CN111510042B - 电机的转子位置估算方法、装置和电机控制系统 - Google Patents

电机的转子位置估算方法、装置和电机控制系统 Download PDF

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Abstract

本发明提出一种电机的转子位置估算方法、装置和电机控制系统，其中，方法包括：通过向电机的定子绕组注入高频信号以获得位置误差信号；获取用于指示电机的负载的负载参数，并根据负载参数和第一预设关系获取直流分量扰动值，根据负载参数和第二预设关系获取谐波分量扰动值，根据负载参数和第三预设关系获取观测器参数值；根据直流分量与谐波分量扰动值对位置误差信号进行补偿，以获得补偿后的位置误差信号；根据观测器参数值对观测器的参数进行调整，并通过调整后的观测器对补偿后的位置误差信号进行调节以得到转子位置和转子速度。由此，本发明实施例的电机的转子位置估算方法能够解决电机凸极效应随负载变化时带来的位置估算精度和可靠性问题。

Description

电机的转子位置估算方法、装置和电机控制系统
技术领域
本发明涉及电机控制技术领域，尤其涉及一种电机的转子位置估算方法、装置和电机控制系统。
背景技术
电机例如永磁同步电机具有效率高，体积小和重量轻等诸多优势，因此在各个工业领域都得到了广泛应用。为了保证永磁同步电机的高效稳定运行，准确的转子位子信息至关重要。基于高频注入的电机低速位置检测方法通过向定子绕组注入高频信号，得到高频电流响应信号，并进行信号处理，得到估计的转子位置信息。但是，由于受电机的齿槽结构，绕组分布和铁芯饱和等的影响，特别是当电机重载时，电机的主凸极效应会发生畸变，电机会衍生出非理想的多重凸极效应，造成较大的位置估算误差，进而影响电机的可靠运行。
为了改善非理想凸极效应的影响，相关技术提出了如下方法，即通过对电机凸极模型进行分析，重构出由多重凸极导致的电流扰动信号，再将此扰动信号在位置观测器输入端进行补偿，从而改善转子位置估算性能。但是，相关技术存在的问题在于，只适用于主凸极和多重凸极效应随负载变化不明显的场合，不能解决电机凸极效应幅值和相位随负载变化明显时带来的精度及稳定性问题。
发明内容
本发明旨在至少在一定程度上解决相关技术中的技术问题之一。
为此，本发明的第一个目的在于提出一种电机的转子位置估算方法，以实现能够解决电机凸极效应随负载显著变化时所带来的位置估算精度和可靠性问题。
本发明的第二个目的在于提出一种电机的转子位置估算装置。
本发明的第三个目的在于提出一种电机控制系统。
本发明的第四个目的在于提出一种电机的转子位置估算装置。
本发明的第五个目的在于提出一种电机控制系统。
为达上述目的，本发明第一方面实施例提出了一种电机的转子位置估算方法，包括：通过向所述电机的定子绕组注入高频信号以获得位置误差信号；获取用于指示所述电机的负载的负载参数，并根据所述负载参数和第一预设关系获取直流分量扰动值，根据所述负载参数和第二预设关系获取谐波分量扰动值，根据所述负载参数和第三预设关系获取观测器参数值；根据所述直流分量扰动值与所述谐波分量扰动值对所述位置误差信号或者所述位置误差信号的关联信号进行补偿，以获得补偿后的位置误差信号；根据所述观测器参数值对观测器的参数进行调整，并通过调整后的观测器对补偿后的位置误差信号进行调节以得到转子位置和转子速度。
根据本发明实施例提出的电机的转子位置估算方法，首先通过向电机的定子绕组注入高频信号以获得位置误差信号，然后获取用于指示电机的负载的负载参数，并根据负载参数和第一预设关系获取直流分量扰动值，根据负载参数和第二预设关系获取谐波分量扰动值，根据负载参数和第三预设关系获取观测器参数值，之后根据直流分量扰动值与谐波分量扰动值对位置误差信号或者位置误差信号的关联信号进行补偿，以获得补偿后的位置误差信号，根据观测器参数值对观测器的参数进行调整，并通过调整后的观测器对补偿后的位置误差信号进行调节以得到转子位置和转子速度。由此，本发明实施例的电机的转子位置估算方法能够解决电机凸极效应随负载显著变化时所带来的位置估算精度和可靠性问题，提升低速重载场合高频注入无位置传感器算法的稳定性，使得高频注入无位置传感器算法的应用范围更大。
根据本发明的一个实施例，所述根据所述直流分量扰动值与所述谐波分量扰动值对所述位置误差信号或者所述位置误差信号的关联信号进行补偿，包括：将所述直流分量扰动值与所述谐波分量扰动值相叠加以得到总扰动值；将所述总扰动值取反后叠加到所述位置误差信号或者所述位置误差信号的关联信号以得到获得补偿后的位置误差信号。
根据本发明的一个实施例，当所述高频信号为45度轴解调脉振信号、或脉振信号、或方波信号时，向所述电机的定子绕组注入高频信号包括：向估算dq坐标系的所述估算d轴注入所述高频信号；当所述高频信号为旋转高频信号时，向所述电机的定子绕组注入高频信号包括：向所述静止坐标系的α轴和β轴分别注入对应的第一高频信号和第二高频信号。
根据本发明的一个实施例，所述负载参数为估算转子坐标系下的q轴平均电流。
根据本发明的一个实施例，通过离线测试获得所述第一预设关系、所述第二预设关系和所述第三预设关系，其中，所述第一预设关系用于指示所述负载参数与所述直流分量扰动值的映射关系，所述第二预设关系用于指示所述负载参数与所述谐波分量扰动值的映射关系，所述第三预设关系用于指示所述负载参数与所述电机的主凸极信号幅值的映射关系，所述主凸极信号幅值与所述观测器参数值成反比关系。
根据本发明的一个实施例，当所述高频信号为45度轴解调脉振信号、或脉振信号、或方波信号时，获得所述第一预设关系包括：通过位置传感器获得实际d轴；通过在所述实际d轴注入所述高频信号以获得高频电流响应测试信号；确定所述高频电流响应测试信号中的直流扰动分量，测量每个预设负载下所述直流扰动分量的扰动值以获得所述每个预设负载对应的直流分量扰动值。
根据本发明的一个实施例，当所述高频信号为45度轴解调脉振信号、或脉振信号、或方波信号时，获得所述第二预设关系包括：通过位置传感器获得实际d轴；通过在所述实际d轴注入所述高频信号以获得高频电流响应测试信号；确定所述高频电流响应测试信号中的谐波扰动分量，测量每个预设负载下所述谐波扰动分量的各次谐波分量的幅值和相位以获得所述每个预设负载对应的谐波分量扰动值。
根据本发明的一个实施例，当所述高频信号为45度轴解调脉振信号、或脉振信号、或方波信号时，所述谐波分量扰动值为6次谐波分量扰动值，获得所述第二预设关系包括：通过位置传感器获得实际d轴；通过在所述实际d轴注入所述高频信号以获得高频电流响应测试信号；确定所述高频电流响应测试信号中的谐波扰动分量，测量每个预设负载下所述谐波扰动分量的6次谐波分量的幅值和相位，以获得所述每个预设负载对应的谐波分量扰动值。
根据本发明的一个实施例，当所述高频信号为45度轴解调脉振信号、或脉振信号、或方波信号时，获得所述第三预设关系包括：通过位置传感器，保持估算dq坐标系的估算d轴静止不动，且实际dq坐标系的实际d轴带动电机同步旋转，以获得高频电流响应测试信号；对所述高频电流响应测试信号进行滤波或对所述高频电流响应测试信号进行傅立叶分解以获得每个预设负载对应的主凸极信号幅值。
根据本发明的一个实施例，当所述高频信号为旋转高频信号时，获得所述第三预设关系包括：在静止坐标系下，通过向所述电机的定子绕组中注入所述旋转高频信号以得到所述静止坐标系下的高频电流；对所述静止坐标系下的高频电流进行处理以获得低频的转子位置信息，其中，所述低频的转子位置信息包括α轴低频电流和β轴低频电流；测量所述α轴低频电流或所述β轴低频电流的主凸极信号幅值随负载变化的数据以获得每个预设负载对应的主凸极信号幅值。
根据本发明的一个实施例，当所述高频信号为旋转高频信号时，获得所述第一预设关系包括：通过位置传感器获得所述电机的实际转子位置，根据所述实际转子位置获得高频电流响应测试信号；确定所述高频电流响应测试信号中的直流扰动分量，测量每个预设负载下所述直流扰动分量的扰动值以获得所述每个预设负载对应的直流分量扰动值。
根据本发明的一个实施例，当所述高频信号为旋转高频信号时，获得所述第二预设关系包括：通过位置传感器获得所述电机的实际转子位置，根据所述实际转子位置获得高频电流响应测试信号；确定所述高频电流响应测试信号中的谐波扰动分量，测量每个预设负载下所述谐波扰动分量的各次谐波分量的幅值和相位以获得所述每个预设负载对应的谐波分量扰动值。
根据本发明的一个实施例，当所述高频信号为旋转高频信号时，所述谐波分量扰动值为6次谐波分量扰动值，获得所述第二预设关系包括：通过位置传感器获得所述电机的实际转子位置，根据所述实际转子位置获得高频电流响应测试信号；确定所述高频电流响应测试信号中的谐波扰动分量，测量每个预设负载下所述谐波扰动分量的6次谐波分量的幅值和相位，以获得所述每个预设负载对应的谐波分量扰动值。
根据本发明的一个实施例，当所述高频信号为45度轴解调脉振信号时，所述获得位置误差信号包括：采集所述定子绕组的电流，并对所述定子绕组的电流进行坐标变换以得到45度估算dq坐标系下的d轴电流和q轴电流；计算所述45度估算dq坐标系下的d轴电流与q轴电流的差值以得到第一偏差电流，并对所述第一偏差电流进行带通滤波以得到滤波后的第一偏差电流；将滤波后的第一偏差电流与第一预设信号相乘以得到第一电流响应信号，并对所述第一电流响应信号进行低通滤波以得到第二电流响应信号，其中，所述第一预设信号根据所述高频信号确定，所述第二电流响应为所述第一电流响应信号的直流部分；其中，所述第一电流响应信号为所述位置误差信号的关联信号，所述第二电流响应信号为所述位置误差信号。
根据本发明的一个实施例，当所述高频信号为脉振信号时，所述获得位置误差信号包括：获取总的估算q轴电流，并对所述总的估算q轴电流进行带通滤波以得到滤波后的估算q轴电流；将滤波后的估算q轴电流与第二预设信号相乘以得到第三电流响应信号，并对所述第三电流响应信号进行低通滤波以得到第四电流响应信号，其中，所述第二预设信号根据所述高频信号确定，所述第四电流响应为所述第三电流响应信号的直流部分；其中，所述第三电流响应信号为所述位置误差信号的关联信号，所述第四电流响应信号为所述位置误差信号。
根据本发明的一个实施例，当所述高频信号为方波信号时，所述获得位置误差信号包括：获取总的估算q轴电流，并对所述总的估算q轴电流进行带通滤波以得到当前采样时刻的估算q轴滤波电流；获取上一采样时刻的估算q轴滤波电流，计算所述当前采样时刻的估算q轴滤波电流与所述上一采样时刻的估算q轴滤波电流的差值以得到第二偏差电流；将第二偏差电流与第三预设信号相乘以得到所述位置误差信号。
根据本发明的一个实施例，当所述高频信号为旋转高频信号时，所述获得位置误差信号包括：获取静止坐标系下的高频电流，并对所述静止坐标系下的高频电流进行正负序信号分离及提取以获得低频的转子位置信息，其中，所述低频的转子位置信息包括α轴低频电流和β轴低频电流；对所述α轴低频电流和所述β轴低频电流进行外差处理以得到所述位置误差信号。
为达上述目的，本发明第二方面实施例提出了一种电机的转子位置估算装置，包括：注入模块，用于向所述电机的定子绕组注入高频信号；处理模块，用于获得位置误差信号；补偿模块，用于获取用于指示所述电机的负载的负载参数，并根据所述负载参数和第一预设关系获取直流分量扰动值，根据所述负载参数和第二预设关系获取谐波分量扰动值，根据所述负载参数和第三预设关系获取观测器参数值，以及根据所述直流分量扰动值与所述谐波分量扰动值对所述位置误差信号进行补偿，以获得补偿后的位置误差信号；观测器，用于根据所述观测器参数值对观测器的参数进行调整，并在调整后对补偿后的位置误差信号进行调节以得到转子位置和转子速度。
根据本发明实施例提出的电机的转子位置估算装置，通过注入模块向电机的定子绕组注入高频信号，通过处理模块获得位置误差信号，通过补偿模块获取用于指示电机的负载的负载参数，并根据负载参数和第一预设关系获取直流分量扰动值，根据负载参数和第二预设关系获取谐波分量扰动值，根据负载参数和第三预设关系获取观测器参数值，以及根据直流分量扰动值与谐波分量扰动值对位置误差信号进行补偿，以获得补偿后的位置误差信号，并通过观测器根据观测器参数值对观测器的参数进行调整，并在调整后对补偿后的位置误差信号进行调节以得到转子位置和转子速度。由此，本发明实施例的电机的转子位置估算装置能够解决电机凸极效应随负载显著变化时所带来的位置估算精度和可靠性问题，提升低速重载场合高频注入无位置传感器算法的稳定性，使得高频注入无位置传感器算法的应用范围更大。
为达上述目的，本发明第三方面实施例提出了一种电机控制系统，包括本发明第二方面实施例所述的电机的转子位置估算装置。
根据本发明实施例提出的电机控制系统，通过设置的电机的转子位置估算装置，能够解决电机凸极效应随负载显著变化时所带来的位置估算精度和可靠性问题，提升低速重载场合高频注入无位置传感器算法的稳定性，使得高频注入无位置传感器算法的应用范围更大。
为达上述目的，本发明第四方面实施例提出了一种电机的转子位置估算装置，包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的电机的转子位置估算程序，所述处理器执行所述程序时，实现前述的电机的转子位置估算方法。
根据本发明实施例提出的电机的转子位置估算装置，通过处理器执行存储在存储器上并可在处理器上运行的电机的转子位置估算程序时，能够解决电机凸极效应随负载显著变化时所带来的位置估算精度和可靠性问题，提升低速重载场合高频注入无位置传感器算法的稳定性，使得高频注入无位置传感器算法的应用范围更大。
为达上述目的，本发明第五方面实施例提出了一种电机控制系统，包括本发明第四方面实施例所述的电机的转子位置估算装置。
根据本发明实施例提出的电机控制系统，通过设置的电机的转子位置估算装置，能够解决电机凸极效应随负载显著变化时所带来的位置估算精度和可靠性问题，提升低速重载场合高频注入无位置传感器算法的稳定性，使得高频注入无位置传感器算法的应用范围更大。
本发明附加的方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。
附图说明
本发明上述的和/或附加的方面和优点从下面结合附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：
图1为根据本发明实施例的电机的转子位置估算方法的流程示意图；
图2为根据本发明一个实施例的电机的转子位置估算方法的流程示意图；
图3a为根据本发明一个实施例的电机的转子位置估算方法中高频信号为45度轴解调脉振信号的45度坐标变换示意图；
图3b为根据本发明一个实施例的电机的转子位置估算方法中高频信号为45度轴解调脉振信号的方框示意图；
图4为根据本发明一个实施例的电机的转子位置估算方法中高频信号为45度轴解调脉振信号时误差补偿的方框示意图；
图5为根据本发明另一个实施例的电机的转子位置估算方法中高频信号为45度轴解调脉振信号时误差补偿的方框示意图；
图6为根据本发明又一个实施例的电机的转子位置估算方法中高频信号为45度轴解调脉振信号时误差补偿的方框示意图；
图7为根据本发明一个实施例的电机的转子位置估算方法中高频信号为脉振信号的方框示意图；
图8为根据本发明一个实施例的电机的转子位置估算方法中高频信号为脉振信号时误差补偿的方框示意图；
图9为根据本发明另一个实施例的电机的转子位置估算方法中高频信号为脉振信号时误差补偿的方框示意图；
图10为根据本发明又一个实施例的电机的转子位置估算方法中高频信号为脉振信号时误差补偿的方框示意图；
图11为根据本发明一个实施例的电机的转子位置估算方法中高频信号为方波信号的方框示意图；
图12为根据本发明一个实施例的电机的转子位置估算方法中高频信号为方波信号时误差补偿的方框示意图；
图13为根据本发明另一个实施例的电机的转子位置估算方法中高频信号为方波信号时误差补偿的方框示意图；
图14为根据本发明一个实施例的电机的转子位置估算方法中高频信号为旋转高频信号的方框示意图；
图15为根据本发明一个实施例的电机的转子位置估算方法中高频信号为旋转高频信号时误差补偿的方框示意图；
图16为根据本发明另一个实施例的电机的转子位置估算方法中高频信号为旋转高频信号时误差补偿的方框示意图；
图17为根据本发明又一个实施例的电机的转子位置估算方法中高频信号为旋转高频信号时误差补偿的方框示意图；
图18为根据本发明实施例的电机的转子位置估算装置的方框示意图。
具体实施方式
下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，旨在用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。
下面在参考附图描述本发明实施例的电机的转子位置估算方法、装置和电机控制系统之前，先来介绍一下相关技术中的电机的转子位置估算方法。
电机例如永磁同步电机具有效率高，体积小和重量轻等诸多优势，因此在各个工业领域都得到了广泛应用。为了保证永磁同步电机的高效稳定运行，准确的转子位子信息至关重要。通常，转子位置信息可通过位置传感器获得，但这同时也增加了电机的体积和成本，因此基于电机反电势的转子位置估计和基于电机凸极效应的转子位置估计的无位置传感器技术得到了广泛的研究和探讨。其中，基于电机凸极效应的转子位置估计方法可适用于电机零速和低速情况下的位置观测，包括高频注入、离散脉冲和PWM矢量注入等方法。
基于高频注入的电机低速位置检测方法通过向电机定子绕组注入高频载波信号，进而提取与凸极位置相关的电流响应信号，再利用位置观测器得到估计的转子位置信息。但是，由于受电机的齿槽结构，绕组分布和铁芯饱和等的影响，特别是当电机重载时，电机的主凸极效应会发生畸变，电机会衍生出非理想的多重凸极效应。具体地说，所注入的高频信号不仅与电机主凸极作用产生有用的高频电流信号，还会与其他非理想的多重凸极产生扰动的高频电流信号。这些扰动高频电流信号显然会影响位置检测算法的精度和稳定性，造成较大的位置估算误差，进而影响电机的可靠运行。
相关技术中，通过对电机凸极模型进行分析，重构出由多重凸极导致的电流扰动信号，再将此扰动信号在位置观测器输入端进行补偿，从而改善转子位置估算性能。但是，相关技术存在的问题在于，只适用于主凸极和多重凸极效应随负载变化不明显的场合，不能解决电机凸极效应幅值和相位随负载变化明显时带来的精度及稳定性问题。
鉴于以上问题，本发明提出了一种电机的转子位置估算方法、装置和电机控制系统。通过直流扰动分量、谐波扰动分量和观测器参数增益在线调整三部分的综合补偿策略，来解决电机凸极效应幅值和相位随负载变化明显时带来的精度及稳定性问题。
图1为根据本发明实施例的一种电机的转子位置估算方法的流程示意图。如图1所示，该电机的转子位置估算方法包括以下步骤：
S1，通过向电机的定子绕组注入高频信号以获得位置误差信号；
需要说明的是，高频信号可指频率范围在500Hz～5kHz内的信号。
S2，获取用于指示电机的负载的负载参数，并根据负载参数和第一预设关系获取直流分量扰动值，根据负载参数和第二预设关系获取谐波分量扰动值，根据负载参数和第三预设关系获取观测器参数值；
其中，根据本发明的一个实施例，负载参数可为估算转子坐标系下的q轴平均电流
Figure GDA0002014297030000081
其中，负载参数表示负载的大小。
进一步地，根据本发明的一个实施例，通过离线测试获得第一预设关系、第二预设关系和第三预设关系，其中，第一预设关系用于指示负载参数与直流分量扰动值的映射关系，第二预设关系用于指示负载参数与谐波分量扰动值的映射关系，第三预设关系用于指示负载参数与电机的主凸极信号幅值的映射关系，主凸极信号幅值与观测器参数值成反比关系。
可理解，根据离线测试获得的第一预设关系、第二预设关系和第三预设关系，在电机转子位置估算过程中，可通过查表的方式实时获得随负载变化的直流分量扰动值、谐波分量扰动值和主凸极信号幅值，进而在线实时进行直流分量扰动补偿、谐波分量扰动补偿和位置观测器参数增益调整，以保证获得更准确的转子位置信息。
S3，根据直流分量扰动值与谐波分量扰动值对位置误差信号或者位置误差信号的关联信号进行补偿，以获得补偿后的位置误差信号；
应理解，位置误差信号的关联信号是指与位置误差信号相关联，例如，可以是经过处理后可得到位置误差信号的信号。这样，通过对位置误差信号的关联信号进行补偿，再对补偿后的关联信号进行处理即得到补偿后的位置误差信号。
其中，在本发明实施例中，如图2所示，根据直流分量扰动值与谐波分量扰动值对位置误差信号或者位置误差信号的关联信号进行补偿进一步包括以下步骤：
S30，将直流分量扰动值与谐波分量扰动值相叠加以得到总扰动值
Figure GDA0002014297030000082
S31，将总扰动值
Figure GDA0002014297030000083
取反后叠加到位置误差信号或者位置误差信号的关联信号以得到获得补偿后的位置误差信号。
S4，根据观测器参数值对观测器的参数进行调整，并通过调整后的观测器对补偿后的位置误差信号进行调节以得到转子位置和转子速度。
作为一个示例，如图3b、4-16所示，观测器可为PI控制器或积分控制器。
在本发明的一些实施例中，高频信号可为45度轴解调脉振信号、或脉振信号、或方波信号、或旋转高频信号。需要说明的是，脉振信号注入时，将估算坐标系上的高频响应信号经45度坐标变换到45度估算坐标系上进行处理，进而可更有效地提取转子位置信息，该方法称为45度轴解调，为和其他位置解调方法的脉振注入信号区分，此时注入的脉振信号称为45度轴解调脉振信号。
下面从45度轴解调脉振信号、脉振信号、方波信号、旋转高频信号四个方面详细说明本发明的转子位置估算方法，
实施例一：以45度轴解调脉振信号为例对本发明实施例的电机的转子位置估算方法进行详细说明。
具体地，根据本发明的一个实施例，当高频信号为45度轴解调脉振信号时，向电机的定子绕组注入高频信号包括：向估算dq坐标系的估算d轴注入高频信号。例如，高频信号可为高频电压信号。
其中，注入的高频电压可表示为：
Figure GDA0002014297030000091
式(1)中，U为注入的高频电压的幅值，ωh为高频注入频率，
Figure GDA0002014297030000092
分别为估算dq坐标系下的d和q轴电压。
进一步地，根据本发明的一个实施例，如图3b所示，当高频信号为45度轴解调脉振信号时，获得位置误差信号包括：采集定子绕组的电流is，并对定子绕组的电流is进行坐标变换以得到45度估算dq坐标系下的d轴电流
Figure GDA0002014297030000093
和q轴电流
Figure GDA0002014297030000094
计算45度估算dq坐标系下的d轴电流
Figure GDA0002014297030000095
与q轴电流
Figure GDA0002014297030000096
的差值以得到第一偏差电流
Figure GDA0002014297030000097
并对第一偏差电流
Figure GDA0002014297030000098
进行带通滤波以得到滤波后的第一偏差电流
Figure GDA0002014297030000099
将滤波后的第一偏差电流
Figure GDA00020142970300000910
与第一预设信号相乘以得到第一电流响应信号
Figure GDA00020142970300000911
并对第一电流响应信号
Figure GDA00020142970300000912
进行低通滤波以得到第二电流响应信号Ierr，其中，第一预设信号根据高频信号确定，例如，第一预设信号可为sin(ωht)，第二电流响应信号Ierr为第一电流响应信号
Figure GDA00020142970300000913
的直流部分；其中，第一电流响应信号
Figure GDA00020142970300000914
为位置误差信号的关联信号，第二电流响应信号Ierr为位置误差信号。
可理解，根据电机估算dq坐标系的数学模型，即
Figure GDA00020142970300000915
式(2)中，
Figure GDA00020142970300000916
和
Figure GDA00020142970300000917
分别表示估算dq坐标系下的d轴和q轴高频电流信号，Δθ为位置误差即实际转子位置θe和估算转子位置
Figure GDA00020142970300000918
的误差。且Z和△Z满足：
Figure GDA00020142970300000919
式(3)中，Zdh和Zqh分别表示dq坐标系下的d轴和q轴的高频阻抗，Ldh和Lqh分别表示dq坐标系下的d轴和q轴的高频增量电感，将式(1)带入式(2)即可得到估算dq坐标系下的d轴和q轴高频电流响应信号为：
Figure GDA0002014297030000101
为了从高频电流响应信号中更稳定地提取转子位置信息，如图3a所示，d轴和q轴分别表示实际dq坐标系下的坐标轴，
Figure GDA0002014297030000102
轴和
Figure GDA0002014297030000103
轴分别表示估算dq坐标系下的坐标轴，α轴和β轴分别表示静止坐标系下的坐标轴，dm轴和qm轴分别表示45度估算dq坐标系下的坐标轴，
Figure GDA0002014297030000104
表示估算转子速度，ωe表示实际转子速度，其中，45度估算dq坐标系下的dm轴和qm轴分别与估算dq坐标系的
Figure GDA0002014297030000105
轴和
Figure GDA0002014297030000106
轴相差45度电角度，将估算dq坐标系下的d轴和q轴高频电流信号
Figure GDA0002014297030000107
和
Figure GDA0002014297030000108
通过45度坐标变换，转换到45度估算dq坐标系，即可得到45度估算dq坐标系下的dm轴和qm轴上的高频电流信号
Figure GDA0002014297030000109
和
Figure GDA00020142970300001010
即：
Figure GDA00020142970300001011
通过式(5)可知，当45度dq估算坐标系下的dm轴和qm轴上的高频电流偏差
Figure GDA00020142970300001012
为零时(当(Lqh-Ldh)不等于零，也即电机凸极性存在)，位置误差Δθ即为零，因此，对于存在凸极效应的电机，可直接对高频电流偏差
Figure GDA00020142970300001013
进行控制，即可实时将高频电流偏差
Figure GDA00020142970300001014
控制为零，这样使得估算转子位置
Figure GDA00020142970300001015
能实时跟踪上实际转子位置θe，即位置误差Δθ为零。
具体地，为了实现上述对高频电流偏差
Figure GDA00020142970300001016
的控制，如图3b、4-6所示，先对定子绕组的电流is进行坐标变换以得到45度dq估算坐标系下的dm轴电流
Figure GDA00020142970300001017
和qm轴电流
Figure GDA00020142970300001018
计算45度估算dq坐标系下的dm轴电流
Figure GDA00020142970300001019
与qm轴电流
Figure GDA00020142970300001020
的差值以得到第一偏差电流
Figure GDA00020142970300001021
再将第一偏差电流
Figure GDA00020142970300001022
经带通滤波器(BPF，Band-pass Filter)进行滤波得到滤波后的第一偏差电流
Figure GDA00020142970300001023
BPF的作用是滤出电流响应信号里面的逆变器开关信号和低频基波信号，从而获得信噪比较高的高频电流响应信号。由此得到的滤波后的第一偏差电流
Figure GDA0002014297030000111
即为
Figure GDA0002014297030000112
再将滤波后的第一偏差电流
Figure GDA00020142970300001115
乘以第一预设信号sin(ωht)得到第一电流响应信号
Figure GDA0002014297030000113
即
Figure GDA0002014297030000114
由式(7)可知，第一电流响应信号
Figure GDA0002014297030000115
包含两部分分量，即直流分量和2倍载波频率分量，为了得到直流分量部分，可使用低通滤波器(LPF，Low-pass Filter)将2倍载波频率分量滤除得到第二电流响应信号Ierr，即
Figure GDA0002014297030000116
进一步地,可将式(8)表示为如下形式，即
Figure GDA0002014297030000117
式(9)中，Im为第二电流响应信号的幅值。
进一步地，如图3b、4-6所示，可将第二电流响应信号Ierr作为位置误差信号输入到观测器中，以此获得估算转子位置
Figure GDA0002014297030000118
和转子速度
Figure GDA0002014297030000119
但是，当电机带载之后，受铁芯饱和等非线性因素影响，电机凸极效应发生显著变化，造成式(9)中的实际第二电流响应信号为：
Figure GDA00020142970300001110
进一步变换可得
Figure GDA00020142970300001111
式(11)中，n为多重凸极的谐波次数，I* n-th和
Figure GDA00020142970300001112
分别为n次凸极谐波产生的高频电流的幅值和相位，
Figure GDA00020142970300001113
表示主谐波信号的幅值，
Figure GDA00020142970300001114
表示直流分量扰动信号的幅值。‘±’取决于多重凸极谐波的旋转方向，θm表示主凸极信号的相位偏移。通过式(11)可发现，受到电机非理想凸极效应(包括主凸极和多重凸极)的影响，与式(9)相比，实际处理得到的第二电流响应信号Ierr已发生了较大变化，可概括为如下三个方面：
a)主谐波信号幅值
Figure GDA0002014297030000121
随负载发生改变。
b)直流分量扰动信号
Figure GDA0002014297030000122
这一部分扰动分量的出现，是由于主凸极信号的相位偏移的结果，且其随负载变化。
c)n次凸极谐波所产生的扰动信号，即式(11)中的第三项
Figure GDA0002014297030000123
这是由多重凸极引起的，且幅值和相位随负载变化。
因此，本发明实施例的电机转子位置估算方法综合考虑上述非理想因素的影响，提出了全局的位置估算误差补偿方法。为了保证位置估算的稳定性，如图4-6所示，本发明的综合补偿策略为：
a)直流分量扰动补偿。具体地，根据离线测量的直流分量扰动值和负载参数即估算转子坐标系下的q轴平均电流
Figure GDA0002014297030000124
实时获得转子位置估算过程中随负载变化的直流分量扰动值。其中，估算转子坐标系下的q轴平均电流
Figure GDA0002014297030000125
是通过将定子坐标系上的定子绕组的电流is坐标变换到估算dq坐标系上，再通过低通滤波器滤波得到。
b)n次谐波分量扰动补偿。具体地，根据离线测量的所有n次谐波所产生的扰动幅值、相位和负载参数即估算转子坐标系下的q轴平均电流
Figure GDA0002014297030000126
实时获得转子位置估算过程中随负载变化的谐波分量扰动值。从图4-6可以看出，直流分量扰动值与谐波分量扰动值相叠加得到总扰动值
Figure GDA0002014297030000127
将总扰动值
Figure GDA0002014297030000128
取反后叠加到位置误差信号Ierr以得到获得补偿后的位置误差信号Ierr1并输入到观测器中。
c)观测器参数增益在线调整。具体地，根据离线测量的随负载变化的主凸极信号幅值，在线实时调整观测器的参数值，以保证观测器稳定工作，通过调整后的观测器对补偿后的位置误差信号Ierr1进行调节以得到估算转子位置
Figure GDA0002014297030000129
和转子速度
Figure GDA00020142970300001210
本发明实施例的综合补偿策略的三部分，共同作用，从而保证位置观测的收敛性和稳定性，提升高频注入无位置传感器算法在低频重载时的应用能力。
在本发明的一些实施例中，通过离线测试获得用于指示负载参数与直流分量扰动值的映射关系的第一预设关系、用于指示负载参数与谐波分量扰动值的映射关系的第二预设关系和用于指示负载参数与电机的主凸极信号幅值的映射关系的第三预设关系。具体离线测试方法可分为以下两步，其中，可利用位置传感器进行辅助测试，以获得离线数据。
第一步：第一预设关系和第二预设关系的离线测试。
具体地，根据本发明的一个实施例，当高频信号为45度轴解调脉振信号时，获得第一预设关系包括：通过位置传感器获得实际d轴；通过在实际d轴注入高频信号以获得高频电流响应测试信号；确定高频电流响应测试信号中的直流扰动分量，测量每个预设负载下直流扰动分量的扰动值以获得每个预设负载对应的直流分量扰动值。
进一步地，根据本发明的一个实施例，当高频信号为45度轴解调脉振信号时，获得第二预设关系包括：通过位置传感器获得实际d轴；通过在实际d轴注入高频信号以获得高频电流响应测试信号；确定高频电流响应测试信号中的谐波扰动分量，测量每个预设负载下谐波扰动分量的各次谐波分量的幅值和相位以获得每个预设负载对应的谐波分量扰动值。
可理解，通过位置传感器获得电机的实际d轴位置，进而通过电机的实际d轴注入高频电压信号，此时实际转子位置θe和估算转子位置
Figure GDA0002014297030000131
重合，即Δθ＝0。因此，根据式(11)，可得此时的高频电流响应测试信号为
Figure GDA0002014297030000132
式(12)中，第一部分为直流扰动分量，第二部分为谐波扰动分量，因此通过测量此时每个负载即估算转子坐标系下的q轴平均电流
Figure GDA0002014297030000133
下高频电流响应测试信号I'err的直流分量值以及各个谐波分量的幅值和相位，即可分别得到直流分量和谐波分量这两部分的扰动值，进而获得每个预设负载对应的直流分量扰动值和谐波分量扰动值，然后基于获取的数据构造第一预设关系和第二预设关系。进而，如图4-6所示，在电机转子位置估算过程中，根据第一预设关系和第二预设关系进行实时在线补偿。
根据本发明的另一个实施例，当高频信号为45度轴解调脉振信号时，谐波分量扰动值为6次谐波分量扰动值，获得第二预设关系进一步包括：通过位置传感器获得实际d轴；通过在实际d轴注入高频信号以获得高频电流响应测试信号；确定高频电流响应测试信号中的谐波扰动分量，测量每个预设负载下谐波扰动分量的6次谐波分量的幅值和相位以获得每个预设负载对应的谐波分量扰动值。
可理解，由于三相绕组的对称分布，多重凸极在实际dq坐标系上所产生的电流谐波次数一般为6次或6的整数倍，而其他次谐波的幅值一般较小，且6次谐波的影响一般是最大的，即为最大的谐波扰动来源，此时n＝4。根据式(12)，当n＝4时，高频电流响应测试信号可简化为：
Figure GDA0002014297030000134
因此，实际补偿方案实施起来，可直接测量电流信号里面6次扰动谐波的幅值和相位，直接用于补偿即可，从而，简化离线测量过程。
具体地，如图5所示，将图4中总扰动值
Figure GDA0002014297030000135
修改为直流扰动和n＝4次谐波的扰动分量两部分组成，再在观测器的输入端实时进行在线补偿。
第二步：第三预设关系的离线测试。
根据本发明的一个实施例，当高频信号为45度轴解调脉振信号时，获得第三预设关系包括：通过位置传感器，保持估算dq坐标系的估算d轴静止不动，且实际dq坐标系的实际d轴带动电机同步旋转，以获得高频电流响应测试信号；对高频电流响应测试信号进行滤波或对高频电流响应测试信号进行傅立叶分解以获得每个预设负载对应的主凸极信号幅值。
可理解，通过位置传感器，保持估算dq坐标系的估算d轴静止不动(可固定在α轴，即
Figure GDA0002014297030000141
)，且实际dq坐标系的实际d轴带动电机同步旋转，即Δθ＝θe。从而获得高频电流响应测试信号为
Figure GDA0002014297030000142
对于多重凸极信号，n≥4，因此式(14)中的高频电流响应测试信号I”err中的两个分量频域上是解耦的，故可对高频电流响应测试信号I”err进行滤波或对高频电流响应测试信号I”err进行傅立叶分解以获得每个预设负载对应的主凸极信号幅值Im *，即主凸极信号幅值Im *随负载变化的数据，基于获得的数据构造第三预设关系。进而，如图4-6所示，在电机转子位置估算过程中，根据第三预设关系实时在线调整观测器的参数，从而保证观测器的收敛性和稳定性。
其中，如图3-6所示，在进行位置误差综合补偿之后，再利用观测器例如PI控制器或积分控制器，进行转子位置和速度观测，再带入系统进行速度和电流闭环控制，从而实现电机低速时的无位置传感器控制。
作为一个示例，在本发明实施例中，如图6所示，还可在LPF的前级进行扰动分量的补偿。与图4实施例相比，其区别仅在于扰动分量是从LPF的前级进行补偿。也就是说，直流分量扰动值与谐波分量扰动值相叠加得到的总扰动值
Figure GDA0002014297030000143
取反后叠加到位置误差信号的关联信号
Figure GDA0002014297030000144
以得到位置误差信号Ierr，位置误差信号Ierr再经过LPF滤波后得到获得补偿后的位置误差信号Ierr1并输入到观测器中。
实施例二：以脉振信号为例对本发明实施例的电机的转子位置估算方法进行详细说明。
具体地，根据本发明的一个实施例，当高频信号为脉振信号时，向电机的定子绕组注入高频信号包括：向估算dq坐标系的估算d轴注入高频信号。例如，高频信号可为高频电压信号。
其中，注入的高频电压可表示为：
Figure GDA0002014297030000151
式(15)中，U为注入高频电压的幅值，ωh为高频注入频率，
Figure GDA0002014297030000152
分别为估算dq坐标系下的d轴和q轴电压。
进一步地，根据本发明的一个实施例，如图7-10所示，当高频信号为脉振信号时，获得位置误差信号包括：获取总的估算q轴电流
Figure GDA0002014297030000153
并对总的估算q轴电流
Figure GDA0002014297030000154
进行带通滤波以得到滤波后的估算q轴电流
Figure GDA0002014297030000155
将滤波后的估算q轴电流
Figure GDA0002014297030000156
与第二预设信号相乘以得到第三电流响应信号
Figure GDA0002014297030000157
并对第三电流响应信号
Figure GDA0002014297030000158
进行低通滤波以得到第四电流响应信号
Figure GDA0002014297030000159
其中，第二预设信号根据高频信号确定，例如，第二预设信号可为sin(ωht)，第四电流响应
Figure GDA00020142970300001510
为第三电流响应信号
Figure GDA00020142970300001511
的直流部分；其中，第三电流响应信号
Figure GDA00020142970300001512
为位置误差信号的关联信号，第四电流响应信号
Figure GDA00020142970300001513
为位置误差信号。
需要说明的是，总的估算q轴电流
Figure GDA00020142970300001514
为估算dq坐标系下的估算q轴的高频电流响应。
可理解，根据电机估算dq坐标系的数学模型，即
Figure GDA00020142970300001515
式(16)中，
Figure GDA00020142970300001516
和
Figure GDA00020142970300001517
分别表示估算dq坐标系下的d轴和q轴高频电流信号，Δθ为位置误差即实际转子位置θe和估算转子位置
Figure GDA00020142970300001518
的误差。且Z和△Z满足：
Figure GDA00020142970300001519
式(17)中，Zdh和Zqh分别表示dq坐标系下的d轴和q轴的高频阻抗，Ldh和Lqh分别表示dq坐标系下的d轴和q轴的高频增量电感，将式(15)带入式(16)即可得到估算dq坐标系下的高频电流响应信号也即滤波后的估算q轴电流
Figure GDA00020142970300001520
为：
Figure GDA00020142970300001521
通过式(18)可知，对于存在凸极效应的电机，即(Lqh-Ldh)不等于零，当位置误差Δθ为零时，滤波后的估算q轴电流
Figure GDA0002014297030000161
也为零。故可直接对滤波后的估算q轴电流
Figure GDA0002014297030000162
进行控制，即可实时将滤波后的估算q轴电流
Figure GDA0002014297030000163
控制为0，这样使得估算转子位置
Figure GDA0002014297030000164
能实时跟踪上实际转子位置θe，即位置误差Δθ为零。为了实现上述对滤波后的估算q轴电流
Figure GDA0002014297030000165
的控制，如图7-10所示，将滤波后的估算q轴电流
Figure GDA0002014297030000166
乘以第二预设信号sin(ωht)，得到第三电流响应信号
Figure GDA0002014297030000167
即
Figure GDA0002014297030000168
由式(19)可知，第三电流响应信号
Figure GDA0002014297030000169
包含两部分分量，即直流分量和2倍载波频率分量，为了得到直流分量部分，可使用LPF将2倍载波频率分量滤除得到第四电流响应信号
Figure GDA00020142970300001610
即
Figure GDA00020142970300001611
进一步地,可将式(20)表示为如下形式，即
Figure GDA00020142970300001612
式(21)中，Im为第四电流响应信号的幅值。
进一步地，如图7-10所示，可将第四电流响应信号
Figure GDA00020142970300001613
作为位置误差信号输入到观测器中，以此获得估算转子位置
Figure GDA00020142970300001614
和转子速度
Figure GDA00020142970300001615
但是，当电机带载之后，受铁芯饱和等非线性因素影响，电机凸极效应发生显著变化，造成式(21)中的实际电流响应为：
Figure GDA00020142970300001616
进一步变换可得
Figure GDA00020142970300001617
式(23)中，n为多重凸极的谐波次数，I* n-th和
Figure GDA00020142970300001618
分别为n次凸极谐波产生的高频电流的幅值和相位，
Figure GDA00020142970300001619
表示主谐波信号的幅值，
Figure GDA00020142970300001620
表示直流分量扰动信号的幅值。‘±’取决于多重凸极谐波的旋转方向，θm表示主凸极信号的相位偏移。通过式(23)可发现，受到电机非理想凸极效应(包括主凸极和多重凸极)的影响，与式(21)相比，实际处理得到的电流响应信号已发生了较大变化，可概括为以下三个方面：
a)主谐波信号幅值
Figure GDA0002014297030000171
随负载发生改变。
b)直流分量扰动信号
Figure GDA0002014297030000172
这一部分扰动分量的出现，是由于主凸极信号的相位偏移的结果，且其随负载变化。
c)n次凸极谐波所产生的扰动信号，即式(23)中的第三项
Figure GDA0002014297030000173
这是由多重凸极引起的，且幅值和相位随负载变化。
因此，本发明实施例的电机转子位置估算方法综合考虑上述非理想因素的影响，提出了全局的位置估算误差补偿方法。为了保证位置估算的稳定性，如图8-10所示，本发明实施例的综合补偿策略为：
a)直流分量扰动补偿。具体地，根据离线测量的直流分量扰动值和负载参数即估算转子坐标系下的q轴平均电流
Figure GDA0002014297030000174
实时获得转子位置估算过程中随负载变化的直流分量扰动值。其中，估算转子坐标系下的q轴平均电流
Figure GDA0002014297030000175
是通过将总的估算q轴电流
Figure GDA0002014297030000176
通过LPF滤波后得到的。
b)n次谐波分量扰动补偿。具体地，根据离线测量的所有n次谐波所产生的扰动幅值、相位和负载参数即估算转子坐标系下的q轴平均电流
Figure GDA0002014297030000177
实时获得转子位置估算过程中随负载变化的谐波分量扰动值。从图8-10可以看出，直流分量扰动值与谐波分量扰动值相叠加得到总扰动值
Figure GDA0002014297030000178
将总扰动值
Figure GDA0002014297030000179
取反后叠加到位置误差信号
Figure GDA00020142970300001710
以得到获得补偿后的位置误差信号
Figure GDA00020142970300001711
并输入到观测器中。
c)观测器参数增益在线调整。具体地，根据离线测量的随负载变化的主凸极信号幅值，在线实时调整观测器的参数值，以保证观测器稳定工作，通过调整后的观测器对补偿后的位置误差信号
Figure GDA00020142970300001712
进行调节以得到估算转子位置
Figure GDA00020142970300001713
和转子速度
Figure GDA00020142970300001714
本发明实施例的综合补偿策略的三部分，共同作用，从而保证位置观测的收敛性和稳定性，提升高频注入无位置传感器算法在低频重载时的应用能力。
在本发明的一些实施例中，通过离线测试获得用于指示负载参数与直流分量扰动值的映射关系的第一预设关系、用于指示负载参数与谐波分量扰动值的映射关系的第二预设关系和用于指示负载参数与电机的主凸极信号幅值的映射关系的第三预设关系。具体离线测试方法可分为以下两步，其中，可利用位置传感器进行辅助测试，以获得离线数据。
第一步：第一预设关系和第二预设关系的离线测试。
具体地，根据本发明的一个实施例，当高频信号为脉振信号时，获得第一预设关系包括：通过位置传感器获得实际d轴；通过在实际d轴注入高频信号以获得高频电流响应测试信号；确定高频电流响应测试信号中的直流扰动分量，测量每个预设负载下直流扰动分量的扰动值以获得每个预设负载对应的直流分量扰动值。
进一步地，根据本发明的一个实施例，当高频信号为脉振信号时，获得第二预设关系包括：通过位置传感器获得实际d轴；通过在实际d轴注入高频信号以获得高频电流响应测试信号；确定高频电流响应测试信号中的谐波扰动分量，测量每个预设负载下谐波扰动分量的各次谐波分量的幅值和相位以获得每个预设负载对应的谐波分量扰动值。
可理解，通过位置传感器获得电机的实际d轴位置，进而通过电机的实际d轴注入高频电压信号，此时实际转子位置θe和估算转子位置
Figure GDA0002014297030000181
重合，即Δθ＝0。因此，根据式(23)，可得此时的高频电流响应测试信号为
Figure GDA0002014297030000182
式(24)中，第一部分为直流扰动分量，第二部分为谐波扰动分量，因此通过测量此时每个负载即估算转子坐标系下的q轴平均电流
Figure GDA0002014297030000183
下高频电流响应测试信号
Figure GDA0002014297030000184
的直流分量值以及各个谐波分量的幅值和相位，即可分别得到直流分量和谐波分量这两部分的扰动值，进而获得每个预设负载对应的直流分量扰动值和谐波分量扰动值，然后基于获取的数据构造第一预设关系和第二预设关系。进而，如图8-10所示，在电机转子位置估算过程中，根据第一预设关系和第二预设关系进行实时在线补偿。
根据本发明的另一个实施例，当高频信号为脉振信号时，谐波分量扰动值为6次谐波分量扰动值，获得第二预设关系进一步包括：通过位置传感器获得实际d轴；通过在实际d轴注入高频信号以获得高频电流响应测试信号；确定高频电流响应测试信号中的谐波扰动分量，测量每个预设负载下谐波扰动分量的6次谐波分量的幅值和相位以获得每个预设负载对应的谐波分量扰动值。
可理解，由于三相绕组的对称分布，多重凸极在转子坐标系上所产生的电流谐波次数一般为6次或6的整数倍，而其他次谐波的幅值一般较小，且6次谐波的影响一般是最大的，即为最大的谐波扰动来源，此时n＝4。根据式(24)，当n＝4时，高频电流响应测试信号可简化为：
Figure GDA0002014297030000185
因此，实际补偿方案实施起来，可直接测量电流信号里面6次扰动谐波的幅值和相位，直接用于补偿即可，从而，简化离线测量过程。
具体地，如图9所示，将图8中总扰动值
Figure GDA0002014297030000186
修改为直流扰动和n＝4次谐波的扰动分量两部分组成，再在观测器的输入端实时进行在线补偿。
第二步：第三预设关系的离线测试。
根据本发明的一个实施例，当高频信号为脉振信号时，获得第三预设关系包括：通过位置传感器，保持估算dq坐标系的估算d轴静止不动，且实际dq坐标系的实际d轴带动电机同步旋转，以获得高频电流响应测试信号；对高频电流响应测试信号进行滤波或对高频电流响应测试信号进行傅立叶分解以获得每个预设负载对应的主凸极信号幅值。
可理解，通过位置传感器，保持估算dq坐标系的估算d轴静止不动(可固定在α轴，即
Figure GDA0002014297030000191
)，且实际dq坐标系的实际d轴带动电机同步旋转，即Δθ＝θe。从而获得高频电流响应测试信号为
Figure GDA0002014297030000192
对于多重凸极信号，n≥4，因此式(26)中的高频电流响应测试信号
Figure GDA0002014297030000193
中的两个分量频域上是解耦的，故可对高频电流响应测试信号进行滤波或对高频电流响应测试信号
Figure GDA0002014297030000194
进行傅立叶分解以获得每个预设负载对应的主凸极信号幅值Im *，即主凸极信号幅值Im *随负载变化的数据，基于获得的数据构造第三预设关系。进而，如图8-10所示，在电机转子位置估算过程中，根据第三预设关系实时在线调整观测器的参数，从而保证观测器的收敛性和稳定性。
其中，如图7-10所示，在进行位置误差综合补偿之后，再利用观测器例如PI控制器或积分控制器，进行转子位置和速度观测，再带入系统进行速度和电流闭环控制，从而实现电机低速时的无位置传感器控制。
作为一个示例，在本发明实施例中，如图10所示，还可在LPF的前级进行扰动分量的补偿。与图8实施例相比，其区别仅在于扰动分量是从LPF的前级进行补偿。也就是说，直流分量扰动值与谐波分量扰动值相叠加得到的总扰动值
Figure GDA0002014297030000195
取反后叠加到位置误差信号的关联信号
Figure GDA0002014297030000196
以得到位置误差信号
Figure GDA0002014297030000197
位置误差信号
Figure GDA0002014297030000198
再经过LPF滤波后得到获得补偿后的位置误差信号
Figure GDA0002014297030000199
并输入到观测器中。
实施例三：以方波信号为例对本发明实施例的电机的转子位置估算方法进行详细说明。
具体地，根据本发明的一个实施例，当高频信号为方波信号时，向电机的定子绕组注入高频信号包括：向估算dq坐标系的估算d轴注入高频信号。例如，高频信号可为高频电压信号。
其中，注入的高频电压可表示为：
Figure GDA00020142970300001910
式(27)中，U为注入高频电压的幅值，
Figure GDA0002014297030000201
分别为估算dq坐标系下的d轴和q轴电压，T为高频注入的周期。
进一步地，根据本发明的一个实施例，如图11-13所示，当高频信号为方波信号时，获得位置误差信号包括：获取总的估算q轴电流
Figure GDA0002014297030000202
并对总的估算q轴电流
Figure GDA0002014297030000203
进行带通滤波以得到当前采样时刻的估算q轴滤波电流
Figure GDA0002014297030000204
获取上一采样时刻的估算q轴滤波电流
Figure GDA0002014297030000205
计算当前采样时刻的估算q轴滤波电流
Figure GDA0002014297030000206
与上一采样时刻的估算q轴滤波电流
Figure GDA0002014297030000207
的差值以得到第二偏差电流
Figure GDA0002014297030000208
将第二偏差电流
Figure GDA0002014297030000209
与第三预设信号相乘以得到位置误差信号
Figure GDA00020142970300002010
其中，第三预设信号可为注入的高频电压的瞬时值U(t)与注入的高频电压的幅值U的比值，即
Figure GDA00020142970300002011
可理解，根据电机估算dq坐标系的数学模型，即
Figure GDA00020142970300002012
式(28)中，
Figure GDA00020142970300002013
和
Figure GDA00020142970300002014
分别表示估算dq坐标系下的d轴和q轴高频电流信号，Δθ为位置误差即实际转子位置θe和估算转子位置
Figure GDA00020142970300002015
的误差，p为微分算子，且∑L和△L满足：
Figure GDA00020142970300002016
式(29)中，Ldh和Lqh分别表示dq坐标系下的d轴和q轴高频增量电感，将式(27)带入式(28)即可得到估算dq坐标系下的估算q轴高频电流信号
Figure GDA00020142970300002017
的微分值即第二偏差电流
Figure GDA00020142970300002018
为：
Figure GDA00020142970300002019
根据式(27)中注入的高频电压的极性，对第二偏差电流
Figure GDA00020142970300002020
进行进一步信号处理即与第三预设信号相乘以得到位置误差信号
Figure GDA0002014297030000211
Figure GDA0002014297030000212
由式(31)可知，对于存在凸极效应的电机，即(Lqh-Ldh)不为零，则当位置误差Δθ为零时，位置误差信号
Figure GDA0002014297030000213
也为零。故可直接对位置误差信号
Figure GDA0002014297030000214
进行控制，即可实时将位置误差信号
Figure GDA00020142970300002120
控制为零，这样使得估算转子位置
Figure GDA0002014297030000215
能实时跟踪上实际转子位置θe，即位置误差Δθ为零。为了实现上述对位置误差信号
Figure GDA0002014297030000216
的控制，将位置误差信号
Figure GDA0002014297030000217
作为观测器的输入信号，以此获得估算转子位置
Figure GDA0002014297030000218
和转子速度
Figure GDA0002014297030000219
进一步地,可将式(31)表示为如下形式，即
Figure GDA00020142970300002110
其中，Im为位置误差信号
Figure GDA00020142970300002111
的幅值。
但是，当电机带载之后，受铁芯饱和等非线性因素影响，电机凸极效应发生显著变化，造成式(32)中的实际电流响应为：
Figure GDA00020142970300002112
进一步变换可得
Figure GDA00020142970300002113
式(34)中，n为多重凸极的谐波次数，I* n-th和
Figure GDA00020142970300002114
分别为n次凸极谐波产生的高频电流的幅值和相位，
Figure GDA00020142970300002115
表示主谐波信号的幅值，
Figure GDA00020142970300002116
表示直流分量扰动信号的幅值。‘±’取决于多重凸极谐波的旋转方向，θm表示主凸极信号的相位偏移。通过式(34)可发现，受到电机非理想凸极效应(包括主凸极和多重凸极)的影响，与式(32)相比，实际处理得到的电流响应信号已发生了较大变化，可概括为如下三个方面：
a)主谐波信号幅值
Figure GDA00020142970300002117
随负载发生改变。
b)直流分量扰动信号
Figure GDA00020142970300002118
这一部分扰动分量的出现，是由于主凸极信号的相位偏移的结果，且其随负载变化。
c)n次凸极谐波所产生的扰动信号，即式(34)中的第三项
Figure GDA00020142970300002119
这是由多重凸极引起的，且幅值和相位随负载变化。
因此，本发明实施例的电机转子位置估算方法综合考虑上述非理想因素的影响，提出了全局的位置估算误差补偿方法，为了保证位置估算的稳定性，如图12-13所示，本发明的综合补偿策略为：
a)直流扰动分量补偿。具体地，根据离线测量的直流分量扰动值和负载参数即估算转子坐标系下的q轴平均电流
Figure GDA0002014297030000221
实时获得转子位置估算过程中随负载变化的直流分量扰动值。其中，估算转子坐标系下的q轴平均电流
Figure GDA0002014297030000222
是通过将总的估算q轴电流
Figure GDA0002014297030000223
通过LPF滤波后得到的。
b)n次谐波扰动补偿。具体地，根据离线测量的所有n次谐波所产生的扰动幅值、相位和负载参数即估算转子坐标系下的q轴平均电流
Figure GDA0002014297030000224
实时获得转子位置估算过程中随负载变化的谐波分量扰动值。从图12-13可以看出，直流分量扰动值与谐波分量扰动值相叠加得到总扰动值
Figure GDA0002014297030000225
将总扰动值
Figure GDA0002014297030000226
取反后叠加到位置误差信号
Figure GDA0002014297030000227
以得到获得补偿后的位置误差信号
Figure GDA0002014297030000228
并输入到观测器中。
c)观测器参数增益在线调整。具体地，根据离线测量的随负载变化的主凸极信号幅值，在线实时调整观测器的参数值，以保证观测器稳定工作，通过调整后的观测器对补偿后的位置误差信号
Figure GDA0002014297030000229
进行调节以得到估算转子位置
Figure GDA00020142970300002210
和转子速度
Figure GDA00020142970300002211
本发明实施例的综合补偿策略的三部分，共同作用，从而保证位置观测的收敛性和稳定性，提升高频注入无位置传感器算法在低频重载时的应用能力。
在本发明的一些实施例中，通过离线测试获得用于指示负载参数与直流分量扰动值的映射关系的第一预设关系、用于指示负载参数与谐波分量扰动值的映射关系的第二预设关系和用于指示负载参数与电机的主凸极信号幅值的映射关系的第三预设关系。具体离线测试方法可分为以下两步，其中，可利用位置传感器进行辅助测试，以获得离线数据。
第一步：第一预设关系和第二预设关系的离线测试。
具体地，根据本发明的一个实施例，当高频信号为方波信号时，获得第一预设关系包括：通过位置传感器获得实际d轴；通过在实际d轴注入高频信号以获得高频电流响应测试信号；确定高频电流响应测试信号中的直流扰动分量，测量每个预设负载下直流扰动分量的扰动值以获得每个预设负载对应的直流分量扰动值。
进一步地，根据本发明的一个实施例，当高频信号为方波信号时，获得第二预设关系包括：通过位置传感器获得实际d轴；通过在实际d轴注入高频信号以获得高频电流响应测试信号；确定高频电流响应测试信号中的谐波扰动分量，测量每个预设负载下谐波扰动分量的各次谐波分量的幅值和相位以获得每个预设负载对应的谐波分量扰动值。
可理解，通过位置传感器获得电机的实际d轴位置，进而通过电机的实际d轴注入高频电压信号，此时实际转子位置θe和估算转子位置
Figure GDA00020142970300002212
重合，即Δθ＝0。因此，根据式(34)，可得此时的高频电流响应测试信号为
Figure GDA0002014297030000231
式(35)中，第一部分为直流扰动分量，第二部分为谐波扰动分量，因此通过测量此时每个负载即估算转子坐标系下的q轴平均电流
Figure GDA0002014297030000232
下高频电流响应测试信号
Figure GDA0002014297030000233
的直流分量值以及各个谐波分量的幅值和相位，即可分别得到直流分量和谐波分量这两部分的扰动值，进而获得每个预设负载对应的直流分量扰动值和谐波分量扰动值，然后基于获取的数据构造第一预设关系和第二预设关系。进而，如图12-13所示，在电机转子位置估算过程中，根据第一预设关系和第二预设关系进行实时在线补偿。
根据本发明的另一个实施例，当高频信号为方波信号时，谐波分量扰动值为6次谐波分量扰动值，获得第二预设关系进一步包括：通过位置传感器获得实际d轴；通过在实际d轴注入高频信号以获得高频电流响应测试信号；确定高频电流响应测试信号中的谐波扰动分量，测量每个预设负载下谐波扰动分量的6次谐波分量的幅值和相位以获得每个预设负载对应的谐波分量扰动值。
可理解，由于三相绕组的对称分布，多重凸极在转子坐标系上所产生的电流谐波次数一般为6次或6的整数倍，而其他次谐波的幅值一般较小，且6次谐波的影响一般是最大的，即为最大的谐波扰动来源，此时n＝4。根据式(35)，当n＝4时，高频电流响应测试信号可简化为：
Figure GDA0002014297030000234
因此，实际补偿方案实施起来，可直接测量电流信号里面6次扰动谐波的幅值和相位，直接用于补偿即可，从而，简化离线测量过程。
具体地，如图13所示，将图12中总扰动值
Figure GDA0002014297030000235
修改为直流扰动和n＝4次谐波的扰动分量两部分组成，再在观测器的输入端实时进行在线补偿。
第二步：第三预设关系的离线测试。
根据本发明的一个实施例，当高频信号为方波信号时，获得第三预设关系包括：通过位置传感器，保持估算dq坐标系的估算d轴静止不动，且实际dq坐标系的实际d轴带动电机同步旋转，以获得高频电流响应测试信号；对高频电流响应测试信号进行滤波或对高频电流响应测试信号进行傅立叶分解以获得每个预设负载对应的主凸极信号幅值。
可理解，通过位置传感器，保持估算dq坐标系的估算d轴静止不动(可固定在α轴，即
Figure GDA0002014297030000236
)，且实际dq坐标系的实际d轴带动电机同步旋转，即Δθ＝θe。从而获得高频电流响应测试信号为
Figure GDA0002014297030000241
对于多重凸极信号，n≥4，因此式(37)中的高频电流响应测试信号
Figure GDA0002014297030000242
中的两个分量频域上是解耦的，故可对高频电流响应测试信号
Figure GDA0002014297030000243
进行滤波或对高频电流响应测试信号
Figure GDA0002014297030000244
进行傅立叶分解以获得每个预设负载对应的主凸极信号幅值Im *，即主凸极信号幅值Im *随负载变化的数据，基于获得的数据构造第三预设关系。进而，如图8-10所示，在电机转子位置估算过程中，根据第三预设关系实时在线调整观测器的参数，从而保证观测器的收敛性和稳定性。
其中，如图12-13所示，在进行位置误差综合补偿之后，再利用位置观测器例如PI控制器或积分控制器，进行转子位置和速度观测，再带入系统进行速度和电流闭环控制，从而实现电机低速时的无位置传感器控制。
实施例四：以旋转高频信号为例对本发明实施例的电机的转子位置估算方法进行详细说明。
具体地，根据本发明的一个实施例，当高频信号为旋转高频信号时，向电机的定子绕组注入高频信号包括：向静止坐标系的α轴和β轴分别注入对应的第一高频信号和第二高频信号。例如，高频信号可为高频电压信号。
其中，注入的高频电压可表示为：
Figure GDA0002014297030000245
式(38)中，U为注入的高频电压的幅值，ωh为高频注入频率，uα,uβ分别表示静止坐标系下的α轴和β轴电压。
进一步地，根据本发明的一个实施例，如图14-16所示，当高频信号为旋转高频信号时，获得位置误差信号包括：获取静止坐标系下的高频电流
Figure GDA0002014297030000246
并对静止坐标系下的高频电流
Figure GDA0002014297030000247
进行正负序信号分离及提取以获得低频的转子位置信息，其中，低频的转子位置信息包括α轴低频电流iαh2和β轴低频电流iβh2；对α轴低频电流iαh2和β轴低频电流iβh2进行外差处理以得到位置误差信号Ierr。
可理解，考虑到实际dq坐标系上电机数学模型的简单性，为了便于求解高频电流响应信号，可将式(38)中静止坐标系的高频电压坐标变换到实际dq坐标系上，即
Figure GDA0002014297030000248
式(39)中，Ud，Uq分别表示实际dq坐标系下d轴和q轴高频电压，ωe为转子电角频率。高频激励下，忽略绕组电阻，实际dq坐标系电压方程可简化为：
Figure GDA0002014297030000251
式(40)中，idh，iqh分别表示为实际dq坐标系下的d轴和q轴高频电流，由此，利用式(39)和(40)即可求解得到实际dq坐标系下的高频旋转电流，即：
Figure GDA0002014297030000252
再将式(41)变换到静止坐标系上，即可得到静止坐标系下的高频电流
Figure GDA0002014297030000253
为：
Figure GDA0002014297030000254
从从式(42)可知，静止坐标系下的高频电流
Figure GDA0002014297030000255
中的负序分量包含转子位置信息。故可通过对高频电流
Figure GDA0002014297030000256
进行处理，即分离式(42)中的正序分量
Figure GDA0002014297030000257
和负序分量
Figure GDA0002014297030000258
以获取负序分量中的转子位置信息。其中正负序信号分离及位置信息提取方法，可采用同步旋转滤波器等方法，从而获得低频的转子位置信息包括α轴低频电流iαh2和β轴低频电流iβh2，即
Figure GDA0002014297030000259
如图14-17所示，对α轴低频电流iαh2和β轴低频电流iβh2进行外差处理以得到位置误差信号Ierr，即
Figure GDA00020142970300002510
进一步地,可将式(44)表示为如下形式，即
Figure GDA00020142970300002511
其中，Im为位置误差信号Ierr的幅值。
进一步地，如图14-16所示，可将位置误差信号Ierr输入到观测器中，以此获得估算转子位置
Figure GDA0002014297030000261
和转子速度
Figure GDA0002014297030000262
但是，当电机带载之后，受铁芯饱和等非线性因素影响，电机凸极效应发生显著变化，造成式(45)中的实际电流响应为：
Figure GDA0002014297030000263
进一步变换可得
Figure GDA0002014297030000264
式(47)中，n为多重凸极的谐波次数，I* n-th和
Figure GDA0002014297030000265
分别为n次凸极谐波产生的高频电流的幅值和相位，
Figure GDA0002014297030000266
表示主谐波信号的幅值，
Figure GDA0002014297030000267
表示直流分量扰动信号的幅值。‘±’取决于多重凸极谐波的旋转方向，θm表示主凸极信号的相位偏移。通过式(47)可发现，受到电机非理想凸极效应(包括主凸极和多重凸极)的影响，与式(45)相比，实际处理得到的电流响应信号已发生了较大变化，可概括为如下三个方面：
a)主谐波信号幅值
Figure GDA0002014297030000268
随负载发生改变。
b)直流分量扰动信号
Figure GDA0002014297030000269
这一部分扰动分量的出现，是由于主凸极信号的相位偏移的结果，且其随负载变化。
c)n次凸极谐波所产生的扰动信号，即式(47)中的第三项，
Figure GDA00020142970300002610
这是由多重凸极引起的，且幅值和相位随负载变化。
因此，本发明实施例的电机转子位置估算方法综合考虑上述非理想因素的影响，提出了全局的位置估算误差补偿方法。为了保证位置估算的稳定性，如图15-16所示，本发明的综合补偿策略为：
a)直流扰动分量补偿。具体地，根据离线测量的直流分量扰动值和负载参数即估算转子坐标系下的q轴平均电流
Figure GDA00020142970300002611
实时获得转子位置估算过程中随负载变化的直流分量扰动值。其中，估算转子坐标系下的q轴平均电流
Figure GDA00020142970300002612
是通过将静止坐标系上的电流
Figure GDA00020142970300002613
坐标变换到估算dq坐标系上，再通过LPF滤波得到。
b)n次谐波扰动补偿。具体地，根据离线测量的所有n次谐波所产生扰动的幅值、相位和负载参数即估算转子坐标系下的q轴平均电流
Figure GDA00020142970300002614
实时获得转子位置估算过程中随负载变化的谐波分量扰动值。从图15-16可以看出，直流分量扰动值与谐波分量扰动值相叠加得到总扰动值
Figure GDA00020142970300002615
将总扰动值
Figure GDA00020142970300002616
取反后叠加到位置误差信号Ierr以得到获得补偿后的位置误差信号Ierr1并输入到观测器中。
c)观测器参数增益在线调整。具体地，根据离线测量的随负载变化的主凸极信号幅值，在线实时调整观测器的参数值，以保证观测器稳定工作，通过调整后的观测器对补偿后的位置误差信号Ierr1进行调节以得到估算转子位置
Figure GDA0002014297030000271
和转子速度
Figure GDA0002014297030000272
本发明实施例的综合补偿策略的三部分，共同作用，从而保证位置观测的收敛性和稳定性，提升高频注入无位置传感器算法在低频重载时的应用能力。
在本发明的一些实施例中，通过离线测试获得用于指示负载参数与直流分量扰动值的映射关系的第一预设关系、用于指示负载参数与谐波分量扰动值的映射关系的第二预设关系和用于指示负载参数与电机的主凸极信号幅值的映射关系的第三预设关系。具体离线测试方法可分为以下两步，其中，可利用位置传感器进行辅助测试，以获得离线数据。
第一步：第三预设关系的离线测试。
具体地，根据本发明的一个实施例，当高频信号为旋转高频信号时，获得第三预设关系包括：在静止坐标系下，通过向电机的定子绕组中注入旋转高频信号以得到静止坐标系下的高频电流
Figure GDA0002014297030000273
对静止坐标系下的高频电流
Figure GDA0002014297030000274
进行处理以获得低频的转子位置信息，其中，低频的转子位置信息包括α轴低频电流iαh2和β轴低频电流iβh2；测量α轴低频电流iαh2或β轴低频电流iβh2的主凸极信号幅值随负载变化的数据以获得每个预设负载对应的主凸极信号幅值。
可理解，在静止坐标系下，向电机的定子绕组中注入如式(38)所示的旋转高频电压后，获取静止坐标系下的高频电流
Figure GDA0002014297030000275
并对静止坐标系下的高频电流
Figure GDA0002014297030000276
进行正负序信号分离及提取以获得低频的转子位置信息，其中，低频的转子位置信息包括α轴低频电流iαh2和β轴低频电流iβh2，测量α轴低频电流iαh2和β轴低频电流iβh2的主凸极信号幅值
Figure GDA0002014297030000277
随负载变化的数据，基于获得的数据构造第三预设关系。进而，如图15-16所示，在电机转子位置估算过程中，根据第三预设关系实时在线调整观测器的参数，从而保证观测器的收敛性和稳定性。
第二步：第一预设关系和第二预设关系的离线测试。
具体地，根据本发明的一个实施例，当高频信号为旋转高频信号时，获得第一预设关系包括：通过位置传感器获得电机的实际转子位置，根据实际转子位置获得高频电流响应测试信号；确定高频电流响应测试信号中的直流扰动分量，测量每个预设负载下直流扰动分量的扰动值以获得每个预设负载对应的直流分量扰动值。
进一步地，根据本发明的一个实施例，当高频信号为旋转高频信号时，获得第二预设关系包括：通过位置传感器获得电机的实际转子位置，根据实际转子位置获得高频电流响应测试信号；确定高频电流响应测试信号中的谐波扰动分量，测量每个预设负载下谐波扰动分量的各次谐波分量的幅值和相位以获得每个预设负载对应的谐波分量扰动值。
可理解，通过位置传感器获得电机的实际转子位置，进而通过电机的实际转子位置注入高频旋转电压信号，此时实际转子位置θe和估算转子位置
Figure GDA0002014297030000281
重合，即Δθ＝0。在对电流信号做外差法处理时，利用电机实际转子位置进行反馈，如图17所示，可得此时的高频电流响应测试信号为
Figure GDA0002014297030000282
式(48)中，第一部分为直流扰动分量，第二部分为谐波扰动分量，因此通过测量此时每个负载即估算转子坐标系下的q轴平均电流
Figure GDA0002014297030000283
下高频电流响应测试信号I'err的直流分量值以及各个谐波分量的幅值和相位，即可分别得到直流分量和谐波分量这两部分的扰动值，进而获得每个预设负载对应的直流分量扰动值和谐波分量扰动值，然后基于获取的数据构造第一预设关系和第二预设关系。进而，如图15-16所示，在电机转子位置估算过程中，根据第一预设关系和第二预设关系进行实时在线补偿。
根据本发明的另一个实施例，当高频信号为旋转高频信号时，谐波分量扰动值为6次谐波分量扰动值，获得第二预设关系包括：通过位置传感器获得电机的实际转子位置，根据实际转子位置获得高频电流响应测试信号；确定高频电流响应测试信号中的谐波扰动分量，测量每个预设负载下谐波扰动分量的6次谐波分量的幅值和相位，以获得每个预设负载对应的谐波分量扰动值。
可理解，由于三相绕组的对称分布，多重凸极在转子坐标系上所产生的电流谐波次数一般为6次或6的整数倍，而其他次谐波的幅值一般较小，且6次谐波的影响一般是最大的，即为最大的谐波扰动来源，此时n＝4。根据式(48)，当n＝4时，高频电流响应测试信号可简化为：
Figure GDA0002014297030000284
因此，实际补偿方案实施起来，可直接测量电流信号里面6次扰动谐波的幅值和相位，直接用于补偿即可，从而，简化离线测量过程。
具体地，如图16所示，将图15中总扰动值
Figure GDA0002014297030000285
修改为直流扰动和n＝4次谐波的扰动分量两部分组成，再在观测器的输入端实时进行在线补偿。
其中，如图15-16所示，在进行位置误差综合补偿之后，再利用观测器例如PI控制器或积分控制器进行转子位置和速度观测，再带入系统进行速度和电流闭环控制，从而实现电机低速时的无位置传感器控制。
需要说明的是，本发明实施例的电机的转子位置估算方法不局限于应用于永磁同步电机，还可推广应用至同步磁阻电机，定子永磁型开关磁链电机等其他具有相同数学模型的同步电机。
综上，根据本发明实施例提出的电机的转子位置估算方法，首先通过向电机的定子绕组注入高频信号以获得位置误差信号，然后获取用于指示电机的负载的负载参数，并根据负载参数和第一预设关系获取直流分量扰动值，根据负载参数和第二预设关系获取谐波分量扰动值，根据负载参数和第三预设关系获取观测器参数值，之后根据直流分量扰动值与谐波分量扰动值对位置误差信号进行补偿，以获得补偿后的位置误差信号，根据观测器参数值对观测器的参数进行调整，并通过调整后的观测器对补偿后的位置误差信号进行调节以得到转子位置和转子速度。由此，本发明实施例的电机的转子位置估算方法能够解决电机凸极效应随负载显著变化时所带来的位置估算精度和可靠性问题，提升低速重载场合高频注入无位置传感器算法的稳定性，使得高频注入无位置传感器算法的应用范围更大。
与上述实施例的电机的转子位置估算方法相对应，本发明实施例还提出了一种电机的转子位置估算装置。图18为根据本发明实施例的电机的转子位置估算装置的方框示意图。如图18所示，该电机的转子位置估算装置包括：注入模块10、处理模块20、补偿模块30和观测器40。
其中，注入模块10用于向电机的定子绕组注入高频信号；处理模块20用于获得位置误差信号；补偿模块30用于获取用于指示电机的负载的负载参数，并根据负载参数和第一预设关系获取直流分量扰动值，根据负载参数和第二预设关系获取谐波分量扰动值，根据负载参数和第三预设关系获取观测器参数值，以及根据直流分量扰动值与谐波分量扰动值对位置误差信号进行补偿，以获得补偿后的位置误差信号；观测器40用于根据观测器参数值对观测器的参数进行调整，并在调整后对补偿后的位置误差信号进行调节以得到转子位置和转子速度。
需要说明的是，前述对电机的转子位置估算方法实施例的解释说明也适用于该实施例的电机的转子位置估算装置，此处不再赘述。
综上，根据本发明实施例提出的电机的转子位置估算装置，通过注入模块向电机的定子绕组注入高频信号，通过处理模块获得位置误差信号，通过补偿模块获取用于指示电机的负载的负载参数，并根据负载参数和第一预设关系获取直流分量扰动值，根据负载参数和第二预设关系获取谐波分量扰动值，根据负载参数和第三预设关系获取观测器参数值，以及根据直流分量扰动值与谐波分量扰动值对位置误差信号进行补偿，以获得补偿后的位置误差信号，并通过观测器根据观测器参数值对观测器的参数进行调整，并在调整后对补偿后的位置误差信号进行调节以得到转子位置和转子速度。由此，本发明实施例的电机的转子位置估算装置能够解决电机凸极效应随负载显著变化时所带来的位置估算精度和可靠性问题，提升低速重载场合高频注入无位置传感器算法的稳定性，使得高频注入无位置传感器算法的应用范围更大。
基于上述实施例的电机的转子位置估算装置，本发明实施例还提出了一种电机控制系统，包括本发明第二方面实施例所述的电机的转子位置估算装置。
根据本发明实施例提出的电机控制系统，通过设置的电机的转子位置估算装置，能够解决电机凸极效应随负载显著变化时所带来的位置估算精度和可靠性问题，提升低速重载场合高频注入无位置传感器算法的稳定性，使得高频注入无位置传感器算法的应用范围更大。
基于上述实施例的电机的转子位置估算方法，本发明实施例还提出了一种电机的转子位置估算装置，包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的电机的转子位置估算程序，所述处理器执行所述程序时，实现前述的电机的转子位置估算方法。
根据本发明实施例提出的电机的转子位置估算装置，通过处理器执行存储在存储器上并可在处理器上运行的电机的转子位置估算程序时，能够解决电机凸极效应随负载显著变化时所带来的位置估算精度和可靠性问题，提升低速重载场合高频注入无位置传感器算法的稳定性，使得高频注入无位置传感器算法的应用范围更大。
基于上述实施例的电机的转子位置估算装置，本发明实施例还提出了一种电机控制系统，包括本发明第四方面实施例所述的电机的转子位置估算装置。
根据本发明实施例提出的电机控制系统，通过设置的电机的转子位置估算装置，能够解决电机凸极效应随负载显著变化时所带来的位置估算精度和可靠性问题，提升低速重载场合高频注入无位置传感器算法的稳定性，使得高频注入无位置传感器算法的应用范围更大。
在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不必须针对的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。此外，在不相互矛盾的情况下，本领域的技术人员可以将本说明书中描述的不同实施例或示例以及不同实施例或示例的特征进行结合和组合。
此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括至少一个该特征。在本发明的描述中，“多个”的含义是至少两个，例如两个，三个等，除非另有明确具体的限定。
流程图中或在此以其他方式描述的任何过程或方法描述可以被理解为，表示包括一个或更多个用于实现定制逻辑功能或过程的步骤的可执行指令的代码的模块、片段或部分，并且本发明的优选实施方式的范围包括另外的实现，其中可以不按所示出或讨论的顺序，包括根据所涉及的功能按基本同时的方式或按相反的顺序，来执行功能，这应被本发明的实施例所属技术领域的技术人员所理解。
在流程图中表示或在此以其他方式描述的逻辑和/或步骤，例如，可以被认为是用于实现逻辑功能的可执行指令的定序列表，可以具体实现在任何计算机可读介质中，以供指令执行系统、装置或设备(如基于计算机的系统、包括处理器的系统或其他可以从指令执行系统、装置或设备取指令并执行指令的系统)使用，或结合这些指令执行系统、装置或设备而使用。就本说明书而言，"计算机可读介质"可以是任何可以包含、存储、通信、传播或传输程序以供指令执行系统、装置或设备或结合这些指令执行系统、装置或设备而使用的装置。计算机可读介质的更具体的示例(非穷尽性列表)包括以下：具有一个或多个布线的电连接部(电子装置)，便携式计算机盘盒(磁装置)，随机存取存储器(RAM)，只读存储器(ROM)，可擦除可编辑只读存储器(EPROM或闪速存储器)，光纤装置，以及便携式光盘只读存储器(CDROM)。另外，计算机可读介质甚至可以是可在其上打印所述程序的纸或其他合适的介质，因为可以例如通过对纸或其他介质进行光学扫描，接着进行编辑、解译或必要时以其他合适方式进行处理来以电子方式获得所述程序，然后将其存储在计算机存储器中。
应当理解，本发明的各部分可以用硬件、软件、固件或它们的组合来实现。在上述实施方式中，多个步骤或方法可以用存储在存储器中且由合适的指令执行系统执行的软件或固件来实现。如，如果用硬件来实现和在另一实施方式中一样，可用本领域公知的下列技术中的任一项或他们的组合来实现：具有用于对数据信号实现逻辑功能的逻辑门电路的离散逻辑电路，具有合适的组合逻辑门电路的专用集成电路，可编程门阵列(PGA)，现场可编程门阵列(FPGA)等。
本技术领域的普通技术人员可以理解实现上述实施例方法携带的全部或部分步骤是可以通过程序来指令相关的硬件完成，所述的程序可以存储于一种计算机可读存储介质中，该程序在执行时，包括方法实施例的步骤之一或其组合。
此外，在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理模块中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个模块中。上述集成的模块既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能模块的形式实现。所述集成的模块如果以软件功能模块的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，也可以存储在一个计算机可读取存储介质中。
上述提到的存储介质可以是只读存储器，磁盘或光盘等。尽管上面已经示出和描述了本发明的实施例，可以理解的是，上述实施例是示例性的，不能理解为对本发明的限制，本领域的普通技术人员在本发明的范围内可以对上述实施例进行变化、修改、替换和变型。

Claims (21)

1.一种电机的转子位置估算方法，其特征在于，包括以下步骤：
通过向所述电机的定子绕组注入高频信号以获得位置误差信号；
获取用于指示所述电机的负载的负载参数，并根据所述负载参数和第一预设关系获取直流分量扰动值，根据所述负载参数和第二预设关系获取谐波分量扰动值，根据所述负载参数和第三预设关系获取观测器参数值；
根据所述直流分量扰动值与所述谐波分量扰动值对所述位置误差信号或者所述位置误差信号的关联信号进行补偿，以获得补偿后的位置误差信号；
根据所述观测器参数值对观测器的参数进行调整，并通过调整后的观测器对补偿后的位置误差信号进行调节以得到转子位置和转子速度。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述根据所述直流分量扰动值与所述谐波分量扰动值对所述位置误差信号或者所述位置误差信号的关联信号进行补偿，包括：
将所述直流分量扰动值与所述谐波分量扰动值相叠加以得到总扰动值；
将所述总扰动值取反后叠加到所述位置误差信号或者所述位置误差信号的关联信号以得到获得补偿后的位置误差信号。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，
当所述高频信号为45度轴解调脉振信号、或脉振信号、或方波信号时，向所述电机的定子绕组注入高频信号包括：
向估算dq坐标系的估算d轴注入所述高频信号；
当所述高频信号为旋转高频信号时，向所述电机的定子绕组注入高频信号包括：
向静止坐标系的α轴和β轴分别注入对应的第一高频信号和第二高频信号。
4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述负载参数为估算转子坐标系下的q轴平均电流。
5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，通过离线测试获得所述第一预设关系、所述第二预设关系和所述第三预设关系，其中，所述第一预设关系用于指示所述负载参数与所述直流分量扰动值的映射关系，所述第二预设关系用于指示所述负载参数与所述谐波分量扰动值的映射关系，所述第三预设关系用于指示所述负载参数与所述电机的主凸极信号幅值的映射关系，所述主凸极信号幅值与所述观测器参数值成反比关系。
6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，当所述高频信号为45度轴解调脉振信号、或脉振信号、或方波信号时，获得所述第一预设关系包括：
通过位置传感器获得实际d轴；
通过在所述实际d轴注入所述高频信号以获得高频电流响应测试信号；
确定所述高频电流响应测试信号中的直流扰动分量，测量每个预设负载下所述直流扰动分量的扰动值以获得所述每个预设负载对应的直流分量扰动值。
7.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，当所述高频信号为45度轴解调脉振信号、或脉振信号、或方波信号时，获得所述第二预设关系包括：
通过位置传感器获得实际d轴；
通过在所述实际d轴注入所述高频信号以获得高频电流响应测试信号；
确定所述高频电流响应测试信号中的谐波扰动分量，测量每个预设负载下所述谐波扰动分量的各次谐波分量的幅值和相位以获得所述每个预设负载对应的谐波分量扰动值。
8.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，当所述高频信号为45度轴解调脉振信号、或脉振信号、或方波信号时，所述谐波分量扰动值为6次谐波分量扰动值，获得所述第二预设关系包括：
通过位置传感器获得实际d轴；
通过在所述实际d轴注入所述高频信号以获得高频电流响应测试信号；
确定所述高频电流响应测试信号中的谐波扰动分量，测量每个预设负载下所述谐波扰动分量的6次谐波分量的幅值和相位，以获得所述每个预设负载对应的谐波分量扰动值。
9.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，当所述高频信号为45度轴解调脉振信号、或脉振信号、或方波信号时，获得所述第三预设关系包括：
通过位置传感器，保持估算dq坐标系的估算d轴静止不动，且实际dq坐标系的实际d轴带动电机同步旋转，以获得高频电流响应测试信号；
对所述高频电流响应测试信号进行滤波或对所述高频电流响应测试信号进行傅立叶分解以获得每个预设负载对应的主凸极信号幅值。
10.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，当所述高频信号为旋转高频信号时，获得所述第三预设关系包括：
在静止坐标系下，通过向所述电机的定子绕组中注入所述旋转高频信号以得到所述静止坐标系下的高频电流；
对所述静止坐标系下的高频电流进行处理以获得低频的转子位置信息，其中，所述低频的转子位置信息包括α轴低频电流和β轴低频电流；
测量所述α轴低频电流或所述β轴低频电流的主凸极信号幅值随负载变化的数据以获得每个预设负载对应的主凸极信号幅值。
11.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，当所述高频信号为旋转高频信号时，获得所述第一预设关系包括：
通过位置传感器获得所述电机的实际转子位置，根据所述实际转子位置获得高频电流响应测试信号；
确定所述高频电流响应测试信号中的直流扰动分量，测量每个预设负载下所述直流扰动分量的扰动值以获得所述每个预设负载对应的直流分量扰动值。
12.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，当所述高频信号为旋转高频信号时，获得所述第二预设关系包括：
通过位置传感器获得所述电机的实际转子位置，根据所述实际转子位置获得高频电流响应测试信号；
确定所述高频电流响应测试信号中的谐波扰动分量，测量每个预设负载下所述谐波扰动分量的各次谐波分量的幅值和相位以获得所述每个预设负载对应的谐波分量扰动值。
13.根据权利要求5所述的方法，其特征在于，当所述高频信号为旋转高频信号时，所述谐波分量扰动值为6次谐波分量扰动值，获得所述第二预设关系包括：
通过位置传感器获得所述电机的实际转子位置，根据所述实际转子位置获得高频电流响应测试信号；
确定所述高频电流响应测试信号中的谐波扰动分量，测量每个预设负载下所述谐波扰动分量的6次谐波分量的幅值和相位，以获得所述每个预设负载对应的谐波分量扰动值。
14.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，当所述高频信号为45度轴解调脉振信号时，所述获得位置误差信号包括：
采集所述定子绕组的电流，并对所述定子绕组的电流进行坐标变换以得到45度估算dq坐标系下的d轴电流和q轴电流；
计算所述45度估算dq坐标系下的d轴电流与q轴电流的差值以得到第一偏差电流，并对所述第一偏差电流进行带通滤波以得到滤波后的第一偏差电流；
将滤波后的第一偏差电流与第一预设信号相乘以得到第一电流响应信号，并对所述第一电流响应信号进行低通滤波以得到第二电流响应信号，其中，所述第一预设信号根据所述高频信号确定，所述第二电流响应为所述第一电流响应信号的直流部分；
其中，所述第一电流响应信号为所述位置误差信号的关联信号，所述第二电流响应信号为所述位置误差信号。
15.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，当所述高频信号为脉振信号时，所述获得位置误差信号包括：
获取总的估算q轴电流，并对所述总的估算q轴电流进行带通滤波以得到滤波后的估算q轴电流；
将滤波后的估算q轴电流与第二预设信号相乘以得到第三电流响应信号，并对所述第三电流响应信号进行低通滤波以得到第四电流响应信号，其中，所述第二预设信号根据所述高频信号确定，所述第四电流响应为所述第三电流响应信号的直流部分；
其中，所述第三电流响应信号为所述位置误差信号的关联信号，所述第四电流响应信号为所述位置误差信号。
16.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，当所述高频信号为方波信号时，所述获得位置误差信号包括：
获取总的估算q轴电流，并对所述总的估算q轴电流进行带通滤波以得到当前采样时刻的估算q轴滤波电流；
获取上一采样时刻的估算q轴滤波电流，计算所述当前采样时刻的估算q轴滤波电流与所述上一采样时刻的估算q轴滤波电流的差值以得到第二偏差电流；
将第二偏差电流与第三预设信号相乘以得到所述位置误差信号。
17.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，当所述高频信号为旋转高频信号时，所述获得位置误差信号包括：
获取静止坐标系下的高频电流，并对所述静止坐标系下的高频电流进行正负序信号分离及提取以获得低频的转子位置信息，其中，所述低频的转子位置信息包括α轴低频电流和β轴低频电流；
对所述α轴低频电流和所述β轴低频电流进行外差处理以得到所述位置误差信号。
18.一种电机的转子位置估算装置，其特征在于，包括：
注入模块，用于向所述电机的定子绕组注入高频信号；
处理模块，用于获得位置误差信号；
补偿模块，用于获取用于指示所述电机的负载的负载参数，并根据所述负载参数和第一预设关系获取直流分量扰动值，根据所述负载参数和第二预设关系获取谐波分量扰动值，根据所述负载参数和第三预设关系获取观测器参数值，以及根据所述直流分量扰动值与所述谐波分量扰动值对所述位置误差信号进行补偿，以获得补偿后的位置误差信号；
观测器，用于根据所述观测器参数值对观测器的参数进行调整，并在调整后对补偿后的位置误差信号进行调节以得到转子位置和转子速度。
19.一种电机控制系统，其特征在于，包括如权利要求18所述的电机的转子位置估算装置。
20.一种电机的转子位置估算装置，其特征在于，包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的电机的转子位置估算程序，所述处理器执行所述程序时，实现如权利要求1-17中任一所述的电机的转子位置估算方法。
21.一种电机控制系统，其特征在于，包括如权利要求20所述的电机的转子位置估算装置。
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