JP2013126352A

JP2013126352A - 制御装置

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Publication number: JP2013126352A
Application number: JP2011275567A
Authority: JP
Inventors: Tsutomu Yamamoto; 勉山本
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2011-12-16
Filing date: 2011-12-16
Publication date: 2013-06-24
Anticipated expiration: 2031-12-16
Also published as: CN103166559B; JP5425173B2; CN103166559A

Abstract

【課題】低速域においてＩＰＭモータの磁極位置を正確に推定する。
【解決手段】制御装置１は、ｄ軸電流指令を補正する補正手段１６０と、ＩＰＭモータに流れる電流を検出する電流検出手段１０と、検出された電流に基づいて、ＩＰＭモータにおける磁極位置を推定する位置推定手段２０と、補正されたｄ軸電流指令と、ｑ軸電流指令と、推定された磁極位置とに基づいて、電圧指令を生成する制御手段とを備え、制御手段により生成される電圧指令は、ｍを３以上の整数とするとき、ＩＰＭモータの駆動用の基本波電圧に対して、スイッチング周期のｍ倍と等しい周期を有するとともに各相間で位相の異なる位置検出用電圧が重畳されており、補正手段１６０は、ＩＰＭモータの突極比が閾値以上に維持されるように、前記ｄ軸電流指令を補正する。
【選択図】図１

Description

本発明は、制御装置に関する。

従来から、回転位置センサを用いずに、ＩＰＭ（ＩｎｔｅｒｉｏｒＰｅｒｍａｎｅｎｔＭａｇｎｅｔ）モータに流れる電流に基づいてＩＰＭモータの磁極位置を推定する制御装置が存在する。

特許文献１には、回転電機の制御装置において、高周波の位置検出用電圧を回転電機の駆動用の基本波電圧に重畳し、回転電機に流れる電流を検出し、検出された電流から高周波の位置検出用電流を抽出し、その位置検出用電流に基づいて回転電機の回転子位置を推定することが記載されている。これにより、特許文献１によれば、回転電機の回転速度が零速や低速域であっても、回転電機の回転子位置を推定できるとされている。

国際公開第２００９／０４０９６５号

特許文献１に記載の制御装置では、回転電機（ＩＰＭモータ）の突極比が単に１より大きければ、すなわち突極性があれば、回転電機の回転位置（磁極位置）を正確に推定できることを前提としていると考えられる。

一方、本発明者は、検討を行ったところ、ＩＰＭモータの磁極位置を正確に推定するためには、突極比が単に１より大きいだけでは十分でなく、ＩＰＭモータの突極比が１より大きい所定の閾値（例えば、１．２）以上であることが必要であることを見出した。さらに、本発明者は、検討を行ったところ、定常運転時におけるＩＰＭモータの突極比が所定の閾値以上であるＩＰＭモータであっても、高負荷時に突極比が所定の閾値より小さくなることがあるため、低速域においてＩＰＭモータの磁極位置を正確に推定できない可能性があることを見出した。また、もともと、定常運転時におけるＩＰＭモータの突極比が所定の閾値より小さいＩＰＭモータでは、負荷に関わらず、低速域においてＩＰＭモータの磁極位置を正確に推定できない可能性があることを見出した。ＩＰＭモータの磁極位置を正確に推定できないと、低速域での出力トルクが制限される可能性がある。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、低速域においてＩＰＭモータの磁極位置を正確に推定できる制御装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明の１つの側面にかかる制御装置は、ｄ軸電流指令及びｑ軸電流指令を受けて、ＩＰＭモータを制御する制御装置であって、前記ｄ軸電流指令を補正する補正手段と、前記ＩＰＭモータに流れる電流を検出する電流検出手段と、前記検出された電流に基づいて、前記ＩＰＭモータの突極比に依存したパラメータを求め、求められたパラメータを用いて、前記ＩＰＭモータにおける磁極位置を推定する位置推定手段と、前記補正されたｄ軸電流指令と、前記ｑ軸電流指令と、前記推定された磁極位置とに基づいて、電圧指令を生成する制御手段と、前記生成された電圧指令と、パルス幅変調制御に用いるスイッチング周期とに基づいて、パルス幅変調されたロジック信号を生成するパルス幅変調手段と、前記生成されたロジック信号に基づいて前記ＩＰＭモータに駆動用の交流電圧を印加する電圧印加手段とを備え、前記制御手段により生成される電圧指令は、ｍを３以上の整数とするとき、前記ＩＰＭモータの駆動用の基本波電圧に対して、前記スイッチング周期のｍ倍と等しい周期を有するとともに各相間で位相の異なる位置検出用電圧が重畳されており、前記補正手段は、前記ＩＰＭモータの突極比が閾値以上に維持されるように、前記ｄ軸電流指令を補正することを特徴とする。

本発明によれば、ＩＰＭモータの突極比の低下を抑制できるので、低速域においてＩＰＭモータの磁極位置を正確に推定できる。

図１は、実施の形態１にかかる制御装置の構成を示す図である。図２は、実施の形態１における補正手段の動作を示す図である。図３は、実施の形態１の変形例における補正手段の動作を示す図である。図４は、実施の形態１の変形例における補正手段の動作を示す図である。図５は、実施の形態２における補正手段の動作を示す図である。図６は、基本の形態にかかる制御装置の構成を示す図である。

以下に、本発明にかかる制御装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、これらの実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
まず、実施の形態１にかかる制御装置について説明する前に、実施の形態１にかかる制御装置に対する基本の形態について説明する。基本の形態にかかる制御装置１の構成について図６を用いて説明する。

図６に示す制御装置１は、ｄ軸電流指令ｉｄ＊及びｑ軸電流指令ｉｑ＊を外部（例えば、上位のコントローラなど）から受ける。制御装置１は、ｄ軸電流指令ｉｄ＊及びｑ軸電流指令ｉｑ＊を用いて、ＩＰＭ（ＩｎｔｅｒｉｏｒＰｅｒｍａｎｅｎｔＭａｇｎｅｔｉｃ）モータＭを制御する。

ＩＰＭモータＭは、回転子の内部に永久磁石を埋め込んだ埋込磁石構造を有している。ｄ軸は、回転子の磁極がつくる磁束の方向（永久磁石の中心軸）を表し、磁束軸とも呼ばれる。ｑ軸は、ｄ軸と電気的、磁気的に直交する軸（永久磁石間の軸）を表し、トルク軸とも呼ばれる。図示しないが、ｄ軸電流ｉｄによる鎖交磁束は、透磁率の低い磁石が途中にあるために制限されるのに対して、ｑ軸電流ｉｑによる鎖交磁束は、磁石より透磁率の高い材質（例えばケイ素鋼）中を通るので大きくなる。ＩＰＭモータＭは、その定常運転時において、ｄ軸の磁気抵抗がｑ軸の磁気抵抗より大きくなり、ｄ軸のインダクタンスＬｄがｑ軸のインダクタンスＬｑより小さくなる。すなわち、ｄ軸のインダクタンスＬｄに対するｑ軸のインダクタンスＬｑの比である突極比Ｌｑ／Ｌｄが１より大きな値になっている。

制御装置１は、定常運転時におけるＩＰＭモータＭの突極比が１より大きな値であること、すなわち突極性を利用して回転子の磁極位置を推定し、推定された磁極位置を用いてＩＰＭモータＭの駆動を制御する。

図６に示すように、制御装置１は、電流検出手段１０、位置推定手段２０、制御手段３０、パルス幅変調手段４０、及び電圧印加手段５０を備える。

電流検出手段１０は、ＩＰＭモータＭに流れる電流を検出する。具体的には、電流検出手段１０は、電流センサ１１及び電流センサ１２を有する。電流センサ１１は、ＩＰＭモータＭに流れる例えばＵ相電流ｉｕを検出して位置推定手段２０及び制御手段３０へ供給する。電流センサ１２は、ＩＰＭモータＭに流れる例えばＶ相電流ｉｖを検出して位置推定手段２０及び制御手段３０へ供給する。

位置推定手段２０は、電流検出手段１０により検出された電流に基づいて、ＩＰＭモータＭの突極比Ｌｑ／Ｌｄに依存したパラメータ（例えば、後述する数式７のΔＩαβ）を求める。ＩＰＭモータＭの突極比に依存したパラメータの詳細については、後述する。位置推定手段２０は、求められたパラメータを用いて、ＩＰＭモータＭにおける回転子の磁極位置θｐを推定する。位置推定手段２０は、推定された磁極位置θｐを制御手段３０へ供給する。

制御手段３０は、ｄ軸電流指令ｉｄ＊及びｑ軸電流指令ｉｑ＊を外部（例えば、上位のコントローラなど）から受ける。制御手段３０は、推定された磁極位置θｐを位置推定手段２０から受ける。制御手段３０は、ｄ軸電流指令ｉｄ＊と、ｑ軸電流指令ｉｑ＊と、推定された磁極位置θｐとに基づいて、電圧指令Ｖｕｐ＊、Ｖｖｐ＊、Ｖｗｐ＊を生成する。

具体的には、制御手段３０は、三相・二相変換器３６、座標変換器３７、減算器３１ａ、減算器３１ｂ、ｄ軸電流制御器３２ａ、ｑ軸電流制御器３２ｂ、座標変換器３３、二相・三相変換器３４、位置検出用電圧発生器３８、加算器３５ａ、加算器３５ｂ、及び加算器３５ｃを有する。

三相・二相変換器３６は、Ｕ相電流ｉｕを電流センサ１１から受け、Ｖ相電流ｉｖを電流センサ１２から受ける。三相・二相変換器３６は、Ｕ相電流ｉｕ及びＶ相電流ｉｖからＷ相電流ｉｗを推定し、固定三軸（Ｕ−Ｖ−Ｗ軸）上の三相電流ベクトル（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）を固定二軸（α−β軸）上の二相電流ベクトル（ｉα，ｉβ）に変換する。三相・二相変換器３６は、変換された二相電流ベクトル（ｉα，ｉβ）を座標変換器３７へ供給する。

座標変換器３７は、二相電流ベクトル（ｉα，ｉβ）を三相・二相変換器３６から受ける。座標変換器３７は、推定された磁極位置θｐを位置推定手段２０から受ける。座標変換器３７は、推定された磁極位置θｐを用いて、固定二軸（α−β軸）上の二相電流ベクトル（ｉα，ｉβ）を回転二軸（ｄ−ｑ軸）上の電流ベクトル（ｉｄ，ｉｑ）に変換する。座標変換器３７は、変換されたｄ軸電流ｉｄを減算器３１ａへ供給し、変換されたｑ軸電流ｉｑを減算器３１ｂへ供給する。

減算器３１ａは、ｄ軸電流指令ｉｄ＊を外部から受け、ｄ軸電流ｉｄを座標変換器３７から受ける。減算器３１ａは、ｄ軸電流指令ｉｄ＊からｄ軸電流ｉｄを減算して偏差Δｉｄを求め、求められた偏差Δｉｄをｄ軸電流制御器３２ａへ供給する。

減算器３１ｂは、ｑ軸電流指令ｉｑ＊を外部から受け、ｑ軸電流ｉｑを座標変換器３７から受ける。減算器３１ｂは、ｑ軸電流指令ｉｑ＊からｑ軸電流ｉｑを減算して偏差Δｉｑを求め、求められた偏差Δｉｑをｑ軸電流制御器３２ｂへ供給する。

ｄ軸電流制御器３２ａは、偏差Δｉｄを減算器３１ａから受ける。ｄ軸電流制御器３２ａは、比例積分制御などを用いて、偏差Δｉｄがゼロに近づくように、ｄ軸基本波電圧Ｖｄ＊を生成する。ｄ軸電流制御器３２ａは、生成されたｄ軸基本波電圧Ｖｄ＊を座標変換器３３へ供給する。

ｑ軸電流制御器３２ｂは、偏差Δｉｑを減算器３１ｂから受ける。ｑ軸電流制御器３２ｂは、比例積分制御などを用いて、偏差Δｉｑがゼロに近づくように、ｑ軸基本波電圧Ｖｑ＊を生成する。ｑ軸電流制御器３２ｂは、生成されたｑ軸基本波電圧Ｖｑ＊を座標変換器３３へ供給する。

座標変換器３３は、ｄ軸基本波電圧Ｖｄ＊をｄ軸電流制御器３２ａから受け、ｑ軸基本波電圧Ｖｑ＊をｑ軸電流制御器３２ｂから受ける。座標変換器３３は、回転二軸（ｄ−ｑ軸）上の基本波電圧ベクトル（Ｖｄ＊，Ｖｑ＊）を固定二軸（α−β軸）上の基本波電圧ベクトル（Ｖα＊，Ｖβ＊）に変換する。座標変換器３３は、変換された基本波電圧ベクトル（Ｖα＊，Ｖβ＊）を二相・三相変換器３４へ供給する。

二相・三相変換器３４は、基本波電圧ベクトル（Ｖα＊，Ｖβ＊）を座標変換器３３から受ける。二相・三相変換器３４は、固定二軸（α−β軸）上の基本波電圧ベクトル（Ｖα＊，Ｖβ＊）を固定三軸（Ｕ−Ｖ−Ｗ軸）上の基本波電圧ベクトル（Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊）に変換する。二相・三相変換器３４は、変換された基本波電圧Ｖｕ＊を加算器３５ａへ供給し、変換された基本波電圧Ｖｖ＊を加算器３５ｂへ供給し、変換された基本波電圧Ｖｗ＊を加算器３５ｃへ供給する。

位置検出用電圧発生器３８は、パルス幅変調制御に用いるスイッチング周期Ｔｃの値をパルス幅変調手段４０から受ける。スイッチング周期Ｔｃは、三相分の各基本波電圧Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の周期よりも十分に短い周期を有している。このスイッチング周期Ｔｃは、ＩＰＭモータＭの電気的特性やインバータ駆動により発生する電磁騒音の周波数等を考慮して予め最適な値に設定されている。

位置検出用電圧発生器３８は、スイッチング周期Ｔｃを用いて位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈを生成する。例えば、位置検出用電圧発生器３８は、位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈがそれぞれスイッチング周期Ｔｃのｍ倍（ｍは３以上の整数）に等しい周期ｍ・Ｔｃを有し、かつ、位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈの位相が互に異なるように、位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈを生成する。

仮に、ｍが１あるいは２とすると、スイッチング周期Ｔｃのｍ倍の周期ｍ・Ｔｃと等しい三相の位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈの各相に、位相差を持たせることができず、ひいては位置推定手段２０により回転子の磁極位置θｐを精度良く求めることが困難になる。

位置検出用電圧発生器３８は、生成された位置検出用電圧Ｖｕｈを加算器３５ａへ供給し、生成された位置検出用電圧Ｖｖｈを加算器３５ｂへ供給し、生成された位置検出用電圧Ｖｗｈを加算器３５ｃへ供給する。

加算器３５ａは、基本波電圧Ｖｕ＊を二相・三相変換器３４から受け、位置検出用電圧Ｖｕｈを位置検出用電圧発生器３８から受ける。加算器３５ａは、基本波電圧Ｖｕ＊に位置検出用電圧Ｖｕｈを加算（重畳）して電圧指令Ｖｕｐ＊を生成する。加算器３５ａは、生成された電圧指令Ｖｕｐ＊をパルス幅変調手段４０へ供給する。

加算器３５ｂは、基本波電圧Ｖｖ＊を二相・三相変換器３４から受け、位置検出用電圧Ｖｖｈを位置検出用電圧発生器３８から受ける。加算器３５ｂは、基本波電圧Ｖｖ＊に位置検出用電圧Ｖｖｈを加算（重畳）して電圧指令Ｖｖｐ＊を生成する。加算器３５ｂは、生成された電圧指令Ｖｖｐ＊をパルス幅変調手段４０へ供給する。

加算器３５ｃは、基本波電圧Ｖｗ＊を二相・三相変換器３４から受け、位置検出用電圧Ｖｗｈを位置検出用電圧発生器３８から受ける。加算器３５ｃは、基本波電圧Ｖｗ＊に位置検出用電圧Ｖｗｈを加算（重畳）して電圧指令Ｖｗｐ＊を生成する。加算器３５ｃは、生成された電圧指令Ｖｗｐ＊をパルス幅変調手段４０へ供給する。

パルス幅変調手段４０は、制御手段３０により生成された電圧指令Ｖｕｐ＊、Ｖｖｐ＊、Ｖｗｐ＊と、パルス幅変調制御に用いるスイッチング周期Ｔｃとに基づいて、パルス幅変調されたロジック信号Ｖｕｌ、Ｖｖｌ、Ｖｗｌを生成する。

具体的には、パルス幅変調手段４０は、スイッチング周期発生器４１及びパルス幅変調制御器４２を有する。スイッチング周期発生器４１は、スイッチング周期Ｔｃの値を発生させて位置検出用電圧発生器３８及びパルス幅変調制御器４２へ供給する。

パルス幅変調制御器４２は、基本波電圧Ｖｕｐ＊を加算器３５ａから受け、基本波電圧Ｖｖｐ＊を加算器３５ｂから受け、基本波電圧Ｖｗｐ＊を加算器３５ｃから受ける。パルス幅変調制御器４２は、スイッチング周期Ｔｃの値をスイッチング周期発生器４１から受ける。パルス幅変調制御器４２は、基本波電圧Ｖｕｐ＊、Ｖｖｐ＊、Ｖｗｐ＊とスイッチング周期Ｔｃの値とに基づいて、パルス幅変調されたロジック信号Ｖｕｌ、Ｖｖｌ、Ｖｗｌを生成する。パルス幅変調制御法としては、例えば、キャリア信号としての三角波Ｃｓによるパルス幅変調制御法、キャリア信号としてののこぎり波Ｗｓｔによるパルス幅変調制御法、瞬時空間電圧ベクトルＶｓによるパルス幅変調制御法などの公知の方法を用いてもよい。パルス幅変調制御器４２は、生成されたロジック信号Ｖｕｌ、Ｖｖｌ、Ｖｗｌを電圧印加手段５０へ供給する。

電圧印加手段５０は、ロジック信号Ｖｕｌ、Ｖｖｌ、Ｖｗｌをパルス幅変調手段４０から受ける。電圧印加手段５０は、ロジック信号Ｖｕｌ、Ｖｖｌ、Ｖｗｌに基づいてＩＰＭモータＭに駆動用の交流電圧を印加する。

具体的には、電圧印加手段５０は、インバータ５１を有する。インバータ５１は、ロジック信号Ｖｕｌ、Ｖｖｌ、Ｖｗｌをパルス幅変調手段４０から受ける。インバータ５１は、図示しない複数のスイッチング素子を有し、ロジック信号Ｖｕｌ、Ｖｖｌ、Ｖｗｌに応じて複数のスイッチング素子がそれぞれ所定のタイミングでスイッチング動作を行う。これにより、インバータ５１は、駆動用の交流電圧を生成してＩＰＭモータＭに印加する。

次に、位置推定手段２０により回転子の磁極位置θｐを求める処理内容について詳細に説明する。

ＩＰＭモータＭについて、固定直交座標（α−β軸）での電圧方程式は下記の数式１のように表すことができる。

ＩＰＭモータＭが停止している、あるいは低速域で運転していると仮定し、ω＝０とし、また、微分演算子Ｐをラプラス演算子ｓに置き換えると固定直交座標での電流ｉαｓ，ｉβｓは下記の数式２となる。

いま、位置検出用電圧発生器３８からＩＰＭモータＭを駆動するための交流電圧の角周波数よりも十分に高い角周波数ωｈとなる位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈを印加すると、Ｒ＜＜Ｌα・ωｈ及びＲ＜＜Ｌβ・ωｈが成り立ち（ｓ＝ｊωｈ（ｊは虚数単位）とした場合）、固定子抵抗Ｒの影響を無視すると、上記の数式２は下記の数式３となる。

また、位置検出用電圧発生器３８より印加する位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈは、固定直交座標では下記の数式４のように表すことができる。

数式４の固定直交座標での位置検出用電圧は、下記の数式５で表される。

上記の数式５の位置検出用電圧の値を上記の数式３における固定直交座標系の［ＶαｓＶβｓ］に代入し、ｓ＝ｊωｈ（ｊは虚数単位）とすると、下記の数式６となる。

上記の数式６に示すように、固定直交座標での電流ｉαｓ，ｉβｓの振幅に回転子の磁極位置θ（＝回転子の磁極位置θｐ）が含まれていることが分かる。したがって、フーリエ変換器（図示せず）で固定直交座標での電流ｉαｓ，ｉβｓの振幅Ｉαｓ，Ｉβｓを抽出する。すなわちフーリエ変換器で回転電機電流中の位置検出用電圧Ｖｕｈ，Ｖｖｈ，Ｖｗｈによる高周波の電流ｉαｓ，ｉβｓを抽出し、かつその振幅Ｉαｓ，Ｉβｓを求める。そして、抽出した振幅Ｉαｓ，Ｉβｓに基づいて、下記の数式７に示すような演算を施すことにより、回転子の磁極位置θのみを含んだ項を抽出することができる。この演算を実現するために、振幅Ｉαｓ，Ｉβｓをそれぞれ二乗する第１の乗算器と第２の乗算器（ともに図示せず）の出力である（Ｉβｓ・Ｉβｓ）から、（Ｉαｓ・Ｉαｓ）を減じて回転子の磁極位置θの情報のみを含むΔＩαβを出力する減算器（図示せず）を用いる。

減算器の出力を受ける位置演算器（図示せず）では、上記の数式７のΔＩαβを下記の数式８で除すことにより、ｃｏｓ２θのみを抽出する。そして、ｃｏｓ２θの逆余弦を演算することによりθ（回転子の磁極位置θｐ）を計算する。なお、回転子の磁極位置θｐの演算は逆余弦演算ではなく、ｃｏｓ２θの値を記憶したテーブルを用意し、その記憶装置に記憶されたｃｏｓ２θの値に基づいて回転子の磁極位置θｐを求めてもよい。

ここで、数式１〜７に示されるように、ΔＩαβは、ＩＰＭモータＭの突極比Ｌｑ／Ｌｄに依存したパラメータになっている。そして、図６に示す制御装置１では、ＩＰＭモータＭ）の突極比が単に１より大きければ、すなわち突極性があれば、ＩＰＭモータＭの磁極位置を正確に推定できることを前提としていると考えられる。

一方、本発明者は、突極比と磁極位置の推定精度とについて比較検討を行ったところ、ＩＰＭモータＭの磁極位置を正確に推定するためには、突極比が単に１より大きいだけでは十分でなく、ＩＰＭモータＭの突極比が１より大きい所定の閾値（例えば、１．２）以上であることが必要であることを見出した。さらに、本発明者は、検討を行ったところ、定常運転時におけるＩＰＭモータＭの突極比Ｌｑ／Ｌｄが所定の閾値（例えば、１．２）以上であるＩＰＭモータＭであっても、高負荷時に突極比Ｌｑ／Ｌｄが所定の閾値より低下することがあるため、低速域においてＩＰＭモータＭの磁極位置を正確に推定できない可能性があることを見出した。すなわち、負荷が大きくなると、ｑ軸電流指令ｉｑ＊が増加する。ｑ軸電流指令ｉｑ＊が増加すると、磁気飽和によりｑ軸インダクタンスＬｑが減衰して突極比Ｌｑ／Ｌｄが低下することがあるため、低速域においてＩＰＭモータＭの磁極位置を正確に推定できない可能性があることを見出した。ＩＰＭモータＭの磁極位置を正確に推定できないと、低速域での出力トルクが制限される可能性がある。

次に、実施の形態１にかかる制御装置１００について図１を用いて説明する。以下では、基本の形態にかかる制御装置１と異なる部分を中心に説明する。

制御装置１００は、補正手段１６０をさらに備える。補正手段１６０は、ｄ軸電流指令ｉｄ＊及びｑ軸電流指令ｉｑ＊を外部（例えば、上位のコントローラなど）から受ける。補正手段１６０は、ＩＰＭモータＭの突極比が閾値ＴＨ以上になるように、ｄ軸電流指令ｉｄ＊を補正する。閾値ＴＨは、ＩＰＭモータＭの低速域における位置推定手段２０による磁極位置の推定の精度が要求される精度を満たすことができるように、予め実験的に決定された値である。閾値ＴＨは、例えば、１．２である。補正手段１６０は、補正されたｄ軸電流指令ｉｄ＊＊と制御手段３０へ供給するとともに、受けたｑ軸電流指令ｉｑ＊をそのまま制御手段３０へ供給する。

具体的には、補正手段１６０は、演算器１６１及び加算器１６２を有する。演算器１６１は、ｑ軸電流指令ｉｑ＊を外部から受ける。演算器１６１は、ｑ軸電流指令ｉｑ＊に応じて、ｄ軸電流指令ｉｄ＊に対する補正量Δｉｄ＊を演算する。例えば、演算器１６１には、図２に示すような補正情報が予め設定されている。演算器１６１は、この補正情報を用いて、ｑ軸電流指令ｉｑ＊の大きさが第２の閾値ｉｑ＊１を超えたことに応じて、ｄ軸電流指令に正の補正量Δｉｄ＊を加算する。すなわち、ｑ軸電流指令ｉｑ＊の大きさが第２の閾値ｉｑ＊１を超えて負荷が高くなった（すなわち、高負荷時になった）と推定されることに応じて、ｄ軸電流指令ｉｄ＊の値を増加させる。

より具体的には、演算器１６１は、ｑ軸電流指令ｉｑ＊の大きさが第２の閾値ｉｑ＊１以下であれば、補正量Δｉｄ＊をゼロとする。演算器１６１は、ｑ軸電流指令ｉｑ＊の大きさが第２の閾値ｉｑ＊１を超えて第３の閾値ｉｑ＊２へ近づくにつれて補正量Δｉｄ＊をゼロから徐々に正の方向へ増加させる。そして、演算器１６１は、ｑ軸電流指令ｉｑ＊の大きさが第３の閾値ｉｑ＊２を超えたら、補正量Δｉｄ＊を最大値Δｉｄ＊ｍａｘにする。

第３の閾値ｉｑ＊２は、補正手段１６０による補正を行わなかった場合のＩＰＭモータＭの突極比Ｌｑ／Ｌｄとｑ軸電流指令ｉｑ＊との関係を実験的に取得することにより決定された値である。例えば、第３の閾値ｉｑ＊２は、ＩＰＭモータＭの突極比が所定の閾値ＴＨ（例えば、１．２）より小さくなり始めるｑ軸電流指令ｉｑ＊の値より所定マージン分低い値である。

また、第３の閾値ｉｑ＊２は、第２の閾値ｉｑ＊１より所定量分大きな値を有する。これにより、ｄ軸電流の急激な変化を抑制しながら補正処理を行うことができる。

そして、演算器１６１は、求めた補正量Δｉｄ＊を加算器１６２へ（例えば随時）供給する。

加算器１６２は、ｄ軸電流指令ｉｄ＊を外部から受け、補正量Δｉｄ＊を演算器１６１から受ける。加算器１６２は、ｄ軸電流指令ｉｄ＊に補正量Δｉｄ＊を加算して、加算結果を補正されたｄ軸電流指令ｉｄ＊＊として制御手段３０へ供給する。これにより、制御手段３０は、補正されたｄ軸電流指令ｉｄ＊＊と、ｑ軸電流指令ｉｑ＊と、推定された磁極位置θｐとに基づいて、電圧指令Ｖｕｐ＊、Ｖｖｐ＊、Ｖｗｐ＊を生成する。

以上のように、実施の形態１では、補正手段１６０が、ＩＰＭモータＭの突極比Ｌｑ／Ｌｄが閾値（例えば、１．２）以上に維持されるように、ｄ軸電流指令ｉｄ＊を補正する。これにより、ＩＰＭモータＭの突極比Ｌｑ／Ｌｄの低下を抑制できるので、低速域においてＩＰＭモータＭの磁極位置を正確に推定できる。したがって、低速域において安定してセンサレス制御を行うことができ、低速域での出力トルクを確保することができる。

また、実施の形態１では、補正手段１６０が、ｑ軸電流指令ｉｑ＊の大きさが第２の閾値ｉｑ＊１を超えたことに応じて、ｄ軸電流指令ｉｄ＊に正の補正量Δｉｄ＊を加算する。これにより、高負荷時において、すなわちｑ軸電流指令ｉｑ＊が増加して磁気飽和の影響でｑ軸インダクタンスＬｑが減衰してＩＰＭモータＭの突極比Ｌｑ／Ｌｄが小さくなることが懸念される状況において、ｄ軸電流指令ｉｄ＊を増加でき、磁気飽和の影響でｄ軸インダクタンスＬｄも減衰できるので、ＩＰＭモータＭの突極比Ｌｑ／Ｌｄが閾値（例えば、１．２）以上に維持されるようにすることができる。

なお、実施の形態１では演算器１６１に１つの補正情報（図２参照）が設定されている場合について例示的に説明しているが、演算器１６１には、複数の補正情報が設定されていてもよい。

例えば、演算器１６１には、図２に示す補正情報に加えて、図３に示す補正情報が設定されていてもよい。図３に示す補正情報では、補正量Δｉｄ＊の最大値Δｉｄ＊ｍａｘ２が図２に示す補正情報における補正量Δｉｄ＊の最大値Δｉｄ＊ｍａｘと異なる。例えば、図３の最大値Δｉｄ＊ｍａｘ２は図２の最大値Δｉｄ＊ｍａｘより大きい。この場合、演算器１６１は、現在制御対象となっているＩＰＭモータＭのモータ定数等の特性値を取得し、取得した特性値に基づいて図２に示す補正情報と図３に示す補正情報とのいずれの補正情報を選択する。例えば、図３の最大値Δｉｄ＊ｍａｘ２は図２の最大値Δｉｄ＊ｍａｘより大きい場合、演算器１６１は、取得された特性値から、ｑ軸電流指令ｉｑ＊の増加に対するｑ軸インダクタンスＬｑの減衰度合いが第４の閾値以下であると判断される場合、図２に示す補正情報を選択し、ｑ軸電流指令ｉｑ＊の増加に対するｑ軸インダクタンスＬｑの減衰度合いが第４の閾値より大きいと判断される場合、図３に示す補正情報を選択する。そして、演算器１６１は、選択された補正情報を用いて補正量Δｉｄ＊を演算する。これにより、制御装置１００の制御対象が、ｑ軸電流指令ｉｑ＊の増加に対するｑ軸インダクタンスＬｑの減衰度合いの異なるＩＰＭモータＭに交換された場合でも、ＩＰＭモータＭの突極比Ｌｑ／Ｌｄが閾値（例えば、１．２）以上に維持されるようにすることができる。

あるいは、例えば、演算器１６１には、図２に示す補正情報に加えて、図４に示す補正情報が設定されていてもよい。図４に示す補正情報では、第２の閾値ｉｑ＊３が図２に示す補正情報における第２の閾値ｉｑ＊１と異なるとともに、第３の閾値ｉｑ＊４が図２に示す補正情報における第３の閾値ｉｑ＊２と異なる。例えば、図４の第２の閾値ｉｑ＊３は図２の第２の閾値ｉｑ＊１より小さく、図４の第３の閾値ｉｑ＊４は図２の第３の閾値ｉｑ＊２より小さい。この場合、演算器１６１は、現在制御対象となっているＩＰＭモータＭのモータ定数等の特性値を取得し、取得した特性値に基づいて図２に示す補正情報と図４に示す補正情報とのいずれの補正情報を選択する。例えば、図４の第２の閾値ｉｑ＊３は図２の第２の閾値ｉｑ＊１より小さく、図４の第３の閾値ｉｑ＊４は図２の第３の閾値ｉｑ＊２より小さい場合、演算器１６１は、取得された特性値から、ｑ軸インダクタンスＬｑの減衰し始めるｑ軸電流指令ｉｑ＊の値が第５の閾値以下であると判断される場合、図４に示す補正情報を選択し、ｑ軸インダクタンスＬｑの減衰し始めるｑ軸電流指令ｉｑ＊の値が第５の閾値より大きいと判断される場合、図２に示す補正情報を選択する。そして、演算器１６１は、選択された補正情報を用いて補正量Δｉｄ＊を演算する。これにより、制御装置１００の制御対象が、ｑ軸インダクタンスＬｑの減衰し始めるｑ軸電流指令ｉｑ＊の値の異なるＩＰＭモータＭに交換された場合でも、ＩＰＭモータＭの突極比Ｌｑ／Ｌｄが閾値（例えば、１．２）以上に維持されるようにすることができる。

実施の形態２．
次に、実施の形態２にかかる制御装置１００について説明する。以下では、実施の形態１と異なる部分を中心に説明する。

実施の形態１では、制御装置１００の制御対象が、定常運転時におけるＩＰＭモータＭの突極比Ｌｑ／Ｌｄが所定の閾値ＴＨ（例えば、１．２）以上であるようなＩＰＭモータＭである。それに対して、実施の形態２では、制御装置１００の制御対象が、定常運転時におけるＩＰＭモータＭの突極比Ｌｑ／Ｌｄが１よりおおきくかつ所定の閾値ＴＨ（例えば、１．２）より小さいようなＩＰＭモータＭである。

これに関して、本発明者は、検討を行ったところ、もともと、定常運転時におけるＩＰＭモータＭの突極比Ｌｑ／Ｌｄが所定の閾値ＴＨ（例えば、１．２）より小さいＩＰＭモータＭでは、負荷に関わらず、低速域においてＩＰＭモータＭの磁極位置を正確に推定できない可能性があることを見出した。ＩＰＭモータＭの磁極位置を正確に推定できないと、低速域での出力トルクが制限される可能性がある。

それに対して、実施の形態２では、補正手段１６０が、ＩＰＭモータＭの突極比Ｌｑ／Ｌｄが閾値ＴＨ（例えば、１．２）以上に維持されるように、ｄ軸電流指令ｉｄ＊を補正する。具体的には、演算器１６１は、ｑ軸電流指令ｉｑ＊の大きさに関わらず、ｄ軸電流指令に正の補正量Δｉｄ＊を加算する。例えば、演算器１６１には、図５に示すような補正情報が予め設定されている。演算器１６１は、この補正情報を用いて、ｑ軸電流指令ｉｑ＊の大きさに関わらず、ｄ軸電流指令に正の補正量Δｉｄ＊を加算する。すなわち、負荷の大きさに関わらず、ｄ軸電流指令ｉｄ＊の値を増加させる。

より具体的には、演算器１６１は、ｑ軸電流指令ｉｑ＊の大きさによらずに、補正量Δｉｄ＊を最大値Δｉｄ＊ｍａｘにする。そして、演算器１６１は、求めた補正量Δｉｄ＊を加算器１６２へ（例えば随時）供給する。

以上のように、実施の形態２では、補正手段１６０が、ｑ軸電流指令ｉｑ＊の大きさに関わらず、ｄ軸電流指令ｉｄ＊に正の補正量Δｉｄ＊を加算する。これにより、制御装置１００の制御対象が、定常運転時におけるＩＰＭモータＭの突極比Ｌｑ／Ｌｄが所定の閾値ＴＨ（例えば、１．２）より小さいＩＰＭモータＭである場合に、負荷に関わらずにｄ軸電流指令ｉｄ＊を増加でき、磁気飽和の影響でｄ軸インダクタンスＬｄを減衰できるので、ＩＰＭモータＭの突極比Ｌｑ／Ｌｄが閾値ＴＨ（例えば、１．２）以上に維持されるようにすることができる。

なお、実施の形態２では演算器１６１に１つの補正情報（図５参照）が設定されている場合について例示的に説明しているが、演算器１６１には、複数の補正情報が設定されていてもよい。

例えば、演算器１６１には、図５に示す補正情報に加えて、図２に示す補正情報が設定されていてもよい。この場合、演算器１６１は、現在制御対象となっているＩＰＭモータＭのモータ定数等の特性値を取得し、取得した特性値に基づいて図２に示す補正情報と図３に示す補正情報とのいずれの補正情報を選択する。例えば、演算器１６１は、取得された特性値から、定常運転時におけるＩＰＭモータＭの突極比Ｌｑ／Ｌｄが所定の閾値ＴＨ（例えば、１．２）より小さいと判断される場合、図５に示す補正情報を選択し、定常運転時におけるＩＰＭモータＭの突極比Ｌｑ／Ｌｄが所定の閾値ＴＨ（例えば、１．２）以上であると判断される場合、図２に示す補正情報を選択する。そして、演算器１６１は、選択された補正情報を用いて補正量Δｉｄ＊を演算する。これにより、制御装置１００の制御対象が、定常運転時におけるＩＰＭモータＭの突極比Ｌｑ／Ｌｄが所定の閾値ＴＨより小さいＩＰＭモータＭと所定の閾値ＴＨ以上であるＩＰＭモータＭとの間で交換された場合でも、ＩＰＭモータＭの突極比Ｌｑ／Ｌｄが閾値ＴＨ（例えば、１．２）以上に維持されるようにすることができる。

以上のように、本発明にかかる制御装置は、ＩＰＭモータの制御に有用である。

１制御装置
１０電流検出手段
１１電流センサ
１２電流センサ
２０位置推定手段
３０制御手段
３１ａ、３１ｂ、３１ｃ減算器
３２ａｄ軸電流制御器
３２ｂｑ軸電流制御器
３３座標変換器
３４二相・三相変換器
３５ａ、３５ｂ、３５ｃ加算器
３６三相・二相変換器
３７座標変換器
３８位置検出用電圧発生器
４０パルス幅変調手段
４１スイッチング周期発生器
４２パルス幅変調制御器
５０電圧印加手段
５１インバータ
１００制御装置
１６０補正手段
１６１演算器
１６２加算器

Claims

ｄ軸電流指令及びｑ軸電流指令を受けて、ＩＰＭモータを制御する制御装置であって、
前記ｄ軸電流指令を補正する補正手段と、
前記ＩＰＭモータに流れる電流を検出する電流検出手段と、
前記検出された電流に基づいて、前記ＩＰＭモータの突極比に依存したパラメータを求め、求められたパラメータを用いて、前記ＩＰＭモータにおける磁極位置を推定する位置推定手段と、
前記補正されたｄ軸電流指令と、前記ｑ軸電流指令と、前記推定された磁極位置とに基づいて、電圧指令を生成する制御手段と、
前記生成された電圧指令と、パルス幅変調制御に用いるスイッチング周期とに基づいて、パルス幅変調されたロジック信号を生成するパルス幅変調手段と、
前記生成されたロジック信号に基づいて前記ＩＰＭモータに駆動用の交流電圧を印加する電圧印加手段と、
を備え、
前記制御手段により生成される電圧指令は、ｍを３以上の整数とするとき、前記ＩＰＭモータの駆動用の基本波電圧に対して、前記スイッチング周期のｍ倍と等しい周期を有するとともに各相間で位相の異なる位置検出用電圧が重畳されており、
前記補正手段は、前記ＩＰＭモータの突極比が閾値以上に維持されるように、前記ｄ軸電流指令を補正する
ことを特徴とする制御装置。
前記補正手段は、前記ｑ軸電流指令の大きさが第２の閾値を超えたことに応じて、前記ｄ軸電流指令に正の補正量を加算する
ことを特徴とする請求項１に記載の制御装置。
前記補正手段は、前記ｑ軸電流指令の大きさに関わらず、前記ｄ軸電流指令に正の補正量を加算する
ことを特徴とする請求項１に記載の制御装置。