CN108390608A - 一种具有谐波抑制功能的无位置传感器永磁同步电机控制系统及其方法 - Google Patents

Abstract

本发明一种具有谐波抑制功能的无位置传感器永磁同步电机控制系统及其方法属于电机传动领域；装置包括控制器、永磁同步电机PMSM、逆变器、整流器、驱动单元、电流采样电路和电压采样电路；整流器依次连接逆变器和永磁同步电机PMSM，逆变器和永磁同步电机PMSM之间连接电流采样电路和电压采样电路，电流采样电路和电压采样电路连接控制器，控制器分别连接驱动单元和显示屏，驱动单元连接逆变器；整流器包括二极管D7、D8、D9、D10、D11和D12，D7连接D8、D9连接D10和D11连接D12并联；逆变器包括六个绝缘栅双极型晶体管GU、GV、GW、GU*、GV*和GW*；六个二极管D1、D2、D3、D4、D5和D6；本发明既解决了机械传感器带来的弊端，又消除系统中的谐波的技术问题。

Description

一种具有谐波抑制功能的无位置传感器永磁同步电机控制系 统及其方法

技术领域

本发明属于电机传动领域，具体涉及一种具有谐波抑制功能的无位置传感器永磁同步电机控制系统及其方法。

背景技术

近年来，科技的快速发展带动着工业自动化不断进步，永磁同步电机作为传动机构的执行元件，已经成为工控领域中必不可少的环节。在控制永磁同步电机运行时，最终目的是要求电机具有良好的动态性能和静态性能，转速符合预设值，输出转矩脉振小。因此对PMSM的控制系统具有严格要求。基于磁场定向矢量控制的PMSM控制系统适合应用于大部分场合，该方式是将交流电机解耦，等效于直流电机后进行控制。矢量控制需要获取电机的转速作为反馈信号，转速获取一般由机械式传感器得到。其缺点是使系统体积变大，成本变高，机械传感器自身对外界环境较敏感，环境变化会使电机的动态性能下降。非线性器件的使用也会使电机的运行不稳定。电机的齿槽效应、逆变器的导通压降、二极管的饱和压降、死区时间等都会使电机电流谐波含量增加，转矩脉动变大。

发明内容

针对上述问题，本发明的目的在于提供一种具有谐波抑制功能的无位置传感器永磁同步电机控制系统及其方法。

本发明的目的是这样实现的：

一种具有谐波抑制功能的无位置传感器永磁同步电机控制系统，包括控制器、永磁同步电机PMSM、逆变器、整流器、驱动单元、电流采样电路和电压采样电路；所述整流器依次连接逆变器和永磁同步电机PMSM，所述逆变器和永磁同步电机PMSM之间连接电流采样电路和电压采样电路，电流采样电路和电压采样电路连接控制器，控制器分别连接驱动单元和显示屏，所述驱动单元连接逆变器；所述整流器包括二极管D7、D8、D9、D10、D11和D12，所述D7连接D8、D9连接D10和D11连接D12并联；所述逆变器包括六个绝缘栅双极型晶体管GU、GV、GW、GU^*、GV^*和GW^*；六个二极管D1、D2、D3、D4、D5和D6；所述GU反向并联D1与GU^*反向并联D2相连接，所述GV反向并联D3与GV^*反向并联D4相连接，所述GW反向并联D5与GW^*反向并联D6相连接，组成三相电压型逆变器；所述整流器连接电阻R2，电阻R2并联一个开关K2，电阻R2分别连接电阻R1、电容C1、电阻R4和逆变器，所述R1连接绝缘栅双极型晶体管GB，GB反向并联二极管D13，GB分别连接电容C2、电阻R5、二极管D14和整流器，所述电容C1连接电容C2，所述电阻R4连接电阻R5，所述二极管D14并联反向二极管D15，二极管D14连接电阻R3，电阻R3分别连接在电阻R4与电阻R5之间和电容C1与电容C2之间。

基于所述一种具有谐波抑制功能的无位置传感器永磁同步电机控制系统实现的控制方法，包括以下步骤：

步骤a、三相电网通过整流器和逆变器连接永磁同步电机PMSM；

步骤b、电流采样电路和电压采样电路分别采集电流和电压，传输至控制器；

步骤c、通过通过A/D模块转换，分别传输至坐标转换和滑模观测器处理；

步骤d、显示器显示当前转速信息，设定转速，处理后传输至PI和PR处理；

步骤e、经过SVPWM调制，通过驱动单元和逆变器控制PMSM。

进一步地，所述一种具有谐波抑制功能的无位置传感器永磁同步电机控制方法，步骤c中所述滑模观测器处理的方法，包括滑模观测器的输入为两相旋转坐标系下的电压、电流，是以永磁同步电机转速作为控制器外环，d-q坐标系下定子电流反馈量作为内环的闭环控制系统；基于d-q坐标系下的电压方程为：

式中，ψ_d＝L_di_d+ψ_r，ψ_q＝L_qi_q；

在旋转坐标系下，PMSM的定子电流方程为：

令i'_q=i_q，u'_q=u_q，上式简写为：

式中，i'＝[i'_d i'_q]^T，u'＝[u'_d u'_q]^T，b＝1/L，与为定子电流在d-q坐标系下的估算值；

定子电流的误差是估算电流与实测电流的差，记为：

将式(3)代入(4)得：

定义滑模面为：

将定子电流偏差在滑模面两侧经开关函数处理得到：

将式(3)与上式结合得：

式中，包含了转速信息ω，其包含在开关信号中，经低通滤波器处理后得到转速信息，取低通滤波器为：

式中，ω_c为滤波器的截止频率；S_deq和S_qeq当作滑模面经过滤波后得到的等效滑模控制；结合式(8)得滤波后的滑模面方程：

滑模面为已知变量，上述两个方程有两个未知量R/L和ω，则转子估算角速度写为：

上述已给出i'_q＝i_q代入式(11)得转速的最终估算值：

转子电角度则由转速的积分得到：

进一步地，所述一种具有谐波抑制功能的无位置传感器永磁同步电机控制方法，所述滑模观测器饱和函数的特性曲线相比于符号函数更加平滑，其表达式sat(x)写为：

开关函数sgn(x)理解为e＝0时的饱和函数，是饱和函数的一种特殊情况；如式3-30所示为新型SMO的数学模型：

进一步地，所述一种具有谐波抑制功能的无位置传感器永磁同步电机控制方法，步骤e中所述逆变器的理想电压与实际电压存在误差，实际电压u_an写为：

u_an＝(U_dc-U_ce+U_d)(S_a-0.5)-0.5sign(i_a)(U_ce+U_d) (15)

式中，Sa代表a相桥臂上功率器件导通，下功率器件关断；sign(·)为符号函数；根据开通和关断延时，计算出A相上桥臂的导通时间：

Ta＝Ta*-(Tdead+Ton-Toff)sign(ia) (16)

式中，Ta为上管考虑死区和延时的导通时间；Ta*为不计死区、延时因素的导通时间；在一个周期Ts内的电压为：

设定r_ce、r_d是IGBT和二极管的内阻，U_ce0、U_d0为IGBT和二极管的导通电压；由式(17)写出其余两相的电压u_xn：

式中，x＝a，b，c；实际导通时间Tx＝Tx*-(Tdead+Ton-Toff)sign(ix)；得电压方程：

u_xn＝u_x+u_sn (19)

式中，u_x为电机相电压；u_sn为s到直流侧中心n的电压；电机负载为三相平衡负载，所以u_a+u_b+u_c＝0且i_a+i_b+i_c＝0，在结合式(19)得电机的三相电压：

将式(18)代入式(20)可得a相的相电压：

而理想电压大小可由式(19)推导得出：

逆变器的非线性因素引起的电压误差大小为：

式中，

将d轴和q轴旋转了90°；为理想电压矢量；δ为理想电压矢量与A轴的夹角；θe为q轴与A相的夹角；γ表示定子电流与q轴的夹角；

结合式(23)得出A-B-C坐标系下相电压的误差：

根据所述坐标变换原理，得到d-q坐标系下的电压误差

式中，Mode＝floor(6(θ_e+γ+π/3)/(2π))；floor(·)为向下取整函数；分析式(25)可知，等式右边第一项为死区效应引起的误差为误差，后两项由功率管内阻及压降引起，其值较小，忽略；有电压误差：

该式表示在d-q坐标系下电压扰动是周期波动的，只与转子电角度有关，且周期为π/3，与定子电流跟q轴间的夹角γ无关；当γ＝0时，即为id＝0的控制；对式(26)进行傅里叶级数展开后得：

从上式可以看出，只包含6n次谐波，由6n次谐波和一个直流量组成。

进一步地，所述一种具有谐波抑制功能的无位置传感器永磁同步电机控制方法，包括所述步骤d中所述PI和PR处理的方法包括PI调节器的作用是对直流量的无静差跟踪，在针对交流量时，PR调节器的作用与PI调节器具有一定的等效关系；PR控制器的传函可写为

式中，ω_n为谐振频率；K_P、K_in为PR调节器的比例、谐振系数；上述传函为理想情况下的调节器，在实际应用中，存在舍入误差和截断误差，用滤波器替代积分器，得出实际PR调节器的传函为：

式中，ω_c为滤波器的截止频率，其值远小于ω_n，将上式简化处理为：

有益效果：

本发明提供了一种具有谐波抑制功能的无位置传感器永磁同步电机控制系统及其方法，具有以下优点：

1、本发明采用滑模观测器估算电机转子位置，解决了传统滑模观测器以反电动势获取电机的位置信息，低速下不易测量的问题，实现了中、低速下的角度估算的准确性；

2、本发明以电流误差作为控制系统的滑模面，通过开关切滤波后得到转速信息，将开关函数变为饱和函数，削弱系统抖振，提高控制精度；

3、本发明确定本发明谐波的来源，来源于逆变器的死区时间，和IGBT的导通延迟；

4、本发明采用PI与PR调节器的并联调节器抑制电流谐波，将定子电流中的谐波抑制后，id、iq的波形中谐波含量明显下降，输出转矩在电机稳定运行后一直都很平稳，满足高精度场合对电机控制系统的要求；本发明既解决了机械传感器带来的弊端，又消除系统中的谐波。

附图说明

图1是一种具有谐波抑制功能的无位置传感器永磁同步电机控制器结构框图。

图2是一种具有谐波抑制功能的无位置传感器永磁同步电机控制器拓扑图。

图3是逆变器驱动PMSM电路图。

图4是电压检测电路图。

图5是电流检测电路图。

图6是非线性因素对A相电压的影响图。

图7是空间矢量图。

图8是以PR调节器处理电流谐波图。

图9是PR调节器的伯德图。

图10是符号函数与饱和函数对比图。

图11是实际角度与估算角度比较图。

图12是实际速度与估算速度比较图。

图13是高谐波含量的定子电流波形图。

图14是经PR调节器处理后的定子电流波形图。

图15是主程序流程图。

图16是子程序流程图。

图17是SMO程序流程。

图18是18SVPWM调制技术流程图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明具体实施方式作进一步详细描述。

具体实施方式一

一种具有谐波抑制功能的无位置传感器永磁同步电机控制系统，如图1所示，包括控制器、永磁同步电机PMSM、逆变器、整流器、驱动单元、电流采样电路和电压采样电路；所述整流器依次连接逆变器和永磁同步电机PMSM，所述逆变器和永磁同步电机PMSM之间连接电流采样电路和电压采样电路，电流采样电路和电压采样电路连接控制器，控制器分别连接驱动单元和显示屏，所述驱动单元连接逆变器；如图2所示，所述整流器包括二极管D7、D8、D9、D10、D11和D12，所述D7连接D8、D9连接D10和D11连接D12并联；所述逆变器包括六个绝缘栅双极型晶体管GU、GV、GW、GU^*、GV^*和GW^*；六个二极管D1、D2、D3、D4、D5和D6；所述GU反向并联D1与GU^*反向并联D2相连接，所述GV反向并联D3与GV^*反向并联D4相连接，所述GW反向并联D5与GW^*反向并联D6相连接，组成三相电压型逆变器；所述整流器连接电阻R2，电阻R2并联一个开关K2，电阻R2分别连接电阻R1、电容C1、电阻R4和逆变器，所述R1连接绝缘栅双极型晶体管GB，GB反向并联二极管D13，GB分别连接电容C2、电阻R5、二极管D14和整流器，所述电容C1连接电容C2，所述电阻R4连接电阻R5，所述二极管D14并联反向二极管D15，二极管D14连接电阻R3，电阻R3分别连接在电阻R4与电阻R5之间和电容C1与电容C2之间。

本发明的控制器包括DSP，采用TI公司的TMS320F28335，系统时钟高达150MHz，具有多数据总线的结构，相比于DSP2812，增加了浮点运算功能，具有增强型的PWM发生器，对PWM的控制更加精细，运算速度快，精度高，同时增加了外设功能，扩大了存储空间，用于编写SVPWM发出脉冲的程序、矢量控制程序，实现转速、电流闭环；设计PI与PR调节器的并联来处理定子电流；电流采样电路和电压采样电路采样定子电流和电压，一方面用来作为SMO的输入，另一方面用来作为矢量控制中的电流反馈量以及过流保护等模块需要实时采集电流量；编程实现SMO观测电机转速和位置。本发明采用交-直-交拓扑，即先整流再逆变的结构，整流器是由二极管构成的三相不控整流系统，逆变器由IGBT与二极管反向并联组成的三相电压型逆变装置，如图2所示。

电压检测电路包括电阻R1、传感器CHV-25P/600、电阻R2、电阻R3、电容C1、运算放大器LM358、二极管D3、二极管D47和电容C2；连接关系如图4所示；用于检测电机定子的三相电压，将其进行坐标变换处理后作为滑模观测器的输入。母线电压也需要进行监测，当电机超速运行时，反电动势大于逆变器的输出电压，多余的电压会经过与IGBT并联的二极管叠加在直流母线上，造成母线电压泵升，烧毁整流器、逆变器、支撑电容等器件，因此实时检测母线电压，当超过设定值后，控制制动电阻回路开启，吸收反馈到直流侧的多余电压，R2为采样电阻，大小为100Ω，能保证输出的电压在0～2.5V之间；由LM358搭建成的电压跟随器作用是使输入阻抗相当于无穷大，避免采样电压受后级电路干扰。

电流检测电路包括传感器CHB-50SF、电阻R6、电阻R7、电容C12、三个运算放大器LM358、电阻R8、电阻R9、电阻R10、电阻R11、电阻R12、电阻R13、电阻R14、二极管D5、二极管D6和电容C13，连接关系如图5所示；用于检测电机定子的三相电流，经过坐标变换作为滑模观测器的输入，同时也是矢量控制中电流环的反馈量，设定电流幅值的上限，超出上限幅值将封锁PWM进行系统保护。由霍尔传感器采集到的定子电流经过采样电阻R6变为电压信号，跟随器处理后使该电压能够稳定输出，由于交流量的负半周不能直接输入给DSP，因此通过加法器将直流偏置电压与定子电流转换后的电压相加，然后作为DSP采样模块的输入进行处理。

具体实施方式二

基于所述一种具有谐波抑制功能的无位置传感器永磁同步电机控制系统实现的控制方法，包括以下步骤：

步骤a、三相电网通过整流器和逆变器连接永磁同步电机PMSM；

步骤b、电流采样电路和电压采样电路分别采集电流和电压，传输至控制器；

步骤c、通过通过A/D模块转换，分别传输至坐标转换和滑模观测器处理；

步骤d、显示器显示当前转速信息，设定转速，处理后传输至PI和PR处理；

步骤e、经过SVPWM调制，通过驱动单元和逆变器控制PMSM。

具体地，所述一种具有谐波抑制功能的无位置传感器永磁同步电机控制方法，所述滑模观测器即SMO的设计基础是滑模变结构，它的特点在于对非线性系统的处理能力，能适应系统自身参数的变化。PMSM矢量控制系统中需确定转子位置和速度，采用滑模观测器得到位置信息不仅算法简单，在工程中容易实现，而且对外部环境变化及内部自身参数的变化不敏感。在无位置传感器领域中广泛应用。

为解决传统SMO的反电动势过小而不能准确测量的问题，本发明提出一种新型SMO，与传统SMO的不同之处在于该观测器的滑模面建立在d-q坐标系下，以实时测得的定子电流id、iq和SMO得到的定子电流的差值作为滑模面，不需经过反电动势计算位置信息；新型滑模观测器的输入为两相旋转坐标系下的电压、电流，是以永磁同步电机转速作为控制器外环，d-q坐标系下定子电流反馈量作为内环的闭环控制系统；基于d-q坐标系下的电压方程为：

式中，ψ_d＝L_di_d+ψ_r，ψ_q＝L_qi_q；

在旋转坐标系下，PMSM的定子电流方程为：

令i'_q=i_q，u'_q＝u_q，上式简写为：

式中，i'＝[i'_d i'_q]^T，u'＝[u'_d u'_q]^T，b＝1/L，与为定子电流在d-q坐标系下的估算值；

定子电流的误差是估算电流与实测电流的差，记为：

将式(3)代入(4)得：

定义滑模面为：

将定子电流偏差在滑模面两侧经开关函数处理得到：

将式(3)与上式结合得：

式中，包含了转速信息ω，其包含在开关信号中，经低通滤波器处理后得到转速信息，取低通滤波器为：

式中，ω_c为滤波器的截止频率；S_deq和S_qeq当作滑模面经过滤波后得到的等效滑模控制；结合式(8)得滤波后的滑模面方程：

滑模面为已知变量，上述两个方程有两个未知量R/L和ω，则转子估算角速度写为：

上述已给出i'_q＝i_q代入式(11)得转速的最终估算值：

转子电角度则由转速的积分得到：

具体地，所述一种具有谐波抑制功能的无位置传感器永磁同步电机控制方法，滑动模态成立的条件是满足存在性、能达性和稳定性，滑模变结构在非线性系统的处理上具有强大的鲁棒性，但这也为控制系统带来了新的问题。由于状态量在滑模面上下做高频率、小幅度的抖振，以保证状态量能够按照人为设定的轨迹运动。大部分控制系统对这种无规律的高频抖振都没有建立数学模型，严重的抖振将影响系统的稳定性。抖振又是滑模运动存在的条件，不能消除，只能抑制。

以饱和函数取代符号函数对滑模面上状态点的切换，有效的抑制抖振对控制系统稳定性的影响。其原理与符号相比如图10所示。

所述滑模观测器饱和函数的特性曲线相比于符号函数更加平滑，其表达式sat(x)写为：

开关函数sgn(x)理解为e＝0时的饱和函数，是饱和函数的一种特殊情况；下列所示为新型SMO的数学模型：

PMSM在正常工作时，系统的参数往往随着外界环境及运行时间等因素发生改变。而开关函数与饱和函数在一定范围内对扰动都具有很强的鲁棒性，饱和函数更加平滑的特性可以有效减少滑模系统的高频抖振，提高控制系统的精度。

本发明的目的是设计具有谐波抑制功能的无位置传感器永磁同步电机控制器，优点是实现永磁同步电机的无位置控制，并抑制系统中由硬件电路带来的特定次谐波。

本发明采用矢量控制技术控制电机，采用id＝0对电机进行控制；利用SVPWM调制技术为逆变器发出6路脉冲信号；定子电流在d-q坐标系下的偏差经由PI与PR调节器的并联处理后去除其中的谐波成分。选用SMO作为无位置传感器技术的实现方式，提出一种新的SMO模型，并对系统的高频抖振现象进行改进，提高系统的动态性能。

应用PWM调制电压型逆变器控制电机时，逆变器输出的电压矢量连续可控，开关器件以固定频率通断，系统性能优越。但电力电子器件组成的控制系统具有诸多非线性因素，如功率器件的导通压降以及死区时间带来的死区效应等。电机定子电流中谐波含量过高会产生转矩和转速的脉动，因此需确定系统中存在的主要谐波成分的阶次，再有针对性的抑制特定次谐波，以比例谐振调节器与比例积分调节器并联的方式，消除高次谐波，并实现直流量无静差跟踪，降低系统受到的干扰，使系统运行状态更好。

具体地，所述一种具有谐波抑制功能的无位置传感器永磁同步电机控制方法，一个桥臂上的两只开关器件为防止直通需加入死区时间，死区效应的影响随开关频率的增加而变大。如图2所示，三相电压型逆变器的结构图，IGBT由开关管和反并联二极管组成，功率器件的导通压降以及续流二极管的饱和压降都增加了系统的非线性，使逆变器输出电压更差。

对于PWM调制型三相电压逆变器的非线性因素影响，以a相电压为例，分析理想情况下的驱动波形及加入死区后的实际波形。图6是非线性因素对A相电压的影响。

图6中Tdead、Ton、Toff、Ts分别为同一桥臂的死区时间、功率器件的开通延时、关断延时以及开关周期；Udc、Uce、Ud分别为直流母线电压、IGBT及反向并联二极管的饱和导通压降。(a)表示理想情况下A相的PWM信号；(b)表示在互补的PWM上升沿处加上死区；(c)表示图3中a点到母线电压中心线处的电压uan；(d)、(e)分别表示ia>0、ia<0时，uan的实际电压，ia的正方向是从a点流向s点方向，即流入电机为正。从图中不难看出，步骤e中所述逆变器的理想电压与实际电压存在误差，实际电压u_an写为：

u_an＝(U_dc-U_ce+U_d)(S_a-0.5)-0.5sign(i_a)(U_ce+U_d) (15)

式中，Sa代表a相桥臂上功率器件导通，下功率器件关断；sign(·)为符号函数；根据图6中开通和关断延时，计算出A相上桥臂的导通时间：

Ta＝Ta*-(Tdead+Ton-Toff)sign(ia) (16)

式中，Ta为上管考虑死区和延时的导通时间；Ta*为不计死区、延时因素的导通时间；在一个周期Ts内的电压为：

设定r_ce、r_d是IGBT和二极管的内阻，U_ce0、U_d0为IGBT和二极管的导通电压；由式(17)写出其余两相的电压u_xn：

式中，x＝a，b，c；实际导通时间Tx＝Tx*-(Tdead+Ton-Toff)sign(ix)；再结合图3得电压方程：

u_xn＝u_x+u_sn (19)

式中，u_x为电机相电压，a点到s点的电压；u_sn为s到直流侧中心n的电压；电机负载为三相平衡负载，所以u_a+u_b+u_c＝0且i_a+i_b+i_c＝0，在结合式(19)得电机的三相电压：

将式(18)代入式(20)可得a相的相电压：

而理想电压大小可由式(19)推导得出：

逆变器的非线性因素引起的电压误差大小为：

式中，

如图7所示，为电机运行的矢量图，将d轴和q轴旋转了90°；为理想电压矢量；δ为理想电压矢量与A轴的夹角；θe为q轴与A相的夹角；γ表示定子电流与q轴的夹角；

结合式(23)与图7得出A-B-C坐标系下相电压的误差：

根据所述坐标变换原理，得到d-q坐标系下的电压误差

式中，Mode＝floor(6(θ_e+γ+π/3)/(2π))；floor(·)为向下取整函数；分析式(25)可知，等式右边第一项为死区效应引起的误差为误差，后两项由功率管内阻及压降引起，其值较小，忽略；有电压误差：

该式表示在d-q坐标系下电压扰动是周期波动的，只与转子电角度有关，且周期为π/3，与定子电流跟q轴间的夹角γ无关；当γ＝0时，即为id＝0的控制；对式(26)进行傅里叶级数展开后得：

从上式可以看出，只包含6n次谐波，由6n次谐波和一个直流量组成。经过上述推导可得如下结论：电压、电流之间的相位关系会对旋转坐标系下的电压扰动产生影响，但不会改变其周期。而电压、电流之间的关系是由电机本体类型以及采用的控制策略决定的。因此，采用不同策略控制不同的电机，逆变器的非线性对系统造成的谐波并不相同。

具体地，所述一种具有谐波抑制功能的无位置传感器永磁同步电机控制方法，包括所述步骤d中所述PI和PR处理的方法包括PI调节器的作用是对直流量的无静差跟踪，根据上述分析，逆变器产生的谐波在d-q坐标系下以6次、12次为主，采用比例谐振(PR)调节器消除定子电流中的高频成分，改善电机电磁转矩稳定及转速稳定性。PI调节器的作用是对直流量的无静差跟踪，在针对交流量时，PR调节器的作用与PI调节器具有一定的等效关系；PR控制器的传函可写为

式中，ω_n为谐振频率；K_P、K_in为PR调节器的比例、谐振系数；该调节器的特点是在设定点的阻抗无穷大，且无超前或滞后，上述传函为理想情况下的调节器，在实际应用中，存在舍入误差和截断误差，用滤波器替代积分器，得出实际PR调节器的传函为：

式中，ω_c为滤波器的截止频率，其值远小于ω_n，将上式简化处理为：

为消除旋转坐标系中的谐波，即id与iq中的6次、12次谐波分量，采用PR调节器与PI调节器并联的方式，既保证直流量的无静差跟踪，又能消除系统中的谐波。以d轴电流id为例，抑制其中的6次、12次谐波的原理如图8所示。

假设给定速度为1500r/min，电机类型为2对极的隐极式永磁同步电机。则定子电流的基波频率为50Hz。6次、12次谐波频率分别为300Hz和600Hz，那么上式中的ω_n就分别为这两个值，6次、12次谐波在经过PR调节器时相当于一个阻抗无穷大的电阻，将特定次谐波除去。K_p、K_in和K_I的参数则根据系统运行状态进行调节。如图9所示是PR调节器传函伯德图，在6次谐振频率点时，其增益为无限大，相当于将此频率段内的交流量全部滤除，实现对系统谐波抑制。

具体实施方式三

本发明的软件控制器采用DSP28335作为中央处理器，利用SMO估算转子位置实现PMSM的矢量控制双闭环系统。在电流环的PI调节器上并联PR调节器，削弱定子电流中的高频成分，保证电机的稳定运行。DSP28335需要完成主程序和子程序的设计。主程序主要包括系统、外设等初始化部分和主循环部分。如图15所示为主程序流程图。

一般中断服务子程序完成控制系统的大部分内容，通过不同中断的优先级，处理不同类型的中断，完成永磁同步电机的无位置传感器矢量控制技术。中断服务子程序负责计算转子位置、速度、SVPWM脉冲生成、电流采样等。AD中断服务子程序获取电流检测电路中的电流，经坐标变换后作为SMO的输入，输出为转速和位置。转速环经PI调节后作为iq的给定，id的给定为0.id、iq经过PI调节器与PR调节器的并联后输出作为ud、uq的给定，参与SVPWM脉宽调制技术控制逆变器，逆变器的输出控制电机运行。电流采样电路检测定子电流，使系统形成闭环。如图16所示为子程序的流程图，如图17所示为SMO程序流程图，SMO获取转速和位置流程图，如图18所示为18SVPWM调制技术流程图，SVPWM调制技术子程序流程图。

在仿真建模时，SMO得到电机转子位置和转速信息。通过电机的测量端也可以得到有位置传感器情况下电机转子的角度。将有位置传感器所得转子信息和无位置传感器所得角度信息对2π取余，图11是对比观察SMO估算的转子位置是否准确。再观察电机的实时测量转速与SMO观测的转速波形，观察偏差情况及电机转速的稳定性，如图12所示。

图13是加入管压降和死区时间后，得到的定子电流仿真波形。从图中可以看出系统中含有很多的谐波导致定子电流波形发生畸变。

PR调节器的参数设置如前文所述，针对定子电流id、iq中的6次和12次谐波进行处理，可使A-B-C坐标系下定子电流的5、7次谐波减少。图14是加入PR调节器后的定子电流波形，

与未经PR调节器处理的波形比较的可以看出，将定子电流中的谐波抑制后，定子电流波形中谐波含量明显下降，输出转矩在电机稳定运行后一直都很平稳，可以满足高精度场合对电机控制系统的要求。

Claims (6)

1.一种具有谐波抑制功能的无位置传感器永磁同步电机控制系统，其特征在于，包括控制器、永磁同步电机PMSM、逆变器、显示屏、整流器、驱动单元、电流采样电路和电压采样电路；所述整流器依次连接逆变器和永磁同步电机PMSM，所述逆变器和永磁同步电机PMSM之间连接电流采样电路和电压采样电路，电流采样电路和电压采样电路连接控制器，控制器分别连接驱动单元和显示屏，所述驱动单元连接逆变器；所述整流器包括二极管D7、D8、D9、D10、D11和D12，所述D7连接D8、D9连接D10和D11连接D12并联；所述逆变器包括六个绝缘栅双极型晶体管GU、GV、GW、GU^*、GV^*和GW^*；六个二极管D1、D2、D3、D4、D5和D6；所述GU反向并联D1与GU^*反向并联D2相连接，所述GV反向并联D3与GV^*反向并联D4相连接，所述GW反向并联D5与GW^*反向并联D6相连接，组成三相电压型逆变器；所述整流器连接电阻R2，电阻R2并联一个开关K2，电阻R2分别连接电阻R1、电容C1、电阻R4和逆变器，所述R1连接绝缘栅双极型晶体管GB，GB反向并联二极管D13，GB分别连接电容C2、电阻R5、二极管D14和整流器，所述电容C1连接电容C2，所述电阻R4连接电阻R5，所述二极管D14并联反向发光二极管D15，二极管D14连接电阻R3，电阻R3分别连接在电阻R4与电阻R5之间和电容C1与电容C2之间。

2.基于权利要求1所述一种具有谐波抑制功能的无位置传感器永磁同步电机控制系统实现的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤a、三相电网通过整流器和逆变器连接永磁同步电机PMSM；

步骤b、电流采样电路和电压采样电路分别采集电流和电压，传输至控制器；

步骤c、通过通过A/D模块转换，分别传输至坐标转换和滑模观测器处理；

步骤d、显示器显示当前转速信息，设定转速，处理后传输至PI和PR处理；

步骤e、经过SVPWM调制，通过驱动单元和逆变器控制PMSM。

3.根据权利要求2所述一种具有谐波抑制功能的无位置传感器永磁同步电机控制方法，其特征在于，步骤c中所述滑模观测器处理的方法，包括滑模观测器的输入为两相旋转坐标系下的电压、电流，是以永磁同步电机转速作为控制器外环，d-q坐标系下定子电流反馈量作为内环的闭环控制系统；基于d-q坐标系下的电压方程为：

式中，ψ_d＝L_di_d+ψ_r，ψ_q＝L_qi_q；

在旋转坐标系下，PMSM的定子电流方程为：

令i’_q＝i_q，u’_q＝u_q，上式简写为：

式中，i'＝[i'_d i'_q]^T，u'＝[u'_d u'_q]^T，b＝1/L，与为定子电流在d-q坐标系下的估算值；

定子电流的误差是估算电流与实测电流的差，记为：

将式(3)代入(4)得：

定义滑模面为：

将定子电流偏差在滑模面两侧经开关函数处理得到：

将式(3)与上式结合得：

式中，包含了转速信息ω，其包含在开关信号中，经低通滤波器处理后得到转速信息，取低通滤波器为：

式中，ω_c为滤波器的截止频率；S_deq和S_qeq当作滑模面经过滤波后得到的等效滑模控制；结合式(8)得滤波后的滑模面方程：

滑模面为已知变量，上述两个方程有两个未知量R/L和ω，则转子估算角速度写为：

上述已给出i'_q＝i_q代入式(11)得转速的最终估算值：

转子电角度则由转速的积分得到：

4.根据权利要求3所述一种具有谐波抑制功能的无位置传感器永磁同步电机控制方法，其特征在于，所述滑模观测器饱和函数的特性曲线相比于符号函数更加平滑，其表达式sat(x)写为：

开关函数sgn(x)理解为e＝0时的饱和函数，是饱和函数的一种特殊情况；如式3-30所示为新型SMO的数学模型：

5.根据权利要求2所述一种具有谐波抑制功能的无位置传感器永磁同步电机控制方法，其特征在于，步骤e中所述逆变器的理想电压与实际电压存在误差，实际电压u_an写为：

u_an＝(U_dc-U_ce+U_d)(S_a-0.5)-0.5sign(i_a)(U_ce+U_d) (15)

式中，Sa代表a相桥臂上功率器件导通，下功率器件关断；sign(·)为符号函数；根据开通和关断延时，计算出A相上桥臂的导通时间：

Ta＝Ta*-(Tdead+Ton-Toff)sign(ia) (16)

式中，Ta为上管考虑死区和延时的导通时间；Ta*为不计死区、延时因素的导通时间；在一个周期Ts内的电压为：

设定r_ce、r_d是IGBT和二极管的内阻，U_ce0、U_d0为IGBT和二极管的导通电压；由式(17)写出其余两相的电压u_xn：

式中，x＝a，b，c；实际导通时间Tx＝Tx*-(Tdead+Ton-Toff)sign(ix)；得电压方程：

u_xn＝u_x+u_sn (19)

式中，u_x为电机相电压；u_sn为s到直流侧中心n的电压；电机负载为三相平衡负载，所以u_a+u_b+u_c＝0且i_a+i_b+i_c＝0，在结合式(19)得电机的三相电压：

将式(18)代入式(20)可得a相的相电压：

而理想电压大小可由式(19)推导得出：

逆变器的非线性因素引起的电压误差大小为：

式中，

将d轴和q轴旋转了90°；为理想电压矢量；δ为理想电压矢量与A轴的夹角；θe为q轴与A相的夹角；γ表示定子电流与q轴的夹角；

结合式(23)得出A-B-C坐标系下相电压的误差：

根据所述坐标变换原理，得到d-q坐标系下的电压误差

式中，Mode＝floor(6(θ_e+γ+π/3)/(2π))；floor(·)为向下取整函数；分析式(25)可知，等式右边第一项为死区效应引起的误差为误差，后两项由功率管内阻及压降引起，其值较小，忽略；有电压误差：

该式表示在d-q坐标系下电压扰动是周期波动的，只与转子电角度有关，且周期为π/3，与定子电流跟q轴间的夹角γ无关；当γ＝0时，即为id＝0的控制；对式(26)进行傅里叶级数展开后得：

从上式可以看出，只包含6n次谐波，由6n次谐波和一个直流量组成。

6.根据权利要求2所述一种具有谐波抑制功能的无位置传感器永磁同步电机控制方法，其特征在于，包括所述步骤d中所述PI和PR处理的方法包括PI调节器的作用是对直流量的无静差跟踪，在针对交流量时，PR调节器的作用与PI调节器具有一定的等效关系；PR控制器的传函可写为

式中，ω_n为谐振频率；K_P、K_in为PR调节器的比例、谐振系数；上述传函为理想情况下的调节器，在实际应用中，存在舍入误差和截断误差，用滤波器替代积分器，得出实际PR调节器的传函为：

式中，ω_c为滤波器的截止频率，其值远小于ω_n，将上式简化处理为：