JP5743344B2 - 同期電動機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、例えばエレベータの巻上機などに用いられる同期電動機の制御装置に関する。

一般に、同期電動機の制御装置では、回転角度センサを用いて回転角度を計測し、その回転角度に同期した電流を流すことによって同期電動機を駆動している。一方、コスト、設置スペース、信頼性等の問題により、回転角度センサを用いない「センサレス制御」の技術が開発されている。

この技術の一つに、特に同期電動機の停止・低速時に、回転子の磁気的突極性を利用して同期電動機に高周波電圧を印加した時の高周波電流に基づいて磁極位置を推定する技術、および磁気飽和現象を利用して磁極の極性を判別する技術がある。

ここで、磁気的突極性と磁気飽和現象について簡単に説明しておく。

磁気的突極性のある／なしは、磁束が通りやすいか否かで決まる。磁石は磁束が通りにくい物質である。これに対し、磁石を囲む鉄心は磁束が通りやすい。磁束の通りやすさは、インダクタンスＬの大きさで表れる。つまり、磁石のある方向は磁束が通りにくく、インダクタンスＬの値が小さい。一方、鉄心のある方向は磁束が通りやすく、インダクタンスＬの値が大きい。このように方向によって磁束の通りやすさに違いがあるものを「磁気的突極性あり」と呼んでいる。

「磁気的突極性あり」の場合、モータが回転している場合もしくは低速のときでも電気的特性があるので、ｄｑ軸のインダクタンスＬｄＬｑに基づいて磁極位置を推定することができる。

「磁気飽和現象」とは、磁性体の中で磁束が過密しすぎて、磁束が流れにくくなる現象のことである。磁石は、元々磁束を通しにくい物質である。したがって、埋め込み磁石型のモータの場合、固定子コイルに流す電流による磁束を、回転子に対して一周させて磁束の通りやすさをインダクタンスＬから検出すれば、磁石が発する磁束と固定子コイルが発する磁束が同じ方向のときに磁束の通りやすさ、すなわちインダクタンスＬ最も少なくなる。これを利用して、センサレスで磁極位置を推測できる。なお、「磁極位置を推測（検出）する」とは、「回転角度を推測（検出）」と同じ意味である。

また、回転角度センサとして、ＰＧ（Pulse Generator）を用いた制御システムがある。この制御システムでは、ＰＧからモータの回転に応じて出力されるパルスをカウントして回転角度を算出する。しかし、パルスをカウントすることで変位量しかわからない。絶対角度を求めるためには、通常１回転に１回のみ出力されるＺパルスを検出する必要があるため、制御が難しいという問題がある。

このような問題に解決するために、上述のセンサレス制御技術を応用して磁極位置を推定し、ＰＧの初期位置として設定するという技術がある。

また、永久磁石同期電動機において、回転子に磁気的突極性のないＳＰＭＳＭ（Surface Permanent Magnet Synchronous Motor：表面磁石型モータ）では、磁気的突極性を利用して磁極位置を推定することが原理的に不可能となる。そこで、磁気飽和現象を利用することによって、ＳＰＭＳＭでも磁極位置の推定を実現した技術がある。

これは、所定の方向と大きさをもつ正負の電圧ベクトルを与えた時に、それぞれの電圧ベクトルによって流れた電流によって、正負の電圧ベクトルのどちらかでのみ磁気飽和が発生し、電流のピーク値に差異が発生することを利用して磁極位置を推定するものである。

特許第３３１２４７２号公報 特許第３４０１１５５号公報 特許第３２１３７５１号公報 特許第４２１１１３３号公報

しかしながら、上記技術では、電圧ベクトルの印加のみで磁気飽和を発生させるため、電流値を精度よく制御できない。したがって、必ずしも正確に磁気飽和現象を利用できない場合がある。例えば電圧ベクトルが大きすぎるか、出力の時間幅が長すぎると、電流が増大しすぎることにより、正負どちらの電圧ベクトルでも磁気飽和が発生する。このため、電流ピーク値に明確な差が表れにくいため、磁極位置を正確に推定することができない。

逆に、電圧ベクトルが小さすぎるか、時間幅が短すぎると、電流が小さいままになり、正負どちらの電圧ベクトルでも磁気飽和が発生しない。したがって、上記同様に電流ピーク値に明確な差が表れず、磁極位置を正確に推定することができない。

特に、電動機が変わった場合には、電動機定数や磁気飽和特性が変わる。このため、最適な電圧ベクトルの大きさと出力時間を調査して設定し直す必要があり、手間がかかる上、製造誤差などによって必ずしも最適な電流値になるとは限らない。また、電流ピーク値を瞬時的に検出して、その差が最大となる電圧ベクトルの位相角を探索する構成を採用しているため、実機に適用した場合にノイズ等の影響により必ずしも精度よく推定できないことがある。

本発明が解決しようとする課題は、磁気的突極性を有しない、もしくは磁気的突極性が低い同期電動機の磁極位置を精度良く推定することのできる同期電動機の制御装置を提供することである。

本実施形態に係る同期電動機の制御装置は、同期電動機の磁極位置を暫定的に推定する第一の磁極位置推定手段と、この第一の磁極位置推定手段によって推定された磁極位置を初期位相として所定の大きさのバイアス電流を流し、上記バイアス電流の動作点近傍に電流変化が発生するように印加した高周波電圧と上記高周波電圧に対応して流れる高周波電流とに基づいてバイアス電流位相と磁極位置との位相差に関連する特徴量を演算し、上記特徴量が所定値に収斂するようバイアス電流位相を修正する収斂演算を行い、その収斂結果として得られるバイアス電流位相を上記同期電動機の磁極位置として決定する第二の磁極位置推定手段とを具備する。
上記第二の磁極位置推定手段は、上記高周波電圧を少なくとも上記バイアス電流と同位相の方向に印加することを特徴とする。

図１は第１の実施形態に係る同期電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。 図２は同実施形態における同期電動機の座標系の定義を説明するための図である。 図３は同実施形態における同期電動機の高周波電圧指令の波形図である。 図４（ａ），同図（ｂ）は同実施形態における同期電動機のバイアス電流位相角指令の波形図である。 図５は同実施形態における同期電動機のバイアス電流の定義を説明するための図である。 図６（ａ），同図（ｂ）は同実施形態における同期電動機のバイアス電流の応答波形例を示す図である。 図７は同実施形態における同期電動機の制御装置による磁極位置推定処理の流れを示すフローチャートである。 図８は同実施形態における同期電動機としてＳＰＭＳＭの構成を模式的に示した断面図である。 図９は同実施形態における同期電動機のバイアス電流に対する磁束特性を示す図である。 図１０は同実施形態における同期電動機のバイアス電流の位相角とインダクタンスとの関係を示す図である。 図１１は第２の実施形態に係る同期電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。 図１２は同実施形態における同期電動機の座標系の定義を説明するための図である。 図１３（ａ），同図（ｂ）は同実施形態における同期電動機の特徴量の特性を示す図である。 図１４同実施形態における同期電動機の第二の磁極位置推定部における収斂演算の構成を示すブロック図である。 図１５は第３の実施形態に係る同期電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。

以下、図面を参照して実施形態を説明する。

（第１の実施形態）
図１は第１の実施形態に係る同期電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。図中の１００は本実施形態における同期電動機の制御装置の全体を示している。

制御装置１００は、モータ駆動手段としてインバータ１０５を備える。このインバータ１０５は、三角波ＰＷＭ変調部１０４からのインバータ駆動用のゲート指令を入力とし、図示せぬ主回路スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを切替えることによって、交流／直流電力を相互に変換してモータ１０７を駆動する。

モータ１０７は、ＳＭ（同期電動機）もしくはＰＭＳＭ（永久磁石同期電動機）など、回転子の回転に同期して固定子に回転磁界を励磁する電動機である。このモータ１０７のＵＶＷの各励磁相に流れる３相交流電流によって回転磁界が発生し、回転子との磁気的相互作用により回転トルクが出力される。

以下では、ＰＭＳＭを例に説明する。なお、ＳＭを用いる場合でも、モデル上は回転子の界磁が永久磁石によって作られるか界磁コイルによって作られるかの違いだけであるので、同一のモデルを適用可能である。

電流検出部１０６ａおよび１０６ｂは、モータ１０７に流れる３相交流電流のうち２相もしくは３相の電流応答値を検出する。図１の例では２相の電流を検出する構成を示している。ブレーキ１０８は、モータ１０７の回転子の回転を固定する。

磁極位置検出部１０９は、エンコーダ等の回転角度センサによって、回転子（ロータ）の回転角θsensを検出する。座標変換部（αβ／ＵＶＷ）１０３ａおよび座標変換部（ＵＶＷ／αβ）１０３ｂは、三相固定座標系と直交２軸（αβ軸）の固定座標系の座標変換を行う。

ここで、本実施形態における同期電動機の座標系の定義を図２に示す。
固定子コイル２０１ａ、２０１ｂ、２０１ｃは、それぞれ固定子のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のコイルである。αβ軸固定座標系２０２は、α軸がＵ相方向と一致し、β軸が９０度位相の進んだ座標系である。ｄｑ軸回転座標系２０３は、ｄ軸が回転子２０４の磁極位置の方向と一致し、ｑ軸が９０度位相の進んだ座標系である。α軸とｄ軸の位相差が回転角度θ_ｍである。

図１において、電圧指令値を座標変換する座標変換部（αβ／ＵＶＷ）１０３ａにおける変換処理を式１に示す。電流応答値を変換する座標変換部（ＵＶＷ／αβ）１０３ｂにおける変換処理を式２に示す。

電流制御部１０２は、電流応答値ｉ_α，ｉ_βと電流指令値ｉ_αｒｅｆ，ｉ_βｒｅｆを比較し、電圧指令値ｖ_α，ｖ_βを決定する。電流制御部１０２における一般的な演算処理は、ＰＩ制御器を用いて式３のように表される。

ここでＫｐ，Ｋｉはそれぞれ比例ゲイン、積分ゲイン、ｓはラプラス演算子である。

三角波ＰＷＭ変調部１０４は、モータ１０７を駆動するための３相電圧指令値を三角波ＰＷＭによって変調し、インバータ１０５の各相スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ指令であるゲート信号を出力する。

高周波電圧重畳部１１３は、例えば図３に示す振幅一定の波形の高周波電圧指令ｖ_{α_ｈｆ}およびｖ_{β_ｈｆ}を計算する。高周波電圧指令ｖ_{α_ｈｆ}およびｖ_{β_ｈｆ}に電流制御出力であるｖ_α０およびｖ_β０が加算されて、新たな電圧指令ｖ_αおよびｖ_βが生成される。

図３の高周波電圧指令ｖ_{α_ｈｆ}およびｖ_{β_ｈｆ}は、式４のように表すことができる。

ここで、ω_ｈｆは高周波の角周波数、Ｈ_ｖは高周波の振幅であり、どちらも予め設定した値である。ｔは時間である。Ｈ_ｖは、この高周波電圧によって流れる高周波電流が後述するバイアス電流指令値と比較して十分小さい振幅となる値に設定することが望ましい。これは、高周波電流によってバイアス電流が小さくなりすぎてしまうと、モータの磁気飽和現象が緩和されてしまい、磁極位置の推定が正確に行えなくなるためである。

バイアス電流指令生成部１０１は、予め設定した振幅指令Ｉ_ｂｉａｓとバイアス電流位相角指令生成部１１２の出力である位相角指令値θ_ｂｉａｓを入力とし、式５により電流指令ｉ_αｒｅｆおよびｉ_βｒｅｆを生成する。

バイアス電流位相角指令生成部１１２は、連続的もしくは断続的に時間変化する位相角指令値θ_ｂｉａｓを出力する。例えば図４（ａ）に示すように、０〜３６０°を連続的に出力しても良いし、図４（ｂ）のように断続的に出力しても良い。このとき、この位相角の変化速度は、式４における角周波数ω_ｈｆよりも十分低い角周波数に設定する。言い換えると、周期Ｔ_ｂｉａｓが、図３中に図示する周期Ｔ_ｈｆよりも十分に長い周期となるように設定する。

図５はαβ軸固定座標系におけるバイアス電流指令の空間配置を示す図である。
高周波電圧重畳部１１３が生成する高周波電圧によって、図５中に示す電流動作点近傍で動作点が微小に動く高周波電流が発生することになる。

図６は所定の振幅で位相を変更して、電流制御によってモータ１０７に流したバイアス電流の応答波形例を示す図である。
高周波電圧を重畳しているため、図６（ａ）に示す全体波形では、ｉ_αとｉ_βはそれぞれ太い波形となっているが、図６（ｂ）に示す部分的に拡大した波形図では、周期Ｔ_ｈｆの高周波波形となっている。このように、バイアス電流の位相角の変化は高周波の周期に対して十分長くとることにより、高周波成分はバイアス電流の回転の影響をほとんど受けないように構成することができる。

高周波電流検出部１１０は、一般的なハイパスフィルタやバンドパスフィルタによって、高周波電圧と同じ周波数の高周波電流ｉ_{α_ｈｆ}とｉ_{β_ｈｆ}を検出する。フィルタのカットオフ周波数は、少なくともバイアス電流の変化成分を除去できる高い周波数に設定する。バンドパスフィルタの場合、高域側のカットオフ周波数は電流検出部１０６ａおよび１０６ｂにおける検出ノイズをカットする周波数に設定する。

第一の磁極位置推定部１１１は、バイアス電流方向のインダクタンス相当値Ｌ_ｂｉａｓを演算する。すなわち、第一の磁極位置推定部１１１は、高周波電流検出部１１０で検出した高周波電流のバイアス電流の方向θ_ｂｉａｓの成分ｉ_{ｈｆ_ｂｉａｓ}を式６のように演算し、この成分の振幅値Ｉ_{ｈｆ_ｂｉａｓ}を計測する。振幅値の計測は、例えば周期Ｔ_ｈｆの間に現れる最大値と最小値を記憶して差分を計算すれば良い。

ここで、ψは重畳した高周波電圧に対する位相差分である。

続いて、第一の磁極位置推定部１１１は、振幅値Ｉ_{ｈｆ_ｂｉａｓ}から式７のようにインダクタンス相当値Ｌ_ｂｉａｓを演算する。

高周波電圧振幅Ｈ_ｖと角周波数ω_ｈｆを一定値とすれば、インダクタンス相当値Ｌ_ｂｉａｓは高周波電流振幅Ｉ_{ｈｆ_ｂｉａｓ}に反比例する。したがって、Ｉ_{ｈｆ_ｂｉａｓ}をインダクタンス相当値とみなすこともできる。また、同様に、式６で表される高周波電流のゼロクロス付近の時間変化率を計測もしくは計算すれば、Ｉ_{ｈｆ_ｂｉａｓ}に相当する値となるため、この時間変化率をインダクタンス相当値としても良い。

さらに、第一の磁極位置推定部１１１は、バイアス電流方向θ_ｂｉａｓが０から３６０度に変化する間のインダクタンス相当値Ｌ_ｂｉａｓが最小値となるバイアス電流方向θ_{ｂｉａｓ_ｍｉｎ}を出力する。Ｉ_{ｈｆ_ｂｉａｓ}をインダクタンス相当値とする場合は、これが最大値となるバイアス電流方向がθ_{ｂｉａｓ_ｍｉｎ}となる。すなわち、演算したインダクタンス相当値が極値を示すバイアス電流方向をθ_{ｂｉａｓ_ｍｉｎ}とすれば良い。このθ_{ｂｉａｓ_ｍｉｎ}がモータ１０７の極磁位置となる。

図７は図１の構成によって磁極位置を推定する場合の処理の流れを示すフローチャートである。

すなわち、図１に示した制御装置１００は、まず、電流および電圧の初期値をセットした状態で（ステップＳ１１）、電流制御部１０２を通じてモータ１０７に対する電流制御を開始する（ステップＳ１２）。また、制御装置１００は、高周波電圧重畳部１１３を通じて高周波電圧の重畳を開始する（ステップＳ１３）
ここで、バイアス電流指令値が制御装置１００に入力されると（ステップＳ１４）、所定の位相のバイアス電流がモータ１０７に供給され、そのバイアス電流に対して高周波電圧が印加され、同時に高周波電流が観測できるようになる。

制御装置１００は、この高周波電圧に対応して流れる高周波電流を検出し（ステップＳ１５）、第一の磁極位置推定部１１１を通じてバイアス電流と同位相の方向のインダクタンス相当値を求める（ステップＳ１６）。詳しくは、バイアス電流の電流動作点近傍に電流変化が発生するように印加した高周波電圧と、この高周波電圧に対応して流れる高周波電流とに基づいて、バイアス電流と同位相の方向のインダクタンス相当値を求める。

制御装置１００は、バイアス電流を０から３６０度まで変化させながら、そのときのバイアス電流と同位相の方向のインダクタンス相当値を順次求めていく（ステップＳ１７〜Ｓ１８）。その結果、最終的にインダクタンス相当値が極値となるバイアス電流位相をモータ１０７の磁極位置とする（ステップＳ１９）
次に、上記構成の作用について説明する。
まず、磁気飽和現象の発生について説明する。

図８はＳＰＭＳＭの構成を模式的に示した断面図である。この例では、４極の表面磁石型ＰＭＳＭ（ＳＰＭＳＭ）を示しており、図中の８０１はステータ、８０２はロータである。また、図中のｄｑ軸は回転子の磁極に一致した座標系を示している。

バイアス電流の磁束は、図８の状態でバイアス電流の位相を変化させた時にバイアス電流が作る磁束を模式的に表したものである。図８において、磁石磁束の方向とバイアス電流の磁束が同一方向となる（１）の状態のとき、磁気飽和が発生してバイアス電流の方向のインダクタンスは低下する。（２）および（３）の状態のときは、磁石磁束がないかバイアス電流の磁束と逆向きのため、磁気飽和が発生せず、インダクタンスの低下は起こらない。

バイアス電流位相角をｄ軸正方向、ｑ軸方向、ｄ軸負方向の３パターンに設定した際のバイアス電流の振幅とバイアス電流方向の磁束の模式的な特性を図９に示す。

図９において、バイアス電流の振幅に対する磁束の傾きがインダクタンスである。バイアス電流を正方向に増加させれば、磁気飽和が発生して傾きが小さくなる特性となっている。この特性は、バイアス電流位相が、磁極つまりｄ軸に対してどの方向にあるかによって変動する。ｄ軸を基準としたバイアス電流位相＝０度つまりバイアス電流位相がｄ軸正方向にある時、もっとも小さいバイアス電流で磁気飽和が始まることを示している。

一方、ｄ軸負方向にバイアス電流を流した時にも、バイアス電流の振幅を増加させれば磁気飽和が発生する。このため、このバイアス電流振幅ではバイアス電流の位相の違いによるインダクタンスの差が小さくなることがわかる。

すなわち、バイアス電流振幅値が小さい場合（例えば図９動作点ａ）では、どの位相角でも磁気飽和が発生せずにインダクタンスの差が現れない。バイアス電流振幅値が大きい場合（動作点ｃ）では、どの位相でも磁気飽和が発生してしまい、インダクタンスの差が現れなくなることになる。

磁気飽和を利用して磁極位置を推定する場合、インダクタンスの差が明確に現れるバイアス電流を正確に流すことが重要であり、図９においては、動作点ｂを含む網掛け部の範囲の電流値が適切と言える。

本実施形態では、バイアス電流を制御可能な電流制御部１０２を備えているので、モータ１０７に対して精度良くバイアス電流を流すことができる。したがって、バイアス電流の位相に応じて明確にインダクタンスの差が現れる動作点でインダクタンス値を検出することができるので、磁極位置推定精度（回転角度推定精度）を確実に上げることができる。

また、磁気飽和現象について、ｄ軸基準のバイアス電流位相角とバイアス電流方向のインダクタンスとを対応づけて図示すると、図１０のようになる。

図１０におけるバイアス電流動作点ａ、ｂ、ｃは図９における動作点と一致している。すなわち、バイアス電流動作点ｂでの特性では、バイアス電流位相角とｄ軸の位相差がゼロ近傍の時、磁石磁束とバイアス電流による磁束が同方向となるため、磁気飽和によってインダクタンスが低下する。動作点ａやｃでは、上述した理由によりインダクタンスの差が現れにくく、検出ノイズ等によってインダクタンスが極値をとる位相角を精度よく推定することができない。

以上のように本実施形態によれば、磁気飽和現象によってバイアス電流方向のインダクタンスが変化することを利用して、この方向の高周波電流振幅を用いて磁極位置を推定する。重畳した高周波電圧によって少なくともバイアス電流と同じ方向に流れた高周波電流の振幅と、高周波電圧の振幅および周波数からインダクタンス相当値を演算することにより、バイアス電流位相角がｄ軸と一致する位相角を計測できる。計測対象が高周波電流であるため、短時間に計測点を多くとることができる。よって、平均処理等により検出ノイズの影響を抑制して計測精度を上げて、磁極位置を正確に検出できるようになる。

（第２の実施形態）
次に、第２の実施形態について説明する。

第２の実施形態では、上記第１の実施形態の構成に別の方法で磁極位置を推定する構成を加え、２つの方法で磁極位置をより高精度に推定するようにしたものである。

図１１は第２の実施形態に係る同期電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。図中の１００′は本実施形態における同期電動機の制御装置の全体を示している。なお、上記第１の実施形態における図１の構成と同じ部分には同一符号を付して、その詳しい説明は省略するものとする。

第２の実施形態において、上記第１の実施形態と異なる点は、座標変換部（αβ／ＵＶＷ）１０３ａおよび座標変換部（ＵＶＷ／αβ）１０３ｂに代えて、座標変換部（ｓｔ／ＵＶＷ）１１０２ａおよび座標変換部（ＵＶＷ／ｓｔ）１１０２ｂが設けられている。さらに、第一の磁極位置推定部１１１とは別に、第二の磁極位置推定部１１０１が設けられている。

なお、図１１では図示を省略するが、第一の磁極位置推定部１１１については、図１で説明したように、高周波電流検出部１１０で検出された高周波電流ｉ_{α_ｈｆ}とｉ_{β_ｈｆ}に基づいてバイアス電流方向のインダクタンス相当値Ｌ_ｂｉａｓを演算する。さらに、第一の磁極位置推定部１１１は、バイアス電流方向θ_ｂｉａｓが０から３６０度に変化する間のインダクタンス相当値Ｌ_ｂｉａｓが最小値となるバイアス電流方向θ_{ｂｉａｓ_ｍｉｎ}を出力する。

図１１の構成において、座標変換部（ｓｔ／ＵＶＷ）１１０２ａおよび座標変換部（ＵＶＷ／ｓｔ）１１０２ｂは、三相固定座標系と直交２軸（ｓｔ軸）回転座標系の座標変換を行う。図１２に示すように、ｓｔ軸回転座標系１２０１は、α軸を基準としてバイアス電流位相角θ_ｂｉａｓで回転する座標系である。

座標変換部１１０２ａおよび１１０２ｂにおける処理を式８および式９に示す。

また、電流制御部１０２への入力である電流指令は、ｓ軸電流指令としてバイアス電流振幅指令Ｉ_ｂｉａｓをそのまま入力する。

第二の磁極位置推定部１１０１は、高周波電圧指令ｖ_{ｓ_ｈｆ}およびｖ_{ｔ_ｈｆ}と高周波検出部１１０で検出した高周波電流ｉ_{ｓ_ｈｆ}およびｉ_{ｔ_ｈｆ}に基づいて、バイアス電流と磁極位置の位相差Δθに関連した特徴量Ｒを演算する。

特徴量Ｒは、理想的にはΔθそのものが得られるのが理想であるが、Δθのゼロ近傍でΔθに略比例する量が得られれば良い。このような特徴量の特性を図１３に示す。図１３（ａ）では、Δθ＝０の点で特徴量もゼロとなる特性であるが、特徴量はオフセットを持っていても良い。図１３（ｂ）では、Δθ＝０の点でのオフセット値Ｒ_ｏｆｓを持っている。この場合、後述する収斂演算の目標値をオフセット値Ｒ_ｏｆｓに設定すれば良い。

特徴量Ｒの演算は、例えば式１０のように、高周波電圧指令と高周波電流の外積を演算することによって求めることができる。式１０において、外積を演算した結果は高周波電圧の角周波数ω_ｈｆの２倍の周波数で振動する正弦波成分になる。この振幅Ｒ_ｐを検出すると、Ｒ_ｐはΔθのゼロ近傍でΔθに比例する特性を持つため、上述のように特徴量Ｒとして用いることができる。

また、その他の方法としては、高周波電圧をバイアス電流と同じ方向にのみ印加したとき、バイアス電流に直交する方向に現れる高周波電流の振幅を計測して特徴量Ｒとすることもできる。

すなわち、式１１に示す高周波電流を与える。

このとき、バイアス電流に直交する方向に現れる高周波電流は、ｔ軸高周波電流であり、式１２の特性を持つ。

ここで、Ｌ_ｓａｔはバイアス電流が磁極位置近傍にある場合に発生する磁気飽和によって変動する係数である。バイアス電流が磁極位置近傍になく磁気飽和が発生しない場合、Ｌ_ｓａｔ＝０となり、磁気飽和が発生する場合は０以外の値を持つ。

式１２の高周波電流から、ｃｏｓ（ω_ｈｆｔ）の振幅成分を抽出すると、その振幅はｓｉｎ（２Δθ）の関数となり、Δθ＝０近傍でΔθに略比例する特性となるため、特徴量として用いることができる。

このように高周波電圧をバイアス電流と同じ方向のみに印加する構成では、高周波電流の発生による電磁騒音を、その他の構成と比べて小さく抑制することが可能となるなどの利点がある。

第二の磁極位置推定部１１０１では、続いて、特徴量Ｒに基づいて収斂演算を行ってバイアス電流位相θ_{ｂｉａｓ_ｓｅｔ}を出力する。

図１４は第二の磁極位置推定部１１０１における収斂演算の構成を示すブロック図である。

ゲイン乗算器１４０１および１４０２は、それぞれ所定のゲインＫ_{ｐ_ｐｌｌ}とＫ_{ｉ_ｐｌｌ}を乗算する。積分器１４０３および１４０４は、それぞれの入力を時間積分する。積分初期値については、積分器１４０３は初期値ゼロ、積分器１４０４では初期値をθ_{ｂｉａｓ_ｍｉｎ}とする。

θ_{ｂｉａｓ_ｍｉｎ}は、図１１において、第一の磁極位置推定部１１１で推定した磁極位置である。これを初期値とすることにより、バイアス電流の位相θ_{ｂｉａｓ_ｓｅｔ}はθ_{ｂｉａｓ_ｍｉｎ}から収斂演算が始まるため、第一の磁極位置推定部１１１で推定した磁極位置近傍の位相から第二の磁極位置推定部１１０１の推定処理を開始できる。

収斂判定器１４０５は、特徴量ＲとＲ_ｏｆｓの差分が一定値以下になるか、収斂演算を実行している時間が一定時間経過するか、その他の判定基準に基づいて、収斂演算の終了を判定し、その時点のθ_{ｂｉａｓ_ｓｅｔ}を最終推定磁極位置θ_{ｂｉａｓ_ｅｎｄ}として出力する。上記その他の判定基準としては、特徴量の差分が継続して一定値以下になっている時間が所定時間以上経過する、などがある。

図１４のように構成すると、この収斂演算により特徴量Ｒをオフセット量Ｒ_ｏｆｓに一致するようにθ_{ｂｉａｓ_ｓｅｔ}を修正することができる。なお、特徴量Ｒの特性に合わせて、Ｒ_ｏｆｓはゼロとする場合もある。

第二の磁極位置推定部１１０１を用いることにより、推定磁極位置を特徴量ＲとΔθのゼロクロス点に収束させて推定することができる。したがって、第一の磁極位置推定部１１１やその他の方式と比較して高い精度で磁極位置を推定することが可能となる。

なお、図１１における第一の磁極位置推定部１１１の代わりとして、同程度の精度で暫定的に磁極位置を検出可能なセンサや別の推定部を用いることも可能である。上記センサとは、例えば固定子に一定間隔で設置したホール素子を用いて磁極の磁束を測定するセンサなどがある。また、パルス状の電圧ベクトルによって流れた電流によって磁極位置を推定する方式などを用いても良い。

また、ＳＰＭＳＭでも、わずかに磁気的突極性を示す場合があり、十分な精度ではないが、従来の磁気的突極性を利用した方式で磁極位置を推定することが可能な場合もある。このような場合は、従来の方式を上述の第一の磁極位置推定部１１１の代わりに用いることもできる。ただし、これらの検出部や推定部に対する要求精度はあまり高くない。すなわち、少なくとも図１３（ａ）に示す特徴量が、Δθ＝０を中心として有意なゼロ以外の値を持つ範囲に入るだけの精度となる。

以上のように本実施形態によれば、磁極位置近傍にバイアス電流を流した時、高周波電圧と高周波電流との関係から、磁極位置とバイアス電流の位相差に相当する特徴量（評価指標）を得ることができる。第二の磁極位置推定部を備えることで、この特徴量がゼロもしくは所定の設定値に収束するように、バイアス電流の位相を修正することにより、収束したバイアス電流位相を磁極位置として高精度に推定することができる。

（第３の実施形態）
次に、第３の実施形態について説明する。

第３の実施形態では、磁極位置推定動作中におけるブレーキの状態に着目したものである。

図１５は第３の実施形態に係る同期電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。図中の１００″は本実施形態における同期電動機の制御装置の全体を示している。なお、上記第１の実施形態における図１の構成と同じ部分には同一符号を付して、その詳しい説明は省略するものとする。

モータ１０７の回転子を拘束固定するブレーキ１０８を備える。第３の実施形態では、このブレーキ１０８に対して推定動作制御部１５０１が設けられている。この推定動作制御部１５０１は、第一の磁極位置推定部１１１による磁極位置の推定動作中にモータ１０７の回転子を固定する。

すなわち、上記第１の実施形態で説明したように、位相角を０から３６０度に変化させながら、磁極位置を推定するためのバイアス電流をモータ１０７に供給する。その際、バイアス電流がｑ軸方向に印加されることでトルクが発生する場合がある。

機械的な応答に対して十分高速、すなわち短時間にバイアス電流位相角を３６０°回転させて印加すれば、正負のトルクが均等に出力されるため、結果としてモータ１０７が回転することを防止できる。しかし、モータ１０７の静止摩擦が小さい、もしくはモータ１０７の慣性が小さいなどの場合、機械的な応答も早く、モータ１０７が回転することを防止できない場合もある。

本実施形態の構成によれば、モータ１０７の回転子を拘束固定するブレーキ１０８によって、推定動作中にモータ１０７の回転を防止することが可能となる。特に運転前に回転角センサの磁極位置合わせを行う場合には、モータ１０７の予期せぬ回転を防止して、精度よく磁極位置合わせを行うことが可能となる。

なお、ブレーキ１０８によってモータ１０７の回転子を拘束固定した場合しても、ブレーキ１０８の状態などによってモータ１０７が回転し、トルクが発生することがある。すなわち、バイアス電流を印加することで磁気飽和を発生させ、磁気飽和によるインダクタンスの低下を利用して磁極位置を推定する構成において、バイアス電流の大きさおよび印加位相によってはトルクが発生する。このときの発生トルクがブレーキ１０８の保持トルクを上回ると軸が回転するため、正しい回転角を検出できない。

そこで、推定動作制御部１５０１は、磁極位置推定の動作開始前と動作中の磁極位置検出部１０９の出力結果を比較し、両者の差が所定値を超えた場合にバイアス電流の大きさを現状より小さくした状態で再度推定動作を行わせる機能を有する。

具体的に説明すると、例えば磁極位置検出部１０９としてＰＧがモータ１０７の回転機軸に取り付けているものとする。ブレーキ１０８によってモータ１０７の回転子を拘束固定した状態において、推定動作制御部１５０１は、磁極位置推定の動作開始前のパルス値Ｑ１と、磁極位置推定の動作中のパルス値Ｑ２とを比較する。その結果、両者の差分ΔＱ＝｜Ｑ１−Ｑ２｜が一定の閾値を超えた場合には、推定動作制御部１５０１は、バイアス電流によってモータ１０７に発生したトルクがブレーキ力を上回ったものと判断して、直ちに推定動作を停止させる。

例えば、動作開始前のパルス値Ｑ１＝０の状態で磁極位置推定動作を開始したとする。このとき、ブレーキ１０８が効いていれば、パルス値Ｑ２＝０あるいは０に近い値となる。一方、モータ１０７に発生したトルクがブレーキ力を上回ると、モータ１０７が回転してしまい、パルス値Ｑ２は０よりも大きな値（回転方向によっては小さな値）となり、ΔＱ＝｜Ｑ１−Ｑ２｜が一定の閾値を超えることになる。

なお、バイアス電流を現状より小さくしても、上記ΔＱ＝｜Ｑ１−Ｑ２｜が一定の閾値を超えていた場合つまり回転トルクが発生していた場合には、バイアス電流をさらに小さくする。つまり、バイアス電流を段階的に下げて磁極位置推定動作を行う。ただし、バイアス電流を所定値まで下げても回転トルクが発生するようであれば、ブレーキ異常として対処するものとする。具体的には、ブレーキ異常を図示せぬ監視室や遠隔地の監視センタなどに発報する。

このように本実施形態によれば、磁極飽和現象を利用して磁極位置を推定する方式において、モータ軸が回転しない最適なバイアス電流を用いて磁極位置の推定することが可能となる。これにより、特にエレベータの巻上機に用いられる同期電動機において、磁極位置推定動作中に乗りかごが動いてしまう危険な状態を回避することができる。

なお、上記第２の実施形態の構成においても同様であり、推定動作制御部１５０１を備えることで同様の効果を得ることができる。

以上述べた少なくとも１つの実施形態によれば、磁気的突極性を有しない、もしくは磁気的突極性が低い同期電動機の磁極位置を精度良く推定することのできる同期電動機の制御装置を提供することができる。

なお、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１００，１００′，１００″…同期電動機の制御装置、１０１…バイアス電流指令生成部、１０２…電流制御部、１０３ａ…座標変換部（αβ／ＵＶＷ）、１０３ｂ…座標変換部（ＵＶＷ／αβ）、１０４…三角波ＰＷＭ変調部、１０５…インバータ、１０６ａおよび１０６ｂ…電流検出部、１０７…モータ、１０８…ブレーキ、１０９…磁極位置検出部、１１０…高周波電流検出部、１１１…第一の磁極位置推定部、１１２…バイアス電流位相角指令生成部、１１３…高周波電圧重畳部、２０１ａ、２０１ｂ、２０１ｃ…固定子コイル、２０２…αβ軸固定座標系、２０３…ｄｑ軸回転座標系、２０４…回転子、８０１…ステータ、８０２…ロータ、１１０１…第二の磁極位置推定部、１１０２ａ…座標変換部（ｓｔ／ＵＶＷ）、１１０２ｂ…座標変換部（ＵＶＷ／ｓｔ）、１２０１…ｓｔ軸回転座標系、１４０１および１４０２…ゲイン乗算器、１４０３および１４０４…積分器、１４０５…収斂判定器、１５０１…推定動作制御部。

Claims (7)

1. 同期電動機の磁極位置を暫定的に推定する第一の磁極位置推定手段と、
   この第一の磁極位置推定手段によって推定された磁極位置を初期位相として所定の大きさのバイアス電流を流し、上記バイアス電流の動作点近傍に電流変化が発生するように印加した高周波電圧と上記高周波電圧に対応して流れる高周波電流とに基づいてバイアス電流位相と磁極位置との位相差に関連する特徴量を演算し、上記特徴量が所定値に収斂するようバイアス電流位相を修正する収斂演算を行い、その収斂結果として得られるバイアス電流位相を上記同期電動機の磁極位置として決定する第二の磁極位置推定手段とを具備し、
   上記第二の磁極位置推定手段は、
   上記高周波電圧を少なくとも上記バイアス電流と同位相の方向に印加することを特徴とする同期電動機の制御装置。
2. 上記第一の磁極位置推定手段は、
   所定の大きさで位相が０から３６０度まで変化するバイアス電流を同期電動機に流し、上記バイアス電流の電流動作点近傍に電流変化が発生するように印加した高周波電圧と、上記高周波電圧に対応して流れる高周波電流とに基づいて、バイアス電流と同位相の方向のインダクタンス相当値を求め、上記インダクタンス相当値が極値となるバイアス電流位相を上記同期電動機の磁極位置とすることを特徴とする請求項１記載の同期電動機の制御装置。
3. 上記第二の磁極位置推定手段は、
   上記高周波電圧と上記高周波電流の外積成分の振幅値を上記特徴量とすることを特徴とする請求項１記載の同期電動機の制御装置。
4. 上記第二の磁極位置推定手段は、
   上記高周波電圧によって流れた高周波電流の上記バイアス電流と直交する方向の成分の振幅値を上記特徴量として求めることを特徴とする請求項１記載の同期電動機の制御装置。
5. 上記第一または第二の磁極位置推定手段による磁極位置推定の動作中に上記回転子の回転動作を固定する推定動作制御手段をさらに具備したことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか記載の同期電動機の制御装置。
6. 上記同期電動機の回転軸に設けられ、上記回転軸の回転動作に同期して磁極位置を検出する磁極位置検出手段を備え、
   上記推定動作制御手段は、
   上記第一または第二の磁極位置推定手段による磁極位置推定の動作開始前と動作中の上記磁極位置検出手段の出力結果を比較し、両者の差が所定値を超えた場合に上記バイアス電流の大きさを現状より小さくした状態で再度推定動作を行わせることを特徴とする請求項５記載の同期電動機の制御装置。
7. 上記推定動作制御手段は、
   上記第一または第二の磁極位置推定手段による磁極位置推定の動作開始前と動作中の上記磁極位置検出手段の出力結果を比較し、両者の差が所定値を超えた場合に上記バイアス電流の大きさを段階的に小さくして再度推定動作を行い、上記バイアス電流を所定値まで下げても回転トルクが発生する場合にブレーキ異常として対処することを特徴とする請求項５記載の同期電動機の制御装置。

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