CN108540028A - 一种基于改进型重复控制器的电机电流谐波抑制装置及方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种基于改进型重复控制器的电机电流谐波抑制装置及方法，首先通过坐标变换，将存在于电机本体坐标系中的定子谐波电流转换到dq电机同步坐标系，然后通过在电流环上嵌入改进型重复控制器，利用重复控制器在特定频率点处的高增益对电流环中的高次电流谐波进行抑制，从而实现对存在于电机本体坐标系中定子谐波电流的抑制。本发明可以对定子电流中的一系列6k±1(k＝1,2,…)次谐波分量进行有效抑制，并且，改进型重复控制器的嵌入不需要对原系统参数做任何更改，提高了整体控制算法的灵活性。

Description

一种基于改进型重复控制器的电机电流谐波抑制装置及方法

技术领域

本发明属于电机控制领域，具体涉及一种基于改进型重复控制器的电机电流谐波抑制装置及方法。

背景技术

永磁同步电机具有结构紧凑、气隙磁通高、运行效率高等优点，广泛应用于电动汽车驱动系统、分子泵、离心压缩机、风力发电系统等。

由于齿槽效应、绕组分布形式、转子磁极结构等造成的电机气隙磁场畸变以及开关器件的死区时间、管压降等造成的逆变器非线性等原因，使得永磁电机定子电流中含有大量的高次谐波分量，电流波形发生严重畸变。谐波的存在会导致电机的损耗增加，尤其是定子铁耗，使电机发热，同时还会影响电机输出转速、转矩的平滑度。因此，如何有效地抑制谐波电流，减小电机损耗，提高电机运行的平稳性成为目前研究的热点问题。采用的电流谐波抑制方法主要有两种：一种从电机本体角度出发，对电机的结构进行优化设计，改善永磁体磁场的分布，主要方法有斜槽斜极法、定转子磁路设计法等，但这些方法增加了电机设计的复杂性，并且无法彻底消除谐波电流；另一种从控制角度出发，对电流进行优化控制，进而抑制谐波改善电机定子电流波形。

电流谐波的抑制方法主要包括坐标系旋转法、谐振控制器法、重复控制器法等，其中坐标系旋转法需要多次坐标变换，计算量较大，并且采用低通滤波器会造成相位滞后和电流响应不及时，影响闭环系统的性能。谐振控制器在特定频率点处的增益过大，容易造成系统的不稳定，并且当需要抑制多个谐波分量时，需要并联多个谐振控制器，增加了系统的复杂性。而重复控制器可以对周期性谐波分量进行抑制，然而为了保证系统的稳定性，需要设计复杂的低通滤波器，并且还会造成控制内模的改变。因此需要设计一种改进型重复控制器来克服以上困难，来对电机电流谐波进行有效抑制。

发明内容

本发明要解决的技术问题是：本发明的目的是克服现有技术的不足，解决传统重复控制器中低通滤波器引起的目标频率点和实际增益增加频率点的偏差，从而造成谐波抑制效果差的问题。提出一种基于FIR滑动平均滤波器的改进型重复控制器，该方法降低了系统的复杂性并提高了谐波抑制效果。

本发明解决上述技术问题采用的技术方案为：一种基于改进型重复控制器的电机电流谐波抑制装置，包括谐波电流坐标转换模块1，谐波电流抑制模块2；所述谐波电流坐标转换模块1用于将存在于电机本体坐标系下的谐波电流转换到dq电机同步坐标系；所述谐波电流抑制模块2采用改进型重复控制器，将其嵌入电流环中，利用重复控制器在特定频率点处的高增益对电流谐波进行抑制，从而提高相电流的正弦度，进而减小电机损耗并提高电机性能。

其中，所述的谐波电流坐标转换模块1中dq轴谐波电流的计算过程为：

当电机实际运行过程中，定子三相电流中会含有5、7、11、13等一系列6k±1(k＝1,2,…)次谐波分量，如下所示：

其中i_a、i_b、i_c分别为A相、B相、C相相电流；i₁、i₅、i₇、i₁₁、i₁₃分别为基波、5次谐波、7次谐波、11次谐波、13次谐波电流幅值；θ₁、θ₂、θ₃、θ₄、θ₅分别为基波、5次谐波、7次谐波、11次谐波、13次谐波电流初始相位角；

经过Clack变换和Park变换，将定子电流谐波转换到dq同步坐标系中，其中，Clack变换采用幅值不变的约束条件，如下所示：

Park变换为：

最终得到定子电流谐波变换到dq同步坐标系下为：

由上式可知，在dq同步坐标系下，电机本体坐标系中的5、7、11、13等6k±1(k＝1,2,…)次谐波电流分量变换成6、12等6k(k＝1,2,…)次电流分量。

其中，所述的谐波电流抑制模块包括延时模块3、FIR滑动平均滤波器4、补偿模块5；

延时模块3是实现周期性干扰抑制的关键模块，延时时间T由转子电角速度ω_r决定，并且，电流谐波频率为转子电角速度的6k倍，故此时延时时间为基本周期的六分之一，从而得：

FIR滑动平均滤波器4保证系统在重复控制频率点处增益有限但是足够大，从而保证在有效抑制谐波分量的同时还保证控制系统的稳定性，离散时间域中，FIR滑动平均滤波器表示为：

其中，N为滤波器的采样数，x(n)、y(n)分别为滤波器的输入和输出；

在s域里，传递函数为：

其中，T_s为采样周期；

补偿模块5保持系统的稳定性，取超前校正环节，用来补偿因嵌入重复控制器所造成的相位滞后，补偿模块的传递函数为：

其中a决定补偿模块所带来相位超前的大小，a取小于1的常数，当a增大时，相位补偿会减小，稳定性会下降，反之同理；ω_f为干扰频率，k为重复控制增益，用来调节重复控制的补偿强度；当k减小时，系统的响应速度降低，稳态误差上升，但是系统的稳定性会得到加强，反之同理；通常k设定为小于或等于1的常数，并且还可以灵活地将k设置为零，从而将改进型重复控制器旁路而不影响整个控制系统；

改进后的重复控制器的传递函数为：

一种基于改进型重复控制器的电机电流谐波抑制方法，包含以下步骤：

步骤1、对谐波电流进行坐标转换，计算在dq电机同步坐标系中dq轴谐波电流；

步骤2、根据dq轴谐波电流搭建基于改进型重复控制的谐波抑制模块；

步骤3、将基于改进型重复控制的谐波抑制模块嵌入电流环中，与原系统的PI控制器进行串联，利用重复控制器在特定频率点处的高增益来对电流高次谐波进行抑制。

具体步骤如下：

(1)对谐波电流进行坐标转换，计算在dq电机同步坐标系中dq轴谐波电流。

当电机实际运行过程中，定子三相电流中会含有5、7、11、13等一系列6k±1(k＝1,2,…)次谐波分量，如下所示：

其中i_a、i_b、i_c分别为A相、B相、C相相电流；i₁、i₅、i₇、i₁₁、i₁₃分别为基波、5次谐波、7次谐波、11次谐波、13次谐波电流幅值；θ₁、θ₂、θ₃、θ₄、θ₅分别为基波、5次谐波、7次谐波、11次谐波、13次谐波电流初始相位角。

经过Clack变换和Park变换，将定子电流谐波转换到dq同步坐标系中。其中，Clack变换采用幅值不变的约束条件，如下所示，

Park变换为：

最终得到定子电流谐波变换到dq同步坐标系下为：

由上式可知，在dq同步坐标系下，电机本体坐标系中的5、7、11、13等6k±1(k＝1,2,…)次谐波电流分量变换成6、12等6k(k＝1,2,…)次电流分量。

(2)根据dq轴谐波电流搭建基于改进型重复控制的谐波抑制模块。谐波电流抑制模块包括延时模块3、FIR滑动平均滤波器4、补偿模块5。

延时模块3是实现周期性干扰抑制的关键模块，延时时间T由转子电角速度ω_r决定，并且，电流谐波频率为转子电角速度的6k倍，故此时延时时间为基本周期的六分之一，从而得：

FIR滑动平均滤波器4保证系统在重复控制频率点处增益有限但是足够大，从而保证在有效抑制谐波分量的同时还保证控制系统的稳定性。离散时间域中，FIR滑动平均滤波器表示为：

其中，N为滤波器的采样数，x(n)、y(n)分别为滤波器的输入和输出。

在s域里，传递函数为：

其中，T_s为采样周期。

补偿模块5保持系统的稳定性，取超前校正环节，用来补偿因嵌入重复控制器所造成的相位滞后，补偿模块的传递函数为：

其中a决定补偿模块所带来相位超前的大小，a取小于1的常数，当a增大时，相位补偿会减小，稳定性会下降，反之同理。ω_f为干扰频率。k为重复控制增益，用来调节重复控制的补偿强度。当k减小时，系统的响应速度降低，稳态误差上升，但是系统的稳定性会得到加强，反之同理。通常k设定为小于或等于1的常数。并且还可以灵活地将k设置为零，从而将改进型重复控制器旁路而不影响整个控制系统。

改进后的重复控制器的传递函数为：

(3)将基于改进型重复控制的谐波抑制模块嵌入电流环中，与原系统的PI控制器进行串联，利用重复控制器在特定频率点处的高增益来对电流高次谐波进行抑制。

本发明的原理是：本发明涉及一种基于FIR滑动平均滤波器的改进型重复控制器设计，用于对电机电流谐波的抑制。首先，通过坐标变换，将存在于电机本体坐标系中的定子谐波电流转换到dq电机同步坐标系，然后通过在电流环上嵌入改进型重复控制器，利用重复控制器在特定频率点处的高增益对电流环中的高次电流谐波进行抑制，从而实现对存在于电机本体坐标系中定子谐波电流的抑制。

本发明与现有技术相比的优点在于：本发明采用FIR滑动平均滤波器构成的重复控制内模更加接近理想重复控制内模，可以对定子电流中的一系列6k±1(k＝1,2,…)次谐波分量进行有效抑制，进而提高了相电流的正弦度，从而降低了电机损耗并提高了电机性能，并且，改进型重复控制器的嵌入不需要对原系统参数做任何更改，提高了整体控制算法的灵活性。

附图说明

图1为改进型重复控制器结构框图；

图2为采用改进型重复控制的永磁同步电机控制结构图。

具体实施方式

下面结合附图以及具体实施例进一步说明本发明。

在具体实施过程中，本发明的具体实施步骤如下：

(1)对谐波电流进行坐标转换，计算在dq电机同步坐标系中dq轴谐波电流。

当电机实际运行过程中，定子三相电流中会含有5、7、11、13等一系列6k±1(k＝1,2,…)次谐波分量，如下所示：

其中i_a、i_b、i_c分别为A相、B相、C相相电流；i₁、i₅、i₇、i₁₁、i₁₃分别为基波、5次谐波、7次谐波、11次谐波、13次谐波电流幅值；θ₁、θ₂、θ₃、θ₄、θ₅分别为基波、5次谐波、7次谐波、11次谐波、13次谐波电流初始相位角。

经过Clack变换和Park变换，将定子电流谐波转换到dq同步坐标系中。其中，Clack变换采用幅值不变的约束条件，如下所示，

Park变换为：

最终得到定子电流谐波变换到dq同步坐标系下为：

通过上式可知，在dq同步坐标系下，电机本体坐标系中的5、7、11、13等6k±1(k＝1,2,…)次谐波电流分量变换成6、12等6k(k＝1,2,…)次电流分量。

(2)根据dq轴谐波电流搭建基于改进型重复控制的谐波抑制模块。谐波电流抑制模块包括延时模块3、FIR滑动平均滤波器4、补偿模块5。

延时模块3是实现周期性干扰抑制的关键模块，延时时间T由转子电角速度ω_r决定，并且，电流谐波频率为转子电角速度的6k倍，故此时延时时间为基本周期的六分之一，从而得：

FIR滑动平均滤波器4保证系统在重复控制频率点处增益有限但是足够大，从而保证在有效抑制谐波分量的同时还保证控制系统的稳定性。离散时间域中，FIR滑动平均滤波器表示为：

其中，N为滤波器的采样数，x(n)、y(n)分别为滤波器的输入和输出。

在s域里，传递函数为：

其中，T_s为采样周期。

补偿模块5保持系统的稳定性，取超前校正环节，用来补偿因嵌入重复控制器所造成的相位滞后，补偿模块的传递函数为：

其中a决定补偿模块所带来相位超前的大小，a取小于1的常数，当a增大时，相位补偿会减小，稳定性会下降，反之同理。ω_f为干扰频率。k为重复控制增益，用来调节重复控制的补偿强度。当k减小时，系统的响应速度降低，稳态误差上升，但是系统的稳定性会得到加强，反之同理。通常k设定为小于或等于1的常数。并且还可以灵活地将k设置为零，从而将改进型重复控制器旁路而不影响整个控制系统。

改进后的重复控制器的传递函数为：

(3)将基于改进型重复控制的谐波抑制模块嵌入电流环中，与原系统的PI控制器进行串联，利用重复控制器在特定频率点处的高增益来对电流高次谐波进行抑制。

本发明可以作为一种新型的基于改进型重复控制的永磁同步电机电流谐波抑制方法。采用FIR滑动平均滤波器实现了对电流谐波的有效抑制，并通过相位补偿环节保证了系统的稳定性。能够大幅度降低定子电流中的6k±1次谐波，从而达到降低电机损耗、减少电机发热、减小转矩脉动的目的。该方法结构简单，不需要对原系统参数做任何修改，提高了整体控制算法的灵活性。

本发明书中未作详细描述的内容属于本领域专业技术人员公知的现有技术。

Claims (5)

1.一种基于改进型重复控制器的电机电流谐波抑制装置，其特征在于：包括谐波电流坐标转换模块(1)，谐波电流抑制模块(2)；所述谐波电流坐标转换模块(1)用于将存在于电机本体坐标系下的谐波电流转换到dq电机同步坐标系；所述谐波电流抑制模块(2)采用改进型重复控制器，将其嵌入电流环中，利用重复控制器在特定频率点处的高增益对电流谐波进行抑制，从而提高相电流的正弦度，进而减小电机损耗并提高电机性能。

2.根据权利要求1所述的基于改进型重复控制器的电机电流谐波抑制装置，其特征在于：所述的谐波电流坐标转换模块(1)中dq轴谐波电流的计算过程为：

当电机实际运行过程中，定子三相电流中会含有5、7、11、13等一系列6k±1(k＝1,2,…)次谐波分量，如下所示：

其中i_a、i_b、i_c分别为A相、B相、C相相电流；i₁、i₅、i₇、i₁₁、i₁₃分别为基波、5次谐波、7次谐波、11次谐波、13次谐波电流幅值；θ₁、θ₂、θ₃、θ₄、θ₅分别为基波、5次谐波、7次谐波、11次谐波、13次谐波电流初始相位角；

经过Clack变换和Park变换，将定子电流谐波转换到dq同步坐标系中，其中，Clack变换采用幅值不变的约束条件，如下所示：

Park变换为：

最终得到定子电流谐波变换到dq同步坐标系下为：

由上式可知，在dq同步坐标系下，电机本体坐标系中的5、7、11、13等6k±1(k＝1,2,…)次谐波电流分量变换成6、12等6k(k＝1,2,…)次电流分量。

3.根据权利要求1所述的基于改进型重复控制器的电机电流谐波抑制装置，其特征在于：所述的谐波电流抑制模块包括延时模块(3)、FIR滑动平均滤波器(4)、补偿模块(5)；

延时模块(3)是实现周期性干扰抑制的关键模块，延时时间T由转子电角速度ω_r决定，并且，电流谐波频率为转子电角速度的6k倍，故此时延时时间为基本周期的六分之一，从而得：

FIR滑动平均滤波器(4)保证系统在重复控制频率点处增益有限但是足够大，从而保证在有效抑制谐波分量的同时还保证控制系统的稳定性，离散时间域中，FIR滑动平均滤波器表示为：

其中，N为滤波器的采样数，x(n)、y(n)分别为滤波器的输入和输出；

在s域里，传递函数为：

其中，T_s为采样周期；

补偿模块(5)保持系统的稳定性，取超前校正环节，用来补偿因嵌入重复控制器所造成的相位滞后，补偿模块的传递函数为：

其中a决定补偿模块所带来相位超前的大小，a取小于1的常数，当a增大时，相位补偿会减小，稳定性会下降，反之同理；ω_f为干扰频率，k为重复控制增益，用来调节重复控制的补偿强度；当k减小时，系统的响应速度降低，稳态误差上升，但是系统的稳定性会得到加强，反之同理；通常k设定为小于或等于1的常数，并且还可以灵活地将k设置为零，从而将改进型重复控制器旁路而不影响整个控制系统；

改进后的重复控制器的传递函数为：

4.一种基于改进型重复控制器的电机电流谐波抑制方法，其特征在于，包含以下步骤：

步骤1、对谐波电流进行坐标转换，计算在dq电机同步坐标系中dq轴谐波电流；

步骤2、根据dq轴谐波电流搭建基于改进型重复控制的谐波抑制模块；

步骤3、将基于改进型重复控制的谐波抑制模块嵌入电流环中，与原系统的PI控制器进行串联，利用重复控制器在特定频率点处的高增益来对电流高次谐波进行抑制。

5.根据权利要求4所述的基于改进型重复控制器的电机电流谐波抑制方法，其特征在于，具体步骤如下：(1)对谐波电流进行坐标转换，计算在dq电机同步坐标系中dq轴谐波电流，

当电机实际运行过程中，定子三相电流中会含有5、7、11、13等一系列6k±1(k＝1,2,…)次谐波分量，如下所示：

其中i_a、i_b、i_c分别为A相、B相、C相相电流；i₁、i₅、i₇、i₁₁、i₁₃分别为基波、5次谐波、7次谐波、11次谐波、13次谐波电流幅值；θ₁、θ₂、θ₃、θ₄、θ₅分别为基波、5次谐波、7次谐波、11次谐波、13次谐波电流初始相位角；

经过Clack变换和Park变换，将定子电流谐波转换到dq同步坐标系中，其中，Clack变换采用幅值不变的约束条件，如下所示，

Park变换为：

最终得到定子电流谐波变换到dq同步坐标系下为，

由上式可知，在dq同步坐标系下，电机本体坐标系中的5、7、11、13等6k±1(k＝1,2,…)次谐波电流分量变换成6、12等6k(k＝1,2,…)次电流分量；

(2)根据dq轴谐波电流搭建基于改进型重复控制的谐波抑制模块，谐波电流抑制模块包括延时模块(3)、FIR滑动平均滤波器(4)、补偿模块(5)；

延时模块(3)是实现周期性干扰抑制的关键模块，延时时间T由转子电角速度ω_r决定，并且，电流谐波频率为转子电角速度的6k倍，故此时延时时间为基本周期的六分之一，从而得：

FIR滑动平均滤波器(4)保证系统在重复控制频率点处增益有限但是足够大，从而保证在有效抑制谐波分量的同时还保证控制系统的稳定性，离散时间域中，FIR滑动平均滤波器表示为：

其中，N为滤波器的采样数，x(n)、y(n)分别为滤波器的输入和输出；

在s域里，传递函数为：

其中，T_s为采样周期；

补偿模块(5)保持系统的稳定性，取超前校正环节，用来补偿因嵌入重复控制器所造成的相位滞后，补偿模块的传递函数为：

其中a决定补偿模块所带来相位超前的大小，a取小于1的常数，当a增大时，相位补偿会减小，稳定性会下降，反之同理，ω_f为干扰频率，k为重复控制增益，用来调节重复控制的补偿强度，当k减小时，系统的响应速度降低，稳态误差上升，但是系统的稳定性会得到加强，反之同理，通常k设定为小于或等于1的常数，并且还可以灵活地将k设置为零，从而将改进型重复控制器旁路而不影响整个控制系统；

改进后的重复控制器的传递函数为：

(3)将基于改进型重复控制的谐波抑制模块嵌入电流环中，与原系统的PI控制器进行串联，利用重复控制器在特定频率点处的高增益来对电流高次谐波进行抑制。