JP2016201923A - モータの回転位置推定方法およびモータの制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】モータの回転位置推定において、演算部における演算負荷の増加は、回転部の回転位置の取得の精度に影響が出る。【解決手段】モータ１の回転位置推定方法は、ａ）突極性を有するモータ１の回転部を回転するための駆動電圧に、前記駆動電圧の周波数よりも高い所定の周波数の測定用電圧を重畳した複数の電圧を、前記モータ1の静止部に供給する工程と、ｂ）前記ａ）工程と並行して、前記静止部に流れる電流における前記所定の周波数の成分を、抽出電流として抽出する工程と、ｃ）前記抽出電流と、前記抽出電流の位相をπ／２だけシフトさせた位相シフト電流との二乗和を求めることにより、前記抽出電流の振幅に関する合成信号を取得する工程と、ｄ）前記合成信号に基づいて、前記回転部の回転位置を取得する工程と、を備える。【選択図】図１

Description

本発明は、モータの回転位置推定方法およびモータの制御装置に関する。

従来より、モータのワイヤ数およびサイズ、並びに、モータの製造コストを低減するために、回転位置検出用のセンサを省略したセンサレスベクトル制御が行われている。センサレスベクトル制御技術の一つとして、高周波電圧印加法が知られている。高周波電圧印加法では、モータの駆動電圧の周波数よりも高い周波数の電圧をモータに付与し、その応答電流からモータの回転位置（位相）が推定される。

例えば、Shinnaka, S.による"A new speed-varying ellipse voltage injection method for sensorless drive of permanent-magnet synchronous motors with pole saliency - New PLL method using high-frequency current component multiplied signal"（Ieee Transactions on Industry Applications, 2008, 44(3), p.777-788）の手法では、γδ回転座標系において高周波電圧が生成される。当該電圧はパーク変換によりαβ静止座標系に変換され、空間ベクトルＰＷＭおよびインバータを用いてモータに付与される。モータに流れる三相高周波電流が、バンドパスフィルタを用いて抽出され、γδ回転座標系に変換される。γ軸の電流とδ軸の電流とが乗算され、得られた信号に対するローパスフィルタ処理により、単一チャンネルの信号が生成される。当該信号を用いてＰＬＬによりモータの回転位置が推定される。

また、Corley, M. J.およびLorenz, R. D.による "Rotor position and velocity estimation for a salient-pole permanent magnet synchronous machine at standstill and high speeds"（Ieee Transactions on Industry Applications, 1998, 34(4), p.784-789）の手法では、静止座標系における応答電流と、推定された回転位置（角度）のサインおよびコサインを用いて、高周波電流のｄ軸成分の信号が求められる。当該信号をバンドパスフィルタ等に通すことにより、推定された回転位置と実際の回転位置との間の誤差信号が得られる。当該誤差信号は、オブザーバに入力される。オブザーバは、誤差を最小にすることにより、回転位置をトラッキングする。
Shinnaka, S., "A new speed-varying ellipse voltage injection method for sensorless drive of permanent-magnet synchronous motors with pole saliency - New PLL method using high-frequency current component multiplied signal", Ieee Transactions on Industry Applications, 2008, 44(3), p.777-788 Corley, M. J. and Lorenz, R. D., "Rotor position and velocity estimation for a salient-pole permanent magnet synchronous machine at standstill and high speeds", Ieee Transactions on Industry Applications, 1998, 34(4), p.784-789

ところで、上記手法では、静止座標系と回転座標系との間の変換等、演算部において高い演算負荷を伴う処理が必要となる。演算部における演算負荷の増加は、回転部の回転位置の取得の精度に影響が出る虞がある。したがって、低い演算負荷にて回転部の回転位置を精度よく取得する新規な手法が求められている。

本発明は上記課題に鑑みなされたものであり、低い演算負荷にて回転部の回転位置を精度よく取得する新規な手法を提供することを目的としている。

本発明の例示的なモータの回転位置推定方法は、ａ）突極性を有するモータの回転部を回転するための駆動電圧に、前記駆動電圧の周波数よりも高い所定の周波数の測定用電圧を重畳した複数の電圧を、前記モータの静止部に供給する工程と、ｂ）前記ａ）工程と並行して、前記静止部に流れる電流における前記所定の周波数の成分を、抽出電流として抽出する工程と、ｃ）前記抽出電流と、前記抽出電流の位相をπ／２だけシフトさせた位相シフト電流との二乗和を求めることにより、前記抽出電流の振幅に関する合成信号を取得する工程と、ｄ）前記合成信号に基づいて、前記回転部の回転位置を取得する工程と、を備える。

本発明の例示的なモータの制御装置は、突極性を有するモータの回転部を回転するための駆動電圧に、前記駆動電圧の周波数よりも高い所定の周波数の測定用電圧を重畳した複数の電圧を、前記モータの静止部に供給する電圧供給部と、前記静止部に流れる電流における前記所定の周波数の成分を、抽出電流として抽出する電流抽出部と、前記抽出電流と、前記抽出電流の位相をπ／２だけシフトさせた位相シフト電流との二乗和を求めることにより、前記抽出電流の振幅に関する合成信号を取得する合成信号取得部と、前記合成信号に基づいて、前記回転部の回転位置を取得する回転位置取得部と、を備え、前記電圧供給部が、前記回転部の回転位置に基づいて前記駆動電圧の位相を制御する。

本発明によれば、低い演算負荷にて回転部の回転位置を精度よく取得することができる。

図１は、第１の実施形態に係るモータの制御装置の構成を示す図である。 図２は、制御装置の処理の流れを示す図である。 図３は、ＨＦ印加信号を示す図である。 図４は、抽出電流を示す図である。 図５は、複素解析信号の実数部および虚数部を示す図である。 図６は、合成信号を示す図である。 図７は、回転位置取得部にて取得される信号を示す図である。 図８は、第２の実施形態に係るモータの制御装置の構成を示す図である。 図９は、第３の実施形態に係るモータの制御装置の構成を示す図である。

図１は、本発明の例示的な第１の実施形態に係るモータ１の制御装置１０の構成を示す図である。制御装置１０の各構成要素は、例えばモータ１の回路基板上に設けられる。なお、制御装置１０は、回路基板（例えば、インバータ等）とは、別体に設けられてもよい。モータ１は、例えば永久磁石同期モータであり、突極性を有する。モータ１は、静止部１１と、回転部（回転子）１２と、を含む。静止部１１はステータ（固定子）１１１を含む。回転部１２は永久磁石１２１を含む。静止部１１は、回転部１２を回転可能に支持する。

制御装置１０は、電圧供給部２と、電流抽出部３と、合成信号取得部４と、回転位置取得部５と、を含む。制御装置１０の一部は、ソフトウェアを含む演算部等により実現されてよい。したがって、これらの構成要素は物理的に区別可能に設けられる必要はない。すなわち、制御装置１０の一部は、ソフトウェアにより実現されてもよく、ハードウェアによって実現されても良い。

電圧供給部２は、ＨＦ印加信号生成部２１と、ＬＦ制御信号生成部２２と、２個の加算器２３ａ，２３ｂと、電圧生成部２４と、を含む。ＨＦ印加信号生成部２１は、αβ座標系のα軸方向に変化する高周波印加信号、および、β軸方向に変化する高周波印加信号（high-frequency injection signal）を生成する。以下、高周波印加信号を「ＨＦ印加信号」という。ＨＦ印加信号は、例えば正弦波信号である。図１では、α軸のＨＦ印加信号をＶ_αｈとして示し、β軸のＨＦ印加信号をＶ_βｈとして示す。ＨＦ印加信号Ｖ_αｈ，Ｖ_βｈは、他の波形の信号であってよい。ここで、３相の固定子巻線に流れる電流をベクトルで表した座標系をＡＢＣ座標系とすると、αβ座標系とは、ＡＢＣ座標系を２相に変換（クラーク変換）した固定座標系である。α軸およびβ軸は、互いに直交する。

ＬＦ制御信号生成部２２は、αβ座標系のα軸およびβ軸における低周波制御信号を生成する。以下、低周波制御信号を「ＬＦ制御信号」という。ＬＦ制御信号は、ユーザにより設定される各種設定値、および、回転位置取得部５により取得される回転部１２の回転位置等の入力を用いて生成される。ＬＦ制御信号は、回転部１２の回転を制御する信号である。ＬＦ制御信号の生成は、ベクトル制御（Field Oriented Control：FOC）、直接トルク制御（Direct Torque Control：DTC）、ＰＩＤ制御、または、６ステップ制御等のアルゴリズムに基づく。図１では、α軸のＬＦ制御信号をＶ_αｌとして示し、β軸のＬＦ制御信号をＶ_βｌとして示す。加算器２３ａは、α軸のＬＦ制御信号Ｖ_αｌにα軸のＨＦ印加信号Ｖ_αｈを重畳して、α軸の重畳信号Ｖ_αを出力する。加算器２３ｂは、β軸のＬＦ制御信号Ｖ_βｌにβ軸のＨＦ印加信号Ｖ_βｈを重畳して、β軸の重畳信号Ｖ_βを出力する。

電圧生成部２４は、例えば、二相／三相変換（αβ−ＡＢＣ変換）可能な線形電力増幅器、または、空間ベクトルＰＷＭ（Pulse Width Modulation）インバータ等を含む。二相／三相変換は、α軸およびβ軸の信号を、静止部１１に供給する三相電圧にそれぞれ対応するＡ軸、Ｂ軸およびＣ軸の信号に変換する。すなわち、二相／三相変換は、αβ座標系の信号をＡＢＣ座標系の信号に変換する。電圧生成部２４は、Ａ軸、Ｂ軸およびＣ軸にそれぞれ対応する三相電圧Ｖ_ａ，Ｖ_ｂ，Ｖ_ｃを静止部１１に供給する。ＨＦ印加信号生成部２１、ＬＦ制御信号生成部２２、および、加算器２３ａ，２３ｂは、モータ１に供給する電圧指令を生成する電圧指令生成部と捉えることが可能である。電圧生成部２４は、電圧指令生成部からの電圧指令に基づいてモータ１に電圧を供給する。

電流抽出部３は、電流信号取得ユニット３１と、３個の抽出器３２ａ，３２ｂ，３２ｃと、を含む。電流信号取得ユニット３１は、いわゆる電流センサであり、例えば、増幅回路を有する分流器、シャント抵抗器、または、ホール効果電流変換器等を含む。電流信号取得ユニット３１は、静止部１１に流れる三相電流ｉ_ａ，ｉ_ｂ，ｉ_ｃを取得する。抽出器３２ａ〜３２ｃは、例えばバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）を含む。抽出器３２ａ〜３２ｃは、三相電流ｉ_ａ，ｉ_ｂ，ｉ_ｃの高周波（ＨＦ）成分を、Ａ軸、Ｂ軸およびＣ軸の抽出電流ｉ_ａｈ，ｉ_ｂｈ，ｉ_ｃｈとしてそれぞれ抽出する。

合成信号取得部４は、３個のヒルベルト変換器４１ａ，４１ｂ，４１ｃと、３個の信号演算ユニット４２ａ，４２ｂ，４２ｃと、を含む。ヒルベルト変換器４１ａ〜４１ｃは、ＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタ、または、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform）等を用いて実現される。本実施の形態では、ヒルベルト変換器４１ａ〜４１ｃは、ＦＩＲフィルタを用いて実現される。信号演算ユニット４２ａ〜４２ｃは、Ａ軸、Ｂ軸およびＣ軸の合成信号をそれぞれ生成する。合成信号は、後述の回転位置の取得に用いられる位置感知信号である。合成信号の詳細は後述する。図１では、Ａ軸の合成信号を｜ｚ_ａ｜として示し、Ｂ軸の合成信号を｜ｚ_ｂ｜として示し、Ｃ軸の合成信号を｜ｚ_ｃ｜として示す。抽出器３２ａ〜３２ｃ、ヒルベルト変換器４１ａ〜４１ｃ、および、信号演算ユニット４２ａ〜４２ｃは、三相電流ｉ_ａ，ｉ_ｂ，ｉ_ｃを処理することにより、Ａ軸、Ｂ軸およびＣ軸の合成信号を生成する信号処理ユニットと捉えることができる。

回転位置取得部５は、合成信号に基づいて回転部１２の回転位置θ_ｅを取得する。回転位置θ_ｅは、ＬＦ制御信号生成部２２におけるＬＦ制御信号Ｖ_αｌ，Ｖ_βｌの生成に用いられる。すなわち、回転位置θ_ｅに基づいて、モータ１の回転制御が行われる。

次に、モータ１の駆動時における制御装置１０の処理について図２を参照しつつ説明する。制御装置１０では、モータ１の駆動中、図２の処理が継続的に繰り返される。以下の説明における各信号に関する処理は、厳密には、各時刻における当該信号の値に関する処理を意味する。

ＬＦ制御信号生成部２２では、モータ１の回転部１２を回転するためのα軸のＬＦ制御信号Ｖ_αｌおよびβ軸のＬＦ制御信号Ｖ_βｌが生成される。ＨＦ印加信号生成部２１では、α軸のＨＦ印加信号Ｖ_αｈおよびβ軸のＨＦ印加信号Ｖ_βｈが生成される。角周波数をω、時間をｔとして、α軸のＨＦ印加信号Ｖ_αｈおよびβ軸のＨＦ印加信号Ｖ_βｈは数１にて表される。

図３は、ＨＦ印加信号Ｖ_αｈ，Ｖ_βｈの一例を示す図である。ＨＦ印加信号Ｖ_αｈ，Ｖ_βｈの周波数は、ＬＦ制御信号Ｖ_αｌ，Ｖ_βｌの周波数よりも高い。ＨＦ印加信号Ｖ_αｈ，Ｖ_βｈによる応答結果である回転位置θ_ｅを予め計測し、ルックアップテーブルを作成することにより、各時刻におけるＨＦ印加信号Ｖ_αｈ，Ｖ_βｈによる応答結果である回転位置θ_ｅが取得されてもよい。α軸のＨＦ印加信号Ｖ_αｈはα軸のＬＦ制御信号Ｖ_αｌに重畳され、α軸の重畳信号Ｖ_αが生成される。β軸のＨＦ印加信号Ｖ_βｈはβ軸のＬＦ制御信号Ｖ_βｌに重畳され、β軸の重畳信号Ｖ_βが生成される。電圧生成部２４では、α軸の重畳信号Ｖ_αおよびβ軸の重畳信号Ｖ_βに基づいて、三相電圧Ｖ_ａ，Ｖ_ｂ，Ｖ_ｃが生成される。

各電圧Ｖ_ａ，Ｖ_ｂ，Ｖ_ｃは、ＬＦ制御信号Ｖ_αｌ，Ｖ_βｌに起因する駆動電圧と、ＨＦ印加信号Ｖ_αｈ，Ｖ_βｈに起因する測定用電圧とを含む。すなわち、電圧供給部２では、回転部１２を回転するための駆動電圧に、当該駆動電圧の周波数よりも高い所定の周波数の測定用電圧を重畳した複数の電圧Ｖ_ａ，Ｖ_ｂ，Ｖ_ｃが実質的に生成される。例えば、測定用電圧の周波数は、２０ｋＨｚ（キロヘルツ）以下である。好ましくは、測定用電圧の周波数は、５００Ｈｚ以上１ｋＨｚ以下である。複数の電圧Ｖ_ａ，Ｖ_ｂ，Ｖ_ｃは、モータ１の静止部１１に供給される（ステップＳ１）。実際には、複数の電圧Ｖ_ａ，Ｖ_ｂ，Ｖ_ｃの静止部１１への供給は連続的に行われ、後述するステップＳ２〜Ｓ４は、ステップＳ１に並行して行われる。

電流信号取得ユニット３１では、静止部１１に流れる三相電流ｉ_ａ，ｉ_ｂ，ｉ_ｃが取得される。抽出器３２ａ〜３２ｃでは、三相電流ｉ_ａ，ｉ_ｂ，ｉ_ｃにおけるＨＦ印加信号Ｖ_αｈ，Ｖ_βｈの周波数成分が、Ａ軸、Ｂ軸およびＣ軸の抽出電流ｉ_ａｈ，ｉ_ｂｈ，ｉ_ｃｈとして抽出される（ステップＳ２）。このように、電流抽出部３では、静止部１１に流れる複数の電流ｉ_ａ，ｉ_ｂ，ｉ_ｃにおける、測定用電圧の周波数成分が、複数の抽出電流ｉ_ａｈ，ｉ_ｂｈ，ｉ_ｃｈとして抽出される。

図４は、複数の抽出電流ｉ_ａｈ，ｉ_ｂｈ，ｉ_ｃｈを示す図である。図４の縦軸は抽出電流ｉ_ａｈ，ｉ_ｂｈ，ｉ_ｃｈの値を示し、横軸は回転部１２の回転位置を示す。図４に示すように、回転部１２の回転位置に応じて抽出電流ｉ_ａｈ，ｉ_ｂｈ，ｉ_ｃｈの振幅が変化する。すなわち、抽出電流ｉ_ａｈ，ｉ_ｂｈ，ｉ_ｃｈの振幅の変化を示す振幅プロファイルは、回転部１２の回転位置の関数である。抽出電流ｉ_ａｈ，ｉ_ｂｈ，ｉ_ｃｈの振幅プロファイルをＡ_ａ，Ａ_ｂ，Ａ_ｃとして、抽出電流ｉ_ａｈ，ｉ_ｂｈ，ｉ_ｃｈは、数２にて表される。なお、数２では、回転部１２の回転位置θ_ｅの関数である振幅プロファイルをＡ_ａ（θ_ｅ），Ａ_ｂ（θ_ｅ），Ａ_ｃ（θ_ｅ）として表し、時間の関数である抽出電流をｉ_ａｈ（ｔ），ｉ_ｂｈ（ｔ），ｉ_ｃｈ（ｔ）として表している。後述の数３および数４において同様である。

また、抽出電流ｉ_ａｈ，ｉ_ｂｈ，ｉ_ｃｈは、数３により複素解析信号ｚ_ａ，ｚ_ｂ，ｚ_ｃに変換可能である。

数３の虚数部ｙ_ａ，ｙ_ｂ，ｙ_ｃは、ヒルベルト変換を用いて抽出電流ｉ_ａｈ，ｉ_ｂｈ，ｉ_ｃｈから得られる。ヒルベルト変換は、負周波数成分の位相をπ／２[ｒａｄ]だけシフトさせ、正周波数成分の位相を−π／２[ｒａｄ]だけシフトさせる。ヒルベルト変換によりコサインの関数はサインの関数になる。合成信号取得部４では、抽出電流ｉ_ａｈ，ｉ_ｂｈ，ｉ_ｃｈのヒルベルト変換が、ＦＩＲフィルタであるヒルベルト変換器４１ａ〜４１ｃにより行われ、虚数部ｙ_ａ，ｙ_ｂ，ｙ_ｃが取得される。虚数部ｙ_ａ，ｙ_ｂ，ｙ_ｃは、抽出電流ｉ_ａｈ，ｉ_ｂｈ，ｉ_ｃｈの位相をπ／２だけシフトさせた位相シフト電流である。数３の実数部ｘ_ａ，ｘ_ｂ，ｘ_ｃは、抽出電流ｉ_ａｈ，ｉ_ｂｈ，ｉ_ｃｈそのものである。図５では、回転部１２の回転位置に対する実数部ｘ_ａおよび虚数部ｙ_ａの変化を示している。

実数部ｘ_ａ，ｘ_ｂ，ｘ_ｃおよび虚数部ｙ_ａ，ｙ_ｂ，ｙ_ｃは、信号演算ユニット４２ａ〜４２ｃに入力される。実際には、実数部ｘ_ａ，ｘ_ｂ，ｘ_ｃである抽出電流ｉ_ａｈ，ｉ_ｂｈ，ｉ_ｃｈの位相を遅延させることにより、ヒルベルト変換にて生じる遅延が補償される。信号演算ユニット４２ａ〜４２ｃでは、複素解析信号ｚ_ａ，ｚ_ｂ，ｚ_ｃの絶対値である合成信号｜ｚ_ａ｜，｜ｚ_ｂ｜，｜ｚ_ｃ｜が、数４を用いて求められる（ステップＳ３）。

すなわち、抽出電流ｉ_ａｈ，ｉ_ｂｈ，ｉ_ｃｈと、抽出電流ｉ_ａｈ，ｉ_ｂｈ，ｉ_ｃｈの位相をπ／２だけシフトさせた位相シフト電流との二乗和が求められ、さらに、当該二乗和の平方根が合成信号｜ｚ_ａ｜，｜ｚ_ｂ｜，｜ｚ_ｃ｜として取得される。図６では、回転部１２の回転位置に対する合成信号｜ｚ_ａ｜，｜ｚ_ｂ｜，｜ｚ_ｃ｜の変化を示している。

ここで、数４における式の導出から、合成信号｜ｚ_ａ｜，｜ｚ_ｂ｜，｜ｚ_ｃ｜が、抽出電流ｉ_ａｈ，ｉ_ｂｈ，ｉ_ｃｈの振幅プロファイルＡ_ａ，Ａ_ｂ，Ａ_ｃと同じであることが判る。すなわち、合成信号｜ｚ_ａ｜，｜ｚ_ｂ｜，｜ｚ_ｃ｜は、抽出電流ｉ_ａｈ，ｉ_ｂｈ，ｉ_ｃｈの振幅の変化を示す信号である。したがって、合成信号｜ｚ_ａ｜，｜ｚ_ｂ｜，｜ｚ_ｃ｜は、突極性を有するモータ１の回転位置θ_ｅの算出に利用可能であるといえる。合成信号｜ｚ_ａ｜，｜ｚ_ｂ｜，｜ｚ_ｃ｜は、回転位置取得部５に入力される。

図７は、回転位置取得部５にて取得される信号を示す図である。図７の最上段は合成信号｜ｚ_ａ｜，｜ｚ_ｂ｜，｜ｚ_ｃ｜を示す。図７の上から二段目は後述のｚ_αおよびｚ_βを示し、三段目は後述のθを示す。図７の最下段は回転位置θ_ｅを示す。

回転位置取得部５では、Ａ軸、Ｂ軸およびＣ軸の合成信号｜ｚ_ａ｜，｜ｚ_ｂ｜，｜ｚ_ｃ｜に対して、三相／二相変換（ＡＢＣ−αβ変換）であるクラーク変換が行われる。これにより、図７の上から二段目に示すように、α軸の合成信号ｚ_αおよびβ軸の合成信号ｚ_βが取得される。続いて、α軸の合成信号ｚ_αおよびβ軸の合成信号ｚ_βを用いて、逆正接関数ａｔａｎ２（ｚ_α，ｚ_β）が角度θとして求められる（図７の上から三段目参照）。すなわち、αβ座標系において、原点を始点とし、α軸上の位置がｚ_αであり、かつ、β軸上の位置がｚ_βである点を終点とするベクトルのβ軸に対する角度θが求められる。そして、角度θは所定の角度だけオフセットされることにより、回転部１２の回転位置θ_ｅの０度に合わせられる。

ここで、図４に示すように、回転部１２の回転位置の０度から３６０度までの１回転において、抽出電流の振幅プロファイルは、２周期分変化する。したがって、０度から７２０度までの範囲にオフセットされた上記角度を２で割って得た値が、図７の最下段に示す回転部１２の回転位置θ_ｅとして取得される（ステップＳ４）。このように、回転位置取得部５では、合成信号｜ｚ_ａ｜，｜ｚ_ｂ｜，｜ｚ_ｃ｜に基づいて、モータ１の回転位置θ_ｅが推定される。

モータ１の駆動中、上記ステップＳ１〜Ｓ４が繰り返し行われる。既述のように、各ステップＳ１〜Ｓ４では、厳密には、各時刻における信号の値が取り扱われる。このとき、ステップＳ１における三相電圧Ｖ_ａ，Ｖ_ｂ，Ｖ_ｃの生成では、直前のステップＳ４にて取得された回転部１２の回転位置θ_ｅの値、および、回転速度等の設定値に基づいて、ＬＦ制御信号Ｖ_αｌ，Ｖ_βｌの値が生成される。すなわち、回転部１２の回転位置θ_ｅに基づいて、モータ１の駆動電圧の位相が制御される。これにより、モータ１の高精度な回転制御が可能となる。

以上に説明したように、モータ１の制御装置１０では、回転部１２を回転するための駆動電圧に、駆動電圧の周波数よりも高い周波数の測定用電圧を重畳した複数の電圧が、静止部１１に供給される。静止部１１に流れる電流における、測定用電圧の周波数成分が、抽出電流として抽出される。抽出電流と、当該抽出電流の位相をπ／２だけシフトさせた位相シフト電流との二乗和を求めることにより、抽出電流の振幅に関する合成信号が取得される。当該合成信号に基づいて、回転部１２の回転位置が取得される。これにより、回転部１２の回転位置を精度よく取得することができる。また、回転部１２の回転位置に基づいて、モータ１の駆動電圧の位相が制御される。これにより、モータ１を精度よく回転させることができる。

制御装置１０では、測定用電圧の付与、および、抽出電流に対する信号処理が固定座標系において行われる。これにより、上述のShinnaka, S.による手法、および、Corley, M. J.らによる手法における静止座標系と回転座標系との間の複雑な変換等を用いることなく、低い演算負荷にて回転位置を取得することができる。

また、Shinnaka, S.による手法、および、Corley, M. J.らによる手法では、低速では、誘起電圧が生成されず、回転方向が不明瞭である、および、分解能が低いという問題が生じる。したがって、回転位置を高精度に検出するためにオブザーバまたはＰＬＬが必要となり、演算負荷が大きくなる。このような観点において、低速時の制御装置１０の演算負荷を低減することができる。

ところで、抽出電流を二乗した信号をローパスフィルタ処理して得られるフィルタ信号を、回転位置の推定に利用することが考えられる。しかしながら、この場合、当該フィルタ信号において高次高調波が発生してしまい、当該フィルタ信号に基づく回転位置の推定精度に一定の限界が生じてしまう。また、抽出電流の絶対値を示す信号をローパスフィルタ処理して得られるフィルタ信号を、回転位置の推定に利用することも考えられる。しかしながら、この場合も、当該フィルタ信号において高次高調波に起因するノイズが発生してしまい、回転位置の推定精度に一定の限界が生じてしまう。

これらの手法に対し、抽出電流と位相シフト電流との二乗和の平方根を合成信号として取得する制御装置１０では、合成信号において高次高調波が発生しない。これにより、回転部１２の回転位置をより精度よく取得することができる。

また、通常、ローパスフィルタ処理は、ＩＩＲ（Infinite Impulse Response）フィルタによって行われる。ＩＩＲフィルタは不安定であり、線形位相特性を有していない。したがって、回転位置の取得に係る動作が不安定になったり、複雑になる。これに対し、制御装置１０では、解析信号のノルムである合成信号が取得され、ローパスフィルタ処理は行われない。また、本実施形態では、合成信号を取得する際のヒルベルト変換が、ＦＩＲフィルタにより行われる。ＦＩＲフィルタは、ＩＩＲフィルタと比較して、本質的に安定しており、線形位相特性を有している。これにより、回転位置の取得に係る処理を容易に、かつ、安定して実現することができる。なお、ローパスフィルタをＦＩＲフィルタにて実現することも可能であるが、この場合、ヒルベルト変換に比べて、処理が非常に長くなり、演算負荷も増大する。

上記第１の実施形態では、Ａ軸、Ｂ軸およびＣ軸の抽出電流を第１ないし第３抽出電流として、第１ないし第３抽出電流のそれぞれに対して合成信号が取得されるが、２つの抽出電流のみを抽出する場合でも、回転位置の取得は可能である。図８は、本発明の例示的な第２の実施形態に係るモータ１の制御装置１０の構成を示す図である。図８の制御装置１０は、Ｃ軸の合成信号｜ｚ_ｃ｜の取得に係る構成要素、すなわち、抽出器３２ｃ、ヒルベルト変換器４１ｃおよび信号演算ユニット４２ｃが省略される点で、図１の制御装置１０と相違する。他の構成は、図１の制御装置１０と同じであり、同じ構成要素に同じ符号を付す。

図８の制御装置１０では、第１の実施形態と同様に、モータ１の静止部１１に電圧Ｖ_ａ，Ｖ_ｂ，Ｖ_ｃが供給される（図２：ステップＳ１）。電流信号取得ユニット３１では、静止部１１に流れる三相電流ｉ_ａ，ｉ_ｂ，ｉ_ｃのうち二相の電流ｉ_ａ，ｉ_ｂが取得される。抽出器３２ａ，３２ｂでは、Ａ軸およびＢ軸の抽出電流ｉ_ａｈ，ｉ_ｂｈが抽出される（ステップＳ２）。合成信号取得部４では、第１の実施形態と同様に、抽出電流ｉ_ａｈ，ｉ_ｂｈに対する処理が行われる。これにより、２チャンネルの合成信号｜ｚ_ａ｜，｜ｚ_ｂ｜が求められ、回転位置取得部５に入力される（ステップＳ３）。

回転位置取得部５では、数５により、省略したチャンネルの合成信号｜ｚ_ｃ｜が求められる。数５において、Ｃは定数であり、合成信号｜ｚ_ａ｜または合成信号｜ｚ_ｂ｜の直流成分の３倍に等しい。

そして、Ａ軸、Ｂ軸およびＣ軸の合成信号｜ｚ_ａ｜，｜ｚ_ｂ｜，｜ｚ_ｃ｜を用いて、第１の実施形態と同様の手法により、回転部１２の回転位置θ_ｅが推定される（ステップＳ４）。

以上のように、図８の制御装置１０では、図１の制御装置１０における抽出器３２ｃ、ヒルベルト変換器４１ｃおよび信号演算ユニット４２ｃを省略しつつ、回転部１２の回転位置をある程度精度よく取得することができる。これにより、制御装置１０の製造コストを削減することができる。

図９は、本発明の例示的な第３の実施形態に係るモータ１の制御装置１０の構成を示す図である。図９の制御装置１０は、Ｂ軸およびＣ軸の合成信号｜ｚ_ｂ｜，｜ｚ_ｃ｜の取得に係る構成要素、すなわち、抽出器３２ｂ，３２ｃ、ヒルベルト変換器４１ｂ，４１ｃおよび信号演算ユニット４２ｂ，４２ｃが省略される点で、図１の制御装置１０と相違する。他の構成は、図１の制御装置１０と同じであり、同じ構成要素に同じ符号を付す。

図９の制御装置１０では、第１の実施形態と同様に、モータ１の静止部１１に電圧Ｖ_ａ，Ｖ_ｂ，Ｖ_ｃが供給される（図２：ステップＳ１）。電流信号取得ユニット３１では、静止部１１に流れる三相電流ｉ_ａ，ｉ_ｂ，ｉ_ｃのうち一相の電流ｉ_ａのみが取得される。抽出器３２ａでは、Ａ軸の抽出電流ｉ_ａｈが抽出される（ステップＳ２）。合成信号取得部４では、第１の実施形態と同様に、抽出電流ｉ_ａｈに対する処理が行われる。これにより、１チャンネルの合成信号｜ｚ_ａ｜が求められ、回転位置取得部５に入力される（ステップＳ３）。回転位置取得部５では、例えば、オブザーバまたはＰＬＬ等を用いて、合成信号｜ｚ_ａ｜をトラッキングすることにより、回転位置θ_ｅが推定される（ステップＳ４）。

以上のように、図９の制御装置１０では、図１の制御装置１０における抽出器３２ｂ，３２ｃ、ヒルベルト変換器４１ｂ，４１ｃおよび信号演算ユニット４２ｂ，４２ｃを省略しつつ、回転部１２の回転位置を取得することが実現される。

上記制御装置１０では、様々な変形が可能である。

例えば、Ａ軸、Ｂ軸およびＣ軸のＨＦ印加信号が生成され、Ａ軸、Ｂ軸およびＣ軸のＬＦ制御信号に重畳されてよい。また、Ａ軸、Ｂ軸およびＣ軸の抽出電流をα軸およびβ軸の抽出電流に変換し、α軸およびβ軸の抽出電流からα軸およびβ軸の合成信号が求められてよい。

制御装置１０では、抽出電流に対するヒルベルト変換により、抽出電流の位相をπ／２だけシフトさせた位相シフト電流を容易に取得することが可能となるが、装置の設計によっては、位相シフト電流が他の手法にて取得されてよい。

信号演算ユニット４２ａ〜４２ｃでは、抽出電流と位相シフト電流との二乗和が、合成信号として扱われてもよい。この場合、回転位置取得部５では、抽出電流の振幅の二乗を示す合成信号に基づいて回転部１２の回転位置が取得される。以上のように、合成信号は、必ずしも抽出電流の振幅そのものを示す信号である必要はなく、抽出電流の振幅を実質的に示す信号、すなわち、抽出電流の振幅に関する信号であればよい。

制御装置１０では、モータ１のセンサレス位置検出および制御が行われるが、制御装置１０の機能は、センサレス速度検出および制御、並びに、大きなトルクでの起動等を用途とするセンサレスでの初期位置検出に利用されてよい。

モータ１は、突極性を有するのであるならば、永久磁石同期モータ以外に、同期リラクタンスモータ等であってよい。

上記実施の形態および各変形例における構成は、相互に矛盾しない限り適宜組み合わされてよい。

本発明は、突極性を有する様々なモータにおける回転位置の推定、および、制御に利用可能である。

１ モータ
２ 電圧供給部
３ 電流抽出部
４ 合成信号取得部
５ 回転位置取得部
１０ 制御装置
１１ 静止部
１２ 回転部
４１ａ〜４１ｃ ヒルベルト変換器
Ｓ１〜Ｓ４ ステップ

Claims (6)

1. ａ）突極性を有するモータの回転部を回転するための駆動電圧に、前記駆動電圧の周波数よりも高い所定の周波数の測定用電圧を重畳した複数の電圧を、前記モータの静止部に供給する工程と、
   ｂ）前記ａ）工程と並行して、前記静止部に流れる電流における前記所定の周波数の成分を、抽出電流として抽出する工程と、
   ｃ）前記抽出電流と、前記抽出電流の位相をπ／２だけシフトさせた位相シフト電流との二乗和を求めることにより、前記抽出電流の振幅に関する合成信号を取得する工程と、
   ｄ）前記合成信号に基づいて、前記回転部の回転位置を取得する工程と、
   を備える、モータの回転位置推定方法。
2. 前記ｃ）工程において、前記抽出電流に対するヒルベルト変換により、前記位相シフト電流が取得される、請求項１に記載のモータの回転位置推定方法。
3. 前記ヒルベルト変換が、ＦＩＲフィルタにより行われる、請求項２に記載のモータの回転位置推定方法。
4. 前記抽出電流として、前記静止部に流れる三相電流から第１ないし第３抽出電流が取得され、
   前記ｃ）工程において、前記第１ないし第３抽出電流のそれぞれに対して前記合成信号が取得される、請求項１ないし３のいずれかに記載のモータの回転位置推定方法。
5. 前記合成信号が前記二乗和の平方根である、請求項１ないし４のいずれかに記載のモータの回転位置推定方法。
6. 突極性を有するモータの回転部を回転するための駆動電圧に、前記駆動電圧の周波数よりも高い所定の周波数の測定用電圧を重畳した複数の電圧を、前記モータの静止部に供給する電圧供給部と、
   前記静止部に流れる電流における前記所定の周波数の成分を、抽出電流として抽出する電流抽出部と、
   前記抽出電流と、前記抽出電流の位相をπ／２だけシフトさせた位相シフト電流との二乗和を求めることにより、前記抽出電流の振幅に関する合成信号を取得する合成信号取得部と、
   前記合成信号に基づいて、前記回転部の回転位置を取得する回転位置取得部と、
   を備え、
   前記電圧供給部が、前記回転部の回転位置に基づいて前記駆動電圧の位相を制御する、モータの制御装置。

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