CN110323988B - 永磁同步电机低载波比无差拍控制系统及方法 - Google Patents

永磁同步电机低载波比无差拍控制系统及方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种永磁同步电机低载波比无差拍控制系统及方法，包括永磁同步电机、编码器、abc‑dq坐标转换单元、转速外环PI控制器、1/2时刻电流预估单元、电流无差拍控制器、dq‑αβ坐标转换单元、SVPWM调制模块、逆变器。本发明在电流预测模型建模过程中，将逆变器和电机看作一个整体建模，考虑了逆变器的延迟作用，并加入1/2时刻电流预估修正离散化误差，所建模型较传统电流预测模型更为准确；在无差拍控制器中加入了电流误差解耦积分补偿模块，使得定子电流控制静差得到了很大改善，最终实现了无差拍控制在低载波比下控制良好的目的，结果显示电机转速和定子电流控制良好，电机定子电流控制静差较小，输出转矩脉动也得到了改善。

Description

永磁同步电机低载波比无差拍控制系统及方法
技术领域
本发明涉及一种永磁同步电机低载波比无差拍控制系统及方法，属于电机控制技术领域。
背景技术
大功率永磁同步牵引电机驱动系统，由于开关损耗的限制，在现实中不得不使用低开关频率(如500Hz左右)控制驱动电机，这使得开关频率与电流频率比值，即载波比较低。
目前，永磁同步电机一般使用双PI矢量控制策略，而在低开关频率下，系统采样延迟将大大加大，破坏了矢量控制系统中的动态解耦，电机控制难以满足控制要求，且输出定子电流含有大量谐波，使得电机输出转矩波动较大，甚至造成电机损坏。无差拍控制策略无需滞后一拍控制，具有较好的动态响应特点，利用电机在离散域的模型建立定子电流预测模型，将下一时刻参考定子电流和本时刻采集的定子电流输入到预测模型中，从而直接计算出使得电机下一时刻达到参考电流的命令电压，控制过程简单，且较容易实现。
然而，传统无差拍控制直接基于电机状态方程采用前向差分离散方法建立电机离散模型，并没有考虑逆变器的延迟，在开关频率较高时由于该部分延迟较小，对无差拍控制影响不大，而在低开关频率时该部分延迟较大，使得传统无差拍控制策略难以达到很好的控制效果，将会出现定子电流控制静差大，电机输出转矩脉动大的控制结果。
所以现在亟待需要提出一种适应低载波比的永磁同步电机无差拍控制系统及控制方法。
发明内容
为解决现有技术的不足，本发明的目的在于提供一种永磁同步电机低载波比无差拍控制系统及方法，解决传统永磁同步电机无差拍控制系统在低开关频率下出现控制效果差，电流静差大，输出转矩脉动大等问题，实现无差拍控制策略在低开关频率下的良好控制效果，且电流控制静差也较小。
为了实现上述目标，本发明采用如下的技术方案：
一种永磁同步电机低载波比无差拍控制系统，其特征是，包括永磁同步电机、编码器、abc-dq坐标转换单元、转速外环PI控制器、1/2时刻电流预估单元、电流无差拍控制器、dq-αβ坐标转换单元、SVPWM调制模块、逆变器；
所述编码器用于获取永磁同步电机的转子位置角θ以及永磁同步电机的实时转速n；
所述abc-dq坐标转换单元将输入的k时刻采集永磁同步电机的定子的AB相实时电流ia(k)、ib(k)以及所述电机转子位置角θ，通过计算得到定子电流在d-q轴的分量id(k)、iq(k)；
所述转速外环PI控制器通过在k时刻输入永磁同步电机给定转速n*和实时转速n计算下一时刻的q轴给定电流
Figure GDA0004077648870000021
所述1/2时刻电流预估单元通过下一时刻定子电流给定
Figure GDA0004077648870000022
以及k时刻采集的实时定子电流d-q轴分量id(k)、iq(k)，计算出/>
Figure GDA0004077648870000023
时刻d-q轴电流分量/>
Figure GDA0004077648870000024
Figure GDA0004077648870000025
所述电流无差拍控制器通过在k时刻输入下一时刻定子电流给定
Figure GDA0004077648870000026
以及k时刻采集的实时定子电流d-q轴分量id(k)、iq(k)，计算出d-q轴命令电压/>
Figure GDA0004077648870000027
所述dq-αβ坐标转换单元通过输入所述d-q轴命令电压
Figure GDA0004077648870000028
以及电机转子位置角θ计算得到α-β轴命令电压/>
Figure GDA0004077648870000029
所述SVPWM调制模块根据输入的所述α-β轴命令电压
Figure GDA00040776488700000210
计算出此时逆变器开关控制信号；
所述逆变器用于根据所述开关控制信号生成控制永磁同步电机的定子电压。
前述的一种永磁同步电机低载波比无差拍控制系统，其特征是，所述abc-dq坐标转换单元的转换方程为：
Figure GDA00040776488700000211
式中，θe为定子电流矢量到α轴角度，θ为转子位置角，np为永磁同步电机极对数。
前述的一种永磁同步电机低载波比无差拍控制系统，其特征是，1/2时刻电流预估单元所需要的公式为
Figure GDA00040776488700000212
式中，Ts为系统采样周期，τs为永磁同步电机电磁时间常数，ωe(k)为k时刻采集的电机转速，/>
Figure GDA00040776488700000213
Figure GDA00040776488700000214
为k+1时刻参考定子电流d-q轴分量，Id(k)、Iq(k)分别为k时刻采集定子电流d-q轴分量。
前述的一种永磁同步电机低载波比无差拍控制系统，其特征是，所述电流无差拍控制器包括电流预测模型模块和电流误差解耦积分模块；
所述电流预测模型模块2通过永磁同步电机离散模型建立一个电流预测模型，令下一时刻参考定子电流
Figure GDA0004077648870000031
等于电流预测模型中的预测电流，推导出一个命令电压方程，通过将下一时刻参考定子电流/>
Figure GDA0004077648870000032
以及本时刻采集的实时定子电流id(k)、iq(k)和1/2时刻预估电流/>
Figure GDA0004077648870000033
代入到命令电压方程中求出d-q轴预测模型命令电压udpre(k)、uqpre(k)；
所述电流误差解耦积分模块是通过在k时刻，将下一时刻给定定子电流d-q轴分量
Figure GDA0004077648870000034
分别减去该时刻采集的实时定子电流id(k)、iq(k)，得到d-q轴定子电流误差Δid(k),Δiq(k),再去除dq轴电流误差间的耦合成分，将解耦后得到的电流误差经过积分调节器，输出d-q轴补偿电压udcom(k)、uqcom(k)。
前述的一种永磁同步电机低载波比无差拍控制系统，其特征是，所述dq-αβ坐标转换单元的转换方程如下：
Figure GDA0004077648870000035
式中，θe为定子电流矢量到α轴角度，θ为转子位置角，np为永磁同步电机极对数，d-q轴命令电压/>
Figure GDA0004077648870000036
一种永磁同步电机低载波比无差拍控制系统的控制方法，其特征是，
步骤1)在k时刻，所述编码器获取电机转速n和转子位置角θ；
步骤2)在k时刻，输入给定转速n*和采集电机转速n到转速外环PI控制器中，经过计算输出下一时刻参考定子电流q轴分量
Figure GDA0004077648870000037
步骤3)在k时刻，将转子位置角θ和采集的AB相定子电流ia(k)、ib(k)输入到abc-dq坐标转换单元，输出本时刻采集的实时定子电流d-q轴分量id(k)、iq(k)；
步骤4)在k时刻，将下一时刻定子电流给定
Figure GDA0004077648870000038
以及k时刻采集的实时定子电流d-q轴分量id(k)、iq(k)输入到1/2时刻电流预估单元，得到1/2时刻的预估电流
Figure GDA0004077648870000041
步骤5)在k时刻，将下一时刻定子电流给定
Figure GDA0004077648870000042
以及k时刻采集的实时定子电流d-q轴分量id(k)、iq(k)和1/2时刻预估电流/>
Figure GDA0004077648870000043
输入电流无差拍控制器，计算出d-q轴命令电压/>
Figure GDA0004077648870000044
步骤6)将步骤5)中所述d-q轴命令电压
Figure GDA0004077648870000045
以及转子位置角θ输入到所述dq-αβ坐标转换单元输出命令电压α-β轴分量/>
Figure GDA0004077648870000046
步骤7)将步骤6)中所述命令电压α-β轴分量
Figure GDA0004077648870000047
输入到所述SVPWM调制模块，得到控制逆变器的开关控制信号；
步骤8)所述逆变器接收到步骤7)中的开关控制信号生产永磁同步电机定子电压。
前述的一种永磁同步电机低载波比无差拍控制方法，其特征是，所述步骤4)中的1/2时刻电流预估单元的公式为
Figure GDA0004077648870000048
该1/2时刻电流预估单元的公式是由如下命令电压方程演变而来：/>
Figure GDA0004077648870000049
式中，/>
Figure GDA00040776488700000410
Ts为系统采样周期，τs为永磁同步电机电磁时间常数，ωe(k)为k时刻采集的电机转速，/>
Figure GDA00040776488700000411
为k+1时刻参考定子电流d-q轴分量，Id(k)、Iq(k)分别为k时刻采集定子电流d-q轴分量。
前述的一种永磁同步电机低载波比无差拍控制方法，其特征是，所述步骤5)中电流预测模型的命令电压方程为
Figure GDA0004077648870000051
其中，
Figure GDA0004077648870000052
式中，Ls为永磁同步电机定子电感，Rs为永磁同步电机定子电阻，ψf为永磁同步电机转子永磁体磁链，/>
Figure GDA0004077648870000053
分别为命令电压d-q轴分量，/>
Figure GDA0004077648870000054
为k+1时刻参考定子电流d-q轴分量，Id(k)、Iq(k)分别为k时刻采集定子电流d-q轴分量，
Figure GDA0004077648870000055
为1/2时刻的预估电流，ωe(k)为k时刻采集的电机转速，Ts为系统采样周期。
本发明所达到的有益效果：在电流预测模型建模过程中，将逆变器和电机看作一个整体建模，考虑了逆变器的延迟作用；加入1/2时刻电流预估矫正离散化偏差，所建模型较传统电流预测模型更为准确；
在无差拍控制器中加入了电流误差解耦积分补偿模块，去除了dq轴电流误差间的耦合成分，使得电机调速再较低载波比下的电流误差补偿得到更高的稳定性和快速性，使得定子电流控制静差得到了很大改善，最终实现了无差拍控制在低载波比下控制良好的目的，结果显示电机转速和定子电流控制良好，电机定子电流控制静差较小，输出转矩脉动也得到了改善。
附图说明
图1为本发明中永磁同步电机低载波比无差拍控制系统原理框图；
图2为本发明中无差拍控制器原理框图；
图3为永磁同步电机标量模型原理框图；
图4为永磁同步电机低载波比无差拍控制转速波形图，(a)为开关频率为5000Hz时转速波形图，(b)为开关频率为500Hz时转速波形图；
图5为永磁同步电机低载波比无差拍控制定子电流波形图，(a)为开关频率为5000Hz时定子电流波形图，(b)为开关频率为500Hz时定子电流波形图；
图6为永磁同步电机低载波比无差拍控制输出转矩波形图，(a)为开关频率为5000Hz时输出转矩波形图，(b)为开关频率为500Hz时输出转矩波形图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作进一步描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本发明的技术方案，而不能以此来限制本发明的保护范围。
如图1所示，一种永磁同步电机低载波比无差拍控制系统主要包括：永磁同步电机(PMSM)、编码器、abc-dq坐标转换单元、转速外环PI控制器、1/2时刻电流预估单元、电流无差拍控制器、dq-αβ坐标转换单元、SVPWM调制模块、逆变器。具体地：
编码器用于获取永磁同步电机的转子位置角θ以及永磁同步电机的实时转速n；
abc-dq坐标转换单元将输入的k时刻采集永磁同步电机的定子的AB相实时电流ia(k)、ib(k)以及所述电机转子位置角θ，通过计算得到定子电流在d-q轴的分量id(k)、iq(k)；
转速外环PI控制器通过在k时刻输入永磁同步电机给定转速n*和实时转速n计算下一时刻的q轴给定电流
Figure GDA0004077648870000061
所述1/2时刻电流预估单元通过下一时刻定子电流给定
Figure GDA0004077648870000062
以及k时刻采集的实时定子电流d-q轴分量id(k)、iq(k)，计算出/>
Figure GDA0004077648870000063
时刻d-q轴电流分量/>
Figure GDA0004077648870000064
Figure GDA0004077648870000065
所述电流无差拍控制器通过在k时刻输入下一时刻定子电流给定
Figure GDA0004077648870000066
以及k时刻采集的实时定子电流d-q轴分量id(k)、iq(k)和1/2时刻预估电流/>
Figure GDA0004077648870000067
计算出d-q轴命令电压/>
Figure GDA0004077648870000068
dq-αβ坐标转换单元通过输入所述d-q轴命令电压
Figure GDA0004077648870000069
以及电机转子位置角θ计算得到α-β轴命令电压/>
Figure GDA00040776488700000610
SVPWM调制模块根据输入的所述α-β轴命令电压
Figure GDA00040776488700000611
计算出此时逆变器开关控制信号；
逆变器用于根据所述开关控制信号生成控制永磁同步电机的定子电压。
图2为电流无差拍控制器原理框图，在k时刻时，将下一时刻参考定子电流d轴分量
Figure GDA00040776488700000612
和下一时刻参考定子电流q轴分量/>
Figure GDA00040776488700000613
以及采集的实时定子电流id(k)、iq(k)输入到图2中的预测模型1中，得到1/2时刻预估电流/>
Figure GDA0004077648870000071
其中电流预估单元表达式：
Figure GDA0004077648870000072
将
Figure GDA0004077648870000073
id(k)，iq(k)，/>
Figure GDA0004077648870000074
个变量代入到电流预测模型中的命令电压方程计算得到d-q轴预测模型命令电压udpre(k)、uqpre(k)，命令电压方程如下：
Figure GDA0004077648870000075
其中，/>
Figure GDA0004077648870000076
式中，Ls为永磁同步电机定子电感，Rs为永磁同步电机定子电阻，ψf为永磁同步电机转子永磁体磁链，/>
Figure GDA0004077648870000077
分别为命令电压d-q轴分量，/>
Figure GDA0004077648870000078
为k+1时刻参考定子电流d-q轴分量，Id(k)、Iq(k)分别为k时刻采集定子电流d-q轴分量，/>
Figure GDA0004077648870000079
为1/2时刻的预估电流，ωe(k)为k时刻采集的电机转速，Ts为系统采样周期。
为了减小电流控制静差，如图2所示，本发明中电流无差拍控制器内加入电流误差解耦积分补偿单元，在k时刻时，将下一时刻给定定子电流d-q轴分量
Figure GDA00040776488700000710
分别减去该时刻采集的实时定子电流id(k)、iq(k)，得到d-q轴定子电流误差Δid(k),Δiq(k),再去除dq轴电流误差间的耦合成分，将解耦后得到的电流误差经过积分调节器，得到命令电压补偿量udcom(k)、uqcom(k)，最后将udpre(k)、uqpre(k)分别与udcom(k)、uqcom(k)相加，输出d-q轴命令电压/>
Figure GDA00040776488700000711
下面结合图3永磁同步电机标量模型原理图来介绍本发明中采用的电流预测模型命令电压方程的推导过程:
由图3可得永磁同步电机电压方程：
Figure GDA0004077648870000081
定义复矢
量为：
Figure GDA0004077648870000082
在αβ静止坐标系下的永磁同步电机复矢量模型可写成：
Uαβ＝RsIαβ+LpIαβ+jωeψf。
其中，转子永磁磁链产生的耦合项经常由参数辨识得到，并且假设其值不变，在电流调节器设计中可以先忽略此项，之后再在电压指令中加入此项作为补偿。αβ静止坐标系下的永磁同步电机复矢量模型复矢量传递函数为：
Figure GDA0004077648870000083
通常可将逆变器看作一个零阶保持器，零阶保持器传递函数如下：
Figure GDA0004077648870000084
将逆变器和电机看作一个整体，对αβ坐标系下永磁同步牵引电机复矢量模型进行离散化，采用零阶保持器离散化法，由式(6)和式(7)可得αβ坐标系下永磁同步电机离散域复矢量模型传递函数：
Figure GDA0004077648870000085
Figure GDA0004077648870000086
由式(4)可以得到静止坐标系下永磁同步电机的差分方程模型：
Figure GDA0004077648870000087
将k至k+1拍等分为M份，列写公式如下：
Figure GDA0004077648870000091
将以上M项相加，可得：
Figure GDA0004077648870000092
若M足够大的时候则可得：
Figure GDA0004077648870000093
其中
Figure GDA0004077648870000094
可由公式(5)得到。
由于控制器控制的量是dq坐标系下的量，需要利用坐标变换将αβ坐标系转换为dq坐标系，离散域复矢量αβ-dq坐标变换如下：
Figure GDA0004077648870000095
Figure GDA0004077648870000096
由上式可得dq坐标系下永磁同步电机离散域复矢量模型传递函数：
Figure GDA0004077648870000097
由于转速变化较电流变化慢的多，不妨在预测模型中令ωe(k)≈ωe(k-1)则有:
Figure GDA0004077648870000098
Figure GDA0004077648870000099
a＝cos(ωe(k)Ts),b＝sin(ωe(k)Ts),c＝cos(ωe(k)Ts/2),d＝sin(ωe(k)Ts/2) (14)
将式(12)、式(13)、式(14)代入式(11)中，并写成差分形式可得：
Figure GDA0004077648870000101
其中
Figure GDA0004077648870000102
分别为下一时刻定子电流d-q轴分量预测值，在无差拍控制中，令：
Figure GDA0004077648870000103
并加入永磁体磁链产生的耦合项可以得到预测模型命令电压方程：
Figure GDA0004077648870000104
以上就是预测模型命令电压方程的推导过程。
为了验证本发明中的低载波比无差拍控制方法能够达到本发明的发明目的，搭建了一个永磁同步电机MATLAB/simulink仿真，仿真参数如下：
表1
Figure GDA0004077648870000105
下面结合图4、图5、图6来介绍上述仿真的仿真结果。
图4为永磁同步电机采用本发明中的低载波比无差拍控制方法的转速仿真结果，转速外环采用了常规PI控制器，其中(a)为开关频率为5000Hz时的转速波形，(b)为低开关频率500Hz时的转速波形，电机启动后斜坡上升至1000r/min，仿真结果显示采用本发明中的控制方法，电机转速控制较稳定，且在低开关频率时电机转速纹波较小，动态响应速度也较快。
图5为永磁同步电机采用本发明中的低载波比无差拍控制方法的定子电流d-q轴分量波形图，电流内环采用了本发明中的电流无差拍控制器，其中(a)为开关频率5000Hz时的定子电流波形，(b)为低开关频率500Hz时的定子电流波形。仿真结果显示：5000Hz时定子电流控制稳定，电流纹波小，控制静差近似为0；在低开关频率500Hz时，定子电流跟踪参考电流动态响应速度较快，定子电流纹波和控制静差也控制的较小，从而说明本发明有助于解决传统无差拍控制低开关频率下出现的电流纹波和控制静差都较大的问题。
图6为永磁同步电机采用本发明中的低载波比无差拍控制方法的输出转矩波形仿真结果，其中TL为负载转矩，(a)为开关频率5000Hz时的输出转矩波形，(b)为低开关频率500Hz时的输出转矩波形。仿真结果显示：5000Hz时输出转矩转矩较稳定，脉动较小；低开关频率500Hz时由于此时电流谐波较大，电机输出转矩脉动较开关频率为5000Hz时大一些，但与传统无差拍控制低开关频率时输出转矩相比已经得到了很好的改善，且输出转矩平均值接近负载转矩，也保证了电机的稳定运行。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可以做出若干改进和变形，这些改进和变形也应视为本发明的保护范围。

Claims (6)

1.一种永磁同步电机低载波比无差拍控制系统，其特征是，包括永磁同步电机、编码器、abc-dq坐标转换单元、转速外环PI控制器、1/2时刻电流预估单元、电流无差拍控制器、dq-αβ坐标转换单元、SVPWM调制模块、逆变器；
所述编码器用于获取永磁同步电机的转子位置角θ以及永磁同步电机的实时转速n；
所述abc-dq坐标转换单元将输入的k时刻采集永磁同步电机的定子的AB相实时电流ia(k)、ib(k)以及所述电机转子位置角θ，通过计算得到定子电流在d-q轴的分量id(k)、iq(k)；
所述转速外环PI控制器通过在k时刻输入永磁同步电机给定转速n*和实时转速n计算下一时刻的q轴给定电流
Figure FDA0004183104660000011
所述1/2时刻电流预估单元通过下一时刻定子电流给定
Figure FDA0004183104660000012
以及k时刻采集的实时定子电流d-q轴分量id(k)、iq(k)，计算出/>
Figure FDA0004183104660000013
时刻d-q轴电流分量/>
Figure FDA0004183104660000014
Figure FDA0004183104660000015
所述电流无差拍控制器通过在k时刻输入下一时刻定子电流给定
Figure FDA0004183104660000016
以及k时刻采集的实时定子电流d-q轴分量id(k)、iq(k)和1/2时刻预估电流/>
Figure FDA0004183104660000017
计算出d-q轴命令电压/>
Figure FDA0004183104660000018
所述dq-αβ坐标转换单元通过输入所述d-q轴命令电压
Figure FDA0004183104660000019
以及电机转子位置角θ计算得到α-β轴命令电压/>
Figure FDA00041831046600000110
所述SVPWM调制模块根据输入的所述α-β轴命令电压
Figure FDA00041831046600000111
计算出此时逆变器开关控制信号；
所述逆变器用于根据所述开关控制信号生成控制永磁同步电机的定子电压；
所述电流无差拍控制器包括电流预测模型模块和电流误差解耦积分补偿模块；
所述电流预测模型模块的数学模型为命令电压方程，命令电压方程的输入为下一时刻参考定子电流
Figure FDA00041831046600000112
以及本时刻采集的实时定子电流id(k)、iq(k)和1/2时刻预估电流/>
Figure FDA00041831046600000113
输出为d-q轴预测模型命令电压udpre(k)、uqpre(k)；
所述电流误差解耦积分模块是通过在k时刻，将下一时刻给定定子电流d-q轴分量
Figure FDA00041831046600000114
分别减去该时刻采集的实时定子电流id(k)、iq(k)，得到d-q轴定子电流误差Δid(k)，Δiq(k)，再去除dq轴电流误差间的耦合成分，将解耦后得到的电流误差经过积分调节器，输出d-q轴补偿电压udcom(k)、uqcom(k)；
所述命令电压方程为
Figure FDA0004183104660000021
/>
其中，
Figure FDA0004183104660000022
式中，Rs为永磁同步电机定子电阻，ψf为永磁同步电机转子永磁体磁链，/>
Figure FDA0004183104660000023
分别为命令电压d-q轴分量，/>
Figure FDA0004183104660000024
为k+1时刻参考定子电流d-q轴分量，Id(k)、Iq(k)分别为k时刻采集定子电流d-q轴分量，/>
Figure FDA0004183104660000025
为1/2时刻的预估电流，Ts为系统采样周期，ωe(k)为k时刻采集的电机转速。
2.根据权利要求1所述的一种永磁同步电机低载波比无差拍控制系统，其特征是，所述abc-dq坐标转换单元的转换方程为：
Figure FDA0004183104660000026
式中，θe为定子电流矢量到α轴角度，θ为转子位置角，np为永磁同步电机极对数。
3.根据权利要求1所述的一种永磁同步电机低载波比无差拍控制系统，其特征是，所述1/2时刻电流预估单元的数学模型为
Figure FDA0004183104660000027
式中，τs为永磁同步电机电磁时间常数。
4.根据权利要求1所述的一种永磁同步电机低载波比无差拍控制系统，其特征是，所述dq-αβ坐标转换单元的转换方程如下：
Figure FDA0004183104660000028
式中，θe为定子电流矢量到α轴角度，θ为转子位置角，np为永磁同步电机极对数。
5.一种基于权利要求1-4任意一项所述的永磁同步电机低载波比无差拍控制系统的控制方法，其特征是，包括如下步骤：
步骤1)在k时刻，所述编码器获取电机转速n和转子位置角θ；
步骤2)在k时刻，输入给定转速n*和采集电机转速n到转速外环PI控制器中，经过计算输出下一时刻参考定子电流q轴分量
Figure FDA0004183104660000031
步骤3)在k时刻，将转子位置角θ和采集的AB相定子电流ia(k)、ib(k)输入到abc-dq坐标转换单元，输出本时刻采集的实时定子电流d-q轴分量id(k)、iq(k)；
步骤4)在k时刻，将下一时刻定子电流给定
Figure FDA0004183104660000032
以及k时刻采集的实时定子电流d-q轴分量id(k)、iq(k)输入到1/2时刻电流预估单元，得到1/2时刻的预估电流/>
Figure FDA0004183104660000033
步骤5)在k时刻，将下一时刻定子电流给定
Figure FDA0004183104660000034
以及k时刻采集的实时定子电流d-q轴分量id(k)、iq(k)和1/2时刻预估电流/>
Figure FDA0004183104660000035
输入电流无差拍控制器，计算出d-q轴命令电压/>
Figure FDA0004183104660000036
步骤6)将步骤5)中所述d-q轴命令电压
Figure FDA0004183104660000037
以及转子位置角θ输入到所述dq-αβ坐标转换单元输出命令电压α-β轴分量/>
Figure FDA0004183104660000038
步骤7)将步骤6)中命令电压α-β轴分量
Figure FDA0004183104660000039
输入到所述SVPWM调制模块，得到控制逆变器的开关控制信号；
步骤8)逆变器接收到步骤7)中的开关控制信号生成永磁同步电机定子电压。
6.根据权利要求5所述的一种永磁同步电机低载波比无差拍控制方法，其特征是，步骤5)包括：
步骤5.1)将下一时刻参考定子电流d轴分量
Figure FDA00041831046600000310
按id＝0控制策略设为0输入到无差拍控制器中的电流预测模型模块，与此同时，将转速外环输出的下一时刻参考定子电流q轴分量/>
Figure FDA00041831046600000311
以及实时定子电流id(k)、iq(k)和1/2时刻的预估电流/>
Figure FDA00041831046600000312
输入到电流预测模型模块中，6个变量代入到电流预测模型模块中的命令电压方程计算得到d-q轴预测模型命令电压udpre(k)、uqpre(k)；
步骤5.2)在k时刻，将下一时刻给定定子电流d轴分量
Figure FDA0004183104660000041
减去实时定子电流id(k)，将其与q轴电流误差之间的耦合成分去除，经过积分调节器，输出d轴补偿电压udcom(k)；
步骤5.3)在k时刻，将下一时刻参考定子电流q轴分量
Figure FDA0004183104660000042
减去实时定子电流iq(k)，将其与d轴电流误差之间的耦合成分去除，经过积分调节器，输出q轴补偿电压uqcom(k)；
步骤5.4)将udpre(k)、uqpre(k)分别与udcom(k)、uqcom(k)相加，输出d-q轴命令电压
Figure FDA0004183104660000043
Figure FDA0004183104660000044
/>
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