CN104579080A - 一种永磁同步电机转矩脉动抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种永磁同步电机转矩脉动抑制方法，该方法包括：获取永磁同步电机的三相电流i_a、i_b和i_c；利用i_a、i_b和i_c获取5次谐波电流在对应的同步旋转坐标系下d轴分量i_d5th和q轴分量i_q5th，利用i_a、i_b和i_c获取7次谐波电流在对应的同步旋转坐标系下d轴分量i_d7th和q轴分量i_q7th；将i_d5th、i_q5th、i_d7th和i_q7th通过谐振调节器得到谐波电压的d轴补偿量u_dth和q轴补偿量u_qth；将u_dth反馈到永磁同步电机的控制系统的d轴电压u_d中，并将u_qth反馈到永磁同步电机的控制系统的q轴电压u_q中，消除5次谐波电流和所述7次谐波电流，抑制6次转矩脉动及12次转矩脉动。该方法有效地消除谐波电流，提高抑制转矩脉动的效果。

Description

一种永磁同步电机转矩脉动抑制方法

技术领域

本发明涉及电机技术领域，特别是涉及一种永磁同步电机转矩脉动抑制方法。

背景技术

永磁同步电机具有结构简单、体积小、效率高、运行可靠、调速范围宽、动静态特性好等优点，广泛应用于交流传动系统。而永磁同步电机工作时电磁转矩是否稳定是衡量电机性能的关键因素，转矩脉动会引起震动和噪声，加大电机的机械磨损，使其在高精度场合的应用受到限制，同时，转矩的脉动会引起转速的脉动，使得电机转速控制精度下降。

气隙磁通中谐波的存在是永磁同步电机转矩脉动产生的一个主要原因。在实际的永磁同步电机中，由于制造公差的限制，理想的正弦气隙磁通密度分布很难实现。这会导致不理想的正弦磁通密度分布，当它和理想的正弦定子电流相互影响时便会产生周期性的转矩脉动抑制。

一般的，从控制策略入手，通过控制加在电机定子绕组上的电压或电流波形来抑制转矩脉动。其中，控制策略有开关表优化策略(包括采用零电压矢量的方法、定子磁链细分法和离散空间矢量法三种控制策略)、采用多电平逆变器策略、电压空间矢量调制策略、基于现代控制和智能控制理论策略。

然而，现有方案中控制策略对谐波电流抑制一般采用传统PI调节，使得结构复杂，参数调节变得很困难，增加了系统的鲁棒性，并且还存在电流过零点检测不准确，导致误补偿的缺陷，抑制效果较差。

发明内容

本发明的目的是提供一种永磁同步电机转矩脉动抑制方法，以实现有效地消除因气隙磁场的畸变和逆变器非线性特性等因素产生的谐波电流，抑制转矩脉动，且避免了传统的抑制转矩脉动中需准确检测电流过零点，提高抑制效果。

为解决上述技术问题，本发明提供一种永磁同步电机转矩脉动抑制方法，该方法包括：

获取永磁同步电机的三相电流i_a、i_b和i_c；

利用所述三相电流i_a、i_b和i_c获取5次谐波电流在对应的同步旋转坐标系下d轴分量i_d5th和q轴分量i_q5th，利用所述三相电流i_a、i_b和i_c获取7次谐波电流在对应的同步旋转坐标系下d轴分量i_d7th和q轴分量i_q7th；

将所述i_d5th、i_q5th、i_d7th和i_q7th通过谐振调节器得到谐波电压的d轴补偿量u_dth和q轴补偿量u_qth，其中，所述谐波电压为5次谐波电压和7次谐波电压的总和；

将所述u_dth反馈到所述永磁同步电机的控制系统的d轴电压u_d中，并将所述u_qth反馈到所述永磁同步电机的控制系统的q轴电压u_q中，消除所述5次谐波电流和所述7次谐波电流，抑制6次转矩脉动及12次转矩脉动。

优选的，所述利用所述三相电流i_a、i_b和i_c获取5次谐波电流在对应的同步旋转坐标系下d轴分量i_d5th和q轴分量i_q5th，包括：

将所述三相电流i_a、i_b和i_c通过5次谐波dq同步旋转坐标轴变换和低通滤波处理，得到5次谐波电流在对应的同步旋转坐标系下d轴分量i_d5th和q轴分量i_q5th。

优选的，所述利用所述三相电流i_a、i_b和i_c获取7次谐波电流在对应的同步旋转坐标系下d轴分量i_d7th和q轴分量i_q7th，包括：

将所述三相电流i_a、i_b和i_c通过7次谐波dq同步旋转坐标轴变换和低通滤波处理，得到7次谐波电流在对应的同步旋转坐标系下d轴分量i_d7th和q轴分量i_q7th。

优选的，所述将所述i_d5th、i_q5th，i_d7th和i_q7th通过谐振调节器得到谐波电压的d轴补偿量u_dth和q轴补偿量u_qth，包括：

将5次谐波d轴控制目标电流减去所述i_d5th得到第一结果，将5次谐波q轴控制目标电流减去所述i_q5th得到第二结果，将7次谐波d轴控制目标电流减去所述i_d7th得到第三结果，将7次谐波q轴控制目标电流减去所述i_q7th得到第四结果；

将所述第一结果、第二结果、第三结果和第四结果分别通过谐振调节器，得到5次谐波电压d轴补偿量u_d5th、5次谐波电压q轴补偿量u_q5th、7次谐波电压d轴补偿量u_d7th和7次谐波电压q轴补偿量u_q7th；

将所述u_d5th与所述u_d7th相加得到谐波电压的d轴补偿量u_dth，将所述u_q5th和所述u_q7th相加得到谐波电压的q轴补偿量u_qth。

优选的，所述谐振调节器的传递函数的表达式如下：

$G{\left(s\right)}_n=\frac{2k{\mathrm{\ω}}_{n}s}{s^2+{{\mathrm{\ω}}_n}^2};$

其中，ω为谐振频率，k为比例系数，n为转矩脉动对应的次数。

优选的，所述6次转矩脉动对应的谐振调节器的传递函数如下：

$G_6\left(s\right)=\frac{2k{\mathrm{\ω}}_{6}s}{s^2+{\mathrm{\ω}}_6^2};$

其中，ω₆为所述6次转矩脉动的谐振频率，k为比例系数。

优选的，所述12次转矩脉动对应的谐振调节器的传递函数如下：

$G_{12}\left(s\right)=\frac{2k{\mathrm{\ω}}_{12}s}{s^2+{\mathrm{\ω}}_{12}^2};$

其中，ω₁₂为所述12次转矩脉动的谐振频率，k为比例系数。

本发明所提供的一种永磁同步电机转矩脉动抑制方法，该方法从三相电流i_a、i_b和i_c中获取5次谐波电流分量和6次谐波电流分量，由于5次谐波电流和7次谐波电流对电机运行影响很大，且5次谐波电流能够产生6次转矩脉动，7次谐波电流能够产生12次转矩脉动，则将这些谐波分量通过谐振调节器得到谐波电压的补偿量，并将补偿量反馈到控制系统中消除谐波电流，能够消除6次转矩脉动和12次转矩脉动，进而抑制转矩脉动，而且该方法不需要准确检测电流过零点。可见，该方法有效地消除了因气隙磁场的畸变和逆变器非线性特性等因素产生的谐波电流，抑制转矩脉动，且避免了传统的抑制转矩脉动中需准确检测电流过零点，提高抑制效果。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。

图1为本发明提供的永磁同步电机转矩脉动抑制方法的流程示意图；

图2为本发明中基于永磁同步电机转矩脉动抑制方法的抑制原理框图；

图3为本发明中获取5次谐波电流和7次谐波电流的原理框图；

图4为本发明中谐振调节器的结构原理框图；

图5为本发明中谐振调节器的传递函数所对应的结构框图。

具体实施方式

本发明的核心是提供一种永磁同步电机转矩脉动抑制方法，以实现有效地消除了因气隙磁场的畸变和逆变器非线性特性等因素产生的谐波电流，抑制转矩脉动，且避免了传统的抑制转矩脉动中需准确检测电流过零点，提高抑制效果。

为了使本技术领域的人员更好地理解本发明方案，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

请参考图1，图1为本发明提供的永磁同步电机转矩脉动抑制方法的流程示意图，该方法包括：

步骤S101：获取永磁同步电机的三相电流i_a、i_b和i_c；

步骤S102：利用所述三相电流i_a、i_b和i_c获取5次谐波电流在对应的同步旋转坐标系下d轴分量i_d5th和q轴分量i_q5th，利用所述三相电流i_a、i_b和i_c获取7次谐波电流在对应的同步旋转坐标系下d轴分量i_d7th和q轴分量i_q7th；

步骤S103：将所述i_d5th、i_q5th、i_d7th和i_q7th通过谐振调节器得到谐波电压的d轴补偿量u_dth和q轴补偿量u_qth；

其中，所述谐波电压为5次谐波电压和7次谐波电压的总和。

步骤S104：将所述u_dth反馈到所述永磁同步电机的控制系统的d轴电压u_d中，并将所述u_qth反馈到所述永磁同步电机的控制系统的q轴电压u_q中，消除所述5次谐波电流和所述7次谐波电流，抑制6次转矩脉动及12次转矩脉动。

需要说明的是，谐波电流是导致转矩脉动的主要原因，以下是对转矩脉动产生的原理进行的说明：

在永磁同步电机稳态运行中，因气隙磁场的畸变和逆变器非线性特性等因素，会使永磁同步电机电流中含有5、7、11、13次等一系列谐波，电流波形发生畸变，导致电机产生电磁转矩脉动。其中，5、7次谐波电流分量对电机运行影响较大。以下研究5次、7次谐波对永磁同步电机输出电磁转矩的影响。

电机转矩公式如下：

$\begin{array}{c}M=p\×I_t\mathrm{GI}=\left[\begin{array}{ccc}{i}_d& i_q& i_f\end{array}\right]\left[\begin{array}{ccc}0& -L_q& 0\\ L_d& 0& {\mathrm{\ψ}}_f/i_f\\ 0& 0& 0\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\\ i_f\end{array}\right]\\ =p\×[i_d{i}_q(L_d-L_q)+i_q{\mathrm{\ψ}}_f]\end{array}---\left(1\right)$

上式中含有谐波分量的有d轴电流i_d、q轴电流i_q和转子永磁体磁链参数ψ_f。

首先将式中除基波、5次谐波和7次谐波以外的高次谐波电流分量忽略，得到式(2)。式中i_d5th、i_q5th分别为5次谐波电流在基波dq坐标系下d轴、q轴的交流分量，i_d7th、i_q7th分别7次谐波电流在基波dq坐标系下d轴、q轴的交流分量。

$\left\{\begin{array}{c}{i}_d=i_{d1}+\sqrt{\frac{2}{3}}{i}_5\cos (-6\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_5^{\′})+\sqrt{\frac{2}{3}}{i}_7\cos \left(6\mathrm{\ωt}{\mathrm{\θ}}_6^{\′}\right)\\ =i_{d1}+i_{d5\mathrm{th}}+i_{d7\mathrm{th}}\\ i_q=i_{q1}+\sqrt{\frac{2}{3}}{i}_5\cos (-6\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_5^{\′})+\sqrt{\frac{2}{3}}{i}_7\cos \left(6\mathrm{\ωt}{\mathrm{\θ}}_6^{\′}\right)\\ =i_{q1}+i_{q5\mathrm{th}}+i_{q7\mathrm{th}}\end{array}\right.---\left(2\right)$

在基波dq坐标系下，永磁体磁链ψ_f在q轴产生的运动电势u_ψ，式中θ为转子位置角，Δψ'_f5、Δψ'_f7分别为在基波dq坐标轴系下5次、7次谐波磁链。

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\ψ}}_f=\frac{u_{\mathrm{\ψ}}}{\mathrm{\ω}}=\frac{\frac{\mathrm{d\θ}}{\mathrm{dt}}{\mathrm{\ψ}}_{f1}-5\frac{\mathrm{d\θ}}{\mathrm{dt}}{\mathrm{\ψ}}_{f5}\sin (-6\mathrm{\θ}+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{\ψ}5})+7\frac{\mathrm{d\θ}}{\mathrm{dt}}{\mathrm{\ψ}}_f\sin (6\mathrm{\θ}+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{\ψ}7})}{\frac{\mathrm{d\θ}}{\mathrm{dt}}}\\ ={\mathrm{\ψ}}_{f1}-5{\mathrm{\ψ}}_{f5}\sin (-6\mathrm{\θ}+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{\ψ}5})+7{\mathrm{\ψ}}_{f7}\sin (6\mathrm{\θ}+{\mathrm{\θ}}_{\mathrm{\ψ}7})\\ ={\mathrm{\ψ}}_{f1}-\mathrm{\Δ}{\mathrm{\ψ}}_{f5}^{\′}+\mathrm{\Δ}{\mathrm{\ψ}}_{f7}^{\′}\end{array}\right.---\left(3\right)$

将式(1)、(2)代入式(3)，得

$\begin{array}{c}M=p\×[i_d{i}_q(L_d-L_q)+i_q{\mathrm{\ψ}}_f]=p\×[i_{d1}{i}_{q1}(L_d-L_q)+i_{q1}{\mathrm{\ψ}}_{f1}]\\ +p\×\left\{\begin{array}{c}[i_{d1}(L_d-L_q)+{\mathrm{\ψ}}_{f1}](i_{q5\mathrm{th}}+i_{q7\mathrm{th}})\\ +i_{q1}(L_d-L_q)(i_{d5\mathrm{th}}+i_{d7\mathrm{th}})+i_{q1}(-{\mathrm{\Δ\ψ}}_{f5}^{\′}+{\mathrm{\Δ\ψ}}_{f7}^{\′})\end{array}\right\}\\ +p\×\left\{(i_{q5\mathrm{th}}+i_{q7\mathrm{th}})\right[(L_d-L_q)(i_{d5\mathrm{th}}+i_{d7\mathrm{th}})+(-{\mathrm{\Δ\ψ}}_{f5}^{\′}+{\mathrm{\Δ\ψ}}_{f7}^{\′})\left]\right\}\\ =M_1+M_6+M_{12}\end{array}---\left(4\right)$

将公式(4)进行化简，得

M₁＝p[i_d1i_q1(L_d-L_q)+i_q1ψ_f1] (5)

$\begin{array}{c}{M}_6=p\left\{\right[i_{d1}(L_d-L_q)+{\mathrm{\ψ}}_{f1}](i_{q5\mathrm{th}}+i_{q7\mathrm{th}})\\ +i_{q1}(L_d-L_q)(i_{d5\mathrm{th}}+i_{d7\mathrm{th}})+i_{q1}(-{\mathrm{\Δ\ψ}}_{f5}^{\′}+{\mathrm{\Δ\ψ}}_{f7}^{\′})\}\end{array}---\left(6\right)$

$\begin{array}{c}{M}_{12}=p\×\left\{({\mathrm{\Δi}}_{5q}+{\mathrm{\Δi}}_{7q})\right[(L_d-L_q)(i_{d5\mathrm{th}}+i_{d7\mathrm{th}})\\ +(-{\mathrm{\Δ\ψ}}_{f5}^{\′}+{\mathrm{\Δ\ψ}}_{f7}^{\′})\left]\right\}\end{array}---\left(7\right)$

M₁各项均为直流量，是基波分量产生的电磁转矩，是一个恒定的转矩；而M₆、M₁₂中含有交流分量，其电磁转矩是一个脉动的值。由基本三角函数和差化积与积化和差公式可以明显看出，M₆中各个求和项均为频率6ω的正弦函数，所以，M₆表征的是永磁同步电机输出电磁转矩的6次脉动。M₁₂中各个求和项均为频率12ω的正余弦函数，所以，M₁₂表征的是永磁同步电机输出电磁转矩的12次脉动。

由此可知，5、7次的谐波电流的产生会共同导致6次电磁转矩脉动和12次电磁转矩脉动，即5次谐波电流和7次谐波电流会产生6次电磁转矩脉动，5次谐波电流和7次谐波电流也会产生12次电磁转矩脉动。

请参考图2，图2为本发明中基于永磁同步电机转矩脉动抑制方法的抑制原理框图，采用以电流环为内环、速度环为外环的调速系统，为了抑制谐波电流，增加了一个以谐波电流控制模块构成的谐波电流环。图2中通过低通滤波器分别对5、7次谐波进行了提取，通过谐振控制器加入相应的谐波分量，可以有效抵消电机电流中的谐波，抑制谐波分量，从而实现PMSM转矩脉动的抑制。

其中，ω^*为转速的给定值，ω为转速的实际值；T_e为电机电磁转矩；i_d、i_q分别为d、q轴定子电流；u_d、u_q分别为d、q轴定子电压；i_a、i_b、i_c分别为定子三相电流；i_dth、i_qth分别为d、q轴电流谐波分量；i_5dth、i_5qth分别为d、q轴5次电流谐波分量；i_7dth、i_7qth分别为d、q轴5次电流谐波分量；u_dth、u_qth分别为d、q轴电压谐波分量。

其中，抑制原理采用传统的矢量控制，从永磁同步电机(PMSM)反馈过来的三相电流i_a、i_b、i_c，经abc/dq坐标变化(即图2中的abc/dq框图)，得到i_d、i_q反馈到主电路中。图2整体为新提出的转矩脉动抑制方法，除了上述过程外，还增加提取5、7次谐波的模型和谐波控制模型。具体的，提取5、7次谐波的模型将三相电流i_a、i_b、i_c通过坐标变化原理与同步旋转轴系方向一致的原理，提取5次谐波在d轴的分量i_5dth和在q轴的分量i_5qth，提取7次谐波在d轴的分量i_7dth和在q轴的分量i_7qth；i_5dth、i_5qth和i_7dth、i_7qth再通过谐波控制模型，将控制目标 与提取出来的5、7次谐波电流分量i_d5th、i_q5th、i_d7th、i_q7th对应相减，再通过谐振调节器，分别得到u_d5th、u_q5th、u_d7th、u_q7th，然后依次相加，得到补偿量u_dth、u_qth，最后反馈到控制系统中相减，从而消除谐波，抑制了转矩脉动。

本发明实施例所提供的永磁同步电机转矩脉动抑制方法，获取永磁同步电机的三相电流i_a、i_b和i_c，利用所述三相电流i_a、i_b和i_c获取5次谐波电流在对应的同步旋转坐标系下d轴分量i_d5th和q轴分量i_q5th，利用所述三相电流i_a、i_b和i_c获取7次谐波电流在对应的同步旋转坐标系下d轴分量i_d7th和q轴分量i_q7th，将所述i_d5th、i_q5th、i_d7th和i_q7th通过谐振调节器得到谐波电压的d轴补偿量u_dth和q轴补偿量u_qth，其中，所述谐波电压为5次谐波电压和7次谐波电压的总和，将所述u_dth反馈到所述永磁同步电机的控制系统的d轴电压u_d中，并将所述u_qth反馈到所述永磁同步电机的控制系统的q轴电压u_q中，消除所述5次谐波电流和所述7次谐波电流，抑制6次转矩脉动及12次转矩脉动。

可见，该方法从三相电流i_a、i_b和i_c中获取5次谐波电流分量和6次谐波电流分量，由于5次谐波电流和7次谐波电流对电机运行影响很大，且5次谐波电流能够产生6次转矩脉动，7次谐波电流能够产生12次转矩脉动，则将这些谐波分量通过谐振调节器得到谐波电压的补偿量，其中，谐波电压为5次谐波电压和7次谐波电压的总和，并将补偿量反馈到控制系统中消除谐波电流，能够消除6次转矩脉动和12次转矩脉动，进而抑制转矩脉动，而且该方法不需要准确检测电流过零点。因此，该方法有效地消除了因气隙磁场的畸变和逆变器非线性特性等因素产生的谐波电流，抑制转矩脉动，且避免了传统的抑制转矩脉动中需准确检测电流过零点，提高抑制效果。

基于上述实施例，请参考图3，图3为本发明中获取5次谐波电流和7次谐波电流的原理框图，基于步骤S102中的：所述利用所述三相电流i_a、i_b和i_c获取5次谐波电流在对应的同步旋转坐标系下d轴分量i_d5th和q轴分量i_q5th，该步骤优选采用以下步骤实现：

步骤S201：将所述三相电流i_a、i_b和i_c通过5次谐波dq同步旋转坐标轴变换和低通滤波处理，得到5次谐波电流在对应的同步旋转坐标系下d轴分量i_d5th和q轴分量i_q5th。

基于步骤S102中的：利用所述三相电流i_a、i_b和i_c获取7次谐波电流在对应的同步旋转坐标系下d轴分量i_d7th和q轴分量i_q7th，该步骤优选采用以下步骤实现：

步骤S301：将所述三相电流i_a、i_b和i_c通过7次谐波dq同步旋转坐标轴变换和低通滤波处理，得到7次谐波电流在对应的同步旋转坐标系下d轴分量i_d7th和q轴分量i_q7th。

其中，根据abc/dq坐标变换原理和与dq同步旋转轴系方向一致的理论，速度相同的频率分量在dq轴系下为直流分量，则在5次谐波dq同步旋转坐标轴系下，5次谐波分量为直流分量，基波和其他各次谐波分量均为交流分量。同理，在7次谐波dq同步旋转坐标系下，7次谐波分量为直流分量。11次、13次谐波也同上原理。

因为电机三相电流中的5、7次谐波电流分量在与之相对应的dq同步旋转坐标系下为直流分量，其他频率分量为交流，所以可以通过低通滤波器来实现对5、7次谐波电流在对应的同步旋转坐标系下d轴和q轴的分量。

请参考图4，图4为本发明中谐振调节器的结构原理框图，G_n(s)为谐振调节器的传递函数，基于步骤S103：将所述i_d5th、i_d5th、i_d7th和i_q7th通过谐振调节器得到谐波电压的d轴补偿量u_dth和q轴补偿量u_qth，步骤S103优选采用以下步骤实现：

步骤S401：将5次谐波d轴控制目标电流减去所述i_d5th得到第一结果，将5次谐波q轴控制目标电流减去所述i_q5th得到第二结果，将7次谐波d轴控制目标电流减去所述i_d7th得到第三结果，将7次谐波q轴控制目标电流减去所述i_q7th得到第四结果；

步骤S402：将所述第一结果、第二结果、第三结果和第四结果分别通过谐振调节器，得到5次谐波电压d轴补偿量u_d5th、5次谐波电压q轴补偿量u_q5th、7次谐波电压d轴补偿量u_d7th和7次谐波电压q轴补偿量u_q7th；

步骤S403：将所述u_d5th与所述u_d7th相加得到谐波电压的d轴补偿量u_dth，将所述u_q5th和所述u_q7th相加得到谐波电压的q轴补偿量u_qth。

请参考图5，图5为本发明中谐振调节器的传递函数所对应的结构框图，u为传递函数的输入量，y为传递函数的输出量，所述谐振调节器的传递函数表达式如下：

$G{\left(s\right)}_n=\frac{2k{\mathrm{\ω}}_{n}s}{s^2+{{\mathrm{\ω}}_n}^2};$

其中，ω为谐振频率，k为比例系数，n为谐波次数。

优选的，所述6次转矩脉动对应的谐振调节器的传递函数如下：

其中，ω₆为所述6次转矩脉动的谐振频率，k为比例系数。

优选的，所述12次转矩脉动对应的谐振调节器的传递函数如下：

$G_{12}\left(s\right)=\frac{2k{\mathrm{\ω}}_{12}s}{s^2+{\mathrm{\ω}}_{12}^2};$

其中，ω₁₂为所述12次转矩脉动的谐振频率，k为比例系数。

基于以上优选，本发明实施例所提供的又一种永磁同步电机转矩脉动抑制方法，获取永磁同步电机的三相电流i_a、i_b和i_c，将所述三相电流i_a、i_b和i_c通过5次谐波dq同步旋转坐标轴变换和低通滤波处理之后，得到5次谐波电流在对应的同步旋转坐标系下d轴分量i_d5th和q轴分量i_q5th，将所述三相电流i_a、i_b和i_c通过7次谐波dq同步旋转坐标轴变换和低通滤波处理之后，得到7次谐波电流在对应的同步旋转坐标系下d轴分量i_d7th和q轴分量i_q7th。

进一步的，将5次谐波d轴控制目标电流减去所述i_d5th得到第一结果，将5次谐波q轴控制目标电流减去所述i_q5th得到第二结果，将7次谐波d轴控制目标电流减去所述i_d7th得到第三结果，将7次谐波q轴控制目标电流减去所述i_q7th得到第四结果；将所述第一结果、第二结果、第三结果和第四结果分别通过谐振调节器，得到5次谐波电压d轴补偿量u_d5th、5次谐波电压q轴补偿量u_q5th、7次谐波电压d轴补偿量u_d7th和7次谐波电压q轴补偿量u_q7th；将所述u_d5th与所述u_d7th相加得到谐波电压的d轴补偿量u_dth，将所述u_q5th和所述u_q7th相加得到谐波电压的q轴补偿量u_qth。

进一步的，将所述u_dth反馈到所述永磁同步电机的控制系统的d轴电压u_d中，并将所述u_qth反馈到所述控制系统的q轴电压u_q中，消除所述5次谐波电流和所述7次谐波电流，抑制6次转矩脉动及12次转矩脉动。可见，该方法从三相电流i_a、i_b和i_c中获取5次谐波电流分量和6次谐波电流分量，由于5次谐波电流和7次谐波电流对电机运行影响很大，且5次谐波电流能够产生6次转矩脉动，7次谐波电流能够产生12次转矩脉动，则将这些谐波分量通过谐振调节器得到谐波电压的补偿量，并将补偿量反馈到控制系统中消除谐波电流，能够消除6次转矩脉动和12次转矩脉动，进而抑制转矩脉动，而且该方法不需要准确检测电流过零点。因此，该方法有效地消除了因气隙磁场的畸变和逆变器非线性特性等因素产生的谐波电流，抑制转矩脉动，且避免了传统的抑制转矩脉动中需准确检测电流过零点，提高抑制效果。

以上对本发明所提供的一种永磁同步电机转矩脉动抑制方法进行了详细介绍。本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。

Claims (7)

1.一种永磁同步电机转矩脉动抑制方法，其特征在于，包括：

获取永磁同步电机的三相电流i_a、i_b和i_c；

利用所述三相电流i_a、i_b和i_c获取5次谐波电流在对应的同步旋转坐标系下d轴分量i_d5th和q轴分量i_q5th，利用所述三相电流i_a、i_b和i_c获取7次谐波电流在对应的同步旋转坐标系下d轴分量i_d7th和q轴分量i_q7th；

将所述i_d5th、i_q5th、i_d7th和i_q7th通过谐振调节器得到谐波电压的d轴补偿量u_dth和q轴补偿量u_qth，其中，所述谐波电压为5次谐波电压和7次谐波电压的总和；

将所述u_dth反馈到所述永磁同步电机的控制系统的d轴电压u_d中，并将所述u_qth反馈到所述永磁同步电机的控制系统的q轴电压u_q中，消除所述5次谐波电流和所述7次谐波电流，抑制6次转矩脉动及12次转矩脉动。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述利用所述三相电流i_a、i_b和i_c获取5次谐波电流在对应的同步旋转坐标系下d轴分量i_d5th和q轴分量i_q5th，包括：

将所述三相电流i_a、i_b和i_c通过5次谐波dq同步旋转坐标轴变换和低通滤波处理，得到5次谐波电流在对应的同步旋转坐标系下d轴分量i_d5th和q轴分量i_q5th。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述利用所述三相电流i_a、i_b和i_c获取7次谐波电流在对应的同步旋转坐标系下d轴分量i_d7th和q轴分量i_q7th，包括：

将所述三相电流i_a、i_b和i_c通过7次谐波dq同步旋转坐标轴变换和低通滤波处理，得到7次谐波电流在对应的同步旋转坐标系下d轴分量i_d7th和q轴分量i_q7th。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述将所述i_d5th、i_q5th，i_d7th和i_q7th通过谐振调节器得到谐波电压的d轴补偿量u_dth和q轴补偿量u_qth，包括：

将5次谐波d轴控制目标电流减去所述i_d5th得到第一结果，将5次谐波q轴控制目标电流减去所述i_q5th得到第二结果，将7次谐波d轴控制目标电流减去所述i_d7th得到第三结果，将7次谐波q轴控制目标电流减去所述i_q7th得到第四结果；

将所述第一结果、第二结果、第三结果和第四结果分别通过谐振调节器，得到5次谐波电压d轴补偿量u_d5th、5次谐波电压q轴补偿量u_q5th、7次谐波电压d轴补偿量u_d7th和7次谐波电压q轴补偿量u_q7th；

将所述u_d5th与所述u_d7th相加得到谐波电压的d轴补偿量u_dth，将所述u_q5th和所述u_q7th相加得到谐波电压的q轴补偿量u_qth。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述谐振调节器的传递函数的表达式如下：

$G{\left(s\right)}_n=\frac{2k{\mathrm{\ω}}_{n}s}{s^2+{{\mathrm{\ω}}_n}^2};$

其中，ω为谐振频率，k为比例系数，n为转矩脉动对应的次数。

6.如权利要求5所述的方法，其特征在于，所述6次转矩脉动对应的谐振调节器的传递函数如下：

$G_6\left(s\right)=\frac{2k{\mathrm{\ω}}_{6}s}{s^2+{\mathrm{\ω}}_6^2};$

其中，ω₆为所述6次转矩脉动的谐振频率，k为比例系数。

7.如权利要求5所述的方法，其特征在于，所述12次转矩脉动对应的谐振调节器的传递函数如下：

$G_{12}\left(s\right)=\frac{2k{\mathrm{\ω}}_{12}s}{s^2+{\mathrm{\ω}}_{12}^2};$

其中，ω₁₂为所述12次转矩脉动的谐振频率，k为比例系数。