CN107302328B - 基于低频电压注入法的永磁同步电机无位置传感器的控制方法 - Google Patents

Abstract

基于低频电压注入法的永磁同步电机无位置传感器的控制方法，本发明涉及永磁同步电机无位置传感器的控制方法。本发明为了解决在内置式永磁同步电机无位置传感器控制中，传统的零低速时所使用的高频信号注入法带来的高频噪音污染问题。本发明包括：一：永磁同步电机运行过程中，通过微处理器控制，向永磁同步电机的dq轴系中注入低频脉冲电压；将电机的控制序列分为注入周期和控制周期；二：根据在永磁同步电机αβ轴系中提取的脉冲电流信息，并通过电流微分计算得到转子的位置正交信号；三：设计基于空间傅里叶变换的矢量跟踪器，得到转子位置和转速，用于电机转速和电流闭环控制，实现无位置传感器控制。本发明用于电机控制技术领域。

Description

基于低频电压注入法的永磁同步电机无位置传感器的控制 方法

技术领域

本发明涉及电机控制技术领域，具体涉及内置式永磁同步电机低噪音无位置传感器控制方法。

背景技术

永磁同步电机因其具有高功率密度、高转矩密度和良好的动态性能的特点，被广泛应用在各个领域。传统的矢量控制技术需要电机转子位置信息进行解耦控制，但是位置传感器的安装不仅增加了成本，还降低了系统的可靠性，因此无位置传感器技术成为了电机控制领域的主要研究方向之一。

无位置传感器技术主要分为运用在零低速的高频信号注入法和中高速的模型法。因为在转速较低时，模型法受到噪声的影响较大，因此零低速下通常采用高频信号注入法。基于模型法的中高速无传感器技术已经得到了广泛的应用，但是基于高频信号注入法的零低速无传感器技术因为受到高频噪音的影响，使其难以在工业领域中得到应用，特别是在家电领域。传统的高频信号注入法主要分为高频旋转电压注入法、高频脉振电压注入法和高频方波电压注入法。高频旋转电压注入法提出时间最早，能有效实现无位置传感器控制，但是其存在信号处理过程复杂、需要大量使用滤波器和额外的转矩脉动等缺点；相比之下，高频脉振电压注入法的原理更加简单且转矩脉动更小，因此得到更为广泛的应用，但是依旧需要使用滤波器；而高频方波电压注入法则不需要使用滤波器，且电压信号频率可以选择得更高，所以控制性能更加优越。然而，传统的电压注入法都是基于高频电压注入的方案，会产生严重的高频电流噪音污染，使这类方案的实用性降低。因此，为了提高无位置传感器技术的实用性，研究低噪音的零低速永磁同步电机无位置传感器控制策略具有重要的理论意义和应用价值。

发明内容

本发明的目的是为了解决在内置式永磁同步电机无位置传感器控制中，传统的零低速时所使用的高频信号注入法带来的高频噪音污染问题，而提出基于低频电压注入法的永磁同步电机无位置传感器的控制方法。

基于低频电压注入法的永磁同步电机无位置传感器的控制方法包括以下步骤：

步骤一：永磁同步电机运行过程中，通过微处理器控制，向永磁同步电机的dq轴系中注入低频脉冲电压；将电机的控制序列分为注入周期和控制周期；dq轴系是指电机的旋转坐标系，低频脉冲电压注入时为注入周期，控制电机时为控制周期；dq轴系包括d 轴和q轴，d轴指向转子磁场的N极方向，q轴与d轴垂直；

步骤二：根据在永磁同步电机αβ轴系中提取的脉冲电流信息，并通过电流微分计算得到转子的位置正交信号；αβ轴系是指电机的静止坐标系；αβ轴系包括α轴和β轴，α轴指向定子的A相，β轴与α轴垂直；

步骤三：根据步骤二得到的转子的位置正交信号，设计基于空间傅里叶变换的矢量跟踪器，得到转子位置和转速，用于电机转速和电流闭环控制，实现无位置传感器控制。

本发明的有益效果为：在保证永磁同步电机无位置传感器系统正常运行的情况下，通过降低注入电压的频率(传统方法的电压信号频率通常为1kHz以上，本发明所使用的电压信号频率为50Hz)，使得噪音污染大幅下降(以电流信号功率密度为衡量标准，由注入1kHz电压信号时的0.08A²/Hz降低至0.001A²/Hz)，提高了该技术的实用性。

本发明方法为基于低频脉冲电压信号注入法的永磁同步电机零低速无位置传感器控制方法。相比于传统的高频信号注入法而言，低频信号注入法所注入的信号频率低，可以有效地缓解传统方法中所产生的刺耳噪音，提升无位置传感器的应用价值。

本发明方法采用了一种新型的信号注入方法，实现了永磁同步电机零低速下，基于低频脉冲信号注入的无位置传感器控制策略，有效的降低了噪音污染，提高了无位置传感器技术的实用性。

本发明方法无需使用位置传感器即可进行永磁同步电机的矢量控制，仅通过在电机电压上叠加一个低频电压信号，即可检测出转子的位置和转速信息，并用于电机闭环控制。相比于传统的高频信号方法，本发明所采用的方法能有效的降低由注入信号带来的噪音，并通过空间傅里叶变换设计合理的观测系统，从而得到精确的转子位置、转速信息，大大提高了无位置传感器的使用价值。

附图说明

图1为本发明的整体框图；其中ω^*为永磁同步电机的角速度给定值，为永磁同步电机的转子位置估计值，为永磁同步电机的角速度估计值，为速度PI调节器输出的q轴电流给定，为d轴电流给定值，i_q为永磁同步电机的q轴电流，i_d为永磁同步电机的d轴电流，i_α为永磁同步电机α轴的电流值反馈值，i_β为永磁同步电机β轴的电流反馈值，为永磁同步电机的q轴电压给定值，为永磁同步电机的d轴电压给定值，u_FOC为永磁同步电机的矢量控制电压，u_INJ为永磁同步电机的注入电压，为永磁同步电机的α轴电压给定值，为永磁同步电机的β轴电压给定值，i_abc为永磁同步电机的三相电流，SVPWM为空间矢量调制模块，PMSM为永磁同步电机，观测器包含以上步骤中的信号处理部分；

图2为本发明方法的控制时序图；其中为永磁同步电机的dq轴电压给定值，i_αβ为永磁同步电机αβ轴的电流值反馈值，为永磁同步电机的注入电压的负值；

图3为本发明中步骤三的信号处理框图，l₁₂₃为PID环节参数，T_e为电磁转矩，T_s为程序周期，P为电机极对数，J为转动惯量，H为输入的位置正交信号矢量，H_f和分别为实际和估计的基波矢量，H_h和分别为实际和估计的谐波矢量；

图4为本发明所使用平台示意图，PMSM为永磁同步电机，IM为异步电机；

图5为100％额定负载下，使用本发明的无位置传感器控制的低速下(100转/分钟)正反转实验波形图，上图为转子的实际位置波形，下图为估计的位置误差波形；

图6为100％额定负载下，使用本发明的无位置传感器控制的低速下(100转/分钟)正反转实验波形图，上图为转子的实际转速波形，下图为转子的估计转速波形；

图7为100％额定负载下，使用本发明的无位置传感器控制的零速下负载实验波形图，从上到下的波形依次为：转子的实际转速波形、估计的位置误差波形和电机的电磁转矩波形；

图8为传统的1kHz高频电压注入法的电流功率密度谱(PSD)图；

图9为传统的1kHz高频电压注入法的相电流波形图；

图10为本发明提出的50Hz低频脉冲电压注入法的电流功率密度谱(PSD)图；

图11为本发明提出的50Hz低频脉冲电压注入法的电流波形图。

具体实施方式

具体实施方式一：基于低频电压注入法的永磁同步电机无位置传感器的控制方法包括以下步骤：

步骤一：永磁同步电机运行过程中，通过微处理器控制，向永磁同步电机的dq轴系中注入低频脉冲电压；为了避免滤波器对低频电压的干扰，将电机的控制序列分为注入周期和控制周期，有利于低频脉冲电压的注入和提取；dq轴系是指电机的旋转坐标系，低频脉冲电压注入时为注入周期，控制电机时为控制周期；dq轴系包括d轴和q轴，d轴指向转子磁场的N极方向，q轴与d轴垂直；

步骤二：由于内置式永磁同步电机存在凸极效应，因此在电机的相电流中会激励出响应的脉冲电流，且响应电流中包含了电机转子的位置信息。根据在永磁同步电机αβ轴系中提取的脉冲电流信息，并通过电流微分计算得到转子的位置正交信号；αβ轴系是指电机的静止坐标系；αβ轴系包括α轴和β轴，α轴指向定子的A相，β轴与α轴垂直；

步骤三：根据步骤二得到的转子的位置正交信号，设计基于空间傅里叶变换的矢量跟踪器，得到转子位置和转速，用于电机转速和电流闭环控制，实现无位置传感器控制。

图1所示，永磁同步电机无位置传感器系统分为三个部分：电机部分、变频驱动部分和ARM控制部分。电机部分由一台内置式永磁同步电机构成，作为控制对象。变频驱动部分输出到永磁同步电机的电流和增量式光电编码器的位置信息经过采样、A/D转换和滤波等环节输出到ARM控制芯片中作为反馈量。在ARM部分中，电流内环均为 PI调节器，用以调节给定电压值的大小，速度外环采用PI调节和无位置传感器控制策略来实现永磁同步曳引机的控制。

具体实施方式二：本实施方式与具体实施方式一不同的是：所述步骤一中永磁同步电机运行过程中，通过微处理器控制，向永磁同步电机的dq轴系中注入低频脉冲电压具体为：

在矢量控制系统的dq轴系中注入低频脉冲电压：

其中u_dqi为dq轴系中注入的低频脉冲电压，k为控制序列，且k＝1,2,3,....，V_i为注入电压的幅值；

采用一种注入周期和控制周期相互分离的方法。如图1所示。脉冲电压注入的方式相当于一个开关，位于电流环的输出位置。当进行电机控制时，dq轴系下的给定电压为电流环的输出电压；当需要注入电压时，在电流环的输出位置注入电压，原电流环的输出电压不再使用，则此时d轴电压为注入的低频脉冲电压，q轴电压为0；

在脉冲注入周期时，注入连续的、幅值相同但符号相反的电压，如图2所示的1周期。电流在每个周期开始前进行采样，并在αβ轴系进行采样，用于计算。且仅在脉冲注入周期进行采样。

本方法在注入周期和控制器分离的基础上，每两个注入周期之间间隔N个控制周期， N的取值为1～200，在无电压注入的情况下控制电机N个控制周期后，将电机的dq电压切换为注入低频脉冲电压；通过改变N的大小，调节注入电压的频率，N越大注入的电压频率越低，实现低频注入。

其它步骤及参数与具体实施方式一相同。

具体实施方式三：本实施方式与具体实施方式一或二不同的是：所述步骤二中根据在永磁同步电机αβ轴系中提取脉冲电流信息，并通过电流微分计算得到转子位置正交信号的具体过程为：

永磁同步电机dq轴系方程为：

式中u_d和u_q分别为d轴和q轴的定子电压，式中i_d和i_q分别为d轴和q轴的定子电流，R_s为定子电阻，L_d和L_q分别为d轴和q轴的定子电感，ω_e为电机的电转速，ψ_f为转子磁链；

将式(2)通过坐标变换到αβ轴系下，假设注入的电压幅值足够大，可以忽略电阻上的压降以及反电动势的影响，公式(2)简化为：

式中：L₀为均值电感，L₁为差值电感，L₀＝(L_d+L_q)/2，L₁＝(L_d-L_q)/2，u_αi和u_βi分别为α轴和β轴注入的定子电压，i_αi和i_βi为α轴和β轴激励的电流，θ_e为转子位置角；

将式(3)中的电流提取出来，并将式(1)中dq轴系下注入的电压转换到αβ轴系下，得到：

式中K为转子位置正交信号的幅值，δ为等效位置误差，其中T_s为程序控制周期，Δθ为位置估计误差，Δi_αi和△i_βi分别为α轴和β轴差分电流；

为了得到单位位置正交电压，需要将(4)中的幅值K消除，采用归一化的方法：

式中△i_{αi_pu}和△i_{βi_pu}为α轴和β轴转子的位置正交信号。

考虑到连续注入的正负电压，结合图2的电流采样示意图，(6)可以被具体实施为：

其它步骤及参数与具体实施方式一或二相同。

具体实施方式四：本实施方式与具体实施方式一至三之一不同的是：所述步骤三中根据步骤二得到的转子的位置正交信号，设计基于空间傅里叶变换的矢量跟踪器，得到转子位置和转速的具体过程为：

将公式(6)改写为矢量形式：

H＝cos(θ_e-δ)+jsin(θ_e-δ) (7)

其中j为虚数单位，H为输入的位置正交信号矢量；

构建基于空间傅里叶变换的展开式：

式中H_f为实际的基波矢量，H_h为实际的谐波矢量，为相位，N＝2πf_i/ω_e， f_i为注入脉冲电压的频率，ω_e为转子电频率，t为时间，n为求和函数的序列号；

基于图2的注入时序图，注入脉冲电压的频率f_i定义为：

f_i＝1/[(N+2)·T_s] (9)

步骤三一：根据和N＝2πf_i/ω_e，得到N和的估计值为：

式中，和分别表示和N的估计值，为估计的转子电频率；

根据式(8)得到基波估计值和谐波估计值分别为：

其中为估计的基波矢量，为估计的谐波矢量，为转子位置的估计值，

执行步骤三二；

步骤三二：根据公式(7)和公式(8)得到的位置正交信号矢量减去由式(13)得到的估计的谐波矢量，得到基波分量实际值H_f：

然后执行步骤三三；

步骤三三：步骤三二得到的基波分量实际值H_f和步骤三一得到的估计的基波矢量得到位置误差信号ε：

执行步骤三四；

步骤三四：步骤三三得到的ε送入陷波滤波器H(s)中：

其中陷波滤波器表示为：

式中

其中s为拉普拉斯算子，a、b、c为陷波滤波器中间参数，k₁为陷波宽度因子，k₂为陷波深度因子，ω₀为陷波中心频率；

得到滤波后的位置误差信号ε′：

ε′＝H(s)·ε (17)

执行步骤三五；

步骤三五：建立PID环节；

永磁同步电机的电磁转矩T_e方程为：

其中P为极对数，ψ_f为转子磁链；

忽略粘滞摩擦系数，机械运动方程为：

其中J为转动惯量，T_L为负载转矩；

由于在每个采样周期中，负载转矩的变化较小，因此可以认为负载转矩的变化率近似为0，得到：

将式(18)至(21)写为状态方程的形式，以θ_e,ω_e,T_L为状态变量，T_e为输入变量，得到如下状态方程：

式中：

x为状态矩阵，为x的导数，u为输入矩阵，y为输出变量，A、B、C为中间变量矩阵；

由方程(22)得到带有全阶状态反馈矩阵的状态方程：

为估计的状态矩阵，为的估计值，L为参数矩阵；

即：

其中为估计的负载转矩，是的一阶导数，是的一阶导数，是的一阶导数，l₁、l₂、l₃为PID环节参数；

通过对公式(24)极点配置，得到l₁、l₂、l₃参数的值为：

其中，λ为极点的值，且为负数；

步骤三六：将步骤三四得到的滤波后的位置误差信号ε′带入式(24)，得到估计的转子的位置和转速，用于速度闭环和坐标变换；

与图3不同的是，式(24)中的被替换为ε′。

其它步骤及参数与具体实施方式一至三之一相同。

采用以下实施例验证本发明的有益效果：

实施例一：

本实验在永磁同步电机对拖实验平台进行验证。如图4所示，一台2.2kW永磁同步电机与4kW异步电机通过JN338转矩转速测试仪联接，两台变频器采用共直流母线方式相连；异步电机作为加载电机，永磁同步电机作为测试电机，通过转矩测试仪对转矩转速实时监测。系统装有绝对式编码器，用于得到实际位置，并与观测信号进行比较；通过STM32F103VBARM实现矢量控制算法，对永磁同步电机进行控制；逆变器选用PM25RLA120IPM功率模块，定子电流通过PHA20VB15霍尔电流传感器进行检测；开关频率6kHz，电流环采样周期166μs，转速环采样周期1ms；

所使用的永磁同步电机的主要参数为：额定电压380V，额定电流5.6A，额定转矩21N·m，额定频率50Hz，L_d＝48mH，L_q＝59mH，P＝3，J＝0.0192kg·m²，ψ_f＝0.56Wb，Rs＝2.53Ω；所选用的其它实验参数为：λ＝-30，N＝119，注入电压频率为50Hz；

图5为100％额定负载下，使用本发明的无位置传感器控制的低速下(100转/分钟)正反转实验波形图，上图为转子的实际位置波形，下图为估计的位置误差波形；可以看出，在额定的负载下，估计的位置误差保持在±20°电角度以内，转子位置估计准确，电机运行良好；

图6为100％额定负载下，使用本发明的无位置传感器控制的低速下(100转/分钟)正反转实验波形图，上图为转子的实际转速波形，下图为转子的估计转速波形；可以看出，在额定的负载下，电机运行平稳，且本发明的方法能准确的估计出转子速度；

图7为100％额定负载下，使用本发明的无位置传感器控制的零速下负载实验波形图，从上到下的波形依次为：转子的实际转速波形、估计的位置误差波形和电机的电磁转矩波形；可以看出，在零速下突加额定负载，本发明设计的无位置传感器控制方法能保证系统的稳定运行，且位置误差保持在±30°电角度以内，转子位置估计准确；

传统的1kHz高频电压注入法的电流功率密度谱(PSD)，如图8所示，其功率密度值为0.08A²/Hz；

传统的1kHz高频电压注入法的相电流波形如图9所示，电流中包含高频成分；

本发明提出的50Hz低频脉冲电压注入法的电流功率密度谱(PSD)如图10所示，其功率密度值降低至0.001A²/Hz，可以看出相比于高频电压注入法，其电流功率密度大幅度降低，表明电流所产生的噪音污染得到了缓解；

本发明提出的50Hz低频脉冲电压注入法的电流波形如图11所示，电流中只包含低频成分；

本发明还可有其它多种实施例，在不背离本发明精神及其实质的情况下，本领域技术人员当可根据本发明作出各种相应的改变和变形，但这些相应的改变和变形都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。

Claims (1)

1.基于低频电压注入法的永磁同步电机无位置传感器的控制方法，其特征在于：所述永磁同步电机无位置传感器的控制方法包括以下步骤：

步骤一：永磁同步电机运行过程中，通过微处理器控制，向永磁同步电机的dq轴系中注入低频脉冲电压；将电机的控制序列分为注入周期和控制周期；dq轴系是指电机的旋转坐标系，低频脉冲电压注入时为注入周期，控制电机时为控制周期；dq轴系包括d轴和q轴，d轴指向转子磁场的N极方向，q轴与d轴垂直；

所述永磁同步电机运行过程中，通过微处理器控制，向永磁同步电机的dq轴系中注入低频脉冲电压具体为：

在矢量控制系统的dq轴系中注入低频脉冲电压：

其中u_dqi为dq轴系中注入的低频脉冲电压，k为控制序列，且k＝1,2,3,....，V_i为注入电压的幅值；

当进行电机控制时，dq轴系下的给定电压为电流环的输出电压；当需要注入电压时，在电流环的输出位置注入电压，原电流环的输出电压不再使用，则此时d轴电压为注入的低频脉冲电压，q轴电压为0；

每两个注入周期之间间隔N个控制周期，N的取值为1～200，在无电压注入的情况下控制电机N个控制周期后，将电机的dq电压切换为注入低频脉冲电压；通过改变N的大小，调节注入电压的频率，N越大注入的电压频率越低，实现低频注入；

步骤二：根据在永磁同步电机αβ轴系中提取的脉冲电流信息，并通过电流微分计算得到转子的位置正交信号；αβ轴系是指电机的静止坐标系；αβ轴系包括α轴和β轴，α轴指向定子的A相，β轴与α轴垂直；

所述根据在永磁同步电机αβ轴系中提取的脉冲电流信息，并通过电流微分计算得到转子位置正交信号的具体过程为：

永磁同步电机dq轴系方程为：

式中u_d和u_q分别为d轴和q轴的定子电压，式中i_d和i_q分别为d轴和q轴的定子电流，R_s为定子电阻，L_d和L_q分别为d轴和q轴的定子电感，ω_e为转子电频率，ψ_f为转子磁链；

将式(2)通过坐标变换到αβ轴系下，公式(2)简化为：

式中：L₀为均值电感，L₁为差值电感，L₀＝(L_d+L_q)/2，L₁＝(L_d-L_q)/2，u_αi和u_βi分别为α轴和β轴注入的定子电压，i_αi和i_βi为α轴和β轴激励的电流，θ_e为转子位置角；

将式(3)中的电流提取出来，并将式(1)中dq轴系下注入的电压转换到αβ轴系下，得到：

式中K为转子位置正交信号的幅值，δ为等效位置误差，其中Δθ为位置估计误差，Δi_αi和Δi_βi分别为α轴和β轴差分电流；

将(4)中的幅值K消除，采用归一化的方法：

式中Δi_{αi_pu}和Δi_{βi_pu}为α轴和β轴转子的位置正交信号；

步骤三：根据步骤二得到的转子的位置正交信号，设计基于空间傅里叶变换的矢量跟踪器，得到转子位置和转速，用于电机转速和电流闭环控制，实现无位置传感器控制；

具体过程为：

将公式(6)改写为矢量形式：

H＝cos(θ_e-δ)+jsin(θ_e-δ) (7)

其中j为虚数单位，H为输入的位置正交信号矢量；

构建基于空间傅里叶变换的展开式：

式中H_f为实际的基波矢量，H_h为实际的谐波矢量，为相位，N＝2πf_i/ω_e，f_i为注入脉冲电压的频率，ω_e为转子电频率，t为时间，n为求和函数的序列号；

注入脉冲电压的频率f_i定义为：

f_i＝1/[(N+2)·T_s] (9)

其中T_s为程序控制周期；

步骤三一：根据和得到N和的估计值为：

式中，和分别表示和N的估计值，为估计的转子电频率；

根据式(8)得到基波估计值和谐波估计值分别为：

其中为估计的基波矢量，为估计的谐波矢量，为转子位置的估计值，

执行步骤三二；

步骤三二：根据公式(7)和公式(8)得到的位置正交信号矢量减去由式(13)得到的估计的谐波矢量，得到基波分量实际值H_f：

然后执行步骤三三；

步骤三三：步骤三二得到的基波分量实际值H_f和步骤三一得到的估计的基波矢量得到位置误差信号ε：

执行步骤三四；

步骤三四：步骤三三得到的ε送入陷波滤波器H(s)中：

其中陷波滤波器表示为：

式中

其中s为拉普拉斯算子，a、b、c为陷波滤波器中间参数，k₁为陷波宽度因子，k₂为陷波深度因子，ω₀为陷波中心频率；

得到滤波后的位置误差信号ε′：

ε′＝H(s)·ε (17)

执行步骤三五；

步骤三五：建立PID环节；

永磁同步电机的电磁转矩T_e方程为：

其中P为极对数，ψ_f为转子磁链；

忽略粘滞摩擦系数，机械运动方程为：

其中J为转动惯量，T_L为负载转矩；

负载转矩的变化率近似为0，得到：

将式(18)至(21)写为状态方程的形式，以θ_e,ω_e,T_L为状态变量，T_e为输入变量，得到如下状态方程：

式中：

u＝T_e；y＝θ_e；

x为状态矩阵，为x的导数，u为输入矩阵，y为输出变量，A、B、C为中间变量矩阵；

由方程(22)得到带有全阶状态反馈矩阵的状态方程：

为估计的状态矩阵，为的估计值，L为参数矩阵；

即：

其中为估计的负载转矩，是的一阶导数，是的一阶导数，是的一阶导数，l₁、l₂、l₃为PID环节参数；

通过对公式(24)极点配置，得到l₁、l₂、l₃参数的值为：

其中，λ为极点的值；

步骤三六：将步骤三四得到的滤波后的位置误差信号ε′带入式(24)，得到估计的转子的位置和转速；