CN109617487B - 基于高频电压信号注入的永磁同步电机转子位置观测方法 - Google Patents

基于高频电压信号注入的永磁同步电机转子位置观测方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开的基于高频电压信号注入的永磁同步电机转子位置观测方法，包括以下步骤：在同步旋转坐标系的d轴中注入一个方波信号，该方波信号的频率为PWM载波频率的二分之一；将永磁同步电机矢量控制方法中的基波电流PI控制器调整为每2个PWM载波周期执行一次；在同步旋转坐标系的d轴、q轴下，通过差分方程从采样得到的电流信号中提取包含转子位置信息的高频电流信号；使用锁相环路对提取到的高频电流信号进行调节，得到转子位置与速度信息。本发明的整个控制过程的实施，不需要任何额外硬件的支持，也不需有PWM载波输出频率、中断执行周期、电流采样时刻等底层驱动方面的改动，可方便在已有的永磁同步电机矢量控制系统中更改实现。

Description

基于高频电压信号注入的永磁同步电机转子位置观测方法
技术领域
本发明涉及电机控制技术领域，特别涉及一种基于高频电压信号注入的永磁同步电机转子位置观测方法。
背景技术
永磁同步电机(PMSM)因其重量轻、效率高、能量密度大等优点，被广泛用于汽车、工控等领域。基于成本与可靠性的需求，永磁同步电机无位置传感器控制近年来成为研究的热点。
永磁同步电机无位置传感器控制算法中，对于电机运行于中、高速的情况，基于电机基波模型的观测器类算法已经很成熟，被广泛用于实际产品中，但对于电机处于零速、低速的情况，由于电机的反电动势较小，信噪比较低，观测器类的算法很难应用。高频注入类的算法由于可以在低速甚至零速的情况下识别出电机的转子位置，已经成为新的研究热点。其中高频方波注入类的算法，由于注入频率较高，可以实现更精确的转子位置观测，但大多数高频方波注入类的算法，其系统设计复杂，需要额外的底层驱动与硬件电路的支持，不方便实际工程应用。
发明内容
本发明所要解决的技术问题在于：针对现有技术的不足而提供一种基于高频电压信号注入的永磁同步电机转子位置观测方法，该方法在不改变原有控制方式的基础上，解决永磁同步电机零速、低速的转子位置观测问题。
本发明所要解决的技术问题可以通过以下技术方案来实现：
基于高频电压信号注入的永磁同步电机转子位置观测方法，包括以下步骤：
步骤S10，在永磁同步电机矢量控制方法所使用的同步旋转坐标系的d轴中注入一个方波信号，该方波信号的频率为PWM载波频率的二分之一；
步骤S20，将永磁同步电机矢量控制方法中的基波电流PI控制器调整为每2个PWM载波周期执行一次；
步骤S30，在永磁同步电机矢量控制方法所使用的同步旋转坐标系的d轴、q轴下，通过差分方程从采样得到的电流信号中提取包含转子位置信息的高频电流信号；
步骤S40，使用锁相环路对提取到的高频电流信号进行调节，得到转子位置与速度信息。
在本发明的一个优选实施例中，在所述步骤S10中，所述在永磁同步电机矢量控制方法所使用的同步旋转坐标系的d轴中注入一个方波信号，具体为在相邻的两个PWM载波周期中，分别在永磁同步电机矢量控制方法所使用的同步旋转坐标系的d轴注入一个幅值相等、符号相反的高频电压信号，即一个高频注入周期包含2个PWM载波周期。
在本发明的一个优选实施例中，在所述步骤S20中，所述将永磁同步电机矢量控制方法中的基波电流PI控制器调整为每2个PWM载波周期执行一次，具体包括以下步骤：
步骤S21，在一个高频注入周期包含的第一个PWM载波周期中进行电流PI调节，并输出控制电压ud、uq；
步骤S22，在一个高频注入周期包含的第二个PWM载波周期中不进行电流PI调节，仅输出前一个周期计算的ud、uq，保持在一个高频注入周期中，矢量控制电流PI控制器输出ud、uq不变。
在本发明的一个优选实施例中，在所述步骤S30中，所述通过差分方程从采样得到的电流信号中提取包含转子位置信息的高频电流信号，具体包括以下步骤：
步骤S31：在每一个PWM载波周期的开始时刻对电机电流进行采样，形成电流信号；
步骤S32：在一个高频注入周期包含的第二个PWM载波周期中，使用差分方程提取同步旋转坐标系中的d轴、q轴的高频电流信号，差分方程为：
Δidh＝[id(n-1)-id(n-2)]-[id(n)-id(n-1)]
Δiqh＝[iq(n-1)-iq(n-2)]-[iq(n)-iq(n-1)]
其中，id(n)为本周期采样电流坐标变换得到的d轴电流，id(n-1)为上周期采样电流坐标变换得到的d轴电流，id(n-2)为上上周期采样电流坐标变换得到的d轴电流，iq(n)为本周期采样电流坐标变换得到的q轴电流，iq(n-1)上周期采样电流坐标变换得到的q轴电流、iq(n-2)为上上周期采样电流坐标变换得到的q轴电流。
在本发明的一个优选实施例中，在所述步骤S40中，所述使用锁相环路对提取到的高频电流信号进行调节，得到转子位置与速度信息，具体包括以下步骤：
步骤S41，在一个高频注入周期包含的第二个PWM载波周期中，使用锁相环路对步骤S30得到的Δiqh进行调节，输出估算的电角度
Figure BDA0001865788460000031
和估算的电角速度
Figure BDA0001865788460000032
步骤S42，在不进行角度估算的PWM载波周期中，使用
Figure BDA0001865788460000033
作为估算角度的输出，其中，
Figure BDA0001865788460000034
为上个PWM载波周期中计算得到的估算角度，T为PWM载波周期时间；
步骤S43，将每个PWM载波周期输出的估算角度用于矢量控制坐标变换，计算得到转子位置与速度信息。
由于采用了如上技术方案，本发明的有益效果在于：本发明通过降低基波电流的控制频率，并使用差分方程提取高频电流信号，可获得精确的转子位置信息，且不需要额外硬件与底层驱动的支持，方便实际工程应用。本发明的整个控制过程的实施，不需要任何额外硬件的支持，也不需有PWM载波输出频率、中断执行周期、电流采样时刻等底层驱动方面的改动，可方便在已有的永磁同步电机矢量控制系统中更改实现。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是本发明的流程示意图。
图2是本发明的矢量控制系统框图。
图3是本发明的在一个高频电压注入周期内d轴基波电流与高频电流的波形图。
图4是本发明的矢量控制基波电流PI调节与高频电流提取、角度估算执行时序图。
图5是本发明的锁相环路的结构示意图。
具体实施方式
为了使本发明实现的技术手段、创作特征、达成目的与功效易于明白了解，下面结合具体图示，进一步阐述本发明。
参见图1，图中给出的是基于高频电压信号注入的永磁同步电机转子位置观测方法，包括以下步骤：
步骤S10，在永磁同步电机矢量控制方法所使用的同步旋转坐标系的d轴中注入一个方波信号，该方波信号的频率为PWM载波频率的二分之一。具体地，在相邻的两个PWM载波周期中，分别在永磁同步电机矢量控制方法所使用的同步旋转坐标系的d轴注入一个幅值相等、符号相反的高频电压信号，即一个高频注入周期包含2个PWM载波周期。
步骤S20，将永磁同步电机矢量控制方法中的基波电流PI控制器调整为每2个PWM载波周期执行一次。步骤S20具体包括以下子步骤：
步骤S21，在一个高频注入周期包含的第一个PWM载波周期中进行电流PI调节，并输出控制电压ud、uq；
步骤S22，在一个高频注入周期包含的第二个PWM载波周期中不进行电流PI调节，仅输出前一个周期计算的ud、uq，保持在一个高频注入周期中，矢量控制电流PI控制器输出ud、uq不变。
步骤S30，在永磁同步电机矢量控制方法所使用的同步旋转坐标系的d轴、q轴下，通过差分方程从采样得到的电流信号中提取包含转子位置信息的高频电流信号。步骤S30具体包括以下子步骤：
步骤S31：在每一个PWM载波周期的开始时刻对电机电流进行采样，形成电流信号；
步骤S32：在一个高频注入周期包含的第二个PWM载波周期中，使用差分方程提取同步旋转坐标系中的d轴、q轴的高频电流信号，差分方程为：
Δidh＝[id(n-1)-id(n-2)]-[id(n)-id(n-1)]
Δiqh＝[iq(n-1)-iq(n-2)]-[iq(n)-iq(n-1)]
其中，id(n)为本周期采样电流坐标变换得到的d轴电流，id(n-1)为上周期采样电流坐标变换得到的d轴电流，id(n-2)为上上周期采样电流坐标变换得到的d轴电流，iq(n)为本周期采样电流坐标变换得到的q轴电流，iq(n-1)上周期采样电流坐标变换得到的q轴电流、iq(n-2)为上上周期采样电流坐标变换得到的q轴电流。
步骤S40，使用锁相环路对提取到的高频电流信号进行调节，得到转子位置与速度信息。步骤S40具体包括以下子步骤：
步骤S41，在一个高频注入周期包含的第二个PWM载波周期中，使用锁相环路对步骤S30得到的Δiqh进行调节，输出估算的电角度
Figure BDA0001865788460000054
和估算的电角速度
Figure BDA0001865788460000055
步骤S42，在不进行角度估算的PWM载波周期中，使用
Figure BDA0001865788460000056
作为估算角度的输出，其中，
Figure BDA0001865788460000057
为上个PWM载波周期中计算得到的估算角度，T为PWM载波周期时间；
步骤S43，将每个PWM载波周期输出的估算角度用于矢量控制坐标变换，计算得到转子位置与速度信息。
参见图2，本发明在保持原有矢量控制系统不变的基础上，增加高频信号发生器模块、高频电流提取模块以及角度估算模块。
高频信号发生器模块用于产生一个频率为PWM载波频率1/2的高频方波电压信号，并叠加到矢量控制基波电流PI控制器输出的ud上输出。高频电流提取模块使用差分方程在同步旋转坐标系下提取高频电流。提取高频电流信号的过程不需要使用低通滤波器，系统的动态响应较好。提取到的高频电流被用作矢量控制基波电流PI调节的反馈电流补偿，最终用作基波电流PI调节的反馈电流为：
Figure BDA0001865788460000051
Figure BDA0001865788460000052
其中，id、iq为本周期的采样电流经坐标变换的结果，Δidh、Δiqh为上个PWM载波周期计算得到的高频电流；
当注入的高频电压的频率远高于电机的基波运行频率时，Δiqh与角度估算误差的关系为：
Figure BDA0001865788460000053
其中，T为PWM载波周期，Vinj为注入的高频电压信号的幅值，L0＝(Lq+Ld)/2，L1＝(Lq-Ld)/2，θerr为估算角度与实际角度的误差；
当θerr很小时，Δiqh与θerr成比例关系，将Δiqh作为锁相环模块的输入，经过调节后得到估算角度与估算速度；估算角度被用于矢量控制中坐标变换，估算速度被用于速度的闭环反馈调节。
参见图3，图3示出了本发明在一个高频电压注入周期内，d轴基波电流与高频电流的波形图。在一个高频注入周期内，保持基波电流PI控制器输出的ud、uq不变，则基波电流存在如下关系：
idf(n-1)-idf(n-2)＝idf(n)-idf(n-1)
iqf(n-1)-iqf(n-2)＝iqf(n)-iqf(n-1)
其中，idf(n)为本周期的采样电流中包含的d轴基波电流，idf(n-1)为上周期的采样电流中包含的d轴基波电流，idf(n-2)为上上周期的采样电流中包含的d轴基波电流，iqf(n)为本周期的采样电流中包含的q轴基波电流，iqf(n-1)为上周期的采样电流中包含的q轴基波电流，iqf(n-2)为上上周期的采样电流中包含的q轴基波电流。
在一个高频注入周期内，保持基波电流PI控制器输出的ud、uq不变，则高频电流存在如下关系：
idh(n-1)-idh(n-2)＝idh(n-1)-idh(n)
iqh(n-1)-iqh(n-2)＝iqh(n-1)-iqh(n)
其中，idh(n)为本周期的采样电流中包含的d轴高频电流，idh(n-1)为上周期的采样电流中包含的d轴高频电流，idh(n-2)为上上周期的采样电流中包含的d轴高频电流，iqh(n)为本周期的采样电流中包含的d轴高频电流，iqh(n-1)为上周期的采样电流中包含的d轴高频电流，iqh(n-2)为上上周期的采样电流中包含的d轴高频电流。
根据上述的基波电流关系和高频电流关系可得到步骤S32中的差分方程。本发明在提取高频电流过程中，没有使用低通滤波器，系统的动态响应较好。
参见图4，实际输出到电机上的高频方波电压，相较于计算的高频方波电压，会有一个PWM载波周期的滞后。在采样时刻d轴高频电流为负的PWM载波周期，使用步骤S32中的提取高频电流，并使用锁相环进行角度调节，输出估算的角度、估算的速度，同时输出上个PWM载波周期中矢量控制基波电流PI调节计算得到的ud、uq；在采样时刻d轴高频电流为正的PWM载波周期，进行矢量控制基波电流PI调节，输出ud、uq，使用
Figure BDA0001865788460000071
作为估算角度的输出，其中
Figure BDA0001865788460000072
为上个PWM载波周期中计算得到的估算角度，T为PWM载波周期时间。
参见图5，使用锁相环路进行转子位置估算，输入为Δiqh，输出为估算的角度、估算的速度。
根据Δiqh与角度估算误差的关系，提取到的q轴高频电流包含转子位置信息，被用作锁相环路的角度误差输入。使用PI控制器对输入的角度误差信号进行调节，得到估算速度，估算速度经过积分，得到估算角度。至此，得到永磁同步电机无位置传感器控制系统在低速及零速下的估算角度、估算速度，估算角度、估算速度被用作闭环控制。
随着电机转速升高，当电机转速达到基于反电动势的无位置传感器控制方法能够使用的范围后，仅需停止高频电压信号的注入，并将矢量控制基波电流PI调节周期恢复到PWM载波周期，因此本方法不会影响中、高速下电机的动态性能。
以上显示和描述了本发明的基本原理和主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。本发明要求保护范围由所附的权利要求书及其等效物界定。

Claims (4)

1.基于高频电压信号注入的永磁同步电机转子位置观测方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤S10，在永磁同步电机矢量控制方法所使用的同步旋转坐标系的d轴中注入一个方波信号，该方波信号的频率为PWM载波频率的二分之一；
步骤S20，将永磁同步电机矢量控制方法中的基波电流PI控制器调整为每2个PWM载波周期执行一次；
步骤S30，在永磁同步电机矢量控制方法所使用的同步旋转坐标系的d轴、q轴下，通过差分方程从采样得到的电流信号中提取包含转子位置信息的高频电流信号；
步骤S40，使用锁相环路对提取到的高频电流信号进行调节，得到转子位置与速度信息；
在所述步骤S30中，所述通过差分方程从采样得到的电流信号中提取包含转子位置信息的高频电流信号，具体包括以下步骤：
步骤S31：在每一个PWM载波周期的开始时刻对电机电流进行采样，形成电流信号；
步骤S32：在一个高频注入周期包含的第二个PWM载波周期中，使用差分方程提取同步旋转坐标系中的d轴、q轴的高频电流信号，差分方程为：
Δidh＝[id(n-1)-id(n-2)]-[id(n)-id(n-1)]
Δiqh＝[iq(n-1)-iq(n2)]-[iq(n)-iq(n-1)]
其中，id(n)为本周期采样电流坐标变换得到的d轴电流，id(n-1)为上周期采样电流坐标变换得到的d轴电流，id(n-2)为上上周期采样电流坐标变换得到的d轴电流，iq(n)为本周期采样电流坐标变换得到的q轴电流，iq(n-1)上周期采样电流坐标变换得到的q轴电流、iq(n-2)为上上周期采样电流坐标变换得到的q轴电流。
2.如权利要求1所述的基于高频电压信号注入的永磁同步电机转子位置观测方法，其特征在于，在所述步骤S10中，所述在永磁同步电机矢量控制方法所使用的同步旋转坐标系的d轴中注入一个方波信号，具体为在相邻的两个PWM载波周期中，分别在永磁同步电机矢量控制方法所使用的同步旋转坐标系的d轴注入一个幅值相等、符号相反的高频电压信号，即一个高频注入周期包含2个PWM载波周期。
3.如权利要求2所述的基于高频电压信号注入的永磁同步电机转子位置观测方法，其特征在于，在所述步骤S20中，所述将永磁同步电机矢量控制方法中的基波电流PI控制器调整为每2个PWM载波周期执行一次，具体包括以下步骤：
步骤S21，在一个高频注入周期包含的第一个PWM载波周期中进行电流PI调节，并输出控制电压ud、uq；
步骤S22，在一个高频注入周期包含的第二个PWM载波周期中不进行电流PI调节，仅输出前一个周期计算的ud、uq，保持在一个高频注入周期中，矢量控制电流PI控制器输出ud、uq不变。
4.如权利要求1所述的基于高频电压信号注入的永磁同步电机转子位置观测方法，其特征在于，在所述步骤S40中，所述使用锁相环路对提取到的高频电流信号进行调节，得到转子位置与速度信息，具体包括以下步骤：
步骤S41，在一个高频注入周期包含的第二个PWM载波周期中，使用锁相环路对步骤S30得到的Δiqh进行调节，输出估算的电角度
Figure FDA0003460719730000021
和估算的电角速度
Figure FDA0003460719730000022
步骤S42，在不进行角度估算的PWM载波周期中，使用
Figure FDA0003460719730000023
作为估算角度的输出，其中，
Figure FDA0003460719730000024
为上个PWM载波周期中计算得到的估算角度，T为PWM载波周期时间；
步骤S43，将每个PWM载波周期输出的估算角度用于矢量控制坐标变换，计算得到转子位置与速度信息。
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