CN115395851A - 无电解电容永磁同步电机驱动系统线性调制区扩展方法 - Google Patents

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Abstract

一种无电解电容永磁同步电机驱动系统线性调制区扩展方法，属于电机控制技术领域。本发明针对电机驱动系统直流侧电解电容换成小容值薄膜电容后，母线电压的波动为SVPWM控制的电压矢量作用时间引入了额外的波动，降低驱动系统的线性调制裕度的问题。包括：提取母线电压采样值udc_s中网侧电压六倍频的谐波信号和网侧电压十二倍频的谐波信号；采用控制单元对两种谐波信号进行幅值和相位的调整，获得网侧电压六倍频和十二倍频谐波信号的补偿角度，相加获得最终谐波补偿角度，再叠加到无位置传感器矢量控制的转速位置观测器观测角度上，得到补偿后电机位置；将补偿后电机位置加入无位置传感器矢量控制中。本发明用于扩展电机驱动系统的线性调制区。

Description

无电解电容永磁同步电机驱动系统线性调制区扩展方法
技术领域
本发明涉及无电解电容永磁同步电机驱动系统线性调制区扩展方法，属于电机控制技术领域。
背景技术
内置式永磁同步电机由于功率密度高、控制方便、运行效果好等优点，广泛应用于现代电机驱动系统。
电解电容为传统电机驱动器的核心部件，用于稳定直流侧母线电压，但其存在体积大、寿命短且易发生爆炸风险等问题。同时，由于母线电压恒定，不控整流桥导通角较小，会引起网侧电流的畸变，并进一步导致网侧功率因数的恶化和网侧电流波动成分的增加，影响驱动系统的电能质量。驱动系统损坏的成因有60％是由于母线电容故障。相比于电解电容，薄膜电容具有寿命长的优势，逐渐被用作驱动系统的母线电容的替代方案；由于整流桥的导通角增加，可以取消PFC(功率因数校正)电路，降低了系统的体积和成本。近年来，无电解电容技术已初露端倪，正不断从军工及航天航空产品向民用产品延伸，尤其在电机驱动领域极具应用前景，符合高可靠性机电产品的发展需求。国际上一些著名企业逐渐加快了无电解驱动技术的研究，例如西门子、日本的大金公司以及韩国三星公司。国内的一些公司，比如美的和海信，也在进行无电解电容驱动产品的研发。
三相无电解永磁同步电机驱动系统的拓扑结构主要包括：三相二极管不控整流桥、小容值薄膜电容、三相电压型逆变器和永磁同步电机。母线电容由于容值降低无法保证母线电压保持为恒值，当网侧输入为三相电时，母线电压将以网侧电压六倍频呈现明显波动。母线电压的波动会影响矢量控制中SVPWM控制的调制情况，降低驱动系统的线性调制的裕度，恶化驱动系统的拍频问题，增加电流矢量的脉动。
发明内容
针对电机驱动系统直流侧电解电容换成小容值薄膜电容后，母线电压的波动为SVPWM控制的电压矢量作用时间引入了额外的波动，降低驱动系统的线性调制裕度的问题，本发明提供一种无电解电容永磁同步电机驱动系统线性调制区扩展方法。
本发明的一种无电解电容永磁同步电机驱动系统线性调制区扩展方法，包括，
获取母线电压采样值udc_s，提取母线电压采样值udc_s中网侧电压六倍频的谐波信号和网侧电压十二倍频的谐波信号；
采用一号控制单元对网侧电压六倍频的谐波信号进行幅值和相位的调整，获得网侧电压六倍频谐波信号的补偿角度；
采用二号控制单元对网侧电压十二倍频的谐波信号进行幅值和相位的调整，获得网侧电压十二倍频谐波信号的补偿角度；
将网侧电压六倍频谐波信号的补偿角度和网侧电压十二倍频谐波信号的补偿角度相加获得最终谐波补偿角度；
将最终谐波补偿角度叠加到无位置传感器矢量控制的转速位置观测器观测角度上，得到补偿后电机位置；将补偿后电机位置加入无位置传感器矢量控制Park变换环节和反Park变换环节中。
根据本发明的无电解电容永磁同步电机驱动系统线性调制区扩展方法，一号控制单元的控制变量Kd_1设计为：
Figure BDA0003856633130000021
式中K1为一号控制单元的增益，s为频域算子，Ts为驱动系统的开关周期，m11为一号控制单元的主体延迟周期数，m12为一号控制单元的修正延迟周期数。
根据本发明的无电解电容永磁同步电机驱动系统线性调制区扩展方法，二号控制单元的控制变量Kd_2设计为：
Figure BDA0003856633130000022
式中K2为二号控制单元的增益，m21为二号控制单元的主体延迟周期数，m22为二号控制单元的修正延迟周期数。
根据本发明的无电解电容永磁同步电机驱动系统线性调制区扩展方法，采用一号带通滤波器BPF1提取母线电压采样值udc_s中网侧电压六倍频的谐波信号udc1_s(s)为：
udc1_s(s)＝B1(s)udc_s(s)；
采用二号带通滤波器BPF2提取母线电压采样值udc_s中网侧电压十二倍频的谐波信号udc2_s(s)：
udc2_s(s)＝B2(s)udc_s(s)；
式中B1(s)为一号带通滤波器BPF1的传递函数，B2(s)为二号带通滤波器BPF2的传递函数。
根据本发明的无电解电容永磁同步电机驱动系统线性调制区扩展方法，一号带通滤波器BPF1的传递函数B1(s)为：
Figure BDA0003856633130000031
式中ξ1为一号带通滤波器BPF1的带宽，ωg为网侧电压的角频率。
根据本发明的无电解电容永磁同步电机驱动系统线性调制区扩展方法，二号带通滤波器BPF2的传递函数B2(s)为：
Figure BDA0003856633130000032
ξ2为二号带通滤波器BPF2的带宽。
根据本发明的无电解电容永磁同步电机驱动系统线性调制区扩展方法，将最终谐波补偿角度Δθe叠加到转速位置观测器观测角度
Figure BDA0003856633130000033
上，得到补偿后电机位置
Figure BDA0003856633130000034
Figure BDA0003856633130000035
根据本发明的无电解电容永磁同步电机驱动系统线性调制区扩展方法，补偿后电机位置
Figure BDA0003856633130000036
与d轴电压指令ud *和q轴电压指令uq *经反Park变换环节坐标变换后，获得补偿后永磁同步电机α轴的电压指令
Figure BDA0003856633130000037
和补偿后永磁同步电机β轴的电压指令
Figure BDA0003856633130000038
根据本发明的无电解电容永磁同步电机驱动系统线性调制区扩展方法，补偿后电机位置
Figure BDA0003856633130000039
与永磁同步电机α轴的电流值反馈值iα和永磁同步电机β轴的电流反馈值iβ经Park变换环节获得补偿后d轴电流反馈值id_n和补偿后q轴电流反馈值iq_n。
根据本发明的无电解电容永磁同步电机驱动系统线性调制区扩展方法，采用采样保持器ZOH对母线电压udc进行采样，获得母线电压采样值udc_s。
本发明的有益效果：本发明方法基于网侧三相输入无电解电容永磁同步电机驱动系统，针对母线电容减小时，母线电压波动造成的线性调制区裕度降低，容易处于过调制状态的现象进行线性区扩展，可以有效抑制调制度和电压矢量作用时间的波动，提升线性调制裕度和机侧运行性能，降低机侧拍频。
附图说明
图1是本发明所述无电解电容永磁同步电机驱动系统线性调制区扩展方法的整体框图；图中
Figure BDA0003856633130000041
为电角频率指令，ωe为实际电角频率，iq *为q轴电流指令，id *为d轴电流指令，uq *为q轴电压指令，ud *为d轴电压指令，ia、ib、ic为永磁同步电机的三相电流；
图2是具体实施例中电机频率为74Hz时采用本发明方法进行线性调制区扩展的总体波形图；图中Tv为电压矢量的作用时间，ia为a相电流，is为电流矢量的幅值；
图3是图2中控制前波形的放大图；
图4是图3中a相电流ia的谐波FFT分析结果示意图；
图5是图2中控制后波形的放大图；
图6是图5中a相电流ia的谐波FFT分析结果示意图；
图7是具体实施例中电机频率为74Hz时驱动系统采用本发明方法调制前的调制度示意图；
图8是具体实施例中电机频率为74Hz时驱动系统采用本发明方法调制后的调制度示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。
需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明，但不作为本发明的限定。
具体实施方式一、结合图1所示，本发明提供了一种无电解电容永磁同步电机驱动系统线性调制区扩展方法，包括，
获取母线电压采样值udc_s，提取母线电压采样值udc_s中网侧电压六倍频的谐波信号和网侧电压十二倍频的谐波信号；
采用一号控制单元对网侧电压六倍频的谐波信号进行幅值和相位的调整，获得网侧电压六倍频谐波信号的补偿角度；
采用二号控制单元对网侧电压十二倍频的谐波信号进行幅值和相位的调整，获得网侧电压十二倍频谐波信号的补偿角度；
将网侧电压六倍频谐波信号的补偿角度和网侧电压十二倍频谐波信号的补偿角度相加获得最终谐波补偿角度；
将最终谐波补偿角度叠加到无位置传感器矢量控制的转速位置观测器观测角度上，得到补偿后电机位置；将补偿后电机位置加入无位置传感器矢量控制Park变换环节和反Park变换环节中。
本实施方式中，根据母线电压波动频率确定带通滤波器的中心频率，以提取母线电压采样值的交流脉动电压分量；再通过控制单元来改变交流脉动电压分量的幅值和角度，进而得到最终谐波补偿角度。
结合图1所示，无电解电容电机驱动系统主要由两部分构成，一部分是无位置传感器矢量控制，一部分是线性区扩展策略；
无位置传感器矢量控制部分，转速环因为工作周期长为外环，电流环则为内环。转速环的给定与转速环反馈相减后，其差值经过转速调节器生成q轴电流给定，转速反馈由转速位置观测器输出。q轴电流给定与电流反馈相减后，经过电流调节器控制生成q轴电压给定。d轴电流给定与电流反馈相减后，经过电流调节器控制生成d轴电压给定。定子三相电流经过Clark变换环节转化为αβ轴电流。转速位置观测器输出位置，与线性区扩展策略输出的位置补偿相加，再与αβ轴电流通过Park变换后生成dq轴电流。dq轴电压给定与补偿后的电机位置通过反Park变换输出αβ轴电压给定。采用SVPWM控制获取芯片输出的六路脉冲信号，最终实现永磁同步电机控制。
线性区扩展策略部分，母线电压经过采样保持器ZOH生成采样信号，利用一号带通滤波器BPF1获得母线电压中网侧电压六倍频次的谐波，利用二号带通滤波器BPF2获得母线电压中网侧电压十二倍频次的谐波，分别通过一号和二号控制单元的Kd_1和Kd_2改变谐波的幅值和相位，控制环节的参数根据系统的运行情况决定。将控制后的谐波叠加最终重新生成补偿角度Δθe。
进一步，一号控制单元的控制变量Kd_1设计为：
Figure BDA0003856633130000051
式中K1为一号控制单元的增益，s为频域算子，Ts为驱动系统的开关周期，m11为一号控制单元的主体延迟周期数，用以确定网侧电压六倍频谐波的主体相位；m12为一号控制单元的修正延迟周期数，用以进一步精细调节母线电压中网侧电压六倍频谐波的相位。
二号控制单元的控制变量Kd_2设计为：
Figure BDA0003856633130000052
式中K2为二号控制单元的增益，m21为二号控制单元的主体延迟周期数，用以确定网侧电压十二倍频谐波的主体相位；m22为二号控制单元的修正延迟周期数，用以进一步精细调节母线电压中网侧电压十二倍频谐波的相位。
采用一号带通滤波器BPF1提取母线电压采样值udc_s中网侧电压六倍频的谐波信号udc1_s(s)为：
udc1_s(s)＝B1(s)udc_s(s)；
采用二号带通滤波器BPF2提取母线电压采样值udc_s中网侧电压十二倍频的谐波信号udc2_s(s)：
udc2_s(s)＝B2(s)udc_s(s)；
式中B1(s)为一号带通滤波器BPF1的传递函数，B2(s)为二号带通滤波器BPF2的传递函数。
一号带通滤波器BPF1的传递函数B1(s)为：
Figure BDA0003856633130000061
式中ξ1为一号带通滤波器BPF1的带宽，ωg为网侧电压的角频率。
二号带通滤波器BPF2的传递函数B2(s)为：
Figure BDA0003856633130000062
ξ2为二号带通滤波器BPF2的带宽。
再进一步，将最终谐波补偿角度Δθe叠加到转速位置观测器观测角度
Figure BDA0003856633130000063
上，得到补偿后电机位置
Figure BDA0003856633130000064
Figure BDA0003856633130000065
补偿后电机位置
Figure BDA0003856633130000066
与d轴电压指令ud *和q轴电压指令uq *经反Park变换环节坐标变换后，获得补偿后永磁同步电机α轴的电压指令
Figure BDA0003856633130000067
和补偿后永磁同步电机β轴的电压指令
Figure BDA0003856633130000068
补偿后电机位置
Figure BDA0003856633130000071
与永磁同步电机α轴的电流值反馈值iα和永磁同步电机β轴的电流反馈值iβ经Park变换环节获得补偿后d轴电流反馈值id_n和补偿后q轴电流反馈值iq_n。
最后，补偿后的电压指令和电流分别施加在SVPWM控制环节和电流调节器中。
采用采样保持器ZOH对母线电压udc进行采样，获得母线电压采样值udc_s。
具体实施例：
下面通过实验验证本发明方法的有效性：
在无电解电容永磁同步电机驱动系统平台上验证本发明方法的有效性。实验平台的各项参数设置为：电网电压380V，电网频率50Hz(此时母线电压的主要谐波为300Hz和600Hz)，直流母线电容为薄膜电容，容值为30μF，d轴电感7.5mH，q轴电感17.2mH，反电势常数210V，转子极对数为3，额定功率为5.5kW，额定频率75Hz，定子电阻为0.265Ω。实验中所有的控制算法都是在TMS320F28075中完成的。开关和电流电压采样值更新频率均设为8kHz，开关周期为1.25e-4s。一号带通滤波器的带宽为0.1，二号带通滤波器的带宽为0.2。一号控制单元增益为0.5，主体延迟周期数为15，修正延迟周期数为14。二号控制单元增益为-0.5，主体延迟周期数为9，修正延迟周期数为8。
图2至图6为线性调制区扩展策略的实验结果。可以发现，加入拍频抑制策略之前，电压矢量作用时间Tv超过1.25e-4s，系统处于过调制状态，a相电流ia包络线呈现出低频脉动现象，当加入线性调制区扩展策略后，电压矢量作用时间的波动降低，系统处于线性调制状态，低频脉动现象得到显著抑制，如图2所示。图3和图5为加入控制前后的缩放图，可以发现控制之前，ia正弦度较差，且电流矢量幅值is存在谐波，如图3所示；加入控制之后，ia正弦度更好，且电流矢量幅值is谐波得到显著抑制，如图5所示。图4和图6分别为图3和图5中ia的FFT分析结果，可以发现加入线性调制区扩展策略后，电机电流中母线电压波动频次谐波得到了显著抑制，其中226Hz谐波由0.46A降至0.19A，674Hz谐波由0.08A降至0.01A。
图7和图8为驱动系统的调制情况，图7为施加控制前，调制度的幅值与极限六边形相交，系统处于过调制状态。图8为施加控制后，调制度的波动降低，调制度的幅值远离极限六边形，系统处于线性调制状态。
驱动系统调制度m的表达式为：
Figure BDA0003856633130000072
式中usref为电压矢量给定的幅值，M0为调制度的直流量，Mk和
Figure BDA0003856633130000073
分别为调制度第k次谐波的幅值和相位，k为谐波次数，t为时间。
比较调制度与1的大小，可以判断系统的调制情况。调制一号控制单元和二号控制单元的参数，可以降低调制度中网侧电压六倍频和十二倍频谐波幅值M1和M2的大小，抑制调制度的波动以提升系统的线性调制裕度。
由于母线电压的波动，A相电流ia的表达式为：
Figure BDA0003856633130000081
其中I和
Figure BDA0003856633130000082
为电机电流基波的幅值和相位，Ik1、Ik2、
Figure BDA0003856633130000083
和
Figure BDA0003856633130000084
分别为谐波的幅值和相位。由于母线电压udc和调制度m的波动，A相电流ia包括频率为(6kωg-ωe)和(6kωg+ωe)的谐波，相互作用引起相电流的低频包络，即拍频现象。Ik1和Ik2越大，拍频现象明显。调制一号控制单元和二号控制单元的参数，可以降低相电流中与网侧电压六倍频和十二倍频有关的谐波幅值I11、I12、I21和I22的大小，使低频包络趋于平稳。
综上所述，本发明方法能够显著抑制过调制和拍频现象，提升线性调制裕度和机侧运行性能。
以上对本发明方法进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (10)

1.一种无电解电容永磁同步电机驱动系统线性调制区扩展方法，其特征在于包括，
获取母线电压采样值udc_s，提取母线电压采样值udc_s中网侧电压六倍频的谐波信号和网侧电压十二倍频的谐波信号；
采用一号控制单元对网侧电压六倍频的谐波信号进行幅值和相位的调整，获得网侧电压六倍频谐波信号的补偿角度；
采用二号控制单元对网侧电压十二倍频的谐波信号进行幅值和相位的调整，获得网侧电压十二倍频谐波信号的补偿角度；
将网侧电压六倍频谐波信号的补偿角度和网侧电压十二倍频谐波信号的补偿角度相加获得最终谐波补偿角度；
将最终谐波补偿角度叠加到无位置传感器矢量控制的转速位置观测器观测角度上，得到补偿后电机位置；将补偿后电机位置加入无位置传感器矢量控制Park变换环节和反Park变换环节中。
2.根据权利要求1所述的无电解电容永磁同步电机驱动系统线性调制区扩展方法，其特征在于，
一号控制单元的控制变量Kd_1设计为：
Figure FDA0003856633120000011
式中K1为一号控制单元的增益，s为频域算子，Ts为驱动系统的开关周期，m11为一号控制单元的主体延迟周期数，m12为一号控制单元的修正延迟周期数。
3.根据权利要求2所述的无电解电容永磁同步电机驱动系统线性调制区扩展方法，其特征在于，
二号控制单元的控制变量Kd_2设计为：
Figure FDA0003856633120000012
式中K2为二号控制单元的增益，m21为二号控制单元的主体延迟周期数，m22为二号控制单元的修正延迟周期数。
4.根据权利要求3所述的无电解电容永磁同步电机驱动系统线性调制区扩展方法，其特征在于，
采用一号带通滤波器BPF1提取母线电压采样值udc_s中网侧电压六倍频的谐波信号udc1_s(s)为：
udc1_s(s)＝B1(s)udc_s(s)；
采用二号带通滤波器BPF2提取母线电压采样值udc_s中网侧电压十二倍频的谐波信号udc2_s(s)：
udc2_s(s)＝B2(s)udc_s(s)；
式中B1(s)为一号带通滤波器BPF1的传递函数，B2(s)为二号带通滤波器BPF2的传递函数。
5.根据权利要求4所述的无电解电容永磁同步电机驱动系统线性调制区扩展方法，其特征在于，一号带通滤波器BPF1的传递函数B1(s)为：
Figure FDA0003856633120000021
式中ξ1为一号带通滤波器BPF1的带宽，ωg为网侧电压的角频率。
6.根据权利要求5所述的无电解电容永磁同步电机驱动系统线性调制区扩展方法，其特征在于，
二号带通滤波器BPF2的传递函数B2(s)为：
Figure FDA0003856633120000022
ξ2为二号带通滤波器BPF2的带宽。
7.根据权利要求6所述的无电解电容永磁同步电机驱动系统线性调制区扩展方法，其特征在于，
将最终谐波补偿角度Δθe叠加到转速位置观测器观测角度
Figure FDA0003856633120000023
上，得到补偿后电机位置
Figure FDA0003856633120000024
Figure FDA0003856633120000025
8.根据权利要求7所述的无电解电容永磁同步电机驱动系统线性调制区扩展方法，其特征在于，
补偿后电机位置
Figure FDA0003856633120000026
与d轴电压指令ud *和q轴电压指令uq *经反Park变换环节坐标变换后，获得补偿后永磁同步电机α轴的电压指令
Figure FDA0003856633120000027
和补偿后永磁同步电机β轴的电压指令
Figure FDA0003856633120000028
9.根据权利要求8所述的无电解电容永磁同步电机驱动系统线性调制区扩展方法，其特征在于，
补偿后电机位置
Figure FDA0003856633120000031
与永磁同步电机α轴的电流值反馈值iα和永磁同步电机β轴的电流反馈值iβ经Park变换环节获得补偿后d轴电流反馈值id_n和补偿后q轴电流反馈值iq_n。
10.根据权利要求9所述的无电解电容永磁同步电机驱动系统线性调制区扩展方法，其特征在于，
采用采样保持器ZOH对母线电压udc进行采样，获得母线电压采样值udc_s。
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