CN112019114A - 用于电机控制系统的零位偏置角的测量方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于电机控制系统的零位偏置角的测量方法，利用高频电压注入法通过注入高频电压信号，获得估计偏差角，以得到初次估计的转子位置；利用电机的电感饱和效应设置d轴的参考电流，根据获得的d轴的响应电流的峰值差，判断电机的磁极，得到电机转子与旋转变压器间的零位偏置角。本发明无需外部设备拖动电机，可实现静止条件下旋转变压器的零位偏置角的测量，并极大地缩短了测量时间。

Description

用于电机控制系统的零位偏置角的测量方法

技术领域

本发明涉及永磁同步电机转子检测技术领域，尤其涉及一种用于电机控制系统的零位偏置角的测量方法。

背景技术

永磁同步电机转子的位置信息直接影响电机转矩控制、速度控制的精度和动态性能，需要安装位置传感器来获取电机转子的准确位置信息，在车载电机使用场合中的位置传感器通常采用旋转变压器来实现。旋转变压器的零位角和永磁同步电机的零位角存在偏差，即通常说的零位偏置角。然而，由于永磁同步电机和旋转变压器的制作与安装公差会导致偏差不固定，因此需要采用一种方法对零位偏置角进行校准。

传统的零位偏置角检测方法是预定位法，即给电机绕组通以额定电流大小的直流电流，或施加固定电角度的电压(电流)矢量，电机停稳之后读取的旋变角度即为零位偏置角。该方法在电机负载或电机摩擦转矩较大时会有较大的检测误差，导致影响零位偏置角的精度。

另一种方法是由稳速电机按规定的正方向拖动被测电机旋转，测量转子位置信号的过零点与电动机的U相绕组反电动势波形的过零点，通过调整位置传感器偏置值使两个过零点重合，此时位置传感器的偏置值即为零位位置,该方法需要拖动电机将待测电机拖到一定转速进行配合，硬件上需要反电势检测电路，全过程至少需要10s左右时间，并且需要花费较高的设备成本及较长的校准时间，该方法无法适用于静止条件下零位偏置角的校准。

发明内容

本发明的目的在于提供一种用于电机控制系统的零位偏置角的测量方法，无需外部设备拖动电机，并可实现静止条件下零位偏置角的测量。

为了达到上述目的，本发明提供了一种用于电机控制系统的零位偏置角的测量方法，采用一旋转变压器组件测量一电机的零位偏置角，包括：

在旋转坐标系下，在d轴注入一高频电压信号并获取q轴的响应电流

设置d轴的参考电流为0，根据所述q轴的响应电流

得到估计偏差角θ_st；

设置d轴的参考电流为I_sat，在一响应时间后，获取在第一设定时间内d轴的响应电流

的最大值和最小值之间的差值D1，其中，I_sat为使所述电机产生电感饱和效应的电流值；

设置d轴的参考电流为-I_sat，在所述响应时间后，获取在第二设定时间内d轴的响应电流

的最大值和最小值之间的差值D2；

比较D1与D2的大小，若D1>D2，则所述电机的零位偏置角θ_off＝θ_st；若D1<D2，则所述电机的零位偏置角θ_off＝θ_st+π。

可选的，若D1>D2，则判定所述电机的磁极为N极；若D1<D2，则定所述电机的磁极为S极。

可选的，若D1>D2，则判定所述电机的磁极为S极；若D1<D2，则判定所述电机的磁极为N极。

可选的，在d轴注入一高频电压信号之前，将所述电机的转速设置为0或将q轴的参考电流设置为0。

可选的，将输入所述电机的三相电流i_A、i_B、i_C进行Clarke变换和Park变换以获得所述q轴的响应电流

可选的，所述响应时间介于10-20ms之间，所述第一设定时间及所述第二设定时间均大于所述高频电压信号的周期。

可选的，根据所述q轴的响应电流

得到估计偏差角θ_st的步骤包括：

获取在第三设定时间内q轴的响应电流

的多个电流值，根据多个电流值计算出多个估计角度θ₁......θ_n；

计算每个所述估计角度与所述旋转变压器的测量角度θ_x的差值，则所述估计偏差角按下式计算：

其中，n为大于1的整数。

可选的，多个所述估计角度的测量频率介于次/50μs-次/500μs之间。

可选的，所述第三设定时间介于50-100ms之间。

可选的，所述高频电压信号为一余弦信号u_d＝U_dcos(ω_ht)，根据所述q轴的响应电流

计算出估计角度θ的步骤包括：

将所述q轴的响应电流

顺次进行带通滤波、调制及低通滤波以得到位置估计误差信号：

其中，K为比例系数，BPF为带通滤波函数，LPF为低通滤波函数；U_d为所述高频电压信号的幅值，ω_h为所述高频电压信号的角频率，t为当前时刻；

对所述位置估计误差信号f(Δθ)进行比例积分调节，得到所述估计角度θ。

本发明通过在旋转坐标系下的d轴注入一高频电压信号，根据q轴的响应电流计算估计偏差角，以得到初次估计的转子位置；通过分别设置d轴的参考电流为使电机产生电感饱和效应的电流值的正值及负值，比较由d轴的响应电流获得的差值D1与差值D2，判断电机的磁极，以得到电机转子与旋转变压器间的零位偏置角，使得无需外部设备拖动电机，即可实现静止条件下旋转变压器的零位偏置角的测量s，并极大地缩短了测量时间。

附图说明

图1为本发明实施例提供的用于电机控制系统的零位偏置角的测量方法的控制框图。

具体实施方式

下面将结合示意图对本发明的具体实施方式进行更详细的描述。根据下列描述，本发明的优点和特征将更清楚。需说明的是，附图均采用非常简化的形式且均使用非精准的比例，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施例的目的。

本发明提出的一种用于电机控制系统的零位偏置角的测量方法，可以在静止条件下实现旋转变压器零位偏置角的测量，该方法利用电机的凸级性或饱和凸级性，通过高频信号注入方法获取参考角度来进行校准，高频信号注入方法可采用旋转高频信号注入方法、脉振高频信号注入方法或方波注入方法。其中，旋转高频信号注入方法适合于凸级性较大的电机，脉振高频信号注入方法适用性更广，涵盖凸级较大的电机。脉振高频信号注入方法产生凸级效应的具体方法是通过向旋转坐标系直轴(d轴)注入一个高频电压信号，产生的交变磁场沿着d轴和励磁磁场叠加，从而改变励磁磁路的饱和程度，使励磁磁路具有凸级性，从而利用电机的电感饱和效应，可以检测静止时转子位置。

图1为用于电机控制系统的零位偏置角的测量方法的控制框图，是在永磁同步电机的矢量控制框图基础上增加了位置估算模块和磁极判断模块，所述位置估算模块用于获取估计角度，所述磁极判断模块用于判断电机的磁极极性。

永磁同步电机的矢量控制，其基本思想是通过坐标变换实现模拟直流电机的控制方法来对永磁同步电机进行控制，其实现步骤如下：1)将三相静止坐标变换到两相静止坐标中(即Clarke变换)，再通过Park变换将两相静止坐标变换到两相旋转坐标中，具体到图1，测得电机定子的其中两相电流i_A和i_B，并根据i_A+i_B+i_C＝0计算出i_C，将电机定子的三相电流i_A、i_B和i_C通过Clarke变换从静止坐标系下的三相变换到静止坐标系下的两相，得到i_α和i_β，再通过Park变换从静止坐标系下的两相变换到旋转(d、q)坐标系下的两相i_d和i_q，其中，d轴与电机转子的N极同向，并随电机转子同步旋转，q轴逆时针超前d轴90°。从而得到旋转坐标系下的电流控制信号的两个分量：d轴的响应电流i_d和q轴的响应电流i_q，使得最初的定子电流矢量被分解成按转子磁场定向的2个直流分量，作为电流环的负反馈，并可对其分别控制。i_d为励磁电流分量，i_q为转矩电流分量。2)通过控制器对速度电流环进行控制，控制i_d就可以控制磁通，控制i_q就可以控制转矩，经过电流环调节后得出d、q轴上的电压分量

和

具体的，将给定电机转速n_ref与计算出的转速反馈量n经过PI控制器调节后，输出与转矩成正比的q轴的参考电流I_qref，I_dref为d轴的参考电流，将I_dref和I_qref分别与先前坐标变换得到的i_d和i_q，各自经过PI控制器进行调节，输出电压参考分量

和

3)通过Park逆变换得到u_α和u_β，输入至SVPWM(空间矢量调制)模块中，根据SVPWM控制算法，产生控制逆变器功率器件开启和关断的PWM(脉宽调制)信号，达到矢量控制的目的。

系统中，通常由编码器的信息计算出估计角度θ，用于Park变换与Park逆变换时的参数。本方法中，通过高频信号注入方法获取估计角度，并利用电机的电感饱和效应判断电机的磁极以对估计角度进行校准，获得最终的零位偏置角。

本发明提出的一种用于电机控制系统的零位偏置角的测量方法，采用一旋转变压器组件测量一电机的零位偏置角，包括：

在旋转坐标系下，在d轴注入一高频电压信号并获取q轴的响应电流

设置d轴的参考电流为0，根据所述q轴的响应电流

得到估计偏差角θ_st；

设置d轴的参考电流为I_sat，在一响应时间后，获取在第一设定时间内d轴的响应电流

的最大值和最小值之间的差值D1，其中，I_sat为使所述电机产生电感饱和效应的电流值；

设置d轴的参考电流为-I_sat，在所述响应时间后，获取在第二设定时间内d轴的响应电流

的最大值和最小值之间的差值D2；

比较D1与D2的大小，若D1>D2，则所述电机的零位偏置角θ_off＝θ_st；若D1<D2，则所述电机的零位偏置角θ_off＝θ_st+π。

具体的，通过在旋转坐标系直轴(d轴)上注入高频电压信号，利用电机的凸极性，使得旋转坐标系交轴(q轴)上产生一个和估算转子位置误差相关的高频响应电流信号，可以据此计算后获取转子位置。

第一步，在旋转坐标系下的d轴注入一高频电压信号之前，需将所述电机的转速设置为0，即n_ref＝0，或将控制器切换为电流控制模式，将q轴的参考电流设置为0，即I_qref＝0。

第二步，在旋转坐标系下的d轴注入一高频电压信号，并且，所述高频电压信号u_d表示如下：

u_d＝U_dcos(ω_ht)；

其中，U_d为所述高频电压信号的幅值，ω_h为所述高频电压信号的角频率，t为当前时刻。

具体的，电机转子的估计角度θ的初始值可以设定为0，注入所述高频电压信号u_d后，对d轴、q轴输出的电压

和

进行Park逆变换，获得两相静止坐标系(α-β)下的电压值u_α和u_β，再对电压值u_α和u_β进行空间矢量调制(SVPWM)，得到三相逆变器的六路开关驱动信号，驱动永磁同步电机(SPMSM)。

第三步，获取旋转坐标系下q轴的响应电流

并根据所述q轴的响应电流

计算估计角度θ。

本实施例中，获取旋转坐标系下q轴的响应电流

的步骤包括：

将输入所述电机的三相电流i_A、i_B及i_C进行Clarke变换和Park变换以获得所述q轴的响应电流

具体的，通过检测电机定子的三相电流i_A、i_B及i_C，经过Clarke变换得到两相静止坐标系下的电流i_α和i_β，再经过Park变换得到同步旋转坐标系下的d轴和q轴的响应电流

和

其中q轴的响应电流

用于估计转子的位置与转速。

进一步的，根据所述q轴的响应电流

计算出估计角度θ的步骤包括：

将所述q轴的响应电流

顺次进行带通滤波、调制及低通滤波以得到位置估计误差信号f(Δθ)：

其中，K为比例系数，该系数为与电机的参数相关的比例系数，BPF为带通滤波函数，LPF为低通滤波函数。

对所述位置估计误差信号f(Δθ)进行比例积分调节，得到所述估计角度θ；

位置估计误差信号f(Δθ)为转子的估计位置角度与实际位置角度之间的估计偏差的函数，将位置估计误差信号经过比例积分(PI)调节控制，以获取转子的估计转速

对估计转速

积分得到转子的估计角度θ。估计转速

与给定的电机转速n_ref完成速度环调节，估计角度θ用于Park变换和Park逆变换。

第四步，设置d轴的参考电流I_dref＝0，根据所述q轴的响应电流

得到估计偏差角θ_st。

其中，根据所述q轴的响应电流

得到估计偏差角θ_st的步骤包括：

获取在第三设定时间t₃内q轴的响应电流

的多个电流值，根据多个电流值计算出多个估计角度θ₁......θ_n。

具体的，设置I_dref＝0后，等待收敛时间t_tes后，所述估计角度θ收敛，即比较任意两个时刻的估计角度值的差值，若所述差值在很小的阈值范围(如0.5-1度)之间时，则认为估计角度θ收敛并趋于稳定，波动变化小。待所述估计角度θ稳定后，获取在第三设定时间t₃内q轴电流

的多个电流值，从而获得多个估计角度θ₁、θ₂、θ₃......θ_n，其中，多个估计角度的测量频率介于次/50μs-次/500μs之间，本实施例中优选为次/100us，所述第三设定时间t₃介于50-100ms之间。

可以通过解码芯片或软解码方式获取旋转变压器的测量角度θ_x，计算每个所述估计角度θ_i与所述旋转变压器的测量角度θ_x的差值，即θ_i-θ_x，则所述估计偏差角θ_st按下式计算：

其中，n为大于1的整数。

第五步，设置d轴的参考电流I_dref＝I_sat，I_sat为使所述电机产生电感饱和效应的电流值，等待一响应时间t_s后，获取在第一设定时间t₁内d轴的响应电流

的最大值I_dmax1和最小值I_dmin1，并计算最大值I_dmax1与最小值I_dmin1之间的差值D1。

第六步，设置d轴的参考电流I_dref＝-I_sat，等待所述响应时间t_s后，获取在第二设定时间t₂内d轴的响应电流

的最大值I_dmax2和最小值I_dmin2，并计算最大值I_dmax2与最小值I_dmin2之间的差值D2。

第七步，比较D1与D2的大小，若D1>D2，则判定所述电机的磁极为N极，所述零位偏置角θ_off＝θ_st；若D1<D2，则判定所述电机的磁极为S极，所述零位偏置角θ_off＝θ_st+π。

具体的，分别设置d轴参考电流I_dref＝I_sat及I_dref＝-I_sat，利用电机的电感饱和响应，根据获得的d轴的响应电流

的峰值差，判断电机磁极的极性，从而获得准确的零位偏置角。若D1>D2，则判定所述电机的磁极为N极，若D1<D2，则判定所述电机的磁极为S极。并且，磁极判断的逻辑根据电机不同可能会对应两种不同的补偿逻辑，在特殊情况下电机的N、S级判定与上述结果相反，即：若D1>D2，则判定所述电机的磁极为S极；若D1<D2，则判定所述电机的磁极为N极，具体由电机的电感特性决定。

其中，所述响应时间t_s为矢量控制电流的响应时间，介于10-20ms之间；所述第一设定时间t₁及所述第二设定时间t₂均大于所述高频电压信号的s周期，例如设定为10-20个周期。

上述过程总时间t_总＝t_tes+t₁+2·t_s+t₂+t₃，均为电气控制时间而无需电机加减速过程，可控制在1s之内，极大的缩短了零位角校准的时间。

进一步的，在获得所述零位偏置角后，将所述零位偏置角的值输入一存储器，例如EEPROM(可擦写可编程只读存储器)，以用于旋转变压器的零位偏置角校准。

综上，在本发明实施例提供的一种用于电机控制系统的零位偏置角的测量方法中，通过在旋转坐标系下的d轴注入一高频电压信号，根据q轴的响应电流计算估计偏差角，以得到初次估计的转子位置；通过分别设置d轴的参考电流为使电机产生电感饱和效应的电流值的正值及负值，比较由d轴的响应电流获得的差值D1与差值D2，判断电机的磁极，以得到电机转子与旋转变压器间的零位偏置角，使得无需外部设备拖动电机，即可实现静止条件下旋转变压器的零位偏置角的测量，并极大地缩短了测量时间。

上述仅为本发明的优选实施例而已，并不对本发明起到任何限制作用。任何所属技术领域的技术人员，在不脱离本发明的技术方案的范围内，对本发明揭露的技术方案和技术内容做任何形式的等同替换或修改等变动，均属未脱离本发明的技术方案的内容，仍属于本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种用于电机控制系统的零位偏置角的测量方法，采用一旋转变压器组件测量一电机的零位偏置角，其特征在于，包括：

在旋转坐标系下，在d轴注入一高频电压信号并获取q轴的响应电流

设置d轴的参考电流为0，根据所述q轴的响应电流

得到估计偏差角θ_st；

设置d轴的参考电流为I_sat，在一响应时间后，获取在第一设定时间内d轴的响应电流

的最大值和最小值之间的差值D1，其中，I_sat为使所述电机产生电感饱和效应的电流值；

设置d轴的参考电流为-I_sat，在所述响应时间后，获取在第二设定时间内d轴的响应电流

的最大值和最小值之间的差值D2；

比较D1与D2的大小，若D1>D2，则所述电机的零位偏置角θ_off＝θ_st；若D1<D2，则所述电机的零位偏置角θ_off＝θ_st+π。

2.如权利要求1所述的用于电机控制系统的零位偏置角的测量方法，其特征在于，若D1>D2，则判定所述电机的磁极为N极；若D1<D2，则判定所述电机的磁极为S极。

3.如权利要求1所述的用于电机控制系统的零位偏置角的测量方法，其特征在于，若D1>D2，则判定所述电机的磁极为S极；若D1<D2，则判定所述电机的磁极为N极。

4.如权利要求2或3所述的用于电机控制系统的零位偏置角的测量方法，其特征在于，在d轴注入一高频电压信号之前，将所述电机的转速设置为0或将q轴的参考电流设置为0。

5.如权利要求4所述的用于电机控制系统的零位偏置角的测量方法，其特征在于，将输入所述电机的三相电流i_A、i_B及i_C进行Clarke变换和Park变换以获得所述q轴的响应电流

6.如权利要求1所述的用于电机控制系统的零位偏置角的测量方法，其特征在于，所述响应时间介于10-20ms之间，所述第一设定时间及所述第二设定时间均大于所述高频电压信号的周期。

7.如权利要求1所述的用于电机控制系统的零位偏置角的测量方法，其特征在于，根据所述q轴的响应电流

得到估计偏差角θ_st的步骤包括：

获取在第三设定时间内q轴的响应电流

的多个电流值，根据多个电流值计算出多个估计角度θ₁......θ_n；

计算每个所述估计角度与所述旋转变压器的测量角度θ_x的差值，则所述估计偏差角按下式计算：

其中，n为大于1的整数。

8.如权利要求7所述的用于电机控制系统的零位偏置角的测量方法，其特征在于，多个所述估计角度的测量频率介于次/50μs-次/500μs之间。

9.如权利要求7所述的用于电机控制系统的零位偏置角的测量方法，其特征在于，所述第三设定时间介于50-100ms之间。

10.如权利要求7所述的用于电机控制系统的零位偏置角的测量方法，其特征在于，所述高频电压信号u_d＝U_dcos(ω_ht)，根据所述q轴的响应电流

计算出估计角度θ的步骤包括：

将所述q轴的响应电流

顺次进行带通滤波、调制及低通滤波以得到位置估计误差信号f(Δθ)：

其中，K为比例系数，BPF为带通滤波函数，LPF为低通滤波函数；U_d为所述高频电压信号的幅值，ω_h为所述高频电压信号的角频率，t为当前时刻；

对所述位置估计误差信号f(Δθ)进行比例积分调节，得到所述估计角度θ。

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