ベクトル検出部９は、フィルタ９１、直交成分抽出器９２、検出磁束ベクトル演算器９３から構成される。
　フィルタ９１は図７に示すように、ノッチフィルタ９１１、加減算器９１２から構成される。直交成分抽出器９２は図８に示すように、直交成分選択器９２１、振幅演算器９２２から構成される。直交成分抽出器９２は図９に示すように、差分演算器９３１、余弦演算器９３２、正弦演算器９３３、乗算器９３４、９３５から構成される。
　次に、磁束ベクトル検出部９の機能および動作について説明するが、まず、磁束ベクトル検出部９の全体の動作を説明し、その後、各構成要素の機能、動作を説明する。
　図２の高周波電圧ベクトル発生器４３から高周波電圧ベクトル（ｖｄｈ、ｖｑｈ）を出力するときに、交流回転機２に流れる高周波電流ベクトルの数式について説明する。
　図１０に示すように、制御部４が構成する交流回転機２の回転子に同期して回転する座標系を直交座標ｄ－ｑ軸とする。交流回転機２の回転子磁束ベクトルΦｒと同一方向をｄｍ軸とし、その直交方向をｑｍ軸とする。直交座標系ｄ軸と回転子磁束ベクトルのｄｍ軸との差分がΔθであるとする。なお、ｄ軸は適応観測部８が出力する推定位置θ０の方向である。定常的にはｄ軸とｄｍ軸は一致するよう動作するものであり、図１０は瞬時的にΔθの偏差が生じた場合の図である。
　このとき、高周波電圧ベクトル（ｖｄｈ，ｖｑｈ）をそれぞれ、ｄ軸、ｑ軸に印加するときの交流回転機２の数式は（８）式のように表現することができる。ここで、式中のｐは微分演算子である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　前述したとおり、高周波電圧ベクトルは零速～低速でのみ印加するので、回転速度ωｒ≒０とすれば（９）式を得ることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　さらに、右辺第２項は、高周波電流の微分であり、高周波電流の微分は高周波電圧の角周波数ωｈ倍されるため、右辺第２項≫右辺第１項となるため、右辺第１項は無視することができ、その結果（１０）式を得ることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　ここで、高周波電圧ベクトルを（１１）式のように与えるとすると、高周波電流ベクトル（ｉｄｈ、ｉｑｈ）は、（１０）式に（１１）式を代入し、両辺を積分することで、（１２）式のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　次に検出磁束ベクトルについて説明する。図１０のように、回転子磁束ベクトルΦｒはｄｍ軸と同一方向である。ここで、回転子磁束ベクトルΦｒを高周波電圧ベクトルと平行方向、すなわちｄ軸方向のφｄｒＤと、高周波電圧ベクトルと直交方向、すなわちｑ軸方向のφｑｒＤに射影する。このｄ軸とｑ軸に射影したφｄｒＤとφｑｒＤを検出磁束ベクトルとし、数式で表すと（１３）式のように表現することができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　（１３）式中のφｆは回転子磁束ベクトルΦｒの大きさであり、永久磁石同期機の場合のφｆは温度により若干変化するものの、予め測定しておくことで把握でき、また、誘導機や巻線界磁式同期機の場合は、励磁電流や界磁電流の大きさより計算することできるため、φｆは既知の値である。
　φｆは既知の値であるため、（１３）式から検出磁束ベクトルを演算するためには、Δθが分かればよい。
　ここで、Δθを求める方法について検討する。Δθはｄ軸とｄｍ軸の差分であるため、ｄ軸の位置とｄｍ軸の位置が分かれば演算することができる。ｄ軸の位置は適応観測部８が出力する推定位置θ０であるので既知である。しかし、ｄｍ軸の位置（以下、θｄｍと呼ぶ）は未知であるため別の方法で求める必要がある。
　例えば、国際公開広報ＷＯ２００９－０４０９６５号に開示されているように、零速～低回転でも良好にｄｍ軸方向の位置を推定可能な高周波電圧を重畳して求めた推定位置をθｄｍとして利用することでΔθを求めることが可能である。しかし、この開示された方法でΔθを求めた場合、θｄｍを求めるときに、新たに位置推定部を設ける必要があるため、演算量が大幅に増大する。
　そこで、本実施の形態１では、（１２）式に着目し、高周波電流ベクトルの大きさにΔθが含まれていることから、高周波電圧ベクトルを重畳するが位置推定は行わずに、高周波電流ベクトルの大きさを抽出して、検出磁束ベクトルを演算する。
　本実施の形態１では、高周波電圧ベクトルと直交方向であるｑ軸の高周波電流ベクトルｉｑｈの大きさを利用する。
　（１２）式より高周波電流ベクトルｉｑｈの大きさ｜ｉｑｈ｜は、（１４）式となるので、Δθは（１５）式のように求めることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　なお、高周波電流ベクトルの大きさ｜ｉｑｈ｜は、（１６）式で求めることができる。高周波電圧の角周波数ωｈと高周波電圧振幅Ｖｈは、高周波電圧ベクトル発生器４３で任意に設定できるため既知であり、Ｌ、ｌは（８）式のようにＬｄ、Ｌｑより求めることができる。また、Ｌｄ、Ｌｑは事前に測定することで把握できるため、Ｌ、ｌも既知である。なお、式（１６）中のＴは、高周波電流ベクトル（ｉｄｈ，ｉｑｈ）の周期である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　以上説明したように、検出磁束ベクトルφｄｒＤ、φｑｒＤは（１３）、（１５）、（１６）式より求めることができる。
　なお、適応観測部８の出力である推定位置θ０は、回転子磁束ベクトルΦｒの方向、またはこの方向に近い値となるので２Δθ≒０であり、ｓｉｎ２Δθ≒２Δθと近似することができる。したがって、Δθは（１７）式のように求めてもよく、この場合、検出磁束ベクトル（φｄｒＤ、φｑｒＤ）は（１３）、（１６）、（１７）式から求めることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
　以上が磁束ベクトル検出部９の全体の動作である。
　次に、磁束ベクトル検出部９の各構成要素の機能、動作について説明をする。
　図６において、フィルタ９１は、検出電流ベクトルから高周波電流ベクトルを抽出するものであり、検出電流ベクトルから高周波電圧ベクトルと同一周波数成分を抽出できるものならどのようなものでもよい。例えば、狭帯域のバンドストップフィルタとして公知であるノッチフィルタを利用して、図７のように高周波電流ベクトルを抽出することができる。図７のノッチフィルタ９１１では、（１８）式の高周波電圧ベクトルの角周波数ωｈを除去するノッチフィルタを検出電流ベクトルに施して、検出電流ベクトルから角周波数ωｈ成分を除去する。
　加減算器９１２は、検出電流ベクトルからノッチフィルタ９１１の出力を減算することで、検出電流ベクトルから角周波数ωｈ成分の高周波電流ベクトルを演算する。なお、式（１８）のｓはラプラス演算子、ｑｘはノッチの深さである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
　図８において、直交成分抽出器９２は、直交成分選択器９２１で高周波電流ベクトル（ｉｄｈ，ｉｑｈ）に行列（０，１）Ｔを乗算することで、ｄ軸と直交方向の高周波電流ベクトルの成分であるｉｑｈのみを選択する。
　振幅演算器９２２は、（１６）式の演算をすることで、ｉｑｈの大きさ（振幅）である｜ｉｑｈ｜を演算し、出力する。
　図９の検出磁束ベクトル演算器９３において、差分演算器９３１は直交成分抽出器の出力である｜ｉｑｈ｜から（１５）式または（１７）式の演算をしてΔθを出力する。
　余弦演算器９３２は、差分演算器９３１の出力であるΔθを用いて余弦演算を行い、ｃｏｓΔθを出力する。乗算器９３４は、余弦演算器９３２の出力であるｃｏｓΔθに回転子磁束の大きさφｆを乗算して、高周波電圧ベクトルと平行方向の検出磁束ベクトルの成分であるφｄｒＤを出力する。
　正弦演算器９３３は、差分演算器９３１の出力であるΔθを用いて正弦演算を行い、ｓｉｎΔθを出力する。乗算器９３５は、正弦演算器９３３の出力であるｓｉｎΔθに回転子磁束の大きさφｆを乗算して、高周波電圧ベクトルと直交方向の検出磁束ベクトルの成分であるφｑｒＤを出力する。
　以上が、磁束ベクトル検出部１９の構成、機能および動作の説明である。
　次に、本実施の形態１の変形例を説明する。
　図３の偏差増幅部７において、行列Ｈｃ、Ｈｆは（１）式で定義するゲイン行列であり、（１）式中のｈ１１～ｈ４４は増幅ゲインであり、ｈ１１～ｈ４４は任意に設定可能な値である。
　ここで例えば、特許４６７２２３６号の図９に記載されているように、行列Ｈｃのｈ１１～ｈ４２は、推定速度ωｒ０によって各増幅ゲインの値を変更するようにすることができる。同様に、ゲイン行列Ｈｆのｈ１３～ｈ４４の値も推定速度ωｒ０によって各増幅ゲインの値を変更することができる。
　この場合、図１１の変形例のシステム構成図に示すように、適応観測部８から推定速度ωｒ０も出力する。また、偏差増幅部７０は、図１２に示すようにゲイン行列演算器７０１、７０２に推定速度ωｒ０を入力するようにする。
　図１２において、加減算器７３はゲイン行列演算器７０１とゲイン行列演算器７０２の出力ベクトルとを加算し、増幅偏差ベクトル（ｅ１，ｅ２，ｅ３，ｅ４）Ｔを出力する。
　また、前述のようにゲイン行列演算器７０２において、推定速度ωｒ０の絶対値が大きい場合は、ｈ１３～ｈ４４の値が零になるようにして、高回転速度域でゲイン行列演算器７０２の出力は零とする。
　以上説明したように、実施の形態１に係る交流回転機の制御装置１は、検出磁束ベクトルと推定磁束ベクトルの偏差である磁束偏差ベクトルと、検出電流ベクトルと推定電流ベクトルの偏差である電流偏差ベクトルを求め、磁束偏差ベクトルを増幅した増幅偏差ベクトルを用いることで零速～高速域まで適応観測部が出力する１種類の推定速度や推定位置のみを用いて交流回転機を駆動することができる。このため、低周波領域位相生成器と高周波領域位相生成器の両方を同時に演算処理する必要がなく、演算処理を大幅に低減することができる。
　さらにまた、磁束ベクトル検出部が出力する検出磁束ベクトルφｄｒＤ、φｑｒＤを演算する際、検出電流ベクトルから高周波電圧ベクトルと同一周波数成分の高周波電流ベクトルを抽出している。この抽出した高周波電流ベクトルのうち、高周波電圧ベクトルと直交方向のｉｑｈの大きさ｜ｉｑｈ｜を用いて｜ｉｑｈ｜に含まれる高周波電圧ベクトルを印加しているｄ軸と回転子磁束ベクトルと平行方向であるｄｍ軸との差分Δθを演算し、Δθと回転子磁束ベクトルの大きさφｆをのみ用いている。したがって、検出磁束ベクトルを求めるためにあらかじめ回転子角度を用意する必要がなく、演算量を低減することができ、また、回転子角度の推定応答も全く関係ないため、速度制御応答やトルク制御応答などの応答性を高く保つことができる効果がある。
実施の形態２．
　実施の形態２に係る交流回転機の制御装置は、磁束ベクトル検出部９について、検出磁束ベクトル（φｄｒＤ、φｑｒＤ）を演算する際、検出電流ベクトルから高周波電圧ベクトルと同一周波数成分の高周波電流ベクトルを抽出する。この抽出した高周波電流ベクトルのうち、高周波電圧ベクトルと平行方向のｉｄｈの大きさ｜ｉｄｈ｜より、｜ｉｄｈ｜に含まれる高周波電圧ベクトルを印加しているｄ軸と回転子磁束ベクトルと平行方向であるｄｍ軸との差分Δθおよび回転子磁束ベクトルの大きさφｆのみを用いる構成としたものである。
　本実施の形態２では、この磁束ベクトル検出部以外は実施の形態１と同様の構成であるため、磁束ベクトル検出部以外の説明は省略する。
　以下、本願発明の実施の形態２について、交流回転機の制御装置に係る磁束ベクトル検出部９の構成図および内部構成図である図１３から図１５に基づいて説明する。
　図１３から図１５において、実施の形態１の図６から図９と同一あるいは相当部分には、同一の符号を付している。
　図１３は本実施の形態の磁束ベクトル検出部９の構成図である。図１３で、実施の形態１と異なるのは、平行成分抽出器９４と検出磁束ベクトル演算器９５であり、フィルタ９１は実施の形態１と同様であるので説明は省略する。
　図１４は平行成分抽出器９４の構成図である。平行成分選択器９４１は、高周波電流ベクトル（ｉｄｈ，ｉｑｈ）に行列（１，０）Ｔを乗算することでｄ軸と平行方向の高周波電流ベクトルであるｉｄｈのみを選択する。振幅演算器９４２では、ｉｄｈの大きさ｜ｉｄｈ｜を（１９）式で演算して出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
　図１５は検出磁束ベクトル演算器９５の構成図である。平行成分抽出器９４の出力である｜ｉｄｈ｜は（１２）式より（２０）式となる。差分演算器９５１では（２０）式および（２１）式の演算を行い、Δθを出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
　余弦演算器９３２では、差分演算器９５１の出力であるΔθを用いて余弦演算を行い、ｃｏｓΔθを出力する。乗算器９３４では、余弦演算器９３２の出力であるｃｏｓΔθに回転子磁束の大きさφｆを乗算して、高周波電圧ベクトルと平行方向の検出磁束ベクトルであるφｄｒＤとして出力する。
　正弦演算器９３３では、差分演算器９５１の出力であるΔθを用いて正弦演算を行い、ｓｉｎΔθを出力する。乗算器９３５では正弦演算器９３３の出力であるｓｉｎΔθに回転子磁束の大きさφｆを乗算して、高周波電圧ベクトルと直交方向の検出磁束ベクトルであるφｑｒＤとして出力する。
　以上説明したように、実施の形態２に係る交流回転機の制御装置は、磁束ベクトル検出部９が出力する検出磁束ベクトルφｄｒＤ、φｑｒＤを演算する際、検出電流ベクトルから高周波電圧ベクトルと同一周波数成分の高周波電流ベクトルを抽出している。この抽出した高周波電流ベクトルのうち、高周波電圧ベクトルと平行方向のｉｄｈの大きさ｜ｉｄｈ｜を用いて｜ｉｄｈ｜に含まれる高周波電圧ベクトルを印加しているｄ軸と回転子磁束ベクトルと平行方向であるｄｍ軸との差分Δθを演算し、Δθと回転子磁束ベクトルの大きさφｆのみを用いる。このため、実施の形態１と同様に、演算量の低減ができ、また、速度制御応答やトルク制御応答などの応答性を高く保つことができる効果がある。
実施の形態３．
　実施の形態１では電流ベクトル検出部が出力する検出電流ベクトルは、交流回転機の回転子に同期して回転する直交座標であるｄ－ｑ軸上の検出電流ベクトルであり、制御部、偏差ベクトル演算部、偏差増幅部、適応観測部、磁束ベクトル検出部もｄ－ｑ軸上で構成していた。
　一方、本実施の形態３では、電流ベクトル検出部が出力する検出電流ベクトルを静止直交座標系として公知であるα－β軸上の検出電流ベクトル（ｉα、ｉβ）を出力し、制御部、偏差ベクトル演算部、偏差増幅部、適応観測部、磁束ベクトル検出部もα－β軸上で構成したものである。
　以下、本願発明の実施の形態３について、交流回転機の制御装置１０に係るシステム構成図である図１６、制御部の構成図である図１７、制御部の内部構成図である図１８、適応観測部の構成図である図１９、適応観測部の内部構成図である図２０、磁束ベクトル検出部の構成図である図２１、磁束ベクトル検出部の内部構成図である図２２～図２４、回転子磁束ベクトルの説明図である図２５に基づいて説明する。
　まず、本願発明の実施の形態３に係る交流回転機の制御装置１０を含む全体システム構成について説明する。
　図１６において、交流回転機の制御装置１０は、交流回転機２を制御するために、電流ベクトル検出部１３、制御部１４、電圧印加部５、偏差ベクトル演算部６、偏差増幅部７、適応観測部１８、磁束ベクトル検出部１９から構成される。
　図１６において、図１と同一あるいは相当部分には、同一の符号を付している。
　実施の形態３の交流回転機の制御装置１０が、実施の形態１の交流回転機の制御装置１と異なる点は、電流ベクトル検出部１３、制御部１４、適応観測部１８、磁束ベクトル検出部１９の構成のみであるため、以下、順次、交流回転機の制御装置１０の各構成部の構成、機能および動作について、この差異を中心に説明する。
　電流ベクトル検出部１３は、交流回転機２に流れる３相電流を検出し、座標変換器１３１において、交流回転機２の回転子の静止直交座標系であるα－β軸に３相電流をα軸方向に座標変換したα軸電流ｉαとβ軸方向に座標変換したβ軸電流ｉβとを検出電流ベクトル（ｉα、ｉβ）として出力する。
　次に、図１７に基づき制御部１４の構成、機能および動作について説明する。
　制御部１４は、座標変換器１４１、加減算器１４２、電流制御器１４３、座標変換器１４４、高周波電圧ベクトル発生器１４５、加減算器１４６から構成される。
　なお、制御部１４の演算はｄ－ｑ軸上で行う。座標変換器１４１は、後述する適応観測部１８の出力である推定位置θ０を用いて、検出電流ベクトル（ｉα、ｉβ）をｄ－ｑ軸上のベクトルに変換する。加減算器１４２では、外部から与えられる電流指令ベクトル（ｉｄ＿ｒｅｆ，ｉｑ＿ｒｅｆ）から座標変換器１４１の出力である検出電流ベクトル（ｉｄｓ，ｉｑｓ）をそれぞれ減算する。電流制御器１４３では、加減算器１４２の出力である電流指令ベクトルと検出電流ベクトルの偏差が無くなるように、比例積分制御して基本波電圧ベクトル（ｖｄｆ，ｖｑｆ）を出力する。座標変換器１４４では、推定位置θ０を用いて基本波電圧ベクトル（ｖｄｆ，ｖｑｆ）をｄ－ｑ軸から静止座標の電圧指令ベクトル（ｖｕｆ，ｖｖｆ，ｖｗｆ）に変換し出力する。
　高周波電圧ベクトル発生器１４５は、図１８の高周波電圧ベクトル発生器１４５の構成図のように、（２２）式で表す静止直交座標であるα－β軸の高周波電圧指令ベクトル（ｖαｈ、ｖβｈ）を与え、座標変換器４０１により、静止座標の高周波電圧ベクトル指令（ｖｕｈ、ｖｖｈ、ｖｗｈ）に変換して出力する。
　本実施の形態３では、このように高周波電圧ベクトル指令を与えることで、実施の形態１の交番電圧とは異なり、回転電圧の高周波電圧ベクトル指令を与えることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
　加減算器１４６では、座標変換器１４４の出力である電圧指令ベクトル（ｖｕｆ，ｖｖｆ，ｖｗｆ）と高周波電圧ベクトル指令（ｖｕｈ、ｖｖｈ、ｖｗｈ）を加算して、電圧指令ベクトル（ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ）を出力する。
　次に、偏差ベクトル演算部６について説明する。
　偏差ベクトル演算部６は、入力と出力がｄ－ｑ軸からα―β軸に変わっているが、実施の形態１と同様に推定電流ベクトル（ｉα０、ｉβ０）と検出電流ベクトル（ｉα、ｉβ）の差分である電流偏差ベクトル（ｅｉα、ｅｉβ）と、推定磁束ベクトル（φαｒ０、φβｒ０）と検出磁束ベクトル（φαｒＤ、φβｒＤ）の差分である磁束偏差ベクトル（ｅφαｒ、ｅφβｒ）とを出力する。
　次に、偏差増幅部７について説明する。
　偏差増幅部７も、入力と出力がｄ－ｑ軸からα―β軸に変わっているが、実施の形態１と同様に、電流偏差ベクトル（ｅｉα、ｅｉβ）に（１）式の行列Ｈｃを乗算したものと、磁束偏差ベクトル（ｅφαｒ、ｅφβｒ）に（１）式の行列Ｈｆを乗算したものを加算した増幅偏差ベクトル（ｅ１、ｅ２、ｅ３、ｅ４）を出力する。
　次に、適応観測部１８について説明する。適応観測部１８も基本的な構成は実施の形態１の適応観測部８と同様であるが、内部の行列Ａと行列Ｃ１が異なる。
　図１９は適応観測部１８の構成図であり、図２０は適応観測部１８の主要構成要素である状態観測器１８２の構成図である。
　図１９において、適応観測部１８は、座標変換器１８１、状態観測器１８２、積分器１８３から構成される。
　図２０において、状態観測器１８２は、ゲイン行列演算器８３１、８３３、８３５、８３６、および加減算器８３２、積分器８３４、速度推定器８３７から構成される。
　次に、適応観測部１８の全体動作について説明する。
　適応観測部１８において、実施の形態１の適応観測部８の（２）～（４）式の演算に相当する式は、それぞれ下記の（２３）～（２５）式であり、（６）～（７）式に相当する式は、それぞれ（２６）～（２７）式である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000023
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000024
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000025
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000026
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000027
　次に、適応観測部１８の各主要構成要素の機能および動作について説明する。
　図１９において、座標変換器１８１は制御部１４の出力である３相交流の電圧指令ベクトルを静止直交座標であるα－β軸の電圧指令ベクトル（ｖαｓ、ｖβｓ）に変換し、状態観測器１８２へ出力する。図２０の状態観測器１８２では、座標変換器１８１の出力である電圧指令ベクトル（ｖαｓ、ｖαｓ）Ｔにゲイン行列演算器８３１で（２３）式の行列Ｂを乗算した結果を出力する。加減算器８３２はゲイン行列演算器８３１の出力とゲイン行列演算器８３３の出力と増幅偏差ベクトル（ｅ１，ｅ２，ｅ３，ｅ４）Ｔとを加減算したベクトルを出力する。積分器８３４は加減算器８３２が出力するベクトルを要素毎に積分し、ベクトル（φαｓ０，φβｓ０，φαｒ０，φβｒ０）Ｔとして出力する。以上が、（２４）式右辺に相当する部分である。（２４）式の左辺は、積分器８３４の入力部分に相当する。
　ゲイン行列演算器８３５は、（２３）式の行列Ｃ１をベクトル（φαｓ０，φβｓ０，φαｒ０，φβｒ０）Ｔに乗算することで、推定電流ベクトル（φαｓ０，φβｓ０）Ｔを出力する。この部分は（２６）式に相当する。
　なお、ここでベクトル（φαｓ０，φβｓ０，φαｒ０，φβｒ０）Ｔは、固定子・回転子推定磁束ベクトルである。
　ゲイン行列演算器８３６は行列Ｃ２をベクトル（φαｓ０，φβｓ０，φαｒ０，φβｒ０）Ｔに乗算することで、推定磁束ベクトル（φαｒ０，φβｒ０）Ｔを出力する。この部分は（２７）式に相当する。
　ゲイン行列演算器８３３は、速度推定器８３７の出力である推定速度ωｒ０を入力し、積分器８３４の出力であるベクトル（φαｓ０，φβｓ０，φαｒ０，φβｒ０）Ｔ　に行列Ａを施して、結果を加減算器８３２に出力する。
　図１９の積分器１８３では、実施の形態１と同様に（５）式により、状態観測器１８２の出力である推定速度ωｒ０を積分することで推定位置θ０を求める。
　以上が、適応観測部１８の構成、機能および動作の説明である。
　次に、磁束ベクトル検出部１９の構成、機能および動作について図２１から図２５に基づいて説明する。
　まず、磁束ベクトル検出部１９の構成を説明する。
　磁束ベクトル検出部１９の構成図である図２１において、磁束ベクトル検出部１９は、フィルタ９１、α軸成分抽出器１９２、β軸成分抽出器１９３、検出磁束ベクトル演算器１９４から構成される。
　α軸成分抽出器１９２は、図２２に示すように、α軸成分選択器９６１、振幅演算器９６２から構成される。β軸成分抽出器１９３は、図２３に示すように、β軸成分選択器９６３、振幅演算器９６４から構成される。検出磁束ベクトル演算器１９４は、図２４に示すように、差分演算器９６５、余弦演算器９６６、正弦演算器９６７、乗算器９６８、９６９から構成される。
　次に、磁束ベクトル検出部１９の機能および動作について説明するが、まず、磁束ベクトル検出部１９の全体の動作を説明し、その後、各構成要素の機能、動作を説明する。
　図１７の高周波電圧ベクトル発生器１４５から、高周波電圧ベクトル（ｖαｈ，ｖβｈ）を印加しているときの交流回転機２のα－β軸上の数式は、（２８）式のように表現することができる。ここで、式中のｐは微分演算子である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000028
　実施の形態１と同様に、高周波電圧ベクトルは零速～低速でのみ印加するので、回転速度ωｒ≒０とすれば（２９）式を得ることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000029
　さらに、右辺第２項は、高周波電流の微分であり、高周波電流の微分は高周波電圧の角周波数ωｈ倍されるため、右辺第２項≫右辺第１項となるため、右辺第１項は無視することができ、その結果（３０）式を得ることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000030
　ここで、高周波電圧ベクトル（ｖαｈ、ｖβｈ）は（２２）式で与えられるので、高周波電流ベクトル（ｉαｈ、ｉαｈ）は（３０）式に（２２）式を代入し、両辺を積分することで、（３１）式のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000031
　次に検出磁束ベクトルについて説明する。図２５のように、ある瞬間において、回転子磁束ベクトルΦｒとα軸が図２５のような関係となり、それらのなす角をθｄｍとする。回転子位置は回転子磁束ベクトルと平行方向とするので、α軸から見た回転子位置はθｄｍとなる。前述したように、本実施の形態３では偏差ベクトル演算部６で、α－β軸上の磁束偏差ベクトルを演算するので、磁束ベクトル検出部１９が出力する検出磁束ベクトルはα－β軸上のものである。図２５より、回転子磁束ベクトルのα軸方向の射影成分をφαｒＤ、β軸方向の射影成分をφβｒＤとする。φαｒＤとφβｒＤは、（３２）式で求められ、検出磁束ベクトル（φαｒＤ，φβｒＤ）を磁束ベクトル検出部１９が出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000032
　（３２）式中のφｆは、回転子磁束ベクトルΦｒの大きさで既知の値である。（３２）式から検出磁束ベクトルの成分φαｒＤ、φβｒＤを演算するためにはθｄｍが分かればよい。
　（３１）式に着目すると、高周波電流ベクトル（ｉαｈ、ｉβｈ）の大きさにθｄｍが含まれているので、高周波電流ベクトル（ｉαｈ、ｉβｈ）の大きさからθｄｍを求めることができる。α軸の高周波電流ｉαｈの大きさを｜ｉαｈ｜、β軸の高周波電流ｉβｈの大きさを｜ｉβｈ｜とすると、｜ｉαｈ｜、｜ｉβｈ｜は（３３）式となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000033
　また、｜ｉαｈ｜、｜ｉβｈ｜の大きさは、高周波電流ベクトル（ｉαｈ、ｉβｈ）より、（３４）式の演算を行うことで求めることができる。ここで、式（３４）中のＴは、高周波電流ベクトル（ｉαｈ、ｉβｈ）の周期である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000034
　（３３）式より、｜ｉβｈ｜の逆数から｜ｉαｈ｜の逆数を減算したものは（３５）式となるので、（３５）式よりθｄｍは（３６）式のようにして求めることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000035
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000036
　以上により、検出磁束ベクトル（φαｒＤ、φβｒＤ）は（３２）、（３６）式より求めることができる。
　以上が磁束ベクトル検出部１９の全体の動作である。
　次に、磁束ベクトル検出部１９の各構成要素の機能、動作について説明をする。
　図２１のフィルタ９１は、入力と出力がα－β軸上の検出電流ベクトルと高周波電流ベクトルになっただけで実施の形態１と同じであり、検出電流ベクトル（ｉαｓ、ｉβｓ）から高周波電流ベクトル（ｉαｈ、ｉβｈ）を出力する。
　α軸成分抽出器１９２は、図２２のように、α軸成分選択器９６１により高周波電流ベクトル（ｉαｈ，ｉβｈ）に行列（１，０）Ｔを乗算することでα軸方向の高周波電流ベクトルの成分であるｉαｈのみを選択する。振幅演算器９６２では（３４）式の演算をすることで、ｉαｈの大きさ｜ｉαｈ｜を演算し出力する。β軸成分抽出器１９３は、図２３のように、
　β軸成分選択器９６３により高周波電流ベクトル（ｉαｈ，ｉβｈ）に行列（０，１）Ｔを乗算することでβ軸方向の高周波電流ベクトルの成分であるｉβｈのみを選択する。振幅演算器９６４では（３４）式の演算をすることで、ｉβｈの大きさ｜ｉβｈ｜を演算し出力する。
　検出磁束ベクトル演算器１９４について説明する。図２４において、差分演算器９６５は、α軸成分抽出器１９２の出力である｜ｉαｈ｜とβ軸成分抽出器１９３の出力である｜ｉβｈ｜より、（３６）式の演算をしてθｄｍを出力する。余弦演算器９６６では、差分演算器９６５の出力であるθｄｍを用いて余弦演算を行い、ｃｏｓθｄｍを出力する。乗算器９６８では、余弦演算器９６６の出力であるｃｏｓθｄｍに回転子磁束の大きさφｆを乗算して、α軸方向の検出磁束ベクトル成分であるφαｒＤを出力する。正弦演算器９６７では、差分演算器９６５の出力であるθｄｍを用いて正弦演算を行い、ｓｉｎθｄｍを出力する。乗算器９６９では、正弦演算器９６７の出力であるｓｉｎθｄｍに、回転子磁束の大きさφｆを乗算して、β軸方向の検出磁束ベクトル成分であるφβｒＤを出力する。
　以上が、磁束ベクトル検出部１９の構成、機能および動作の説明である。
　以上説明したように、実施の形態３に係る交流回転機の制御装置は、検出磁束ベクトルと推定磁束ベクトルの偏差である磁束偏差ベクトルと、検出電流ベクトルと推定電流ベクトルの偏差である電流偏差ベクトルを求め、磁束偏差ベクトルを増幅した増幅偏差ベクトルを用いる。これにより零速～高速域まで適応観測部が出力する１種類の推定速度や推定位置のみで交流回転機を駆動することができるため、低周波領域位相生成器と高周波領域位相生成器の両方を同時に演算処理する必要がなく、演算処理を大幅に低減することができる。
　また、磁束ベクトル検出部が出力する検出磁束ベクトルφｄｒＤ、φｑｒＤを演算する際、検出電流ベクトルから高周波電圧ベクトルと同一周波数成分の高周波電流ベクトルを抽出し、抽出した高周波電流ベクトルのα軸方向のｉαｈの大きさ｜ｉαｈ｜とβ軸方向のｉβｈの大きさ｜ｉβｈ｜からθｄｍを求め、θｄｍと回転子磁束ベクトルの大きさφｆをのみを用いる。したがって、検出磁束ベクトルを求めるためにあらかじめ回転子角度を用意する必要がないため、演算量を低減することができ、また、回転子角度の推定応答も全く関係ないため、速度制御応答やトルク制御応答などの応答性を高く保つことができる。
　さらに、検出磁束ベクトルをα－β軸上のベクトルとすることで、適応観測部もα－β軸で構成でき、電流ベクトル検出部や適応観測部内部の座標変換器を、推定位置θ０を必要とするｄ－ｑ軸上へ変換する座標変換器から演算量が少ないα－β軸へ変換する座標変換器に置き換えることができるため、演算量を低減できる効果がある。
　なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略したりすることが可能である。
　この発明は、全速度領域において位置センサを用いずに円滑な交流回転機の駆動が可能で、演算量の低減と応答性の向上を図ることができ、交流回転機の制御装置に広く適用できる。

Claims (6)

  1. 交流回転機の電流から検出電流ベクトルを検出する電流ベクトル検出部と、
    前記交流回転機の前記検出電流ベクトルから回転子磁束ベクトルを検出し検出磁束ベクトルとして出力する磁束ベクトル検出部と、
    前記交流回転機の推定電流ベクトルと推定磁束ベクトルと推定位置とを出力する適応観測部と、
    前記検出電流ベクトルが電流指令ベクトルに一致するように電圧指令ベクトルを出力する制御部と、
    前記電圧指令ベクトルに基づいて前記交流回転機に電圧を印加する電圧印加部と、
    前記推定電流ベクトルと前記検出電流ベクトルの偏差である電流偏差ベクトルと、前記推定磁束ベクトルと前記検出磁束ベクトルの偏差である磁束偏差ベクトルとを出力する偏差ベクトル演算部と、
    前記電流偏差ベクトルと前記磁束偏差ベクトルを増幅して増幅偏差ベクトルとして出力する偏差増幅部とを備え、
    前記適応観測部は前記電圧指令ベクトルと前記増幅偏差ベクトルとに基づいて前記推定電流ベクトルと前記推定磁束ベクトルと前記推定位置とを演算して出力し、
    さらに、前記制御部は前記交流回転機を駆動する周波数とは異なる周波数成分の高周波電圧ベクトルを重畳した電圧指令ベクトルを出力し、前記磁束ベクトル検出部は前記検出電流ベクトルに含まれる前記高周波電圧ベクトルと同一周波数成分の高周波電流ベクトルの大きさと回転子磁束の大きさから前記検出磁束ベクトルを演算し出力する交流回転機の制御装置。
  2. 前記制御部は交番電圧の高周波電圧ベクトルを重畳した電圧ベクトルを出力し、
    前記磁束ベクトル検出部は前記高周波電流ベクトルの前記交番電圧の高周波電圧ベクトルと平行方向成分の大きさと直交方向成分の大きさのうち少なくとも一方と回転子磁束の大きさから前記検出磁束ベクトルを演算し出力する請求項１に記載の交流回転機の制御装置。
  3. 前記磁束ベクトル検出部から出力する前記検出磁束ベクトルは、前記交番電圧ベクトルと平行方向成分と直交方向成分から構成される請求項２に記載の交流回転機の制御装置。
  4. 前記制御部は回転電圧の高周波電圧ベクトルを重畳した電圧ベクトルを出力し、
    前記磁束ベクトル検出部は前記高周波電流ベクトルをα軸とβ軸からなる静止直交座標へ分解するとともに、前記高周波電流ベクトルのα軸方向成分の大きさとβ軸方向成分の大きさと回転子磁束の大きさから前記検出磁束ベクトルを演算し出力する請求項１に記載の交流回転機の制御装置。
  5. 前記磁束ベクトル検出部から出力する前記検出磁束ベクトルは、前記α軸方向成分と前記β軸方向成分から構成される請求項４に記載の交流回転機の制御装置。
  6. 前記偏差増幅部は前記電流偏差ベクトルと前記磁束偏差ベクトルを増幅する増幅ゲインを、前記適応観測部が演算した前記交流回転機の推定速度によって変更する構成とした請求項１に記載の交流回転機の制御装置。
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