CN110391775A - 一种基于无电解电容驱动系统的无位置传感器控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种基于无电解电容驱动系统的无位置传感器控制方法，属于电机控制领域。首先实时检测获取三相电流i_a、i_b、i_c，经坐标变换为i_α、i_β。i_α、i_β由计算获得两相静止坐标系下的电压u_α、u_β；其次，构造滑模电流观测器获取反电动势e_α、e_β；然后将e_α、e_β经坐标变换得到两相旋转坐标系下反电动势e_d、e_q，将其经100Hz谐波抑制环节，根据滤波器特性不同，转子频率高于100Hz时选用延时滤波器，低于100Hz时使用同步旋转滤波器；滤波后的e_d、e_q经park^‑1变换回e_α、e_β；最后经锁相环跟踪估算转子位置和转速。本发明解决基于无电解电容驱动系统时，母线电压存在固有100Hz脉动导致无位置传感器观测精度不高的问题。

Description

一种基于无电解电容驱动系统的无位置传感器控制方法

技术领域

本发明涉及永磁同步电机转子位置观测器以及无电解电容驱动系统，属于电机控制领域。

背景技术

永磁同步电机由于其体积小、高功率密度以及高力矩惯量比等诸多优点，被广泛应用在工业、电动汽车以及家用电器等诸多领域中。为实现永磁同步电机的高性能控制，需要知道转子位置和速度。传统获取转子位置的方法是使用机械式传感器，但其特殊场合的运行受限，容易受到温度和电磁噪声的干扰，同时也会增加系统的成本和体积。因此，使用无位置传感器控制以克服有位置传感器控制的不足。永磁同步电机驱动系统无位置传感器控制方法根据运行速度区分为两大类，在中高速范围时，通常使用基于反电动势估计的方法获取转子位置信息；而在低速甚至零速时，主要以高频信号注入方法获取转子位置信息。如今，在传统电解电容功率变换器中，已成熟的无位置传感器控制方法被广泛应用于电机驱动系统。

传统的单相交流驱动系统采用前级为单相不控整流电路、中间级为直流母线、后级为三相逆变电路的交-直-交结构。逆变器直流母线侧通常并联一个几百至几千微法的电解电容，该电容能够起到稳压的作用。然而，使用电解电容存在以下问题：首先，其内部电解液会随着温度升高而蒸发，导致电解电容容值变化。经测试，普通的电解电容在105摄氏度条件下的寿命只有数千小时，在此基础上，每升高十摄氏度寿命便会减半。据统计，60％的驱动电路故障都是由电解电容损坏而导致的。为了解决这些问题，使用寿命长、可靠性高的小薄膜电容代替电解电容。由于电解电容被薄膜电容替代，母线电压2倍电网频率的波动以及逆变器产生的谐波不再被电解电容吸收。由于d-q轴参考电压取u_d、u_q决于母线电压，而u_d、u_q经park逆变换得到滑模观测器的输入量u_α、u_β，其含有的谐波频率为因此，u_d、u_q含有的100Hz谐波将增加无位置传感器观测误差。将传统滑模观测器估测的反电动势经低通滤波器抑制高频抖振，但无法对低频次谐波进行有效抑制，从而导致基于无电解电容功率变换器驱动系统无位置传感器观测精度降低。

发明内容

本发明目的是提供一种基于无电解电容驱动系统的无位置传感器控制方法，解决了无电解电容驱动系统导致传统滑模观测器观测精度下降的问题。

本发明所采用的技术方案是，基于无电解电容驱动系统的无位置传感器控制方法，具体按照以下步骤实施：

步骤1、将三相电流i_a、i_b、i_c经clark变换得到α-β两相静止坐标系下的电流i_α、i_β；

步骤2、根据两相静止坐标系电流i_α、i_β，计算得到α-β两相静止坐标系下的电压u_α、u_β；

步骤3、根据两相静止电流i_α、i_β、电压u_α、u_β、电压控制量k_α、k_β和通过滑模观测器，计算定子电流的估测值

步骤4、将两相静止电流i_α、i_β与估测值的差值经过滑模控制律，得到两相静止坐标系下的扩展反电动势e_α、e_β及电压控制量k_α、k_β；

步骤5、将步骤4中获得的反电动势e_α、e_β经过park变换后得到e_d、e_q，再将e_d、e_q经100Hz谐波抑制环节后的e_d0、e_q0，最后将e_d0、e_q0经park逆变换得到e_α ^*、e_β ^*；

步骤6、将步骤5中的e_α ^*、e_β ^*经锁相环提取出观测的转子角速度和转子位置并将作为步骤3的输入、将作为步骤5的输入。

进一步，步骤2中，根据两相静止坐标系电流i_α、i_β，计算得到α-β两相静止坐标系下的电压u_α、u_β，公式如下：

其中，i_α、i_β是定子电流两相静止坐标下中的电流分量，R是定子电阻，k_E是反电动势常数，ω_r是转子角速度，θ_r是转子位置角，L_d、L_q分别是d-q轴坐标系下d轴和q轴电感分量，i_d、i_q是定子电流的d-q轴坐标系下d轴和q轴电感分量，D是微分算子。

进一步，步骤3中，根据两相静止电流i_α、i_β、电压u_α、u_β、电压控制量k_α、k_β和通过滑模观测器，计算定子电流的估测值实现方法如下：

式中，

其中，是定子电流两相静止坐标下中的电流分量估测值，k_α、k_β是两相静止坐标系下电压控制分量，H是滑模观测器中开关增益，sat是饱和函数。

进一步，步骤4中，将两相静止电流i_α、i_β与估测值的差值经过滑模控制律，得到两相静止坐标系下的扩展反电动势e_α、e_β及电压控制量k_α、k_β，实现方法如下：

其中，即为估测电流与实际检测电流的误差值；

电压控制量取值如下：

进一步，步骤5中，将步骤4中获得的反电动势e_α、e_β经过park变换后得到e_d、e_q，再将e_d、e_q经100Hz谐波抑制环节后的e_d0、e_q0，最后将e_d0、e_q0经park逆变换得到e_α ^*、e_β ^*，实现方法如下：

步骤5.1、将步骤4中获得的反电动势e_α、e_β经过park变换后得到e_d、e_q，park变换采用步骤6估算转子位置角速度作为旋转频率：

步骤5.2、将步骤5.1中获得的e_d、e_q经过100Hz谐波抑制环节，具体包含如下处理：

步骤5.2.1、计算步骤6估算的角速度对应的转速与转子频率为100Hz时所对应转速n_2g大小，具体步骤如下：

步骤5.2.2.1、步骤6估算的角速度对应的转速

由公式

可得估算计算度对应的转速关系：

步骤5.2.2.2、估算转子频率为100Hz，其对应转速n_2g：

其中，f_2g是2倍电网频率，其值为100Hz，n_2g是f_2g对应的转速，p是电机极对数。

步骤5.2.2、对比与n_2g大小关系，选择使用100Hz谐波抑制环节的合适的滤波器：

步骤5.2.2.1、时，选择使用延时滤波器；

其中延时滤波器为：将输入包含100Hz谐波信号与输入信号经过延时处理后获得的信号相加后除以2，得到叠加后的信号为直流量；

步骤5.2.2.2、时，选择使用同步旋转滤波器；

其中同步旋转滤波器为：将输入包含100Hz谐波信号经过在d-q坐标系上设置的低通滤波器以滤除包含的100Hz谐波，从而获得的信号仅含有直流分量；

步骤5.3、将步骤5.2.2得到e_d0、e_q0经park逆变换得到e_α ^*、e_β ^*：

进一步，步骤6中，将步骤5.3中的e_α ^*、e_β ^*经锁相环提取出观测的转子角速度和转子位置并将作为步骤3的输入、将作为步骤5的输入。

本发明由于采用以上技术方案，使之与现有技术相比，具有以下显著优点：

1、本发明解决了无电解电容驱动系统导致母线电压波动对无位置传感器控制带来的负面影响，提高了基于无电解电容驱动系统使用无位置传感器控制的观测精度。

2、本发明对不同转速范围实施不同类型滤波，可以实现电机转速宽范围的无位置传感器控制；

3、本发明使用滤波器均无需参数调试以及数据反馈，降低控制和调速复杂度。

4、本发明一种基于无电解电容驱动系统的无位置传感器控制方法对系统扰动、参数摄动等不确定性因素具有鲁棒性，因此可以更好的实现永磁同步电机的无传感器控制；

5、本发明无需额外硬件设计，仅通过算法便可以满足要求，从而不增加硬件系统控制复杂度。

附图说明

图1为基于无电解电容驱动系统的无位置传感器控制系统框图；

图2为改进滑模观测器原理框图；

图3为100Hz谐波抑制模块原理框图；

图4锁相环原理框图

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步的说明。

本发明基于无电解电容驱动系统的无位置传感器控制方法，具体按照以下步骤实施：

步骤1、如图1中所示，取永磁同步电机检测的三相电流i_a、i_b、i_c经clark坐标变换得到α-β两相静止坐标系下的电流i_α、i_β，如下式所示：

步骤2、根据两相静止坐标系电流i_α、i_β，计算得到α-β两相静止坐标系下的电压u_α、u_β；

其中，i_α、i_β是定子电流两相静止坐标下中的电流分量，R是定子电阻，k_E是反电动势常数，ω_r是转子角速度，θ_r是转子位置角，L_d、L_q分别是d-q轴坐标系下d轴和q轴电感分量，i_d、i_q是定子电流的d-q轴坐标系下d轴和q轴电感分量，D是微分算子。

步骤3、根据两相静止电流i_α、i_β、电压u_α、u_β、电压控制量k_α、k_β和通过滑模观测器，计算定子电流的估测值如图2所示，具体实施如下：

将步骤2中两相静止坐标系电压方程转换成两相静止坐标系下电流方程，公式如下：

式中，

计算定子电流的估测值

式中，

其中，是定子电流两相静止坐标下中的电流分量估测值，k_α、k_β是两相静止坐标系下电压控制分量，H是滑模观测器中开关增益，sat是饱和函数。

步骤4、将步骤3中得到的两相静止电流i_α、i_β与估测值的差值经过滑模控制律，得到两相静止坐标系下的扩展反电动势e_α、e_β及电压控制量k_α、k_β，实现方法如下：

步骤4.1、将步骤3中得到的两相静止电流估测值与电流i_α、i_β相减得二者差值，公式如下：

其中，即为估测电流与实际检测电流的误差值；

步骤4.2、经过滑模控制律，得到两相静止坐标系下的扩展反电动势e_α、e_β及电压控制量k_α、k_β

电压控制量k_α、k_β取值如下：

步骤5、将步骤4中获得的反电动势e_α、e_β经过park变换后得到e_d、e_q，再将e_d、e_q经100Hz谐波抑制环节后得到e_d0、e_q0，最后将e_d0、e_q0经park逆变换得到e_α ^*、e_β ^*，如图3所示，具体实施方式如下；

步骤5.1、将步骤4中获得的反电动势e_α、e_β经过park变换后得到e_d、e_q，park变换采用步骤6估算转子位置角速度作为旋转频率：

步骤5.2、将步骤5.1中获得的e_d、e_q经过100Hz谐波抑制环节，具体包含如下处理：

步骤5.2.1、计算步骤6估算的角速度对应的转速与转子频率为100Hz时所对应转速n_2g大小，具体步骤如下：

步骤5.2.1.1、步骤6估算的角速度对应的转速

由公式

可得估算计算度对应的转速关系：

步骤5.2.1.2、估算转子频率为100Hz，其对应转速n_2g：

其中，f_2g是2倍电网频率，其值为100Hz，n_2g是f_2g对应的转速，p是电机极对数。

步骤5.2.2、对比与n_2g大小关系，选择使用100Hz谐波抑制环节的合适的滤波器：

步骤5.2.2.1、时，选择使用延时滤波器；

其中延时滤波器原理为：将输入包含100Hz谐波信号与输入信号经过延时处理后获得的信号相加后除以2，得到叠加后的信号为直流量；

其中，e_dg是d轴坐标系反电动势100Hz谐波分量、e_dg ^*是e_dg经延时获得的延时信号、A_dg是e_dg的幅值、T_s是延时时间、ω_g是电网频率。

同理可得到e_qg通过延时滤波器的信号为：

其中，e_qg是q轴坐标系反电动势100Hz谐波分量、e_qg ^*是e_qg经延时获得的延时信号

步骤5.2.2.2、时，选择使用同步旋转滤波器；

其中同步旋转滤波器原理为：将输入包含100Hz谐波信号经过在d-q坐标系上设置的低通滤波器以滤除包含的100Hz谐波，从而获得的信号仅含有直流分量；

步骤5.3、将步骤5.2.2得到e_d0、e_q0经park逆变换得到e_α ^*、e_β ^*：

步骤6、将步骤5.3中的e_α ^*、e_β ^*经锁相环提取出观测的转子角速度和转子位置并将作为步骤3的输入、将作为步骤5的输入，如图4所示，具体实施如下：

然后将经PI环节获取估测转子角速度：

将获取的转子角速度经积分后得到转子位置角：

改进滑模观测器原理框图，如图2所示。由于位置和转速估计部分加入了同步旋转坐标系下滤波环节，因此可以抑制母线电压2倍工频脉动对无位置传感器的影响；由于将滤波环节设在旋转坐标系上，故所使用的滤波方法对反电动势基波不产生任何负面影响，从而提高了基于无电解电容驱动系统的无位置传感器控制的观测精度。

100Hz谐波抑制模块原理框图，如图3所示。估计估测转速，选择使用不同滤波器进行100Hz谐波抑制。若转速低于n_2g时，转子频率小于100Hz。因同步旋转滤波器中LPF的截至频率为转速基波，故可以有效滤除母线电压波动造成的100Hz及以下低次谐波；若转速高于n_2g，同步旋转滤波器中的LPF截至频率大于100Hz，无法滤除100Hz谐波，即难以消除母线电压波动对无位置的负面影响。因此，此工况下使用延时滤波器进行100Hz谐波抑制。

本发明一种基于无电解电容驱动系统的无位置传感器控制方法，首先采用饱和函数代替符号函数，其次基于反电动势模型构造滑模电流观测器获取反电动势e_α、e_β；然后将e_α、e_β经坐标变换得到两相旋转坐标系下反电动势e_d、e_q，将其经100Hz谐波抑制环节(采用同步旋转滤波器结合延时滤波器)滤波后再逆变换回两相静止坐标系下的e_α、e_β；最后经锁相环跟踪估算转子位置和转速。该改进滑模观测器可以很好的消除母线电压2倍工频脉动对无位置传感器控制的影响，提高基于无电解电容驱动系统的无位置传感器控制的观测精度。本发明解决基于无电解电容驱动系统时，母线电压存在固有100Hz脉动导致无位置传感器观测精度不高的问题。

在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示意性实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。

尽管已经示出和描述了本发明的实施例，本领域的普通技术人员可以理解：在不脱离本发明的原理和宗旨的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由权利要求及其等同物限定。

Claims (6)

1.一种基于无电解电容驱动系统的无位置传感器控制方法，其特征在于，包括如下步骤：

步骤1、将三相电流i_a、i_b、i_c经clark变换得到α-β两相静止坐标系下的电流i_α、i_β；

步骤2、根据两相静止坐标系电流i_α、i_β，计算得到α-β两相静止坐标系下的电压u_α、u_β；

步骤3、根据两相静止电流i_α、i_β、电压u_α、u_β、电压控制量k_α、k_β和通过滑模观测器，计算定子电流的估测值

步骤4、将两相静止电流i_α、i_β与估测值的差值经过滑模控制律，得到两相静止坐标系下的扩展反电动势e_α、e_β及电压控制量k_α、k_β；

步骤5、将步骤4中获得的扩展反电动势e_α、e_β经过park变换后得到e_d、e_q，再将e_d、e_q经100Hz谐波抑制环节后得到e_d0、e_q0，最后将e_d0、e_q0经park逆变换得到e_α ^*、e_β ^*；

步骤6、将步骤5中的e_α ^*、e_β ^*经锁相环提取出观测的转子角速度和转子位置并将作为步骤3的输入、将作为步骤5的输入。

2.根据权利要求1所述的一种基于无电解电容驱动系统的无位置传感器控制方法，其特征在于，步骤2中，根据两相静止坐标系电流i_α、i_β，计算得到α-β两相静止坐标系下的电压u_α、u_β，公式如下：

其中，i_α、i_β是定子电流两相静止坐标下中的电流分量，R是定子电阻，k_E是反电动势常数，ω_r是转子角速度，θ_r是转子位置角，L_d、L_q分别是d-q轴坐标系下d轴和q轴电感分量，i_d、i_q是定子电流的d-q轴坐标系下d轴和q轴电感分量，D是微分算子。

3.根据权利要求2所述的一种基于无电解电容驱动系统的无位置传感器控制方法，其特征在于，步骤3中，根据两相静止电流i_α、i_β、电压u_α、u_β、电压控制量k_α、k_β和通过滑模观测器，计算定子电流的估测值实现方法如下：

式中，

其中，是定子电流两相静止坐标下中的电流分量估测值，k_α、k_β是两相静止坐标系下电压控制分量，H是滑模观测器中开关增益，sat是饱和函数。

4.根据权利要求3所述的一种基于无电解电容驱动系统的无位置传感器控制方法，其特征在于，步骤4中，将两相静止电流i_α、i_β与估测值的差值经过滑模控制律，得到两相静止坐标系下的扩展反电动势e_α、e_β及电压控制量k_α、k_β，实现方法如下：

其中，即为估测电流与实际检测电流的误差值；

电压控制量取值如下：

5.根据权利要求4所述的一种基于无电解电容驱动系统的无位置传感器控制方法，其特征在于，步骤5具体实现方法如下；

步骤5.1、将步骤4中获得的扩展反电动势e_α、e_β经过park变换后得到e_d、e_q，park变换采用步骤6估算转子位置角速度作为旋转频率：

步骤5.2、将步骤5.1中获得的e_d、e_q经过100Hz谐波抑制环节，具体包含如下处理：

步骤5.2.1、计算步骤6估算的角速度对应的转速与转子频率为100Hz时所对应转速n_2g大小，具体步骤如下：

步骤5.2.1.1、步骤6估算的角速度对应的转速

由公式

可得估算计算度对应的转速关系：

步骤5.2.1.2、估算转子频率为100Hz，其对应转速n_2g：

其中，f_2g是2倍电网频率，其值为100Hz，n_2g是f_2g对应的转速，p是电机极对数；

步骤5.2.2、对比与n_2g大小关系，选择使用100Hz谐波抑制环节的合适的滤波器，具体步骤如下：

步骤5.2.2.1、时，选择使用延时滤波器；

其中延时滤波器为：将输入包含100Hz谐波信号与输入信号经过延时处理后获得的信号相加后除以2，得到叠加后的信号为直流量；

步骤5.2.2.2、时，选择使用同步旋转滤波器；

其中同步旋转滤波器为：将输入包含100Hz谐波信号经过在d-q坐标系上设置的低通滤波器以滤除包含的100Hz谐波，从而获得的信号仅含有直流分量；

步骤5.3、将步骤5.2.2得到e_d0、e_q0经park逆变换得到e_α ^*、e_β ^*：

6.根据权利要求5所述的一种基于无电解电容驱动系统的无位置传感器控制方法，其特征在于，步骤6中，将步骤5.3中的e_α ^*、e_β ^*经锁相环提取出观测的转子角速度和转子位置并将作为步骤3的输入、将作为步骤5的输入。