CN110729922A - 电机控制方法、电机控制装置及计算机设备 - Google Patents

Abstract

本申请提供了一种电机控制方法、电机控制装置及计算机设备，所述电机控制方法包括：获取电机的输出转矩的脉动信号；提取所述脉动信号中的M次脉动谐波的幅值，M＝6n，其中n为大于等于1的自然数；根据所述M次脉动谐波的幅值得到与所述M次脉动谐波的幅值正相关的M+1次谐波的谐波电流、和M‑1次谐波的谐波电流；以所述谐波电流为反馈信号控制电机的输出电压。本申请提供的电机控制方法，能够抑制永磁同步电机高次脉动谐波所产生的转速波动、振动以及噪声等问题。

Description

电机控制方法、电机控制装置及计算机设备

技术领域

本申请涉及电机控制技术领域，特别是涉及电机控制方法、装置及计算机设备。

背景技术

永磁同步电机(Permanent Magnet Synchronous Machine,PMSM)作为目前新能源汽车、新能源发电、工业交流伺服以及电力船舶、电力飞机等应用领域中核心的机电能量转换部件，有着效率高、能量密度高、调速范围宽以及维护简单等优点。与传统的电励磁同步电机相比，永磁同步电机取消了电刷、滑环等装置，提升了可靠性，降低了维护成本；与传统的鼠笼式异步电机相比，永磁同步电机由于不需要额外电流建立磁场，因此在运行时能够保持较高的功率因素，有着较高的效率，节能效果更加明显。同时，现代电力电子器件的发展极大提升了人们对电压、电流的控制能力，结合矢量控制、直接转矩控制等现代电机控制技术的提出，永磁同步电机在近几十年来在各行各业中的发展异常迅猛。三相永磁电机控制系统的原理框图如图1所示。

然而，实际永磁同步电机控制系统中存在的非理想因素对电机输出转矩的性能有着较大地影响，这些非理想因素主要包括逆变器非线性特征、电机空间谐波以及齿槽转矩。如图1所示，在常用的三相永磁电机逆变器拓扑中，为了防止上下桥臂同时导通造成直流链短路，一般在DSP输出的PWM控制信号中插入死区时间，而死区时间的插入以及功率器件管压降的影响，使得逆变器输出的电压中存在高次谐波。在电机的制造过程中，由于工艺的限制，很难实现空间磁场完全正弦分布，导致电机运行时永磁体磁链中也存在高次谐波。

这些谐波的存在导致电机的输出转矩中存在脉动分量，此外，齿槽转矩的存在也会影响电机输出转矩的平滑性。高次脉动谐波带来的直接影响是转速脉动，对于高精度伺服系统，转速脉动的存在必然会降低系统的伺服性能；高次脉动谐波还会造成机械系统振动，严重时不仅会损坏轴承，降低系统寿命，还会产生高频听觉噪声，降低了产品使用舒适性，限制了其在电梯、家用电器等对噪音等级要求较高的行业中的应用。

发明内容

本申请提供了一种电机控制方法，能够抑制永磁同步电机高次脉动谐波所产生的转速波动、振动以及噪声等问题。

本申请提供的电机控制方法包括：

获取电机的输出转矩的脉动信号；

提取所述脉动信号中的M次脉动谐波的幅值，M＝6n，其中n为大于等于1的自然数；

根据所述M次脉动谐波的幅值得到与所述M次脉动谐波的幅值正相关的M+1次谐波的谐波电流、和M-1次谐波的谐波电流；

以所述谐波电流为反馈信号控制电机的输出电压。

以下还提供了若干可选方式，但并不作为对上述总体方案的额外限定，仅仅是进一步的增补或优选，在没有技术或逻辑矛盾的前提下，各可选方式可单独针对上述总体方案进行组合，还可以是多个可选方式之间进行组合。

可选的，所述脉动信号包括：电机转速的波动信号、电机的振动信号、或电机产生的噪声信号。

可选的，所述提取所述脉动信号中的M次脉动谐波具体包括：将所述脉动信号转换为电信号，并通过滤波电路对该电信号滤波，得到所述M次脉动谐波。

可选的，所述脉动信号为电机输出电流的谐波信号。

可选的，所述以所述谐波电流为反馈信号控制电机的输出电压，具体包括：

对所述谐波电流分别进行坐标变换，获得各谐波电流在dq旋转坐标系下的谐波d轴分量和谐波q轴分量；

将所述谐波d轴分量与电流d轴指令信号作差，得到d轴误差信号；

将所述谐波q轴分量与电流q轴指令信号作差，得到q轴误差信号；

将所述d轴误差信号输入PI控制器，得到d轴修正电压；

将所述q轴误差信号输入PI控制器，得到q轴修正电压；

将所述d轴修正电压和所述q轴修正电压经过坐标反变换，得到静止坐标系下的修正电压；

将所述修正电压与原输出电压叠加，得到修正后的输出电压。

可选的，所述电流d轴指令信号为优化后的电流d轴指令信号，所述电流q轴指令信号为优化后的电流q轴指令信号，优化方法包括：

以所述M次脉动谐波的幅值的平方为目标函数，以所述电流d轴指令信号和所述电流q轴指令信号为自变量，采用梯度下降法更新自变量，直至目标函数收敛，得到优化后的电流d轴指令信号和优化后的电流q轴指令信号。

可选的，以所述电流d轴指令信号和所述电流q轴指令信号为自变量时，

设定其中一谐波电流的所述电流d轴指令信号和所述电流q轴指令信号为零，仅以另一谐波电流的所述电流d轴指令信号和所述电流q轴指令信号为自变量。

可选的，所述更新自变量包括：交替更新所述电流d轴指令信号和所述电流q轴指令信号。

本申请还提供一种电机控制装置，包括：

第一模块，获取电机的输出转矩的脉动信号；

第二模块，提取所述脉动信号中的M次脉动谐波，M＝6n，其中n为大于等于1的自然数；

第三模块，根据所述M次脉动谐波得到与所述M次脉动谐波的幅值正相关的M+1次谐波的谐波电流、和M-1次谐波的谐波电流；

第四模块，以所述谐波电流为反馈信号控制电机的输出电压。

本申请还提供一种计算机设备，包括存储器和处理器，所述存储器存储有计算机程序，所述处理器执行所述计算机程序时实现所述电机控制方法。

本申请提供的电机控制方法，从电机控制的层面解决了永磁同步电机高次脉动谐波所产生的转速波动、振动以及噪声等问题。

附图说明

图1为现有永磁电机控制系统的原理图；

图2为5、7次谐波电流同步旋转轴系的定义图；

图3为本申请一实施例中反馈信号的获取流程示意图；

图4为本申请一实施例中谐波电流控制器的原理图；

图5为本申请一实施例中获取电流指令信号的梯度下降法原理图；

图6为本申请一实施例中基于梯度下降法的电机控制方法的原理图；

图7a为一实施例中100r/min的电机的相电流及转矩脉动信号的示意图；

图7b为将图6中的电机控制方法实施于图7a中的电机的实验结果图；

图8a为一实施例中200r/min的电机的相电流及转矩脉动信号的示意图；

图8b为将图6中的电机控制方法实施于图8a中的电机的实验结果图；

图9a为一实施例中重载电机的相电流及转矩脉动信号的示意图；

图9b为将图6中的电机控制方法实施于图9a中的电机的实验结果图；

图10a为一实施例中电机转速阶跃时的转速及转矩脉动信号的示意图；

图10b为将图6中的电机控制方法实施于图10a中的电机的实验结果图；

图11为一个实施例中计算机设备的内部结构图。

具体实施方式

为了使本申请的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本申请进行进一步详细说明。应当理解，此处描述的具体实施例仅仅用以解释本申请，并不用于限定本申请。

在一实施例中，电机控制方法包括：

获取电机的输出转矩的脉动信号；

提取脉动信号中的M次脉动谐波的幅值，M＝6n，其中n为大于等于1的自然数；

根据M次脉动谐波的幅值得到与M次脉动谐波的幅值正相关的M+1次谐波的谐波电流、和M-1次谐波的谐波电流；

以谐波电流为反馈信号控制电机的输出电压。

本实施例的电机控制方法能够抑制电机的脉动转矩，其作用机理如下：

永磁同步电机在dq旋转坐标系下的数学模型如下：

其中电机的输出转矩可以表示成：

T_e＝K_P[ψ_fdi_q-(L_q-L_d)i_di_q]+T_cog

式中，u_d和u_q分别为d轴和q轴的定子电压；i_d和i_q分别为d轴和q轴的定子电流；L_d和L_q为d轴和q轴定子电感；R为定子电阻；ω_e为转子电角速度；ω_m为转子机械角速度；B为摩擦系数；T_l为负载转矩；T_e为电机的输出转矩；J为转子转动惯量；ψ_fd为永磁体磁链d轴分量。K_P＝1.5P，P为机极对数。T_cog为齿槽转矩，需要注意的是，齿槽转矩为永磁电机固有的脉动转矩，其次数取决于电机极对数和槽数，其大小与电机电流无关。

表贴式的永磁同步电机一般不需要工作在弱磁区而采用i_d ^*＝0的控制方式，而且有L_d＝L_q＝L，假设通过电机设计优化可以完全消除齿槽转矩，此时输出转矩表达式可以写为：

T_e＝K_Pψ_fdi_q

考虑电机运行时的谐波电流和谐波磁链，在dq旋转坐标系下的磁链和电流可以写为：

式中，θ_e＝ω_et，由于永磁体基波磁链、定子基波电流在dq旋转坐标系下为直流量，因此ψ_fd0为直流量，表示永磁体基波磁链，I_q0为直流量，表示电机基波电流。I_q6n与θ_q6n为6n-1次和6n+1次谐波电流在dq旋转坐标系下合成的6n次交流量的幅值和相位，例如，5、7次谐波电流在dq旋转坐标系下合成为6次交流量。同理，对于谐波磁链，ψ_fd6n与θ_fd6n为6n-1次和6n+1次谐波磁链在dq旋转坐标系下合成的6n次交流量的幅值和相位。将上式带入输出转矩表达式，为了便于表达，略去12次及12以上次数交流量，得到如下表达式

T_e＝K_P(ψ_fd0I_q0+ψ_fd0I_q6cos(6ω_et+θ_q6)+ψ_fd6I_q0sin(6nθ_e+θ_fd6))

＝K_Pψ_fd0I_q0+t_e6

上式括号中第一项为直流量，表示由基波电流与基波磁链产生的恒定输出转矩，该转矩为电机提供牵引力矩；第二项表示由5、7次谐波电流与基波磁链产生的6次脉动谐波；第三项为5、7次谐波磁链与基波电流产生的6次脉动谐波。将上式中总的6次脉动谐波用t_e6表示。

根据电机基本理论，基波电流在dq旋转坐标系(转速为同步电角速度)下为直流量，同理，负序的5次谐波电流由于其电流矢量以五倍同步电角速度反向旋转，在5次谐波同步旋转轴系(转速为五倍同步电角速度，转向与同步旋转轴系相反)下，为直流量；正序的7次谐波电流由于其电流矢量以七倍同步电角速度正向旋转，在7次谐波同步旋转轴系(转速为七倍同步电角速度，转向与同步旋转轴系相同)下，亦为直流量。5、7次谐波同步旋转轴系定义如图2所示，三相静止坐标系的三个坐标轴分别为A轴、B轴和C轴。三相静止坐标系经过Clarke变换为αβ坐标系后的两坐标轴分别为α轴和β轴。αβ坐标系经过Park变换为dq旋转坐标系后的两坐标轴分别为d轴和q轴。5次谐波电流经过Clarke变换和Park变换后的5次谐波同步旋转轴系的d轴和q轴分别记为d5和q5。7次谐波电流经过Clarke变换和Park变换后的7次谐波同步旋转轴系的d轴和q轴分别记为d7和q7。d轴和A轴之间的夹角为θ_e。d5轴和A轴之间的夹角为-5θ_e。d7轴和A轴之间的夹角为7θ_e。分别用I_d5、I_q5、I_d7、I_q7表示5、7次谐波电流在对应谐波同步旋转轴系下的直流量大小，I_d5、I_q5、I_d7、I_q7的大小本质上反映的是5、7次谐波电流的幅值和相位信息。

基于坐标变换的原理，5、7次谐波电流在dq旋转坐标系下合成的6次交流量的幅值和相位与I_d5、I_q5、I_d7、I_q7满足如下关系：

θ_d6＝-arctan((-I_q7+I_q5)/(I_d7+I_d5))

θ_q6＝-arctan((I_d7-I_d5)/(I_q7+I_q5))

将上式带入考虑谐波电流和谐波磁链后的高次脉动谐波表达式，得到6次脉动谐波与5、7次谐波电流之间存在的数学关系如下：

|t_e6|²＝K_P ²(ψ_fd0I_q7+ψ_fd0I_q5+ψ_fd6I_q0cosθ_fd6)²+K_P ²(ψ_fd0I_d7-ψ_fd0I_d5+ψ_fd6I_q0sinθ_fd6)²

若电机负载转矩恒定，则电机基波电流大小恒定，永磁体磁场分布恒定，这意味着上式中ψ_fd0、I_q0、ψ_fd6、θ_fd6均为常数，在此前提下，只需控制5、7次谐波电流即I_d5、I_q5、I_d7、I_q7的大小，使得上式为0，则可以实现6次脉动谐波的抑制。依照以上方法，也可以实现12次谐波、18次谐波等高次谐波的抑制。

本实施例提取脉动信号中的M次脉动谐波，并根据M次脉动谐波产生用于抵消该M次脉动谐波的两谐波电流，两谐波电流作为反馈信号送到电机控制系统中的电流环，控制系统根据反馈信号调整指令电流，直到至少一个M次脉动谐波收敛，实现闭环控制。

在其中一实施例中，脉动信号包括：电机转速的波动信号、电机的振动信号、或电机产生的噪声信号。提取脉动信号中的M次脉动谐波具体包括：将脉动信号转换为电信号，并通过滤波电路对该电信号滤波，得到M次脉动谐波。

在其中一实施例中，从电机的输出转矩的脉动信号中提取M次脉动谐波的幅值，具体包括：

生成过原点的正弦调制信号，该正弦调制信号的幅值为一，频率为M倍的电机转子位置电角度频率；

生成过余弦调制信号，该余弦调制信号与正弦调制信号的幅值和频率均相等，该余弦调制信号的相位与正弦调制信号相差90度；

将脉动信号分两路输出；

将其中一路脉动信号与正弦调制信号相乘，得到第一调制后信号；

将另一路脉动信号与余弦调制信号相乘，得到第二调制后信号；

滤除第一调制后信号中的交流分量，得到第一直流信号；

滤除第二调制后信号中的交流分量，得到第二直流信号；

计算第一直流信号和第二直流信号的平方和并放大四倍，得到M次脉动谐波的幅值。

下面结合图3说明脉动信号中的六次脉动谐波的幅值的提取步骤。

假设交流信号为ΔΩ_m，ΔΩ_m中包含一系列谐波信号，其表达式为：

式中，Ω₆为6次谐波幅值，θ_e为电机转子位置电角度，φ_ω6为六次相位角，φ_ω为相位角，将交流信号ΔΩ_m分别乘以sin(6θ_e)和cos(6θ_e),得到如下结果：

用低通滤波器LPF滤掉上式中的交流量得到直流信号如下：

LPF[ΔΩ_m×sin(6θ_e)]＝0.5Ω₆sin(φ_ω6)

LPF[ΔΩ_m×cos(6θ_e)]＝0.5Ω₆cos(φ_ω6)

对滤波后的直流信号进行简单的数学运算就可以得到6次谐波幅值Ω₆平方的大小。

图中LPF表示低通滤波器，输入的交流信号可以是电机转速信号、振动信号、以及噪声信号，输出的6次交流分量幅值的平方可以间接反映6次脉动谐波的大小，这就意味着抑制该输出就可以间接抑制6次脉动谐波的大小，因此该输出可以作为衡量高次脉动谐波大小的反馈值。对于12、18次交流量的检测，只需要将图3中的6分别由12和18替换即可。

在其中一实施例中，脉动信号为电机输出电流的谐波信号，以谐波电流为反馈信号控制电机的输出电压，具体包括：

对谐波电流分别进行坐标变换，获得各谐波电流在dq旋转坐标系下的谐波d轴分量和谐波q轴分量；

将谐波d轴分量与电流d轴指令信号作差，得到d轴误差信号；

将谐波q轴分量与电流q轴指令信号作差，得到q轴误差信号；

将d轴误差信号输入PI控制器，得到d轴修正电压；

将q轴误差信号输入PI控制器，得到q轴修正电压；

将d轴修正电压和q轴修正电压经过坐标反变换，得到静止坐标系下的修正电压；

将修正电压与原输出电压叠加，得到修正后的输出电压。

理论分析可知若要抑制高次脉动谐波的大小，必须控制谐波电流跟随一定指，而谐波电流控制器可以保证谐波电流对指令的准确跟随。具体的，在其中一实施例中，采用谐波电流控制器抑制6次脉动谐波的原理如图4、图6所示，

将实时采集的、含有基波、5次、7次谐波的三相电流分别变换至5、7次谐波同步旋转坐标轴系下，即分别用-5θ_e和7θ_e代替ABC-DQ的坐标变换角，计算过程为：

坐标变换后，5、7次同步旋转轴系下的电流表达式为：

由上式可以发现，以5次谐波电流为例，三相电流经过坐标变换后，在5次谐波同步旋转轴系下，基波电流(i₁)为6次交流量，7次谐波电流(i₇)为12次交流量，而5次谐波电流为直流量，为了达到较好的控制效果，采用低通滤波器(LPF)滤除6次、12次交流量，得到需要的直流分量I_d5、I_q5。用同样的方法，也可以得到7次谐波电流I_d7、I_q7。

LPF输出的5、7次谐波电流I_d5、I_q5、I_d7、I_q7作为反馈信号，与指令信号I_d5 ^*、I_q5 ^*、I_d7 ^*、I_q7 ^*作差，得到的误差信号经过PI控制器，PI控制器所输出的谐波电压U_d5、U_q5、U_d7、U_q7最后经过坐标反变换到ABC轴系下，得到u_a5、u_b5、u_c5、u_a7、u_b7、u_c7，叠加至传统矢量控制ABC三相电压输出，最后由逆变器调制成实际电压至电机端。

该叠加为简单的加法运算，例如传统矢量控制ABC三相电压输出为u_a、u_b、u_c，则最后逆变器总的参考电压为：u_a总＝u_a+u_a5+u_a7，u_b总＝u_b+u_b5+u_b7，u_c总＝u_c+u_c5+u_c7。

可以理解的是，11、13、17、19次谐波电流控制器与5、7次谐波电流控制器设计原理相同，只需将图4中的5、7分别由11、13以及17、19替代即可。

在其中一实施例中，电流d轴指令信号为优化后的电流d轴指令信号，电流q轴指令信号为优化后的电流q轴指令信号，优化方法包括：

以M次脉动谐波的幅值的平方为目标函数，以电流d轴指令信号和电流q轴指令信号为自变量，采用梯度下降法更新自变量，直至目标函数收敛，得到优化后的电流d轴指令信号和优化后的电流q轴指令信号。

具体的，梯度下降法实际上就是使目标函数f(x)沿着函数值下降最快的方向更新与目标函数相关的参数x。我们使用的更新公式为：

式中，η为步长或学习率。这个公式之所有有效是因为，一个函数在某一时刻的对于一个参数的导数，是这个函数在这一时刻上沿着该参数切线方向上的斜率。如图5原理图所示，在目标函数f(x)中，如果在i时刻参变量x_i在最优解的右边，那么这个导数即为正数，按照导数下降的方向更新后的i+1时刻参数x_i+1会往左移动，函数值f(x_i+1)相比于f(x_i)会减小。同理，如果在i时刻x_i在最优解的左边则更新后的x_i+1往右移。通过不断的更新x，最终f(x)达到最小值，x收敛获得最优解。不过需要注意η不能太大或者太小。

前文理论分析得到6次高次脉动谐波与5、7次谐波电流数学关系为：

|t_e6|²＝K_P ²(ψ_fd0I_q7+ψ_fd0I_q5+ψ_fd6I_q0cosθ_fd6)²+K_P ²(ψ_fd0I_d7-ψ_fd0I_d5+ψ_fd6I_q0sinθ_fd6)²

由上式关系可知，高次脉动谐波幅值的平方对式中I_d5、I_q5、I_d7、I_q7均为2次函数关系，即开口向上的抛物线函数关系，因此梯度下降搜索法可以用于寻找最优的谐波电流指令，从而抑制高次脉动谐波大小。

为了简化算法，在其中一实施例中，以所述电流d轴指令信号和所述电流q轴指令信号为自变量时，设定其中一谐波电流的电流d轴指令信号和电流q轴指令信号为零，仅以另一谐波电流的电流d轴指令信号和电流q轴指令信号为自变量。

具体的，在其中一实施例中，将7次谐波电流抑制为0(也可以抑制5次)，即设定谐波电流控制器指令I_d7 ^*、I_q7 ^*为0，则稳态时上式变为

|t_e6|²＝K_P ²(ψ_fd0I_q5+ψ_fd6I_q0cosθ_fd6)²+K_P ²(-ψ_fd0I_d5+ψ_fd6I_q0sinθ_fd6)²

以I_d5 ^*、I_q5 ^*为自变量，高次脉动谐波观测器所得到的高次脉动谐波间接值的平方为函数值，自变量更新函数为

其中η₁和η₂为步长或学习率，梯度计算方法为

在实际系统中，不仅微分会放大噪声，而且除法占用计算时间较长，为了缩短计算时间，在其中一实施例中，梯度计算可以简化为

式中sign为符号函数。

由于符号函数代替了梯度的求解，为例保证系统收敛，在其中一实施例中，交替更新电流d轴指令信号和电流q轴指令信号。

高次脉动谐波抑制算法的整体框图如图6所示。图中，高次脉动谐波检测算法可以间接得到与高次脉动谐波幅值对应的交流量大小(图中为转速波动幅值，转速波动可以由振动、噪声等信号替代)，令七次谐波电流指令为I_d7 ^*、I_q7 ^*为0，梯度下降算法不断更新5次谐波电流指令I_d5 ^*、I_q5 ^*(谐波电流控制器保证实际谐波电流准确跟随指令)，使得高次脉动谐波幅值朝着下降的方向迭代，最终实现高次脉动谐波完全抑制。图4中，u_acom、u_bcom、u_ccom为u_a5、u_b5、u_c5与u_a7、u_b7、u_c7的和，即u_acom＝u_a5+u_a7，u_bcom＝u_b5+u_b7，u_ccom＝u_c5+u_c7。

在一实施例中，变频器包括依次连接的整流单元和逆变单元，以及控制该逆变单元的输出电压的控制模块，变频器在工作时，控制模块实施如下方法：

获取电机的输出转矩的脉动信号；

提取脉动信号中的M次脉动谐波，M＝6n，其中n为大于等于1的自然数；

根据M次脉动谐波得到与M次脉动谐波的幅值正相关的M+1次谐波的谐波电流、和M-1次谐波的谐波电流；

以谐波电流为反馈信号控制电机的输出电压。

图7和图8给出了永磁电机在100r/min和200r/min时加入算法前后的电流波形与电机振动波形对比波形图，电机电流波形由电流探头测量得到，振动信号由加速度传感器测量得到，测试所用电机转矩脉动以12次转矩脉动为主要分量，因此通过测试对12次转矩脉动的抑制效果可以验证算法的有效性。由图7和图8可得，电机在不同转速下，算法可以通过注入谐波电流来抑制转矩脉动，加入算法后电机振动得到极大抑制。

图9为电机重载时的测试结果，图中12次转矩脉动幅值由图3中所设计的12次交流信号提取所得到，根据加入算法前后的振动信号可以得到算法在重载时也能对转矩脉动起到较好的抑制效果，FFT分析结果也说明12次振动幅度得到极大抑制。

图10给出了电机转速阶跃时的测试结果，对比加入算法前后的振动信号波形，电机转矩脉动不仅在阶跃前后都得到抑制，而且在振动过程中，振动信号上的纹波也随着算法的加入变小，这说明算法在电机动态过程中也有着较好的效果。

在一个实施例中，提供了一种电机控制装置，包括：第一模块、第二模块、第三模块和第四模块，其中：

第一模块，用于获取电机的输出转矩的脉动信号。

第二模块，用于提取所述脉动信号中的M次脉动谐波，M＝6n，其中n为大于等于1的自然数。

第三模块，用于根据所述M次脉动谐波得到与所述M次脉动谐波的幅值正相关的M+1次谐波的谐波电流、和M-1次谐波的谐波电流。

第四模块，用于以所述谐波电流为反馈信号控制电机的输出电压。

关于电机控制装置的具体限定可以参见上文中对于电机控制方法的限定，在此不再赘述。上述电机控制装置中的各个模块可全部或部分通过软件、硬件及其组合来实现。上述各模块可以硬件形式内嵌于或独立于计算机设备中的处理器中，也可以以软件形式存储于计算机设备中的存储器中，以便于处理器调用执行以上各个模块对应的操作。

在一个实施例中，提供了一种计算机设备，该计算机设备可以是终端，其内部结构图可以如图11所示。该计算机设备包括通过系统总线连接的处理器、存储器、网络接口、显示屏和输入装置。其中，该计算机设备的处理器用于提供计算和控制能力。该计算机设备的存储器包括非易失性存储介质、内存储器。该非易失性存储介质存储有操作系统和计算机程序。该内存储器为非易失性存储介质中的操作系统和计算机程序的运行提供环境。该计算机设备的网络接口用于与外部的终端通过网络连接通信。该计算机程序被处理器执行时以实现以上任一实施例中的电机控制方法。该计算机设备的显示屏可以是液晶显示屏或者电子墨水显示屏，该计算机设备的输入装置可以是显示屏上覆盖的触摸层，也可以是计算机设备外壳上设置的按键、轨迹球或触控板，还可以是外接的键盘、触控板或鼠标等。

在一实施例中，提供一种计算机设备，包括存储器和处理器，所述存储器存储有计算机程序，所述处理器执行所述计算机程序时实现以下步骤：

获取电机的输出转矩的脉动信号；

提取所述脉动信号中的M次脉动谐波，M＝6n，其中n为大于等于1的自然数；

根据所述M次脉动谐波得到与所述M次脉动谐波的幅值正相关的M+1次谐波的谐波电流、和M-1次谐波的谐波电流；

以所述谐波电流为反馈信号控制电机的输出电压。

以上所述实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。

以上所述实施例仅表达了本申请的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对申请专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本申请构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本申请的保护范围。因此，本申请专利的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (10)

1.电机控制方法，其特征在于，所述电机控制方法包括：

获取电机的输出转矩的脉动信号；

提取所述脉动信号中的M次脉动谐波的幅值，M＝6n，其中n为大于等于1的自然数；

根据所述M次脉动谐波的幅值得到与所述M次脉动谐波的幅值正相关的M+1次谐波的谐波电流、和M-1次谐波的谐波电流；

以所述谐波电流为反馈信号控制电机的输出电压。

2.根据权利要求1所述的电机控制方法，其特征在于，所述脉动信号包括：电机转速的波动信号、电机的振动信号、或电机产生的噪声信号。

3.根据权利要求2所述的电机控制方法，其特征在于，所述提取所述脉动信号中的M次脉动谐波具体包括：将所述脉动信号转换为电信号，并通过滤波电路对该电信号滤波，得到所述M次脉动谐波。

4.根据权利要求1所述的电机控制方法，其特征在于，所述脉动信号为电机输出电流的谐波信号。

5.根据权利要求1所述的电机控制方法，其特征在于，所述以所述谐波电流为反馈信号控制电机的输出电压，具体包括：

对所述谐波电流分别进行坐标变换，获得各谐波电流在dq旋转坐标系下的谐波d轴分量和谐波q轴分量；

将所述谐波d轴分量与电流d轴指令信号作差，得到d轴误差信号；

将所述谐波q轴分量与电流q轴指令信号作差，得到q轴误差信号；

将所述d轴误差信号输入PI控制器，得到d轴修正电压；

将所述q轴误差信号输入PI控制器，得到q轴修正电压；

将所述d轴修正电压和所述q轴修正电压经过坐标反变换，得到静止坐标系下的修正电压；

将所述修正电压与原输出电压叠加，得到修正后的输出电压。

6.根据权利要求5所述的电机控制方法，其特征在于，所述电流d轴指令信号为优化后的电流d轴指令信号，所述电流q轴指令信号为优化后的电流q轴指令信号，优化方法包括：

以所述M次脉动谐波的幅值的平方为目标函数，以所述电流d轴指令信号和所述电流q轴指令信号为自变量，采用梯度下降法更新自变量，直至目标函数收敛，得到优化后的电流d轴指令信号和优化后的电流q轴指令信号。

7.根据权利要求6所述的电机控制方法，其特征在于，以所述电流d轴指令信号和所述电流q轴指令信号为自变量时，设定其中一谐波电流的所述电流d轴指令信号和所述电流q轴指令信号为零，仅以另一谐波电流的所述电流d轴指令信号和所述电流q轴指令信号为自变量。

8.根据权利要求6所述的电机控制方法，其特征在于，所述更新自变量包括：交替更新所述电流d轴指令信号和所述电流q轴指令信号。

9.电机控制装置，其特征在于，包括：

第一模块，获取电机的输出转矩的脉动信号；

第二模块，提取所述脉动信号中的M次脉动谐波，M＝6n，其中n为大于等于1的自然数；

第三模块，根据所述M次脉动谐波得到与所述M次脉动谐波的幅值正相关的M+1次谐波的谐波电流、和M-1次谐波的谐波电流；

第四模块，以所述谐波电流为反馈信号控制电机的输出电压。

10.一种计算机设备，包括存储器和处理器，所述存储器存储有计算机程序，其特征在于，所述处理器执行所述计算机程序时实现权利要求1至8中任一项所述电机控制方法的步骤。

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