WO2017199334A1

WO2017199334A1 - 同期回転機の制御装置および同期回転機の制御方法

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Publication number: WO2017199334A1
Application number: PCT/JP2016/064599
Authority: WO
Inventors: 陽祐蜂矢
Original assignee: 三菱電機株式会社
Priority date: 2016-05-17
Filing date: 2016-05-17
Publication date: 2017-11-23

Abstract

同期回転機１の制御装置１００は、同期回転機１に流れる電流を検出する電流検出部２と、同期回転機１を制御するための電圧指令を生成する制御部３と、同期回転機１の駆動可否を判断するための測定用電圧を電圧指令に基づいて同期回転機１に出力する電力変換部４とを備え、制御部３は、測定用電圧を同期回転機１に印加して得られる電流に基づき同期回転機１のインダクタンスの突極比に対応する突極性指標を演算し、突極性指標に基づき測定用電圧を用いた同期回転機１の駆動可否を判定する。

Description

同期回転機の制御装置および同期回転機の制御方法

　本発明は、同期回転機を制御する同期回転機の制御装置および同期回転機の制御方法に関する。

　同期回転機の制御では、同期回転機を特定の出力または特定の回転数で回転させるため、通常は速度センサまたは位置センサを用いて、回転速度および回転子磁極位置を検出して制御が行われる。しかしながら、これらのセンサは、耐故障性およびメンテナンスの面で不利となるため、従来より、センサを用いることなく同期回転機の回転速度および回転子磁極位置を検出する方法が提案されている。特許文献１に開示される従来技術では、高周波交番電圧を印加して、その直交方向にｓｉｎ２θに比例した振幅を有する電流が発生することを利用して、高周波電流の振幅がゼロとなるように回転子磁極位置を推定するものが提案されている。特許文献１に代表される磁極位置検出方法では、印加する高周波交番電圧の振幅の設定値を低くしすぎるとＳ／Ｎ比が低下し、磁極位置検出に必要な高周波電流振幅が得られない。電圧振幅を高く設定することにより、検出される高周波電流のＳ／Ｎ比は向上するが、高周波電流によって発生する振動騒音が増加する。高周波電流の振幅は、同期回転機のインダクタンスによって変化するため、駆動する同期回転機によって適切な電圧振幅値が異なる。

　適切な電圧振幅値を設定するため、下記特許文献２には同期回転機の電圧振幅の調整方法が開示されている。具体的には特許文献２では、特定の高周波電圧振幅を重畳した際のインダクタンス分布を求め、インダクタンス分布と高周波電圧振幅と同期回転機の電流検出分解能とから位置推定誤差を算出し、位置検出誤差が判定値を上回るまで、高周波電圧振幅を増加して再測定する構成としている。

特開平７－２４５９８１号公報特開２００９－２７３２８３号公報

　特許文献２に開示される技術は、インダクタンス分布を用いて位置推定誤差を算出し、位置推定誤差がしきい値を超えるまでインダクタンス分布の測定を繰り返すが、インダクタンス分布は直流励磁電流およびトルク電流によって変化するため、位置推定誤差を算出するインダクタンス分布と、実際にトルク電流が発生する駆動時のインダクタンス分布が異なる。このため、位置推定精度が十分得られないという課題があった。

　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、同期回転機の磁極位置の推定精度を向上した同期回転機の制御装置を得ることを目的とする。

　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明の同期回転機の制御装置は、同期回転機に流れる電流を検出する電流検出部と、同期回転機を制御するための電圧指令を生成する制御部と、同期回転機の駆動可否を判断するための測定用電圧を電圧指令に基づいて同期回転機に出力する電力変換部とを備え、制御部は、測定用電圧を同期回転機に印加して得られる電流に基づき同期回転機のインダクタンスの突極比に対応する突極性指標を演算し、突極性指標に基づき測定用電圧を用いた同期回転機の駆動可否を判定することを特徴とする。

　本発明に係る同期回転機の制御装置は、同期回転機に測定電圧を印加し、検出される電流に基づいてインダクタンスの突極比に対応する突極性指標を演算するので、同期回転機の磁極位置の推定精度を向上できるという効果を奏する。

本発明の実施の形態１に係る同期回転機の制御装置の構成図図１に示す同期回転機を構成する回転子の断面図図２に示す回転子のＮ極の位置を原点としたときの周期的なインダクタンスの分布を示した図回転子磁束のベクトル方向を示す図図１に示す制御部におけるパラメータの自動調整方法を説明するフローチャート図１に示す制御部が備える高周波電流振幅の抽出機能を説明するための図同期回転機の無負荷時のインダクタンスの変化と負荷印加時のインダクタンスの変化とを示す図実施の形態２に係る制御装置における突極性指標の演算動作の例を示す図図１に示す同期回転機を構成する固定子の断面図図９に示す固定子においてθ方向に磁束を発生させる場合のインダクタンス変化を示す図図１に示す同期回転機を構成する固定子および回転子の断面図図１１に示す同期回転機に発生するインダクタンスの分布を表す図回転子の位置がＡ点とＢ点で異なる位置で静止しているときのインダクタンスを示す図比較例である同期回転機の回転子を回転させながら突極性を測定した結果を示す図本発明の実施の形態３に係る同期回転機の制御装置が備える制御部におけるパラメータの自動調整方法を説明するフローチャート

　以下に、本発明の実施の形態に係る同期回転機の制御装置および同期回転機の制御方法を図面に基づき詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
　図１は本発明の実施の形態１に係る同期回転機の制御装置の構成図である。実施の形態１に係る同期回転機１の制御装置１００は、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの電流値を検出して、当該電流値をｄｑ座標軸上のｄｑ軸電流ｉｄｓ，ｉｑｓに変換する電流検出部２と、電圧指令Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊を生成する制御部３と、電圧指令Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊に基づき同期回転機１を駆動するための三相交流電圧を出力する電力変換部４とを備える。以下では「同期回転機１の制御装置１００」を単に「制御装置１００」と称する場合がある。

　電流検出部２は、電力変換部４と同期回転機１とを接続する三相結線に流れる三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの電流値を検出して出力する電流検出器２ａと、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをｄｑ座標軸上のｄｑ軸電流ｉｄｓ，ｉｑｓに変換する座標変換部２ｂとを備える。

　電流検出器２ａとしてはＣＴ（Current　Transformer）を例示できる。なお制御装置１００では、電流検出器２ａの代わりに、電力変換部４の内部の母線に流れる電流を検出し、または電力変換部４を構成する図示しないスイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出手段を用いてもよい。また三相電流ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０の関係が成立するため、ｕ相およびｖ相の２相分の検出電流からｗ相の電流を求めることもできる。従って制御装置１００ではｗ相の電流検出部を省略してもよい。なお制御装置１００は、ｕ相およびｗ相の２相分の検出電流からｖ相の電流を求めるように構成してもよい。

　座標変換部２ｂは、後述する推定磁極位置θ０を用いて、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを、同期回転機１に同期して回転する直交座標であるｄｑ座標軸上のｄｑ軸電流ｉｄｓ，ｉｑｓに変換する。変換されたｄ軸電流ｉｄｓ，ｑ軸電流ｉｑｓは制御部３の制御部３ａへフィードバックされる。ｄｑ軸座標系は、同期回転機１の機械的な回転速度の整数倍の電気的な回転速度で回転するｄ軸とｑ軸とから成る直交座標系である。ｄｑ軸座標系は同期回転機１の回転に同期して回転する。ｄｑ軸座標系により、同期回転機１の固定子巻線に供給される電流は、直流励磁電流であるｄ軸電流とトルク電流であるｑ軸電流とに分けてベクトル表示される。

　制御部３は、高周波電圧を用いた同期回転機１の磁極位置推定のために調整が必要なパラメータを推定すると共にｄｑ軸電圧指令Ｖ_ｄ１ ^＊，Ｖ_ｑ１ ^＊を演算する制御部３ａと、制御部３ａで生成されたｄｑ軸電圧指令Ｖ_ｄ１ ^＊，Ｖ_ｑ１ ^＊を電圧指令Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊に変換する電圧指令変換部３ｂとを備える。ここで、高周波電圧とは突極性指標を算出するために同期回転機１に印加される測定用電圧のことを言う。制御部３ａは、高周波電圧を用いて同期回転機１の磁極位置を推定して駆動する際、ｄｑ軸電流指令Ｉｄｒｅｆ，Ｉｑｒｅｆおよびｄｑ軸電流ｉｄｓ，ｉｑｓに基づき、高周波電圧を用いた同期回転機１の磁極位置推定のために調整が必要なパラメータを推定し、また同期回転機１を制御するためにｄｑ座標軸上のｄｑ軸電圧指令Ｖ_ｄ１ ^＊，Ｖ_ｑ１ ^＊を演算する。また制御部３ａは、ｄｑ軸電流ｉｄｓ，ｉｑｓおよびｄｑ軸電圧指令Ｖ_ｄ１ ^＊，Ｖ_ｑ１ ^＊に基づき、同期回転機１の回転子の磁極位置を推定して推定磁極位置θ０として出力する。

　電力変換部４は、ｄｑ軸電圧指令Ｖ_ｄ１ ^＊，Ｖ_ｑ１ ^＊に基づき同期回転機１に印加する電圧を出力する。すなわち電力変換部４は、ｄｑ軸電圧指令Ｖ_ｄ１ ^＊，Ｖ_ｑ１ ^＊を用いて、電力変換部４を構成する図示しない複数のスイッチング素子をオンオフ駆動し、同期回転機１を駆動するための交流電圧を出力する。

　本実施の形態では同期回転機１として永久磁石同期電動機を用いているが、本実施の形態に係る制御装置１００には、突極比を有する同期リラクタンス電動機を同期回転機１として用いることもできる。突極比の詳細は後述する。

　ここで、高周波電圧を用いた同期回転機１の磁極位置推定の原理と、磁極位置推定のために調整が必要なパラメータとについて説明する。

　図２は図１に示す同期回転機を構成する回転子の断面図である。図２では、説明を簡単化するために２つの磁極を有する回転子１０を例示している。図２に示すように回転子１０は、環状の回転子鉄心１１と、回転子鉄心１１に形成された２つの磁石挿入孔１２の各々に埋め込まれた複数の永久磁石１３ｎ，１３ｓを備える。永久磁石ではＮ極とＳ極が単独で存在することはないが、説明の便宜上、本実施の形態では図２の紙面上側の永久磁石１３ｎの磁極をＮ極とし、紙面下側の永久磁石１３ｓの磁極をＳ極としている。図２では、Ｎ極を回転子磁束軸であるｄｍ軸と定義し、ｄｍ軸に直交する軸をｑｍ軸と定義している。

　図３は図２に示す回転子のＮ極の位置を原点としたときの周期的なインダクタンスの分布を示した図である。図３の横軸は回転子１０の電気角θであり、縦軸はインダクタンスである。横軸に示す「ｄｍ軸」の位置は図２に示すｄｍ軸の位置に相当する。点線で示す直線はインダクタンスの平均値を表す。ここで、ｄｍ軸を基準として、回転子一周分のインダクタンスの変化を考えると、磁石磁束によって磁気飽和することでインダクタンスの小さくなる磁石部分と、磁化されていない鉄心部分とでは、インダクタンスが異なり、図３のようにインダクタンスは山部と谷部が交互に繰り返すように変化する。このインダクタンスの最大値と最小値との比が「突極比」と称される。

　同期回転機１の高周波電圧を用いた磁極位置推定方法では、図３に示されるような回転子１０の電気的な突極性を用いて、同期回転機１の駆動周波数より高い周期の高周波電圧を与えたときに発生する高周波電流が、回転子のインダクタンスによって異なることを利用する。すなわち、高周波電圧を印加して磁極位置を推定する方法においては、同期回転機１の駆動周波数とは異なる周波数の電圧を重畳して、インダクタンスの突極性を検出することにより、磁極位置を推定する。しかしながら回転機内部で磁気飽和が発生した場合、インダクタンスの分布は角度θだけずれたような波形に変化し、推定される磁極位置はインダクタンス分布と同様に角度θだけずれたものになる。

　以上のことを数式で説明する。図４は回転子磁束のベクトル方向を示す図である。図４では、回転子１０の磁束ベクトル方向をｄｍ軸とし、ｄｍ軸の直交方向をｑｍ軸とし、高周波電圧を印加する方向θ０をｄ軸、その直交方向をｑ軸とする。またｄ軸とｄｍ軸との偏差はΔθである。なお同期回転機１は定常的にはｄ軸がｄｍ軸と一致するよう動作するが、回転機内部で磁気飽和が発生したような場合、図４に示すように瞬時的にΔθの偏差が生じる。このとき、ｄ軸，ｑ軸に印加する高周波電圧Ｖ_ｄｈ，Ｖ_ｑｈは下記（１）式で表すことができる。下記（１）式中のＰは微分演算子を表す。

　ここで実施の形態１における高周波電圧による磁極位置の推定は、一般的にゼロ速度または低速度で使用されるため、上記（１）式ではω_ｒ≒０と定義してもよく、ω_ｒ≒０と定義した場合、下記（２）式が得られる。

　更に上記（２）式の右辺第２項は、高周波電流の微分であり、高周波電流の微分は高周波電圧の角周波数倍されるため、右辺第２項≫右辺第１項となり、上記（２）式の右辺第１項は無視できる。

　上記（２）式を高周波電流の微分について展開して整理することにより、下記（３）式を得ることができる。

　ここで下記（４）式のように、高周波電圧Ｖ_ｄｈ，Ｖ_ｑｈとして、ｄ軸に高周波電圧振幅Ｖ_ｈおよび角周波数ω_ｒで振動する高周波電圧を与えた場合、上記（３）式に下記（４）式を代入し、両辺を積分することにより、高周波電流ｉ_ｄｈ，ｉ_ｑｈは下記（５）式のように表される。

　磁極位置推定では偏差Δθを０とするような推定磁極位置θ０が演算される。ここで上記（５）式の高周波電流の振幅成分を利用すれば、偏差Δθを電流振幅の関数で表すことができる。ここでは、高周波電流の直交成分ｉ_ｑｈの高周波電流振幅｜ｉ_ｑｈ｜を用いると、上記（５）式から下記（６）式を得ることができる。

　また、定常的には偏差Δθがゼロに近づくように動作するため、２Δθ≒０であるため、ｓｉｎ２Δθ≒２Δθとした場合、上記（６）式を偏差Δθの式に変換することにより、下記（７）式が得られる。

　上記（７）式より、偏差Δθをゼロに近づけることは、高周波電流振幅｜ｉ_ｑｈ｜をゼロに近づけることに等しい。よって磁極の推定位置をθ０とした場合、推定磁極位置θ０は、比例積分器を用いて下記（８）式で表すことができる。

　ここで、ｓはラプラス演算子であり、Ｋ_ｐθは比例ゲイン、Ｋ_ｉθは積分ゲインである。

　なお、突極比のない、すなわち突極性を有さない同期回転機においては、上記（６）式においてインダクタンスｌが０となるため、高周波電流振幅｜ｉ_ｑｈ｜が発生せず、偏差Δθを求めることができない。そのため上記（８）式を用いて磁極の推定位置を求めることができない。以上が、高周波電圧を用いた同期回転機の磁極位置推定の原理である。

　次に、高周波電圧を用いた同期回転機の磁極位置推定のために調整が必要なパラメータについて説明する。

　上記（８）式を用いて磁極位置推定を行う場合、制御部３ａは、電流検出部２の出力電流から高周波成分を抽出して高周波電流振幅｜ｉ_ｑｈ｜を計算し、上記（７）式を用いて偏差Δθを演算して行う。

　偏差ΔθのＳ／Ｎ比を向上させるには、電流検出部２の検出精度および検出分解能を上げて、高周波電流振幅｜ｉ_ｑｈ｜の検出精度を向上させるほか、偏差Δθの演算係数である２・Ｖ_ｈ・ｌ／ω_ｒ／（Ｌ＾２－ｌ＾２）をなるべく大きく取る方法が考えられ、これに関連するパラメータは、高周波電圧振幅Ｖ_ｈ、角周波数ω_ｒ、およびインダクタンスＬ，ｌである。このうち、電流検出部２の高性能化には限界があり、また角周波数ω_ｒについては制御周期といったハードウェア上の制約があるため、調整に限界がある。よって調整可能なパラメータは、高周波電圧振幅Ｖ_ｈとインダクタンスＬ，ｌとなる。インダクタンスは、使用する同期回転機によって異なるが、磁気飽和によってその値が変化するため、ｄ軸電流Ｉｄまたはｑ軸電流Ｉｑが流れて磁気飽和特性が変化すると、その影響を受ける。ｑ軸電流Ｉｑはトルク電流であり、負荷に応じて変化するため、ｑ軸電流Ｉｑの調整は困難であるが、ｄ軸電流Ｉｄは、電流値を変更してインダクタンスＬ，ｌを変化させることにより、調整できる。従って、磁極位置推定のために調整が必要なパラメータとしては、高周波電圧振幅Ｖ_ｈおよび励磁電流であるｄ軸電流Ｉｄと考えることができる。

　制御部３ａは、高周波電圧を用いて同期回転機１の磁極位置を推定して駆動する際、調整が必要な高周波電圧振幅Ｖ_ｈと励磁電流のｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆとを自動的に調整する測定シーケンスを実行する。

　図５は図１に示す制御部におけるパラメータの自動調整方法を説明するフローチャートである。Ｓ１において制御部３ａは高周波電圧振幅Ｖ_ｈおよびｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆの初期値を設定する。高周波電圧振幅Ｖ_ｈの初期値は非０の任意の値を設定してもよいし、同期回転機１の回転機定数から設定してもよい。同期回転機１が停止状態の場合、同期回転機１のｄ軸方向に角周波数ω_ｒの電圧を与えたときの、ｄ軸の電圧Ｖｄｈおよび高周波電流ｉ_ｄｈとの関係は、同期回転機１の回転機定数Ｒとｄｍ軸インダクタンスＬ_ｄとにより下記（９）式で表せる。ここで、回転機定数Ｒとｄｍ軸インダクタンスＬ_ｄは、事前測定を行うことにより、予め把握できるため、同期回転機１の定格電流のＸ％を高周波電流ｉ_ｄｈの初期値として計算することにより、高周波電圧振幅Ｖ_ｈの初期値を設定できる。Ｘ％としては定格電流の５％を例示できる。ｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆの初期値は、同期回転機１の定格電流に対して０％を初期値として測定を開始するようにすればよい。

　次にＳ２において、同期回転機１のｄｍ軸方向を把握する必要があるため、制御部３ａは同期回転機１の停止中の磁極位置、すなわち初期磁極位置を演算する。同期回転機１が停止中の磁極位置は、特許第４２７１３９７号公報に記載された演算方法を用いることにより演算できる。

　出力ステップであるＳ３において、電力変換部４は、制御部３ａで設定されたｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆの大きさに対応した励磁電流を同期回転機１に出力する。

　次に測定ステップであるＳ４において、制御部３ａは突極性指標を演算する。以下に突極性指標を演算する方法を具体的に説明する。制御部３ａは、Ｓ３の励磁電流が維持された状態で、下記（１０）式に示すような高周波電圧振幅Ｖ_ｈおよび角周波数ω_ｒの高周波電圧を印加する。そして制御部３ａは、このとき検出されるｄｑ軸電流ｉｄｓ，ｉｑｓにより、ｄｑ軸の高周波電流振幅｜ｉ_ｄｈ｜,｜ｉ_ｑｈ｜を測定する。

　高周波電流振幅｜ｉ_ｄｈ｜，｜ｉ_ｑｈ｜の抽出方法について図６を用いて説明する。

　図６は図１に示す制御部が備える高周波電流振幅の抽出機能を説明するための図である。制御部３ａは、ｄｑ軸電流ｉｄｓ，ｉｑｓの高周波電流を抽出するフィルタ３１と、ｄｑ軸電流ｉｄｓ，ｉｑｓからフィルタ３１の出力を減算する加減算器３２と、加減算器３２から出力される高周波電流から高周波電流振幅｜ｉ_ｄｈ｜，｜ｉ_ｑｈ｜を演算する振幅演算器３３とを備える。

　フィルタ３１は、ｄｑ軸電流ｉｄｓ，ｉｑｓから高周波電圧と同一の周波数成分を抽出し、フィルタ３１としては、狭帯域のバンドストップフィルタとして知られているノッチフィルタを例示できる。フィルタ３１は、下記（１１）式の高周波電圧の角周波数ω_ｒを除去するノッチフィルタをｄｑ軸電流ｉｄｓ，ｉｑｓに施して、ｄｑ軸電流ｉｄｓ，ｉｑｓから角周波数ω_ｒ成分を除去する。下記（１１）式中のｓはラプラス演算子であり、ｑｘはノッチの深さである。

　加減算器３２は、ｄｑ軸電流ｉｄｓ，ｉｑｓからフィルタ３１の出力を減算することにより、ｄｑ軸電流ｉｄｓ，ｉｑｓから角周波数ω_ｒ成分の高周波電流ベクトルを演算する。振幅演算器３３は、下記（１２）式を用いて、加減算器３２の出力である高周波電流ｉ_ｄｈから振幅｜ｉ_ｄｈ｜を演算する。下記（１２）式中のＴはｉ_ｄｈの周期である。高周波電流振幅｜ｉ_ｑｈ｜も下記（１２）式と同様の式で演算できる。

　以上が高周波電流振幅｜ｉ_ｄｈ｜，｜ｉ_ｑｈ｜の抽出方法である。

　図２および図３において説明したように、同期回転機１の回転子インダクタンスには突極性があり、回転子１０のｄｍ軸方向はインダクタンスが最小となり、そこから９０度進んだｑｍ軸方向はインダクタンスが最大となる。上記（１０）式のような電圧を印加した場合、回転子インダクタンスの突極性により、高周波電流振幅｜ｉ_ｄｈ｜，｜ｉ_ｑｈ｜には偏差が生じる。本実施の形態では、これらの電流振幅の比｜ｉ_ｄｈ｜／｜ｉ_ｑｈ｜を突極性指標として演算する。

　インダクタンスの突極性は、ｄｍ軸およびｑｍ軸のインダクタンスを求めることにより演算できるが、インダクタンスの演算には通常、電圧と電流の除算が必要であり、電圧の印加誤差を鑑みると、従来のようにインダクタンスから求めた突極比には誤差が生じる。一方、本実施の形態においては、直接検出できる電流値を用いてインダクタンスの突極性を示す突極性指標を演算するので、精度高く求めることができる。

　次に判定ステップであるＳ５において、制御部３ａは、Ｓ４で演算した突極性指標に基づき、設定した高周波電圧振幅Ｖ_ｈおよびｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆを用いて同期回転機１を駆動可能か否かについて判定する。理論的には、高周波電流振幅｜ｉ_ｄｈ｜と｜ｉ_ｑｈ｜の偏差、すなわち突極性指標が非１である場合、回転子インダクタンスには突極性があり、磁極位置の推定は可能である。本願の発明者は、突極性指標と磁極位置の推定精度との比較検討の結果、磁極位置の推定精度を、同期回転機１の駆動制御が可能な大きさとするには、突極性指標を特定のしきい値以上に設定することが必要であることを見出した。しきい値としては１．２を例示できる。

　従って、制御部３ａは、突極性指標が特定のしきい値以上であるかどうかを駆動可否の判定基準として、突極性指標が特定のしきい値以上であれば駆動可能と判定する（Ｓ５，Ｙｅｓ）。この場合、制御部３ａは、設定した高周波電圧振幅Ｖ_ｈおよびｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆのパラメータを記憶してパラメータ調整を終了する。また、駆動可能と判定された高周波電圧を用いて同期回転機１の駆動を開始する。

　一方、制御部３ａは、突極性指標が特定のしきい値より小さい値であれば駆動不能と判定する（Ｓ５，Ｎｏ）。この場合制御部３ａは、Ｓ６の処理を実行した後、突極性指標の再演算を行う。

　Ｓ６において、制御部３ａは、高周波電圧振幅Ｖ_ｈおよびｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆの少なくとも一方を増加させる。増加させる高周波電圧振幅Ｖ_ｈおよびｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆの幅は、高周波電圧振幅Ｖ_ｈの場合、上記（９）式に基づき、高周波電流振幅｜ｉ_ｄｈ｜が定格の５％刻みで増加するように高周波電圧振幅Ｖ_ｈを増加させればよい。ｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆの場合も、同期回転機１の定格電流値に対して５％ずつ増加するように設定すればよい。

　高周波電圧振幅Ｖ_ｈおよびｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆが増加するにつれて同期回転機１の駆動可能性は高くなる。しかしながら高周波電圧振幅Ｖ_ｈおよびｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆのいずれも増加しすぎることは、同期回転機１の駆動に関係しない余分な電圧を増やすことになるため、効率の低下、余分な電流を印加することによる同期回転機１の振動、および発熱といった問題を引き起こす可能性がある。そのため制御部３ａは、Ｓ７において、各パラメータに上限を設けて、高周波電圧振幅Ｖ_ｈおよびｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆの双方が上限値に達しても、測定シーケンスを停止、すなわちパラメータ調整を打ち切る判定を行う。制御部３ａは、高周波電圧振幅Ｖ_ｈおよびｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆが各パラメータの上限に達していない場合にはパラメータ調整の打ち切りとは判定せず（Ｓ７，Ｎｏ）、Ｓ２の処理を繰り返し、高周波電圧振幅Ｖ_ｈおよびｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆが各パラメータの上限に達した場合にはパラメータ調整の打ち切りと判定し（Ｓ７，Ｙｅｓ）、処理を終了する。

　ここで、上限値としては任意の値を設定すればよいが、電圧振幅指令は定格電圧の４０％に設定し、ｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆは同期回転機１の定格電流の５０％に設定すればよい。

　以上に説明したように実施の形態１に係る制御装置１００によれば、位置センサを用いることなく高周波電圧を用いて磁極位置を推定して同期回転機１を駆動する際、磁極位置推定のために調整が必要なパラメータである高周波電圧振幅Ｖ_ｈおよびｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆを自動的に調整することができる。すなわち、磁極位置を精度高く推定するために必要な突極性指標が得られるように、高周波電圧振幅Ｖ_ｈ及びｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆを調整し、同期回転機１の駆動を行うことが可能となる。従って実施の形態１に係る制御装置１００によれば、インダクタンス分布の測定値に影響されることなく同期回転機１の磁極位置を自動的に推定でき、同期回転機１の種類に応じて必要なパラメータの設定を事前に調整する作業が不要になり、調整に伴う作業効率の向上を図ることができる。

実施の形態２．
　実施の形態１では、同期回転機１のｄ軸とｑ軸の高周波電流の比から突極性指標を算出してパラメータの調整を行う方法を示したが、突極性指標は同期回転機１の磁気飽和の影響を受ける。特にｑ軸の電流、すなわちトルク電流が流れることにより、回転子インダクタンスが大きく変化することがある。図７は同期回転機の無負荷時のインダクタンスの変化と負荷印加時のインダクタンスの変化とを示す図である。無負荷時とはトルク電流を流していないときであり、負荷印加時とはトルク電流を流したときである。図７の横軸は回転子の電気角θであり、縦軸はインダクタンスである。実線は無負荷時のインダクタンスを表し、点線は負荷印加時のインダクタンスを表す。

　ｄｍ軸を基準として回転子一周分のインダクタンスの変化を考えたとき、実施の形態１で示す突極性指標は、トルク電流が流れている状態と異なるため、設定した調整パラメータを用いて同期回転機１を駆動する際にトルク電流が発生することにより、駆動不能となることがある。これは、先行技術文献においても同様の問題が発生しうる。実施の形態２では、上記のようにトルク電流が流れた状態であっても、高周波電圧を用いて磁極位置を推定して同期回転機１を駆動する際に、必要なパラメータである高周波電圧振幅Ｖ_ｈおよびｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆを自動的に調整する方法について述べる。

　実施の形態２に係る制御装置１００の構成は、図１に示す実施の形態１に係る制御装置１００と同様であり、図５に示すＳ４の処理における突極性指標の演算方法のみが異なる。以下では、実施の形態２に係る制御装置１００におけるＳ４の動作を述べ、Ｓ１からＳ３の処理およびＳ５からＳ７の処理については説明を省略する。

　実施の形態２に係る制御装置１００は、トルク電流が発生した場合の突極性指標の演算を行うが、トルク電流を長時間流すことによって、同期回転機１が意図せず回転することがある。そこで、トルク電流の印加時間を最小限にするため、予め目的のトルク電流を発生させるための電圧指令を演算しておく。目的の電流値であるｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆ、ｑ軸目標電流値Ｉｑｒｅｆを流すためのｄｑ軸電圧指令Ｖ_ｄ１ ^＊，Ｖ_ｑ１ ^＊は、同期回転機１のｄｑ軸上での電圧方程式から、下記（１３）式で表すことができる。ただし、下記（１３）式中のＲは電機子抵抗、φｆは磁石磁束、Ｌ_ｄ，Ｌ_ｑはそれぞれｄｍ軸、ｑｍ軸のインダクタンスであり、これらは事前に設定することが可能である。

　ここで同期回転機１は静止状態であるからω_ｒ＝０とすると、下記（１４）式が得られる。

　ｑ軸目標電流値は、１００％までの負荷で同期回転機１の駆動が必要であれば、Ｉｑｒｅｆの設定値をモータ定格電流の１００％と設定して測定を開始する。トルク電流発生時の突極性指標を演算するには、トルク電流印加直後に突極性指標を演算するための電圧を印加する必要がある。実施の形態１の方法では、上記（１０）式の電圧を印加して得られる高周波電流振幅｜ｉ_ｄｈ｜，｜ｉ_ｑｈ｜を測定するためにノッチフィルタを使用しており、電流振幅を精度よく測定するには、少なくとも数周期分電圧を印加し続ける必要があり、トルク電流の印加時間が長くなる。このため実施の形態２に係る制御装置１００の制御部３ａでは、高周波電圧と同じ大きさの電圧を、同期回転機１のｄｍ軸およびｑｍ軸に瞬時的に印加し、その時の電流変化を測定して突極比指標を演算する。突極性指標を演算するためのｄｑ軸の電圧をＶ_ｄ２ ^＊，Ｖ_ｑ２ ^＊と置き、高周波電圧振幅Ｖ_ｈを用いて下記（１５）式のように定義する。

　突極性指標は、Ｖ_ｄ２ ^＊，Ｖ_ｑ２ ^＊を印加した前後のｄｑ軸電流値の差分から演算する。

　図８は実施の形態２に係る制御装置における突極性指標の演算動作の例を示す図である。図８では上から順にｄ軸電圧値、ｄ軸電流値、ｑ軸電圧値、およびｑ軸電流値が示される。それぞれの横軸は経過時間を表す。実施の形態２に係る制御装置１００の制御部３ａは、最初にＶ_ｄ１ ^＊，Ｖ_ｑ１ ^＊を印加し、同期回転機１の電流をｄｑ軸電流指令Ｉｄｒｅｆ，Ｉｑｒｅｆまで上昇させる。次に、Ｖ_ｄ１ ^＊，Ｖ_ｑ１ ^＊を印加した後のｄｑ軸電流値ｉｄ１，ｉｑ１を測定する。次に、突極性指標を算出するために必要な測定用電圧Ｖ_ｄ２ ^＊，Ｖ_ｑ２ ^＊を印加し、印加した後のｄｑ軸電流値ｉｄ２，ｉｑ２を測定する。制御部３ａは、Ｖ_ｄ２ ^＊，Ｖ_ｑ２ ^＊の電圧印加前後の電流差分Δｉｄ，Δｉｑを、Δｉｄ＝ｉｄ２－ｉｄ１、Δｉｑ＝ｉｑ２－ｉｑ１により演算する。突極性指標はΔｉｄ／Δｉｑで表す。

　ここで、実施の形態２では、電流差分から求める突極性指標が微分インダクタンスの突極性から現れるものであり、実施の形態１で求める突極性指標とは異なるものである。上記（１４）式において、インダクタンスを含む右辺第二項を抽出したものが下記（１６）式である。ただし、ｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆはｄ軸電流値Ｉｄとおいて考える。

　磁気飽和を考慮しない場合、一般的にｄｍ軸インダクタンスＬ_ｄは、時間変化のない定数として、微分は電流のみであり、下記（１７）式のように表される。

　一方、磁気飽和時にインダクタンスが電流によって変化することを鑑みると、上記（１６）式のＬ_ｄとＩｄの双方が時間変化を持つ項であるから、部分微分を用いて下記（１８）式のように変形できる。

　これは微分インダクタンスと呼ばれ、上記（１７）式および上記（１８）式からも分かるように、実施の形態１において求めるインダクタンスとは性質が異なる。高周波電圧は通常、微分インダクタンスを考慮する必要があり、実施の形態１のように磁気飽和が小さい領域では変化が少ないため考慮しなくともよいが、磁気飽和が大きい領域では無視できなくなる。

　Ｖｄ２^＊印加時のｄ軸の電圧方程式を考えると、電流変化をΔｉｄとし、ｉｄ１とｉｄ２との検出時間の間隔をΔｔとすると、ｄＩｄ／ｄｔはΔｉｄ／Δｔで置き換えることができ、上記（１４）式をΔｉｄ／Δｔで置き換えると、下記（１９）式のようにΔｉｄは、微分インダクタンスに関する式であることが分かる。

　すなわち電流差分から突極性指標を求めることにより、微分インダクタンスに関する突極性指標を求めることができ、磁気飽和の変化によらず同期回転機１の突極性指標を演算できる。

　以上の構成により、トルク電流を印加中の電流差分から突極性指標を演算することにより、トルク電流が発生していても、高周波電圧を用いて磁極位置を推定して同期回転機１を駆動する際に、必要なパラメータである高周波電圧振幅Ｖ_ｈおよびｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆを自動的に調整することができ、同期回転機１の種類に応じて事前の調整を行うことなく駆動することができる。

実施の形態３．
　実施の形態１および２においては、回転子の突極性に基づく磁極位置の推定を対象としていた。しかしながら、同期回転機１によっては、回転子の突極性だけでなく、固定子側の突極性が影響するいわゆる多重突極型の同期回転機１がある。実施の形態３に係る制御装置１００は、多重突極性のある同期回転機１を対象としている。実施の形態３では、高周波電圧を用いた磁極位置の推定に必要なパラメータである高周波電圧振幅Ｖ_ｈおよびｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆを調整する方法について述べる。実施の形態１では、回転子１０の磁気的な特性について述べ、図３に示すような磁気的な特性が得られることを述べた。ここで、同様に固定子側の磁気的な特性について説明する。

　図９は図１に示す同期回転機を構成する固定子の断面図である。図９に示す固定子２０は、環状のヨーク２１と、各々がヨーク２１からヨーク２１の径方向内向きに突出する複数個のティース２２と、複数個のティース２２の各々に巻かれる巻線２３とを備える。図９では、説明を簡単化するためにティース２２が３つの固定子２０を例示している。周方向に隣接するティース２２の間にはスロット２４が形成される。３つのティース２２のそれぞれの周方向の中心部と固定子２０の中心とを結ぶ線には、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相を表す「Ｕ」、「Ｖ」、「Ｗ」の符号を付している。

　図９に示すθ方向に磁束を発生させる場合のインダクタンス変化を考えると、図９において点線で示すθ軸を通過する磁路は、固定子２０のティース２２分とスロット２４分とが電気角一周毎に交互に現れる。スロット２４は磁石と同様に磁束を発生させ難いため、図２に示す回転子１０と同様に、θの位置によってインダクタンスが変化する。

　図１０は図９に示す固定子においてθ方向に磁束を発生させる場合のインダクタンス変化を示す図である。図１０には、図９に示す固定子２０のＵ相をθ＝０°としたときの周期的なインダクタンスの分布を表す。図１０の横軸は電気角θであり、縦軸はインダクタンスである。固定子２０において図９に示すθ方向に磁束を発生させる場合のインダクタンス変化は図１０のように表すことができる。このように固定子２０側にもインダクタンス変化が起こり、その変化の周期は電気角の６倍であることが分かる。

　次に図１１を用いて同期回転機全体のインダクタンスについて考える。図１１は図１に示す同期回転機を構成する固定子および回転子の断面図である。図１１に示す同期回転機１は図２に示す回転子１０を図９に示す固定子２０に組み合わせたものである。同期回転機１の全体では、固定子２０および回転子１０のインダクタンスを合成したものが、θの磁路におけるインダクタンスとみなすことができる。図１１では、回転子１０の永久磁石１３ｎの磁極の位置がＵ相に対してθ１進んだ位置にある状態である。

　このときに発生する回転子インダクタンスと、固定子インダクタンスと、これらの２つのインダクタンスの合成インダクタンスとのそれぞれの分布が図１２に示される。図１２は図１１に示す同期回転機に発生するインダクタンスの分布を表す図である。図１２の横軸はＵ相からの位置を示す。図１２の縦軸は、基準インダクタンスを１としたときのインダクタンスの変動を示し、回転子１０がＵ相からθ１離れた位置に静止している場合のインダクタンスを示している。点線は回転子インダクタンスを表し、一線鎖線は固定子インダクタンスを表し、実線は２つのインダクタンスの合成インダクタンスを表す。

　一点鎖線で示す固定子インダクタンスはＵ相に対して６０°周期で変動する。点線で示す回転子インダクタンスはθ１を基準にして１８０°周期で変動する。磁極位置がθ１であるから、回転子インダクタンスの最小値はθ１の位置になっている。

　一方、実線で示す合成インダクタンスは、点線で示す回転子インダクタンスに対してずれがある。図１２では、回転子インダクタンスの最小値と合成インダクタンスの最小値とのずれをθ２として示す。また、固定子インダクタンスはＵ相に対して固定であるため、θ１の位置が変動することによって、合成インダクタンスも変化する。

　図１３は回転子の位置がＡ点とＢ点で異なる位置で静止しているときのインダクタンスを示す図である。Ａ点およびＢ点は異なる位置を示すものであり、図１３には、回転子位置Ａ点のインダクタンスが実線で示され、回転子位置Ｂ点のインダクタンスが点線で示される。図１３に示すように、回転子１０の位置を変えることによって、インダクタンスは凹凸状に変化し、それに伴って突極性も変化することが分かる。すなわち、回転子の位置によってインダクタンスのθ依存性を示す波形が変化し、インダクタンスの最大値と最小値も変化するため、突極性が変化する。

　ここで比較例として、パラメータの自動調整を行わずに同期回転機の回転子を回転させたときに測定される突極性に関して説明する。

　図１４は比較例である同期回転機の回転子を回転させながら突極性を測定した結果を示す図である。図１４の横軸は、比較例である同期回転機の固定子のＵ相から見た回転子の電気角θを表し、図１４の縦軸は突極性指標を表す。図１４に示すように、回転子の位置が変わることによって、突極性指標が変化することが分かる。ここから、回転子の位置が、突極性が高く出る位置にある状態でパラメータの自動測定を行うと、突極性が低くなる位置において、高周波電流を用いた磁極検出に失敗する可能性がある。従って、多重突極性を持つ同期回転機においては、回転子の位置変動に対するインダクタンスの突極性を考慮したパラメータの自動調整を行わなければ正しく磁極位置を推定できないことがある。

　ここで、固定子のインダクタンス変動は、自動調整するパラメータである高周波電圧振幅Ｖ_ｈおよびｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆによる影響を受けないため、突極性指標が低くなる位置は不変である。そこで実施の形態３に係る制御装置１００の制御部３ａは、回転子１０を一周分回転させ、固定子２０のインダクタンス変動による突極性が最小となる突極性最小位置を測定し、突極性最小位置まで回転子１０を回転させた上で、パラメータの自動調整を実施する。以下では、このように多重突極型の同期回転機１であっても高周波電圧を用いた磁極位置推定の推定に必要なパラメータを自動的に調整する方法について述べる。

　図１５は本発明の実施の形態３に係る同期回転機の制御装置が備える制御部におけるパラメータの自動調整方法を説明するフローチャートである。図５に示すフローチャートとの相違点は、Ｓ２の処理の代わりにＳ１２およびＳ１３の処理が行われることである。図１５に示すＳ１１は図５に示すＳ１の処理に相当し、図１５に示すＳ１４からＳ１８までの処理は図５に示すＳ３からＳ７までの処理に相当する。Ｓ１２およびＳ１３以外の処理は、実施の形態１と同様であるため説明を省略する。

　Ｓ１２において、制御部３ａは、図１４に示すような回転子位置によって突極性が最小となる位置を測定する。突極性が最小となる位置を測定するには、同期回転機１に突極性指標を演算するための電圧を印加しながら、一周分回転させる。突極性指標の演算には、実施の形態１と同様に突極性指標を演算するために上記（１０）式の高周波電圧を印加して得られる電流振幅比｜ｉ_ｄｈ｜／｜ｉ_ｑｈ｜を計測すればよい。そして制御部３ａは、突極性指標を計測しながら回転子１０を一周分回転させ、突極性指標が最小となる突極性最小位置を測定し、回転機位置を突極性最小位置として記憶する。同期回転機１を位置センサを用いることなく回転させるには、回転子１０の回転に同期して電流指令を回転させる、いわゆる同期電流を用いればよい。

　Ｓ１３において、制御部３ａは、Ｓ１２で測定した突極性最小位置まで回転子１０を回転させた上で、静止させる。

　以上に説明したように実施の形態３に係る制御装置１００の制御部３ａは、回転子１０を一周分回転させ、インダクタンスの変動により突極性が最小となる突極性最小位置を測定し、突極性最小位置まで回転子１０を回転させた上で、パラメータの自動調整を実施することにより、多重突極性を持つ同期回転機１においても、良好に動作するパラメータを自動的に調整できる。

　以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

　１　同期回転機、２　電流検出部、２ａ　電流検出器、２ｂ　座標変換部、３，３ａ　制御部、３ｂ　電圧指令変換部、４　電力変換部、１０　回転子、１１　回転子鉄心、１２　磁石挿入孔、１３ｎ，１３ｓ　永久磁石、２０　固定子、２１　ヨーク、２２　ティース、２３　巻線、２４　スロット、３１　フィルタ、３２　加減算器、３３　振幅演算器、１００　制御装置。

Claims

　同期回転機に流れる電流を検出する電流検出部と、
　前記同期回転機を制御するための電圧指令を生成する制御部と、
　前記同期回転機の駆動可否を判断するための測定用電圧を前記電圧指令に基づいて前記同期回転機に出力する電力変換部と
　を備え、
　前記制御部は、前記測定用電圧を前記同期回転機に印加して得られる前記電流に基づき前記同期回転機のインダクタンスの突極比に対応する突極性指標を演算し、前記突極性指標に基づき前記測定用電圧を用いた前記同期回転機の駆動可否を判定することを特徴とする同期回転機の制御装置。
　前記制御部は、前記同期回転機に前記測定用電圧を印加した状態で検出される前記電流から前記同期回転機のｄ軸方向の電流振幅とｑ軸方向の電流振幅とを演算し、前記ｄ軸方向の電流振幅と前記ｑ軸方向の電流振幅との比から前記突極性指標を演算することを特徴とする請求項１に記載の同期回転機の制御装置。
　前記制御部は、前記同期回転機にトルク電流を流した後に前記測定用電圧を印加して、前記測定用電圧を印加する前後のｄ軸方向の電流差分とｑ軸方向の電流差分との比から前記突極性指標を演算することを特徴とする請求項１に記載の同期回転機の制御装置。
　前記制御部は、前記突極性指標がしきい値電圧よりも高い場合に、前記同期回転機の駆動可と判定することを特徴とする請求項１から請求項３の何れか一項に記載の同期回転機の制御装置。
　前記制御部は、前記突極性指標がしきい値電圧よりも低い場合、前記同期回転機のｄ軸方向の電流または前記測定用電圧の少なくとも一方を増加させて、前記突極性指標を増加させることを特徴とする請求項１から請求項３の何れか一項に記載の同期回転機の制御装置。
　同期回転機を制御するための電圧指令を生成する制御部を備えた制御装置による前記同期回転機の制御方法であって、
　前記制御部は、
　前記同期回転機に励磁電流を出力する出力ステップと、
　前記励磁電流を出力した状態で、特定の振幅の測定用電圧を印加して前記同期回転機のインダクタンスの突極比に対応する突極性指標を測定する測定ステップと、
　前記突極性指標から前記励磁電流と前記測定用電圧とを用いた前記同期回転機の駆動可否を判定する判定ステップと
　を含むことを特徴とする同期回転機の制御方法。
　前記制御部は、
　前記判定ステップにおいて、前記突極性指標がしきい値以上のとき、前記同期回転機を駆動可能と判定することを特徴とする請求項６に記載の同期回転機の制御方法。
　前記制御部は、
　前記同期回転機を一周分回転したときの前記突極性指標が最小となる突極性最小位置を測定するステップと、
　前記突極性最小位置まで前記同期回転機を回転するステップと
　を含むことを特徴とする請求項６または請求項７に記載の同期回転機の制御方法。
　前記制御部は、
　前記励磁電流と前記測定用電圧との少なくとも一方を増加させて、前記突極性指標が特定のしきい値以上となるまで前記出力ステップ、前記測定ステップおよび前記判定ステップを繰り返すことを特徴とする請求項６に記載の同期回転機の制御方法。