CN112803855B - 一种高精度电机转子位置检测装置及方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于电机控制领域，具体涉及一种基于前置均值滤波器和正交锁相环的高精度电机转子位置检测装置及方法。本发明作为一种新的基于前置均值滤波器和正交锁相环的高精度电机转子位置检测装置及方法，基于自适应均值滤波器的正交信号发生器首先使用虚拟三次谐波反电动势生成了一对没有高次谐波的正交信号，然后使用正交锁相环捕捉精确的转子位置角。本发明只需要一路输入信号，并且可以有效地对虚拟三次谐波信号中的各阶次谐波进行有效滤除，最大限度的滤除高次谐波，有效地避免了信号中的谐波含量对正交锁相环带宽的限制，提高了转子位置检测精度和适用的转速范围，具有很强的实用性。

Description

一种高精度电机转子位置检测装置及方法

技术领域

本发明属于电机控制领域，具体涉及一种基于前置均值滤波器和正交锁相环的高精度电机转子位置检测装置及方法。

背景技术

无刷直流电动机由于其无刷无火花的特性以及紧凑、高效、快速响应、令人满意的控制精度、高可靠性和低成本等优点而被广泛应用。

无刷直流电机已被广泛用于各种应用中，例如家用设备、电动工具以及鼓风机和压缩机。近年来，装配磁悬浮轴承的高速无刷直流电动机由于其优良特性(例如自由度小，精度高和零摩擦损失)而受到越来越多的关注。通常，高速无刷直流电动机的速度能达到每分钟数万转，因此转子位置角的定位精度比传统的低速电动机更为重要。目前较为常见的转子位置检测技术可以归纳为两类，第一类是基于机械传感器的方法，包括编码器，旋转变压器和霍尔效应传感器。然而使用机械传感器显然具有缺点，例如需要布置、增加成本和较弱的可靠性。因此，尤其是在高速应用中更多的研究重心集中在另一类上，即无传感器转子位置估计。

无传感器转子位置估计方法主要利用直接反电动势检测的原理，在经典的基于反电动势检测的方法中，反电动势波的过零点被提取并用于估计离散转子位置角(相差60°)和换向点。许多基于反电动势感测的方法被开发出来，并且在它们的某些应用中可以获得令人满意的性能。但是由于在低速范围内反电动势的幅度较小，因此无法满足这些无传感器方法的性能要求。而信号注入估计方法通常基于高频注入，它从高频信号中探索转子的各向异性，并获得低速范围和静止状态下的转子位置角。但是注入信号会产生谐波电流，这会增加电损耗并引起转矩振荡。因此，注入信号方法比高速应用更适合于低速电机。因此需要提出一种新的无传感器转子位置检测方法，既要有效地消除反电动势估计中包含的高阶谐波分量，又要保持电压脉冲的作用不受干扰，这在高速范围应用中至关重要。

发明内容

有鉴于此，本发明提供了一种高精度电机转子位置检测方法及装置。

为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

一种高精度电机转子位置检测方法，

谐波电压u_sp经前置均值滤波器滤波后输入频率检测器，频率检测器检测到角速度ω_n后，直接输入移动均值滤波器；所述角速度ω_n经积分生成转子位置角θ_n输入αβ-dq变换模块；所述谐波电压u_sp经所述前置均值滤波器输入放大器，所述放大器输出的V_α进入αβ-dq变换模块；所述αβ-dq变换模块输出信号输入移动均值滤波器；经所述移动均值滤波器的信号和所述转子位置角θ_n输入到dq-αβ变换模块；所述dq-αβ变换模块输出正弦波

和余弦波

所述正弦波

和所述余弦波

是所述谐波电压u_sp分解后的一对正交值，所述正弦波

和所述余弦波

输入正交锁相环，经相位检测器得到误差电压，所述误差电压经环路滤波器过滤得到控制电压，所述控制电压加到压控振荡器上来跟踪输入信号，最终得到旋转角速度

和估计转子位置角

所述角速度

和所述转子位置角

用于确定转子的位置。

进一步地，所述谐波信号u_sp在所述频率检测器的处理过程如下：

所述谐波信号u_sp在所述频率检测器的处理过程如下：

所述谐波信号u_sp将在处理后被延迟，将其标记为u_{sp_r}，将

设置为所述谐波信号u_sp和u_{sp_r}之间的延迟值，延迟值

包含：所述前置均值滤波器延迟角度，电路延迟角度和软件延迟角度之和；延迟值

表示为：

其中C是前置均值滤波器中使用的电容值，R_X和R_Y是所述前置均值滤波器中使用的电阻值，ω是角速度，Δt₂和Δt₃分别是电路和软件延迟时间；低通滤波器的截止频率ω_c表示为：

进一步地，等效反电动势的计算过程如下：

基于基尔霍夫电压定律，令U_d为直流母线电压，则虚拟3次谐波电压u_sp表示为：

其中u_AG、u_BG、u_CG分别为三相端电压；

当忽略u_sp中的换向脉冲，并对u_sp使用傅里叶变换，u_sp表示为：

u_sp分为基本成分和高次谐波之和。

进一步地，所述前置均值滤波器为线性相位低通滤波器，所述前置均值滤波器的传递函数为：

其中，ω是工作频率，T_ω是前置均值滤波器的窗口长度。

一种高精度电机转子位置检测装置，

包括前置均值滤波器，正交信号发生器和正交锁相环，所述前置均值滤波器与所述正交信号发生器通过信号连接，所述正交信号发生器和所述正交锁相环通过信号连接。

以上技术方案具有以下有益效果：

提出了一种简单的频率检测器代替具有复杂计算的传统频率检测器，由于基于正交信号发生器的锁相环通常应用于与电网电压相关的应用，因此频率检测器通常包含复杂的计算，并且需要大量的系统资源，在高速电机应用中，一个周期的可用计算时间比低速电机要短得多，因此计算过于复杂的传统频率检测器不满足高速电机的需求。

进一步地，所述正交信号发生器的传递函数表示为：

和

是所述正交信号发生器的输出，v_α(s)和v_β(s)是前置均值滤波器的正交信号发生器的输入信号。

进一步地，所述正交信号发生器包括放大器，频率检测器，积分器，移动均值滤波器，αβ-dq变换模块和dq-αβ变换模块；谐波电压u_sp经前置均值滤波器滤波后输入频率检测器，频率检测器检测到角速度ω_n后，直接输入移动均值滤波器；所述角速度ω_n经积分生成转子位置角θ_n输入αβ-dq变换模块；所述谐波电压u_sp经所述前置均值滤波器输入放大器，所述放大器输出的V_α进入αβ-dq变换模块；所述αβ-dq变换模块输出信号输入移动均值滤波器；经所述移动均值滤波器的信号和所述转子位置角θ_n输入到dq-αβ变换模块；所述dq-αβ变换模块输出正弦波

和余弦波

所述正弦波

和所述余弦波

是所述谐波电压u_sp分解后的一对正交值。

进一步地，正交锁相环包括相位检测器，环路滤波器和压控振荡器；所述正弦波

和所述余弦波

输入正交锁相环，经相位检测器得到误差电压，所述误差电压经环路滤波器过滤得到控制电压，所述控制电压加到压控振荡器上来跟踪输入信号，最终得到旋转角速度

和估计转子位置角

所述角速度

和所述转子位置角

用于确定转子的位置。

以上技术方案具有以下有益效果：

传统的基于平均滤波器的正交信号发生器另一改进是锁相环模块，对于高速永磁同步电机，常规的同步参考系锁相环模块非常复杂。为了简化锁相环模块，应用了正交锁相环。

经由上述的技术方案可知，与现有技术相比，本发明公开提供了一种高精度电机转子位置检测装置及方法，有益效果如下：

(1)不仅可以为无刷直流电机操作提供高精度的换向点，而且可以同时为磁悬浮轴承控制器获得精确的连续转子位置角；

(2)仅使用一个链接信号(虚拟的三次谐波反电动势)和换向点就可以有效地获得连续的转子位置角信号和换向点；

(3)高阶谐波分量可以受基于前置均值滤波器的正交信号发生器的限制，因此后端正交锁相环可以捕获准确的转子位置角；

(4)电压脉冲不会影响换向点的精度，也不会影响连续的转子位置角。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。

图1附图为本发明的结构示意图；

图2附图显示了在低速(1000r/min)和高速(20000r/min)下不同截止频率的对比图。

其中，1为正交信号生成模块，2为正交锁相环模块，3为移动均值滤波器，4为频率检测器。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

实施例1

本发明实施例公开了一种高精度电机转子位置检测方法，具体如下：

谐波电压u_sp经前置均值滤波器滤波后输入频率检测器，频率检测器检测到角速度ω_n后，直接输入移动均值滤波器；角速度ω_n经积分生成转子位置角θ_n输入αβ-dq变换模块；谐波电压u_sp经前置均值滤波器输入放大器，放大器输出的V_α进入αβ-dq变换模块；αβ-dq变换模块输出信号输入移动均值滤波器；经移动均值滤波器的信号和转子位置角θ_n输入到dq-αβ变换模块；dq-αβ变换模块输出正弦波

和余弦波

正弦波

和余弦波

是谐波电压u_sp分解后的一对正交值，正弦波

和余弦波

输入正交锁相环，经相位检测器得到误差电压，误差电压经环路滤波器过滤得到控制电压，控制电压加到压控振荡器上来跟踪输入信号，最终得到旋转角速度

和估计转子位置角

角速度

和转子位置角

用于确定转子的位置。

谐波信号u_sp在频率检测器的处理过程如下：

u_sp将在处理后被延迟，将其标记为u_{sp_r}，将

设置为u_sp和u_{sp_r}之间的延迟值，延迟值

包含：低通滤波器延迟角度，电路延迟角度和软件延迟角度之和；延迟值

表示为：

其中C是低通滤波器中使用的电容值，R_X和R_Y是低通滤波器中使用的电阻值，ω是角速度，Δt₂和Δt₃分别是电路和软件延迟时间；

低通滤波器的截止频率ω_c表示为：

为了确定低通滤波器的截止频率的适当值，图2显示了在低(1000r/min)和高速(20000r/min)下不同截止频率的几种性能。截止频率设为10Hz，在图2中，滤波器产生纯信号。相反，其他两个具有100Hz和1000Hz的滤波器会产生失真信号，其中包含高频噪声。因此，低通滤波器的截止频率设为10Hz，R_X和R_Y分别为480Ω、240Ω，C电容值为0.1μF。

假设输入信号包含谐波，可以表示为：

其中ω₀是输入信号的基频。A和A_h分别是基波分量和谐波分量的幅度。因此，ε可以表示为：

当ω₀等于准确的旋转频率时，ε(t)中的谐波将具有较小的环路滤波器带宽，这将使锁相环的瞬态响应变差。因此，谐波分量在应用于正交锁相环之前必须先进行滤波，因此均值滤波器将完全满足这一要求。最后一个是选择合适的K_p和K_i值，这些值决定了锁相环的带宽。因此，应首先选择Φ(s)的带宽(ω_b)。设置K_p＝2ρ且K_i＝ρ²，可推导出：

ρ可以近似选择为0.474ω_b。在本实施例中，将ω_b选择为1.2kHz，然后得出K_p和K_i值。

进一步地，等效反电动势的计算过程如下：

基于基尔霍夫电压定律，令U_d为直流母线电压，则虚拟3次谐波电压u_sp表示为：

其中u_AG、u_BG、u_CG分别为三相端电压；

当忽略u_sp中的换向脉冲，并对u_sp使用傅里叶变换，u_sp表示为：

u_sp分为基本成分和高次谐波之和。

进一步地，前置均值滤波器为线性相位低通滤波器，前置均值滤波器的传递函数为：

其中，ω是工作频率，T_ω是前置均值滤波器的窗口长度。

实施例2

实施例2与实施例1仅存在以下不同之处，其余部分均相同，相同部分参见实施例1：

一种高精度电机转子位置检测装置，

包括前置均值滤波器，正交信号发生器和正交锁相环，前置均值滤波器与正交信号发生器连接，正交信号发生器和正交锁相环连接；装置的信号处理电路由低通滤波器、电压比较器、光电耦合器隔离电路和施密特触发器整形电路组成。

进一步地，正交信号发生器包括放大器，频率检测器，积分器，移动均值滤波器，αβ-dq变换模块和dq-αβ变换模块正交信号发生器包括放大器，频率检测器，积分器，移动均值滤波器，αβ-dq变换模块和dq-αβ变换模块；谐波电压u_sp经前置均值滤波器滤波后输入频率检测器，频率检测器检测到角速度ω_n后，直接输入移动均值滤波器；角速度ω_n经积分生成转子位置角θ_n输入αβ-dq变换模块；谐波电压u_sp经前置均值滤波器输入放大器，放大器输出的V_α进入αβ-dq变换模块；αβ-dq变换模块输出信号输入移动均值滤波器；经移动均值滤波器的信号和转子位置角θ_n输入到dq-αβ变换模块；dq-αβ变换模块输出正弦波

和余弦波

正弦波

和余弦波

是谐波电压u_sp分解后的一对正交值。

进一步地，正交信号发生器的传递函数表示为：

和

是正交信号发生器的输出，v_α(s)和v_β(s)是前置均值滤波器的正交信号发生器的输入信号。

G_MAF是均值滤波器的传递函数，设置v_β(s)＝0，ω_n＝2π/T，结合上式，基于前置均值滤波器的正交信号生成模块(1)的传递函数可以重写为：

由正交信号发生器(4)的波特率图可知，在设定频率(ω_n)处的输入信号(v_g(s))几乎可以通过G_α(s)和G_β(s)而没有衰减。同时，输入信号(v_g(s))的直流分量和谐波分量可以同时受到G_α(s)和G_β(s)的有效限制。因此，前置均值滤波器的正交信号生成模块是解决高次谐波限制的合适且有效的选择。

进一步地，正交锁相环包括相位检测器，环路滤波器和压控振荡器；正弦波

和余弦波

输入正交锁相环，经相位检测器得到误差电压，误差电压经环路滤波器过滤得到控制电压，控制电压加到压控振荡器上来跟踪输入信号，最终得到旋转角速度

和估计转子位置角

角速度

和转子位置角

用于确定转子的位置。

本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例公开的装置而言，由于其与实施例公开的方法相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说明即可。

对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (7)

1.一种高精度电机转子位置检测方法，其特征在于，

谐波电压u_sp经前置均值滤波器滤波后输入频率检测器，频率检测器检测到角速度ω_n后，直接输入移动均值滤波器；所述角速度ω_n经积分生成转子位置角θ_n输入αβ-dq变换模块；所述谐波电压u_sp经所述前置均值滤波器输入放大器，所述放大器输出的V_α进入αβ-dq变换模块；所述αβ-dq变换模块输出信号输入移动均值滤波器；经所述移动均值滤波器的信号和所述转子位置角θ_n输入到dq-αβ变换模块；所述dq-αβ变换模块输出正弦波

和余弦波

所述正弦波

和所述余弦波

是所述谐波电压u_sp分解后的一对正交值，所述正弦波

和所述余弦波

输入正交锁相环，经相位检测器得到误差电压，所述误差电压经环路滤波器过滤得到控制电压，所述控制电压加到压控振荡器上来跟踪输入信号，最终得到旋转角速度

和估计转子位置角

所述角速度

和所述转子位置角

用于确定转子的位置。

2.根据权利要求1所述的一种高精度电机转子位置检测方法，其特征在于，

所述谐波信号u_sp在所述频率检测器的处理过程如下：

所述谐波信号u_sp将在处理后被延迟，将其标记为u_{sp_r}，将

设置为所述谐波信号u_sp和u_{sp_r}之间的延迟值，延迟值

包含：所述前置均值滤波器延迟角度，电路延迟角度和软件延迟角度之和；延迟值

表示为：

其中C是前置均值滤波器中使用的电容值，R_X和R_Y是所述前置均值滤波器中使用的电阻值，ω是角速度，Δt₂和Δt₃分别是电路和软件延迟时间；

低通滤波器的截止频率ω_c表示为：

3.根据权利要求1所述的一种高精度电机转子位置检测方法，其特征在于，

基于基尔霍夫电压定律，令U_d为直流母线电压，则所述谐波电压u_sp表示为：

其中u_AG、u_BG、u_CG分别为三相端电压；

当忽略所述谐波电压u_sp中的换向脉冲，并对所述谐波电压u_sp使用傅里叶变换，所述谐波电压u_sp表示为：

所述谐波电压u_sp分为基本成分和高次谐波之和。

4.根据权利要求1所述的一种高精度电机转子位置检测方法，其特征在于，

所述前置均值滤波器为线性相位低通滤波器，所述前置均值滤波器的传递函数为：

其中，ω是工作频率，T_ω是所述前置均值滤波器的窗口长度。

5.一种高精度电机转子位置检测装置，其特征在于，

包括前置均值滤波器，正交信号发生器和正交锁相环，所述前置均值滤波器与所述正交信号发生器通过信号连接，所述正交信号发生器和所述正交锁相环通过信号连接。

6.根据权利要求5所述的一种高精度电机转子位置检测装置，其特征在于，

所述正交信号发生器包括放大器，频率检测器，积分器，移动均值滤波器，αβ-dq变换模块和dq-αβ变换模块；谐波电压u_sp经前置均值滤波器滤波后输入频率检测器，频率检测器检测到角速度ω_n后，直接输入移动均值滤波器；所述角速度ω_n经积分生成转子位置角θ_n输入αβ-dq变换模块；所述谐波电压u_sp经所述前置均值滤波器输入放大器，所述放大器输出的V_α进入αβ-dq变换模块；所述αβ-dq变换模块输出信号输入移动均值滤波器；经所述移动均值滤波器的信号和所述转子位置角θ_n输入到dq-αβ变换模块；所述dq-αβ变换模块输出正弦波

和余弦波

所述正弦波

和所述余弦波

是所述谐波电压u_sp分解后的一对正交值。

7.根据权利要求6所述的一种高精度电机转子位置检测装置，其特征在于，正交锁相环包括相位检测器，环路滤波器和压控振荡器，所述正弦波

和所述余弦波

输入正交锁相环，经相位检测器得到误差电压，所述误差电压经环路滤波器过滤得到控制电压，所述控制电压加到压控振荡器上来跟踪输入信号，最终得到旋转角速度

和估计转子位置角

所述角速度

和所述转子位置角

用于确定转子的位置。

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