CN105322856A - 用于控制旋转机的装置 - Google Patents

Abstract

公开了一种用于控制旋转机的装置。在控制装置中，目标谐波电流获取器根据流过旋转机的定子的至少一个相绕组的相电流，获得在该旋转机中流动的目标谐波电流分量。该目标谐波电流分量与相电流的基础电流分量相关联。感应单元在开关单元所使用的功率转换器的输出电压向量的幅度和相位中的至少一个上叠加以与该目标谐波电流分量的角速度相同的角速度变化的波动信号。这在该至少一个相绕组中感应抵消谐波电流分量。该抵消谐波电流分量抵消了该目标谐波电流分量。

Description

用于控制旋转机的装置

技术领域

本公开涉及用于控制与具有开关元件的功率转换器电连接的旋转机的装置。

背景技术

存在用于控制开关元件的接通-断开开关操作以控制谐波电流分量的多种方法，其中之一被公开在日本专利公开第3852289号中。所公开方法将由所需扭矩值和这样的谐波电流分量所确定的命令电流值与具有基于正弦命令电压的幅度所预定的幅度的载波信号相比较。随后，所公开方法基于比较的结果执行脉宽调制(PWM)控制。PWM控制循环地产生用于驱动每个开关元件的驱动脉冲信号，同时基于比较的结果对每个开关循环调节驱动脉冲信号的占空比。

发明内容

已知另一个方法用于控制逆变器的开关元件的接通-断开开关操作。此方法对每个开关元件使用接通-断开开关模式，即接通-断开脉冲模式。具体地，控制装置包括存储器，其中多个接通-断开开关模式中的每个对逆变器的输出电压向量的相应幅度值而被预定；每个接通-断开开关模式与电动机的电旋转角的对应值相关联。

具体地，控制装置在一阶旋转坐标系中确定逆变器的输出电压向量的相位，该坐标系被定义为以与在三相固定坐标系中流入电动机的电流的基础分量的波动角速度相等的角速度旋转的坐标系。输出电压向量的相位用作操控，用于将电动机的受控变量(比如扭矩)反馈控制为目标值。控制装置对于每个开关元件，选择与输出电压向量的幅度值相匹配的接通-断开开关模式之一。接着，控制装置将用于每个开关元件的所选择接通-断开开关模式相对于电动机的电旋转角的当前值位移输出电压向量的所确定相位。根据位移的换接通-断开开关模式的响应一个，控制装置替代地接通和断开每个开关元件。

不幸地，没有特定的方法用于在使用这样的接通-断开开关模式时消除包括在相电流内的谐波电流分量。电动机的用户因此期望在使用这样的接通-断开开关模式时消除包括在相电流内的谐波电流分量的一个或更多的具体方法。

考虑到上述情况，本公开的一个方面设法提供装置用于控制旋转机的装置，这些装置能够满足用于对电动机这样的期望。

具体地，本公开的替代方面旨在提供这样的装置，其中每个装置能够在对功率转换器的开关元件使用接通-断开开关模式时降低流入旋转机的谐波电流分量。

根据本公开的示例性方面，提供了一种装置，用于反馈控制旋转机的控制变量以由此使用由功率转换器获得的功率相对于定子旋转转子。该装置包括配置为在旋转坐标系下设定功率转换器的输出电压向量的相位的相位设定器。输出电压向量的相位用作用于将旋转机的受控变量反馈控制到目标值的第一操控变量。相位设定器还被配置为输出包括输出电压的相位以及转子的电旋转角的相位信息。旋转坐标系随着旋转机的转子旋转而旋转。该装置包括配置为在旋转坐标系下设定功率转换器的输出电压向量的幅度的幅度设定器。输出电压向量的幅度用作第二操控变量，用于将旋转机的受控变量反馈控制到目标值。该装置包括配置为在其中储存功率转换器的开关元件的接通-断开开关模式的存储器。根据输出电压向量的幅度，对幅度参数相应预定值提供接通-断开开关模式。该装置包括开关单元，被配置为

(1)选择对应于幅度参数的特定值的接通-断开开关模式之一

(2)根据从相位设定器输出的相位信息的变化，从所选择的一个接通-断开开关模式提取接通或断开指令

(3)根据提取的接通或断开指令接通或断开开关元件。

该装置包括目标谐波电流获取器，被配置为根据流过定子的至少一个相绕组获得流入旋转机的目标谐波电流分量。目标谐波电流分量与相电流的基础电流分量相关联。该装置包括感应单元，被配置为在开关单元使用的输出电压向量的幅度和相位中的至少一个上，叠加谐波信号以在至少一个相绕组中感应抵消谐波电流分量。谐波信号以与目标谐波电流分量的角速度相同的角速度变化。抵消谐波电流分量抵消目标谐波电流分量。

此配置在开关单元使用的输出电压向量的幅度和相位中的至少一个上，叠加谐波信号；该谐波信号以与目标谐波电流分量的角速度相同的角速度变化。这在至少一个相绕组中感应了抵消谐波电流分量。在至少一个相绕组中诱导的抵消谐波电流分量抵消目标谐波电流分量，因此减少了目标谐波电流分量。这减少了由目标谐波电流分量引起的旋转机的扭矩变化和/或铁耗。

考虑到以下描述结合附图，将进一步领会到本公开的各种方面的以上和/或其他特性、和/或优点。在适用情况下，本公开的各种方面能包括和/或排除不同的特性和/或优点。在适用情况下，本公开的各种方面能组合另一个实施例的一个或更多特性。特定实施例的特性和/或优点的描述不应该被解释为限制其他实施例或者权利要求。

附图说明

本公开的其他方面将从参考附图的实施例的以下描述中变得明了，其中：

图1是根据本公开的第一实施例的用于控制发动机-发电机的控制装置的电路图；

图2是示意性示出图1所示的控制装置的特定结构的示例的框图；

图3是示意性示出取决于电压相位的无限小变化的电流向量变化以及由于输出电压向量幅度的无限小变化导致的电流向量变化的示图；

图4是图3所示的依赖于电压相位的无限小变化的电流向量变化的放大视图的示图；

图5是根据第一实施例示意性示出相对于电流向量的变化方向垂直延伸的λ轴的示图；

图6是根据第一实施例示意性示出在d-q-坐标系下λ轴命令电流的示图；

图7是根据第一实施例示意性示出基础电流向量与第k谐波电流向量的合成向量的幅度和相位的示例的示图。

图8是示意性示出图2所示的第一谐波处理器和第二谐波处理器中每一个的结构示例的框图；以及

图9是根据本公开的第二实施例示意性示出第一谐波处理器和第二谐波处理器中每一个的结构示例的框图。

具体实施方式

参考附图，以下描述了本公开的实施例。在实施例中，实施例之间的相似部分(分配了相似附图标记)被省略或被简化以避免重复的描述。

第一实施例

参见图1，本公开的第一实施例在图1中示出三相电动机-发电机，被简单地示为安装在目标车辆内作为旋转机的示例的“电动机-发电机”10。每个实施例使用具有凸极结构(salient-pole)的电动机作为电动机-发电机10。例如，每个实施例使用内置式永磁同步电机(IPMSM)作为电动机-发电机10。

图1还示出控制系统50。控制系统50配备有用作功率逆变器的逆变器20、用作DC电源的高电压电池22、平滑电容器24、控制系统26以及控制装置30。

电动机-发电机10和高电压电池12能通过逆变器20在其间建立电连接。

例如，电动机-发电机10被提供有具有转子铁芯并且被可旋转地配置在电动机-发电机10中的环形转子10a。例如转子铁芯被直接地或间接地耦合至安装在目标车辆内的发动机的机轴以便与机轴一起旋转。

转子10a具有凸极结构。

转子10a的转子芯在它的圆周部分被特别地提供有至少一对永磁体。至少一对的永磁体被如此嵌入转子芯的外部边缘以至于在转子芯的圆周方向上以一定间隔关于转子芯的中心轴对称地安排。

至少一对的永磁体具有从转子芯的中心径向地向外指向的北极(N极)。另一个永磁体具有从转子芯的中心径向地向外指向的南极(S极)。

转子10a具有与由N极创建的磁通量的方向一致(换而言之，与N极中心线一致)的直轴(d轴)。在转子10a的旋转期间，转子10a还具有正交轴(q轴)，相对于相应的d轴领先π/2弧度电角度的相位。换而言之，q轴电磁地垂直于d轴。

d和q轴构成d-q坐标系，即第一阶旋转坐标系，相对于电动机-发电机10的转子10a被限定。一阶旋转坐标系被定义为在三相固定坐标系中以与流入电动机-发电机10的相电流的基础分量的角速度相同的角速度旋转的坐标系。

在d轴的电感Ld低于在q轴的电感Lq，因为永磁体具有比铁更低的磁导率常数。具有凸极结构的电动机意味着每个电动机具有转子10a的此电感特征。

电动机-发电机10还被提供有定子。定子包括定子芯，例如，在它的横截面有环形形状。定子芯被配置在转子芯的外部边缘周围使得定子芯的内部边缘以预定的空气间隙与转子芯的外部边缘相对。

例如，定子芯还具有多个槽。槽被形成穿过定子芯并且以给定的间隔圆周地排列。定子还包括一组三相绕组，即电枢绕组，缠绕在定子的多个槽中。

三相绕组，即U相、V相和W相绕组，缠绕在多个槽中使得U相、V相和W相绕组在相位上互相被移位，即偏移，例如2π/3弧度的电角度。

例如，三相电枢绕组，即U相、V相和W相绕组，各自具有连接至共同结点(即中性点)的一端，以及连接至例如星形配置中独立端子的另一端。

在每个三相绕组处，电动机-发电机10用于接收三相电流之一以由此产生旋转磁通量；基于旋转磁通量与转子10a的磁通量之间的磁引力，此允许转子10a转动。

高压电池22能够输出等于或高于100V的电压。平滑电容器24被配置在高电压电池22与逆变器20之间。平滑电容器24用于平滑来自高电压电池22的输出电压，并且将经平滑的输出电压提供至逆变器20作为输入电压。

逆变器20被设计为三相逆变器。逆变器20被提供有第一对串联上臂和下臂(高位和低位)U相开关元件SUp和SUn，第二对串联上臂和下臂V相开关元件SVp和SVn，以及第三对串联上臂和下臂W相开关元件SWp和SWn。逆变器20还被提供有与各个开关元件SUp、SUn、SVp、SVn、SWp和SWn反并联电连接的续流二极管DUp、DUn、DVp、DVn、DWp和DWn。

在第一实施例中，作为开关元件S&#(&＝U,V与W，以及#＝p与n)，多个IGBT分别地被使用。

当多个功率MOSFET被用作开关元件S&#时，功率MOSFET的本征二极管能被用作续流二极管，因此消除了对外部续流二极管的需求。

第一对到第三对开关元件以桥式配置相互并联连接。

第一对的开关元件SUp和SUn互相串联连接所通过的连接点被连接至从U相绕组的独立端子延伸的输出引线。相似地，第二对的开关元件SVp和SVn互相串联连接所通过的连接点被连接至从V相绕组的独立端子延伸的输出引线。此外，第三对的开关元件SWp和SWn互相串联连接所通过的连接点被连接至从W相绕组的独立端子延伸的输出引线。

第一、第二与第三对中每对的串联开关元件的一端经由逆变器20的正极端子被连接至高电压电池22的正极端子第一、第二与第三对中每对的串联开关元件的另一端经由逆变器20的负极端子被连接至高电压电池22的负极端子。

控制系统50还包括例如用作相电流测量装置的电流传感器42V和42W、例如用作电压测量装置的电压传感器44、以及例如用作旋转角测量装置的旋转角传感器46。

电流传感器42V被安排为允许实际流过定子的V相绕组的瞬时V相交流电流IV的测量。相似地，电流传感器42W被安排为允许实际流过定子的W相绕组的瞬时W相交流电流IW的测量。

电流传感器42V和42W与控制装置30是可通信的。

每个电流传感器42V和42W用于向控制装置30发送V相和W相交流电流中相应一个的瞬时值。

电压传感器44被安排为允许输入电压的测量，该输入电压被称为输入电压VINV，从高电压电源22经由平滑电容器24被提供到逆变器20。电压传感器42与控制转置30相通信并且用于向控制装置30发送输入电压VINV。

旋转角传感器46例如包括分解器。旋转角传感器46例如被配置为之后描述的控制装置30的每个控制循环，测量(即监测)电动机-发电机10的转子10a的旋转角(即电旋转角)θe；电动机-发电机10的转子10a的旋转角θe表示转子10a的d-轴的旋转角。旋转角传感器46与控制装置30可通信并且用于在每个控制循环向控制装置30发送转子10a的所监测旋转角θe。

控制装置30例如被设计为主要包括例如CPU30CP以及例如用作根据本公开的存储器的内存器30ME的计算机电路。

控制装置30被连接至控制系统26，用于向控制装置30输入电动机-发电机10的目标扭矩(即要求扭矩)Trq*。例如，如果在分级关系上安排控制装置，在分级上高于控制装置30的控制装置可用作控制系统26。

控制装置30被设计为接收从传感器42V、42W、44和46输出的测量值以及接收目标扭矩Trq*为接收的数据片。随后，控制装置30被设计为基于上述接收的数据片产生驱动信号(即脉宽调制(PWM)信号)g&#用于单独地驱动逆变器20的各个开关元件S&#。

控制装置30被设计为向逆变器20的各个开关元件S&#的控制端子提供驱动信号g&#。

这单独地接通或断开各个开关元件，因此将输入电压VINV转换为受控的AV电压，以使受控AC电压被提供至电动机-发电机10。驱动信号g&#目的在于切换各个开关元件S&#以反馈控制由电动机-发电机10产生的至少一个受控变量(诸如扭矩)，使得至少一个受控变量匹配目标扭矩Trq*。

例如，控制装置输出驱动信号g&#，驱动信号补充地接通每一对的上臂和下臂开关元件S&p和S&n，同时确保停工时间(deadtimes)，在停工时间期间在上臂和下臂开关元件S&p和S&n被同时断开。引入停工时间防止上臂和下臂开关元件S&p和S&n被同时接通。

每个驱动信号g&#具有预定占空因子，即对每个开关循环的可控接通脉宽，换而言之，对于开关元件S&#的相应一个，每个开关循环的接通持续时间对总持续时间的预定比率，即百分比。

接着，参见图2，以下描述用于执行扭矩控制(即扭矩反馈控制，包括幅度控制和相位控制)以在每个预定控制周期对各个开关元件S&p和S&n产生驱动信号g&#的控制装置30的特定结构的示例。

如图2所示，控制装置30包括两相转换器30a、扭矩估算器30b、扭矩偏差计算器30c、相位设定器30d、电角加法器30e、第一移位器30f以及第二移位器30g。控制转置还包括命令电压设定器30h、速度计算器30i、速度乘法器30j、校正器30k、第一谐波处理器31A、第二谐波处理器31B、校正计算器32以及U相、V相和W相驱动信号发生器33U、33V和33W。

例如，下文详细地描述了模块30a至30k、31A、31B、32、以及33U至33W合作地操作以执行包括相位控制和幅度控制的扭矩控制。模块30a至30k、31A、31B、32以及33U至33W能被实施为硬件模块、软件模块和/或硬件软件混合模块。

首先，以下描述了模块30a至30k、31A、31B、32以及33U至33W中一些的用于主要执行相位控制的操作。

例如用作二相转换器的二相转换器30a接收由各个电流传感器42V和42W测量的瞬时V相和W相电流Iv和Iw以及由旋转角传感器46测量的转子10a的d轴的旋转角θe。

根据基尔霍夫(Kirchhoff)定律，基于瞬时V相和W相电流IV和IW，二相转换器30a计算瞬时U相电流IU。接着，基于转子10a的电旋转角θe，二相转换器30a将三相固定坐标系下的瞬时U相、V相和W相电流IU、IV和IW转换为一阶旋转坐标系(即d-q坐标系)下的d轴和q轴电流Idr和Iqr。关于定子固定地定义定子坐标系，定子坐标系具有对应于定子的三相绕组的三个固定轴。使用一阶旋转坐标系与定子坐标系之间相关于电旋转角θe的相关性，二相转换器30a执行转换。

扭矩估算器30b操作地连接至二相转换器30a。基于从二相转换器30a输入的d轴和q轴电流Idr和Iqr，扭矩估计器30b用于对电动机-发电机10实际创建的扭矩计算估计的扭矩Te。

例如，扭矩估计器30b使用诸如数据表(映射)格式、数学表达格式格式和/或程序格式的信息F1，计算估计的扭矩Te。例如储存在内存器30ME中的信息F1包括相关于一对d轴值与q轴值的估计扭矩Te值的函数，即相关性。扭矩估计器30b能恢复对应于信息F1内d轴和q轴电流值Idr和Iqr的估计扭矩值Te。

当信息F1包括一个或更多模型方程时，该一个或更多模型方程是基于d轴和q轴电流Idr和Iqr的变量定义的。扭矩估计器30b能向一个或更多模型方程分配d轴和q轴电流值Idr和Iqr，因此计算估计的扭矩Te。

扭矩偏差计算器30c操作地连接至扭矩估计器30b并且从目标扭矩Trq*减去估计的扭矩Te以由此计算估计的扭矩Te与目标扭矩Trq*之间的扭矩偏差ΔT。注意到，控制装置30能包括滤波器，比如低通滤波器，该滤波器从由扭矩估计器30b计算的估计扭矩去除高于预定阈值频率的高频分量。此修改能导致扭矩偏差计算器30c从目标扭矩Trq*减去经校正的估计扭矩以由此计算经校正估计扭矩Te与目标扭矩Trq*之间的扭矩偏差ΔT。

例如用作电压相位设定器的相位设定器30d操作地连接至扭矩偏差计算器30c。在一阶旋转坐标系下相位设定器30d基于扭矩偏差ΔT设定(即计算)逆变器20的输出电压向量Vnvt的相位φ。即输出电压向量Vnvt的相位φ用作用于反馈控制估计的扭矩Te以匹配目标扭矩Trq*的操控变量。在一阶旋转坐标系下，电压向量Vnvt具有d轴电压分量Vd和q轴电压分量Vq。

具体地，根据使用扭矩偏差ΔT作为其输入的“比例积分”(PI)反馈控制算法(PI算法)的预定比例增益和预定积分增益(即反馈增益)，根据第一实施例的相位设定器30d计算输出电压向量Vnvt的相位φ。

在PI算法中，基于基于比例增益的比例单元的输出(即比例增益项)与基于积分增益的积分器的输出(即积分增益项)的和，表示输出电压向量Vnvt的相位φ。

用于输出电压向量Vnvt的相位φ的比例增益对与从目标值零的时间扭矩偏差ΔT成比例的输出电压向量Vnvt的相位φ的变化做出贡献。

积分增益与时间上的扭矩偏差ΔT的瞬时值的累积偏移成比例以将时间上的累积偏移(稳态偏差)重新设定为零。

定义输出电压向量Vnvt的相位φ(将被称为电压相位φ)使得从d轴正侧到q轴负侧的逆时针旋转方向表示电压相位φ的正方向。当估计扭矩Te低于目标扭矩Trq*时，根据电压相位φ的定义，相位设定器30d提前电压相位φ。当估计扭矩Te高于目标扭矩Trq*时，根据电压相位φ的定义，相位设定器30d还延迟电压相位φ。

第一谐波处理器31A被操作地连接至相位设定器30d。第一谐波处理器31A在从相位设定器30d输出的电压相位φ上叠加相位谐波信号φr，换言之，在电压相位φ上组合(合成)相位谐波信号φr。之后将描述第一谐波处理器31A的详细操作。

电角加法器30e被操作地连接至相位设定器30d并将电旋转角θe与电压相位δ相加，将在之后描述，该电压相位δ包括在其上叠加相位谐波信号φr的电压相位φ。接着，电角加法器30e输出作为加法结果的角度(θe+δ)。

第一移位器30f被操作地连接至电角加法器30e并且从电角加法器30e的输出角(θe+δ)减去2π/3的电角，因此使输出角(θe+δ)移位(即提前)2π/3的电角。

第二移位器30g操作地连接至电角加法器30e并且将2π/3的电角加到电角加法器30e的输出角(θe+δ)上，因此使输出角(θe+δ)移位(即延迟)2π/3的电角。

模块30e、30f和30g的此组合用于产生等于从模块30e输出的角(θe+δ)的第一参考角θU、等于从模块30f输出的角(θe+δ-2π/3)的第二参考角θV以及等于从模块30g输出的角(θe+δ+2π/3)的第三参考角θW。这些角(θe+δ)、(θe+δ-2π/3)和(θe+δ+2π/3)彼此偏移了2π/3的电角。

接着，以下描述了模块30a至30k、31A、31B、32以及33U至33W中一些的用于主要执行幅度控制的操作。

用作命令幅度设定器的命令电压摂设定器30h例如具有数据表(图)格式、数学表达格式和/或程序格式的信息F2。例如储存在内存器30ME的信息F2包括在一阶旋转坐标系下输出电压向量Vnvt的归一化幅度Vn/ω值相关于目标扭矩Trq*值的函数，即相关性。逆变器20的输出电压向量Vnvt的幅度Vn被定义为输出电压向量Vnvt的d轴电压分量Vd的平方与q轴电压分量Vq的平方之和的平方根。输出电压向量Vnvt的归一化幅度Vn/ω表示来自逆变器20的输出电压向量Vnvt的幅度Vn的命令值除以转子10a的电角速度ω。

速度计算器30i被操作地连接至命令电压设定器30h并基于由旋转角传感器46测量的转子10a的电旋转角θe，计算转子10a的电角速度ω。

速度乘法器30j被操作地连接至命令电压设定器30h和速度计算器30i并将归一化命令电压幅度Vn/ω乘以电角速度ω。此乘法计算输出电压向量Vnvt的幅度值Vn。输出电压向量Vnvt的幅度值Vn用作用于前馈控制电动机-发电机10的扭矩以匹配目标扭矩Trq*的操控变量。

校正器30k被操作地连接至速度乘法器30j并将由校正计算器32计算的幅度校正ΔV加到从速度乘法器30j输出的输出电压向量Vnvt的幅度值Vn。此加法计算输出电压向量Vnvt的幅度值Vn与幅度校正ΔV之和，作为输出电压向量Vnvt的幅度值Vn的校正值。输出电压向量Vnvt的幅度值Vn与幅度校正ΔV之和在下文中将被称为经校正电压幅度(Vn+ΔV)。之后将描述校正计算器32的详细操作。

第二谐波处理器31B被操作地连接至校正器30k。第二谐波处理器31B将幅度谐波信号Vr叠加在从校正器30k输出的经校正电压幅度(Vn+ΔV)上，即将幅度谐波信号Vr与经校正电压幅度(Vn+ΔV)组合(合成)。之后将描述第二谐波处理器31B的详细操作。

U相驱动信号发生器33U被操作地连接至第二谐波处理器31B和电角加法器30e。根据在其上叠加电压谐波信号Vr的经校正电压幅度(Vn+Δv)、第一参考角θU以及输入电压VINV，U相驱动信号发生器33U产生U相驱动信号gUp和gUn。接着，U相驱动信号发生器33U向逆变器20的各个U相开关元件SUp和SUn的控制端子输出U相驱动信号gUp和gUn，因此控制各个开关SUp和SUn的接通-断开操作。

V相驱动信号发生器33V被操作地连接至第二谐波处理器31B和第一移位器30f。根据在其上叠加电压谐波信号Vr的经校正电压幅度(Vn+Δv)、第二参考角θV以及输入电压VINV，V相驱动信号发生器33V产生V相驱动信号gVp和gVn。接着，V相驱动信号发生器33V向逆变器20的各个V相开关元件SVp和SVn的控制端子输出V相驱动信号gVp和gVn，因此控制各个开关SVp和SVn的接通-断开操作。

W相驱动信号发生器33W被操作地连接至第二谐波处理器31B和第二移位器30g。根据在其上叠加电压谐波信号Vr的经校正电压幅度(Vn+Δv)、第三参考角θW以及输入电压VINV，W相驱动信号发生器33W产生W相驱动信号gWp和gWn。接着，W相驱动信号发生器33W向逆变器20的各个W相位开关元件SWp和SWn的控制端子输出W相驱动信号gWp和gWn，因此控制各个开关SWp和SWn的接通-断开操作。

以下描述每个U相、V相和W相驱动信号发生器33U、33V和33W的详细操作，这些发生器例如用作开关单元，用于产生这些开关信号gUp、gUn、gVp、gVn、gWp和gWn。

U相、V相和W相驱动信号发生器33U、33V和33W中的至少一个基于使用电压幅度Vk对输入电压VINV的归一化，计算调制因子M，之后将描述，该电压幅度Vk包括在其上叠加幅度谐波信号Vr的经校正电压幅度(Vn+ΔV)。具体地，U相、V相和W相驱动信号发生器33U、33V和33W中的至少一个将电压幅度Vk除以输入电压VINV的一半以得到商，并且将商除以即因此计算调制因子M。

每个U相、V相和W相驱动信号发生器33U、33V和33W例如使用以数据表格式、以数学表达格式和/或程序格式的映射；用于各个驱动信号发生器33U、33V和33W的映射MAP例如储存在存储器30ME中。

用于U相的映射MAP包括作为映射数据的驱动信号的预定波形，即它的预定高等级和低等级脉冲模式，其中每个与U相的调制因子M特定值的对应一个相关联。

对U相的驱动信号的每个高电平和低电平脉冲模式包括高脉冲和低脉冲，其中每个与对应于转子10a的电旋转角θe的一个循环(即360度(2π))的等于(θe+φ)的第一参考角θU的角范围对应值相关联。

U相的驱动信号的每个高等级和低等级脉冲模式的波形关于转子10a的180度(π)旋转角θe反对称。具体地，在每个高电平和低电平脉冲模式中，如果在从电旋转角θe的180度到0度的第一范围内关于180度的任意角上的脉冲是高电平，那么在从电旋转角θe的180度到360度的第二范围内关于180度的任意角上的脉冲是低电平，反之亦然。

U相的驱动信号每个高电平和低电平脉冲模式的波形例如被配置为在U相绕组上诱导基本上正弦的U相电压。

此外，U相的驱动信号的映射数据片(即高电平和低电平脉冲模式)被储存在存储器30ME中从而与调制因子M相应特定值相关联。

U相的驱动信号的每个接通-断开脉冲模式的高电平表示接通相应U相开关元件的接通指令，而低电平表示断开相应U相开关元件的断开指令。

类似U相，用于V相的映射MAP包括作为映射数据的驱动信号的预定波形，即它的预定高电平和低电平脉冲模式，每个与V相的调制因子M特定值中的相应一个相关联。

V相的驱动信号的每个高和低脉冲模式包括高和低脉冲，其中每个与对应于转子10a的电旋转角θe的一个循环(即360度(2π))的等于(θe+φ-2π/3)的第二参考角θV的角范围的对应值相关联。

相似地，类似于U相，用于W相的映射MAP包括作为映射数据的驱动信号的预定波形，即它的预定高电平和低电平脉冲模式，每个与用于W相的调制因子M特定值中相应一个相关联。

W相的驱动信号的每个高和低电平脉冲模式包括高和低脉冲，其中每个与对应于转子10a的电旋转角θe的一个循环(即360度(2π))的等于(θe+φ+2π/3)的第二参考角θW的角范围的对应值相关联。

具体地，对于调制因子M的每个特定值，U相的驱动信号的对应高等级和低等级脉冲模式的波形、对V相的驱动信号的对应高等级和低等级脉冲模式的波形以及对W相的驱动信号的对应高等级和低等级脉冲模式的波形彼此相同。

具体地，每个U相、V相和W相驱动信号发生器33U在对应的映射MAP中对开关元件SUp、SVp和SWp中相应一个选择驱动信号gUp的高电平和低电平脉冲模式；所选择的高电平和低电平脉冲模式与调制因子M的计算值相关联。

随后，U相驱动信号发生器33U根据作为相位信息的示例的U相参考角信号θU的每个预定角变化，从驱动信号gUp的所选择高电平和低电平脉冲模式中提取高电平和低电平脉冲，即接通或关闭指令。即，所提取的高电平或低电平脉冲对应于U相参考角信号θU的当前值。

相似地，V相驱动信号发生器33V根据作为相位信息的示例的V相参考角信号θV的每个预定角变化，从驱动信号gVp的所选择高电平和低电平脉冲模式中提取高电平和低电平脉冲，即接通或关闭指令。即，所提取的高电平或低电平脉冲对应于V相参考角信号θV的当前值。

此外，W相驱动信号发生器33W根据作为相位信息的示例的W相参考角信号θW的每个预定角变化，从驱动信号gWp的所选择高电平和低电平脉冲模式中提取高电平和低电平脉冲，即接通或关闭指令。即，所提取的高电平或低电平脉冲对应于W相参考角信号θW的当前值。

注意到，U相、V相和W相驱动信号发生器33U、33V和33W中的每个自动地确定驱动信号g&n中相应一个的高电平或低电平脉冲(即接通或断开指令)作为所提取高电平和低电平脉冲(即从相应的驱动信号g&n提取的接通或断开指令)的反转。

具体地，U相驱动信号发生器33U向开关元件SUp输出，

(1)包括在对应于调制因子M的当前值的所选择公共高等级和低等级脉冲模式内的相应驱动信号gUp的接通或断开指令；

(2)驱动信号gUp的接通或断开指令向转换信号gUn的反转作为驱动信号gUn。

相对于驱动信号gUp的输出时序在相位上延迟120电角度，V相驱动信号发生器33V向开关元件SVp输出，

(1)包括在对应于调制因子M的当前值的所选择公共高等级和低等级脉冲模式内的相应驱动信号gVp的相同接通或断开指令；

(2)驱动信号Gvp的接通或断开指令向转换信号gVn的反转作为驱动信号gVn。

相对于驱动信号gUp的输出时序在相位上提前120电角度，W相驱动信号发生器33W向开关元件SWp输出，

(1)包括在对应于调制因子M的当前值的所选择公共高等级和低等级脉冲模式内的相应驱动信号gWp的相同接通或断开指令；

(2)驱动信号gWp的接通或断开指令向转换信号gWn的反转作为驱动信号gWn。

即，相同的接通或断开指令被输出到各个开关元件SUp、SVp和SWp，在其之间有120电角度(2π/3)的相位差，以及相同的接通或断开指令被输出到各个开关元件SUn、SVn和SWn，在其之间有120电角度(2π/3)的相位差。这控制了各个开关S&#的接通-断开操作，使得在其之间有120电角度的相位差的正弦U相、V相和W相电流流过电动机-发电机10的起动机的各个U相、V相和W相绕组。

接着，参见图3到5，下文描述如何设计例如用作操控幅度变量计算器的校正计算器32。

以下方程[eq1]描述了永磁同步电动机的电压方程：

其中p表示差分算符，R表示每相电枢绕组的阻抗，Ld表示在d轴上的电感，Lq表示在q轴上的电感，而ψ表示向每相电枢绕组的永磁通量磁链的rms值。

转子10a的rpm保持恒定的电动机-发电机10稳态允许电动机-发电机10的瞬态可被忽略，因此差分算符p的值被设定为零。在电动机-发电机10的稳态下，假设满足以下条件：

(1)电动机-发电机10的转子10a的rpm是足够高的值

(2)每相电枢绕组的阻抗R足够小于ω·Ld的值，被表达为R<<ω·Ld

(3)每相电枢绕组的阻抗R足够小于ω·Lq的值，被表达为R<<ω·Lq

此假设允许从电压方程[eq1]导出以下电压方程[eq2]：

输出电压向量Vnvt的d轴和q轴电压分量Vd和Vq、电压相位φ和幅度值Vn之间的对应由以下方程[eq3]给出：

当电压相位φ改变无穷小值Δφ时，永磁同步电机的电压方程由基于方程[eq2]和[eq3]的以下方程[eq4]表达：

其中

Vdφ＝Vncos(φ+Δφ)＝Vn(cosφcosΔφ-sinφsinΔφ)≈Vd-Δφ·Vnsinφ

Vqφ＝Vnsin(φ+Δφ)＝Vn(sinφcosΔφ+cosφsinΔφ)≈Vq+Δφ·Vncosφ

从方程[eq4]减去方程[eq2]导出以下方程[eq5]：

在方程[eq5]的右侧的值(Idφ-Idr)表示d轴电流变化ΔIdφ，而在方程[eq5]的右侧的值(Iqφ-Iqr)表示q轴电流变化ΔIqφ。就d轴电流变化ΔIdφ和q轴电流变化ΔIqφ求解方程[eq5]导出以下方程[eq6]：

图3示出具有电压相位φ的电压向量Vnvt和基于电压向量Vnvt的电流向量Ivnt。电流向量Invt被定义为d轴电流Idr的平方和q轴电流Iqr的平方之和的平方根。图3还使用参考标记ΔIφ示出依赖于电压相位φ的无穷小变化Δφ的电流向量Invt的变化。图3使用参考标记ΔIvn进一步示出依赖于输出电压向量Vnvt的幅度Vn的无穷小变化ΔVn的电流向量Invt的变化。

图4是依赖于电压相位φ的无穷小变化Δφ的电流向量Invt的变化ΔIφ的放大图。方程[eq6]允许依赖于电压相位φ的无穷小变化Δφ的电流向量Invt关于d轴的变化方向α由以下方程[eq7]表达：

图4示出方程[eq7]中反正切操作允许在-π和+π之间(含-π和+π)关于d轴计算电流向量Invt的变化方向α。

当在方程[eq7]右侧的的分母变为零而它的分子变为正值时，根据第一实施例的控制装置30具体地计算电流向量Invt关于d轴的变化方向α为+π/2。当在方程[eq7]右侧的的分母变为零而它的分子变为负值时，根据第一实施例的控制装置30还将电流向量Invt关于d轴的变化方向α计算为-π/2。

图5示出被称为λ轴的坐标轴，其关于电流向量Invt的变化方向垂直地延伸。依赖于输出电压向量Vnvt的幅度Vn的无穷小变化ΔVn的电流向量Invt的变化ΔIvn的λ轴分量表示投射在λ轴上的电流向量Invt的变化ΔIvn的分量。图5所示的电流向量Invt的变化ΔIvn的λ轴分量是与电压相位φ的变化无关的电流。根据第一实施例的校正计算器32被设计为使用电流向量Invt的变化ΔIvn的λ轴分量来计算幅度校正ΔV。使用电流向量Invt的变化ΔIvn的λ轴分量允许幅度控制与相位控制之间的干扰被降低。设定λ轴所需的d轴与λ轴之间的角λ由以下方程[eq8]表达：

接着，参考图2基于上述设计概念，以下描述校正器32的特征结构的示例。

校正计算器32包括λ轴设定器32a、命令电流设定器32b、λ轴命令电流计算器32c、λ轴实际电流计算器32d、电流偏差计算器32e以及幅度校正计算器32f。

λ轴设定器32a被操作地连接至相位设定器30d。根据方程[eq8]，λ轴设定器32a基于d轴和q轴电感Ld和Lq和从相位设定器30d输出的电压相位φ，计算d轴和λ轴之间的角λ。在d-q坐标系下，λ轴用作干扰降低轴，即无干扰轴或独立轴。Λ轴被配置使得投射在λ轴上的电流向量Invt的变化的分量降低了来自电压相位的变化φ的干扰，例如无干扰或小干扰。换而言之，投射在λ轴上的电流向量Invt的变化的分量充分摆脱来自电压相位φ的变化的干扰。由λ轴设定器32a设定的λ轴根据电动机-发电机10的驱动条件的变化而变化。注意到投射在λ轴上的电流向量Invt变化的分量引起来自电压相位φ的变化的干扰减小的特性可以包括

(1)电压相位φ的变化根本没有干扰λ轴

(2)λ轴允许来自电压相位φ的变化最小等级的干扰，除非最小等级的干扰减少电动机-发电机10的受控变量(比如估计扭矩Te)的可控性。

基于目标扭矩(即目标扭矩Trq*)，命令电流设定器32b设定d轴命令电流Id*和q轴命令电流Iq*。例如，根据第一实施例的命令电流设定器32b执行最大扭矩控制。注意到最大扭矩控制被设计为在电流向量Ivnt的任意值处总是获得最大扭矩，换而言之，在电流向量Ivnt的任意值处最有效地获得电动机-发电机10的扭矩。

具体地，根据以下方程[eq8a]，命令电流设定器32b设定d轴命令电流Id*和q轴命令电流Iq*：

例如，作者为Takeda等并且由Ohmsha公司出版的“DesignandControlofInteriorPermanentMagnetSynchronousmotor(内置式永磁同步电机的设计和控制)”的第23页描述了最大扭矩控制，在第23页上。

λ轴命令电流计算器32c被操作地连接至λ轴设定器32a和命令电流设定器32b。根据以下方程[eq9](参见图6)，λ轴命令电流计算器32c基于λ轴设定器32a设定的角λ以及由命令电流设定器32b设定的d轴和q轴命令电流Id*和Iq*，计算λ轴命令电流Iλ*：

Iλ*＝Id*·cosλ+Iq*·sinλ[eq9]

注意到图6示出具有d轴和q轴命令电流Id*和Iq*的实际命令电流向量In*，以及具有由二相转换器30a实际得到的d轴电流Idr和q轴电流Iqr的当前电流向量Ivnt。

λ轴实际电流计算器32d被操作地连接至二相转换器30a和λ轴设定器32a。根据以下方程[eq10](参见图6)，λ轴实际电流计算器32d基于由二相转换器30a获得的d轴和q轴电流Idr和Iqr以及由λ轴设定器32a设定的角λ，计算实际λ轴电流Iλr：

Iλr＝Idr·cosλ+Iqr·sinλ[eq10]

由λ轴设定器32a设定的λ轴根据电动机-发电机10的驱动条件的变化而变化。这引起实际λ轴电流Iλr和λ轴命令电流Iλ*根据电动机-发电机10的驱动条件的变化而变化。

电流偏差计算器32e被操作地连接至λ轴命令电流计算器32c和λ轴实际电流计算器32d。电流偏差计算器32e从λ轴命令电流Iλ*减去λ轴电流Iλr以由此计算λ轴电流Iλr和λ轴命令电流iλ*之间的电流偏差ΔIλ。例如，滤波器(例如低通滤波器)能被提供在控制装置30内。滤波器能从由λ轴实际电流计算器32d实际得到的λ轴电流Iλr去除高于预定阈值频率的高频分量。在此修改中，电流偏差计算器32e能从λ轴命令电流Iλ*减去滤波器的经校正λ轴电流Iλr输出以由此计算经校正λ轴电流Iλr与λ轴命令电流iλ*之间的电流偏差ΔIλ。

幅度校正计算器32f被操作地连接至电流偏差计算器32e。例如用作幅度设定器的幅度校正计算器32f基于电流偏差Δiλ，计算幅度校正ΔV，该幅度校正ΔV用作用于反馈控制λ轴电流Iλr以匹配λ轴命令电流Iλ*(换而言之，用于反馈控制估计扭矩Te以匹配目标扭矩Trq*)的操控变量。

具体地，在第一实施例中，幅度校正计算器32f根据使用电流偏差作为其输入的PI反馈控制算法(PI算法)的预定比例增益和预定积分增益，计算幅度校正ΔV。

在PI算法中，幅度校正V基于基于比例增益的比例单元的输出(即比例增益项)与基于积分增益的积分器的输出(即积分增益项)之和来表示。

用于幅度校正ΔV的比例增益对与从目标值零的时间电流偏差ΔV成比例的幅度校正ΔV的变化做出贡献。

积分增益与时间上的电流偏差ΔIλ的瞬时值的累积偏移成比例以将时间上的累积偏移(稳态偏差)重新设定为零。

控制装置30的配置基于在作为没有来自电压相位φ的变化的干扰或小干扰的无干扰轴的λ轴上的λ轴电流Iλr，计算幅度偏差ΔV，因此减少了幅度控制和相位控制之间的干扰。此配置允许幅度校正计算器32f的比例增益和积分增益增大。此增益增大将幅度控制的反馈控制的响应(即响应性能)改善达到与相位控制的反馈控制的响应等级相同的等级。即使具有影响电压幅度Vn的扰动发生或目标扭矩Trq*瞬时变化，此改善允许控制装置30维持电动机-发电机10的扭矩的更高可控性和在电动机-发电机10中流动的三相电流的更高可控性。

即使不适当地执行了匹配目标扭矩Trq*的电动机-发电机10的扭矩的前馈控制，控制装置30的配置也维持电动机-发电机10的扭矩的较高可控性和在电动机-发电机10中流动的三相电流的较高可控性。前馈控制的不适当执行包括由命令电压设定器30h使用的信息F2被不适当地确定的情况。

以下描述控制装置30在其中合并第一和第二谐波处理器31A和31B的原因。

如上所述，控制装置30被设计为引起在其间具有120电角度的相位差的正弦U相、V相和W相电流，以流过电动机-发电机10的起动机各自的U相、V相和W相绕组，前提如下

(1)包括d轴电感和q轴电感Ld和Lq以及感应电压常数的电动机-发电机10的磁特征是理想的磁特征；

(2)理想的磁特征从对应的三相绕组能诱导理想正弦三相电压。

此获得谐波扭矩分量减少的电动机-发电机10的所需扭矩。

不幸地，由于包括d轴和q轴电感Ld和Lq和/或感生电压常数的变化的多种原因，电动机-发电机10的磁特征相对于理想的磁特征能具有差距。这些差距可引起U相、V相和W相电流IU、IV和IW中的每个包括如以下方程[eq11]所表达的谐波电流分量：

其中，方程[11]中每个方程的右侧第一项表示具有U相、V相和W相中相应一个的Ir1幅度和φ1相位的基础电流分量。方程[11]中每个方程的右侧第二项表示具有U相、V相和W相中相应一个的Ir幅度和φk相位的谐波电流分量。换而言之，方程[11]中每个方程的右侧第二项表示第k(即第(1±6n))谐波电流分量被包括在U相、V相和W相的每一个中。

参考标记k被定义为1±6n，其中n是非零的整数。以比转子10a的电角速度ω高k倍的电角速度变化的谐波电流分量将被称为第k阶谐波电流分量或第k高阶谐波电流分量。即，方程[11]中每个方程的右侧第二项表示第k阶谐波电流分量。

以下方程[12]允许各自包括这样的第k阶谐波电流分量的U相、V相和W相电流IU、IV和IW被转换为一阶旋转坐标系下的d轴和q轴电流Id和Iq。

图7示出具有幅度Ir1和相位φ1的基础电流向量与具有幅度Irk和相位φk的第k谐波电流向量的合成向量It的幅度It和相位φt。

方程[12]示出包括在三相固定坐标系下每个U相、V相和W相电流IU、IV和IW内的第k(即第(1±6n))谐波电流分量引起第(k-1)(即第±6n)谐波电流分量被包括在一阶旋转坐标系下的每个d轴和q轴电流Id和Iq内。

如果在电动机-发电机10中流动，这些第(k-1)(即±6n)谐波电流分量可增大电动机-发电机10的扭矩变化和/或损耗，即铁耗。

方程[eq12]示出在经校正电压幅度(V+ΔV)和电压相位φ中的至少一个上叠加谐波信号将在电动机-发电机10的每相绕组上感应具有与所叠加谐波信号的角度速相同的角速度的谐波电压。具有与所叠加谐波信号的角速度相同的角速度的感生谐波电压导致具有与所叠加谐波信号的角速度相同的角速度的谐波电流分量在电动机-发电机10的每个定子绕组中流动。

从这些特征，在每个参考角信号θU、θV和θW上叠加能取消或减少目标谐波电流分量的谐波信号允许目标谐波电流分量被取消或减少。

一阶旋转坐标系下，通常的三相电动机-发电机在显著地产生等于第±6的第(k-1)阶谐波电流分量，这对电动机-发电机10的扭矩可有显著的影响。

因此，第一实施例旨在减少包括在一阶旋转坐标系下的每个d轴和q轴电流内的这样的目标第(k-1)(等于第±6)阶谐波电流分量。

即，在一阶旋转坐标系下的d轴和q轴电流中每一个上叠加抵消第(k-1)(等于第6)阶谐波电流分量能减少包括在一阶旋转坐标系下的d轴和q轴电流中相应一个内的目标第(-6)阶谐波电流分量。换而言之，在三相固定坐标系下的U相、V相和W相电流中每一个上叠加抵消第k(＝7)阶谐波电流分量使抵消第7阶谐波电流分量能够抵消包括在一阶旋转坐标系下的d轴和q轴电流中每一个内的目标第(-6)阶谐波电流分量。

此外，在一阶旋转坐标系下的d轴和q轴电流中每一个上叠加抵消第(k-1)(等于第-6)阶谐波电流分量能减少包括在一阶旋转坐标系下的d轴和q轴电流中相应一个内的目标第6阶谐波电流分量。换而言之，在三相估计坐标系下的U相、V相和W相电流中每一个上叠加抵消第k(＝-5)阶谐波电流分量使第(＝-5)阶谐波电流分量能够抵消包括在一阶旋转坐标系下的d轴和q轴电流中每一个内的目标第6阶谐波电流分量。

具体地，第一实施例的谐波电流发生器34被配置为产生波动Sigf，用于在三相固定坐标系下的U相、V相和W相电流的每一个上叠加抵消第k(＝-5或7)阶谐波电流分量。这旨在减少包括在一阶旋转坐标系下的d轴和q轴电流中相应一个内的目标第6或第-6阶谐波电流分量。

注意到，如果对应相电流的第k阶谐波电流的极性为正，即k>0，那么对应相电流的第k阶谐波电流随在U相、V相和W相的第一阶内的转子10a的电旋转角θe的正变化而变化。此阶与对应U相、V相和W相的基础电流分量的阶相符合。换而言之，如果k>0，第k阶谐波电流的传播方向与基础电流分量的传播方向是相同的。

相反，如果对应相电流的第k阶谐波电流的极性为负，即k<0，那么对应相电流的第k阶谐波电流随在与第一阶相反的第二阶内的转子10a的电旋转角θe的正变化而变化。换而言之，如果k<0，第k阶谐波电流的传播方向与基础电流分量的传播方向是相反的。

接着，参见图8，以下描述第一和第二谐波处理器31A和31B中每个的特征结构的示例。

如图8所示，第一和第二谐波处理器31A和31B中的每个包括d轴偏差计算器31a、q轴偏差计算器31b、谐波电流转换器31c和目标值设定器31d。第一和第二谐波处理器31A和31B中的每个还包括d轴谐波偏差计算器31e、q轴谐波偏差计算器31f、d轴反馈控制器31g、q轴反馈控制器31h、电流转换器31i以及电压转换器31j。第一谐波处理器31A进一步包括幅度叠加器31k，而第二谐波处理器31B进一步包括相位叠加器31l。具体地，可从第二谐波处理器31B去除幅度叠加器31k，并且可从第一谐波处理器31A去除相位叠加器31l。

d轴偏差计算器31a计算d轴电流偏差(即d轴谐波分量)ΔId，该d轴电流偏差ΔId是在从命令电流设定器32b输出的d轴命令电流Id*与从二相转换器30a输出的d轴电流Idr之间的偏差。具体地，d轴偏差计算器31a从d轴命令电流Id*减去d轴电流Idr以由此计算例如用作d轴谐波电流分量的d轴电流偏差ΔId。

q轴偏差计算器31b计算q轴电流偏差(即q轴谐波分量)ΔIq，该q轴电流偏差ΔIq是在从命令电流设定器32b输出的q轴命令电流Iq*与从二相转换器30a输出的q轴电流Iqr之间的偏差。具体地，q轴偏差计算器31b从q轴命令电流Iq*减去q轴电流Iqr以由此计算例如用作q轴谐波电流分量的q轴电流偏差ΔIq。

谐波电流转换器31c被操作地连接至d轴和q轴偏差计算器31a和31b。谐波电流转换器31c使用以下方程[eq13]和[eq14]，将第一阶旋转坐标系下的d轴和q轴电流偏差ΔId和ΔIq转换为第k阶谐波旋转坐标系(dk-qk)下的d轴和q轴第k阶谐波电流Idkr和Iqkr，同时k被设定为-5或7：

Idkr＝ΔId·cos[(k-1)θe]+ΔIq·sin[(k-1)θe][eq13]

Iqkr＝-ΔIq·sin[(k-1)θe]+ΔIq·cos[(k-1)θe][eq14]

其中，每个方程[eq13]和[eq14]的右侧“(k-1)θe”表示第一阶旋转坐标系的d轴与谐波旋转坐标系下的d轴之间的相位差。

注意到第k阶谐波旋转坐标系(dk-qk)(参见图8的框31c)被定义为如下坐标系：

(1)具有作为其横轴的dk轴以及作为其纵轴的qk轴

(2)在三相固定坐标系下以与第k阶谐波电流分量的波动角速度相同的角速度旋转。

具体地，谐波电流转换器31c将第一阶旋转坐标系下的d轴和q轴电流偏差ΔId和ΔIq转换为第k阶谐波旋转坐标系(dk-qk)下的d轴和q轴第k阶谐波电流Idkr和Iqkr，同时k被设定为-5或7。

注意到，在第k阶谐波旋转坐标轴(dk-qk)下，基于d轴和q轴第k阶谐波电流Idkr和Iqkr的向量将被称为第k阶谐波电流向量Ivkt，如框31c所示。第k阶谐波电流向量Ivkt的幅度和相位由参考标记Ik和φk表示。框31c示出在第k阶谐波旋转坐标系(dk-qk)下，相对于d轴dk的正方向的逆时针方向被定义为第k阶谐波电流向量Ivkt的相位φk的正方向。换言之，在第k阶谐波旋转坐标系(dk-qk)下，从dk轴到qk轴的旋转方向被定义为第k阶谐波电流向量Ivkt的相位φk的正方向。

目标值设定器31d例如用作目标值设定器。具体地，目标值设定器31d根据从控制系统26输出的目标扭矩Trq*和从速度计算器30i输出的电角速度ω，为第k阶谐波电流向量Ivkt可变地设定目标d轴第k阶谐波电流Idk*和目标q轴第k阶谐波电流Iqk*。具体地，第一实施例的目标值设定器31d设定目标d轴和q轴第k阶谐波电流Idk*和Iqk*的每个，使得目标d轴和q轴第k阶谐波电流Idk*和Iqk*中的每个随着目标扭矩Trq*的增大而增大。目标值设定器31d可变地设定目标d轴和q轴第k阶谐波电流Idk*和Iqk*的每个，以由此减少电动机-发电机10的扭矩变化和/或铁耗。例如，目标值设定器31d具有数据表(映射)格式、数学表达格式和/或程序格式的信息F3。

例如储存在存储器30ME的信息F3包括目标d轴第k阶谐波电流值Idk*相关于目标扭矩值Trq*的函数，即相关性；以及电角速度值ω。信息F3还包括目标q轴第k阶谐波电流值Iqk*相关于目标扭矩值Trq*的函数，即相关性，以及电角速度值ω。

目标值设定器31d能检索对应于目标扭矩实际值Trq*的目标d轴第k阶谐波电流Idk*以及电角速度ω的实际值。目标值设定器31d还能检索对应于目标扭矩实际值Trq*的目标q轴第k阶谐波电流Iqk*以及电角速度ω的实际值。

d轴谐波偏差计算器31e被操作地连接至谐波电流转换器31c和目标值设定器31d。d轴谐波偏差计算器31e计算d轴第k阶偏差Δdk，即目标d轴第k阶谐波电流Idk*和d轴第k阶谐波电流Idkr之间的偏差，同时k被设定为7或-5。具体地，d轴谐波偏差计算器31e从目标d轴第k阶谐波电流Idk*减去d轴第k阶谐波电流Idkr，以由此计算d轴第k阶偏差Δdk。

q轴谐波偏差计算器31f被操作地连接至谐波电流转换器31c和目标值设定器31d。q轴谐波偏差计算器31f计算q轴第k阶偏差Δqk，即目标q轴第k阶谐波电流Iqk*和q轴第k阶谐波电流Iqkr之间的偏差，同时k被设定为7或-5。具体地，q轴谐波偏差计算器31f从目标q轴第k阶谐波电流Iqk*减去q轴第k阶谐波电流Iqkr，以由此计算q轴第k阶偏差Δqk。

d轴反馈控制器31g被操作地连接至d轴谐波偏差计算器31e。d轴反馈控制器31g基于d轴第k阶偏差Δdk，计算d轴反馈电流Idkf，该d轴反馈电流Idkf用作控制变量，用于反馈控制d轴第k阶谐波电流Idkr以匹配目标d轴第k阶谐波电流Idk*。具体地，在第一实施例中，d轴反馈控制器31g根据使用d轴第k阶偏差Δdk作为其输入的PI反馈控制算法(PI算法)的预定比例增益和预定积分增益，计算d轴反馈电流Idkf。

在PI算法中，d轴反馈电流Idkf基于基于比例增益的比例单元的输出(即比例增益项)与基于积分增益的积分器的输出(即积分增益项)之和来表达。

用于d轴反馈电流Idkf的比例增益对与从目标值零的时间d轴第k阶偏差Δdk成比例的d轴反馈电流Idkf的变化作出贡献

积分增益与时间上的d轴第k阶偏差Δdk的瞬时值的累积偏移成比例，以将时间上的累积偏移(稳态偏差)重新设定为零。

q轴反馈控制器31h被操作地连接至q轴谐波偏差计算器31f。q轴反馈控制器31h基于q轴第k阶偏差Δqk，计算q轴反馈电流Iqkf，该q轴反馈电流Iqkf用作控制变量，用于反馈控制q轴第k阶谐波电流Iqkr以匹配目标q轴第k阶谐波电流Iqk*。具体地，在第一实施例中，q轴反馈控制器31h根据使用q轴第k阶偏差Δqk作为其输入的PI反馈控制算法(PI算法)的预定比例增益和预定积分增益，计算q轴反馈电流Iqkf。

在PI算法中，q轴反馈电流Iqkf基于基于比例增益的比例单元的输出(即比例增益项)与基于积分增益的积分器的输出(即积分增益项)之和来表达。

用于q轴反馈电流Iqkf的比例增益对与从目标值零的时间q轴第k阶偏差Δqk成比例的q轴反馈电流Iqkf的变化作出贡献

积分增益与时间上的q轴第k阶偏差Δqk的瞬时值的累积偏移成比例，以将时间上的累积偏移(稳态偏差)重新设定为零。

电流转换器31i被操作地连接至d轴和q轴反馈控制器31g和31h中的每个。电流转换器31i使用以下方程[eq15]，将第k阶谐波旋转坐标系(dk-qk)下的d轴和q轴第k阶反馈电流Idkf和Iqkf转换为第一阶旋转坐标系(即d-q坐标系)下的d轴谐波电流Id1f和q轴谐波电流Iq1f：

电压转换器31j被操作地连接至电流转换器31i。电压转换器31j基于d轴和q轴谐波电流Id1f和Iq1f，计算幅度谐波信号Vr和相位谐波信号φr。

具体地，电压转换器31j使用以下方程[eq16]，将d轴和q轴谐波电流Id1f和Iq1f转换为d轴和q轴谐波电压Vd1f和Vq1f：

接着，电压转换器31j根据以下方程[eq17]和[eq18]，基于d轴和q轴谐波电压Vd1f和Vq1f，计算幅度谐波信号Vr和相位谐波信号φr：

方程[eq18]中的反正切操作允许在-π和+π(含-π和+π)之间计算相位谐波信号φr。具体地，当方程[eq18]的右侧的的分母变为零而它的分子变为正值时，根据第一实施例的电压转换器31j将相位谐波信号φr计算为+π/2。当方程[eq18]的右侧的的分母变为零而它的分子变为负值时，电压转换器31j还将相位谐波信号φr计算为-π/2。

例如，从包括基础电流分量和d轴与q轴谐波电流分量Id1f和Iq1f的以下电压方程[eq19]减去方程[eq2]导出以上方程[eq16]。

幅度叠加器31k被操作地连接至电压转换器31j。幅度叠加器31k将幅度谐波信号Vr叠加在从校正器30k输出的经校正电压幅度(Vn+ΔV)上，因此向U相、V相和W相信号发生器33U、33V和33W中的每个输出在其上叠加幅度谐波信号Vr的电压幅度Vk。

相位叠加器31k被操作地连接至电压转换器31j。相位叠加器31l将相位谐波信号φr叠加在从相位设定器30d输出的电压相位φ上，因此向U相、V相和W相信号发生器33U、33V和33W中的每个输出在其上叠加相位谐波信号φr的电压相位δ。

如上所述，U相、V相和W相驱动信号发生器33U、33V和33W中的至少一个基于使用电压幅度Vk对输入电压VINV的归一化，计算调制因子M，该电压幅度Vk包括在其上叠加幅度谐波信号Vr的经校正电压幅度(Vn+ΔV)。幅度谐波信号Vr基于在第k阶谐波旋转坐标系(dk-qk)下的d轴和q轴反馈电流Idkf和Iqkf，同时k被设定为-5或7。

接着，U相、V相和W相信号发生器33U、33V和33W中的每一个在对应的映射MAP中为开关元件SUp、SVp和SWp中的相应一个选择相应驱动信号g&p的高电平和低电平脉冲模式；所选择的高电平和低电平脉冲模式与调制因子M的计算值相关联。

这在电动机-发电机10的每相绕组上感应具有与所叠加幅度谐波信号Vr的角速度相同的角速度的谐波电压。具有与所叠加幅度谐波信号Vr的角速度相同的角速度的感应谐波电压导致具有与所叠加幅度谐波信号Vr的角速度相同的角速度的抵消谐波电流分量在电动机-发电机10的每一个定子绕组中流动。

此外，模块30e、30f和30g中的每个向U相、V相和W相信号发生器33U、33V和33W中的对应一个输出第一参考角θU(＝θe+δ)、第二参考角θV(＝θe+δ-2π/3)、第三参考角θW(＝θe+δ+2π/3)中的对应一个。在第k阶谐波旋转坐标系(dk-qk)下，同时k被设定为-5或7，基于d轴和q轴反馈电流Idkf和Iqkf的相位谐波信号φr被叠加在电压相位δ上。

接着，U相、V相和W相信号发生器33U、33V和33W中的每一个根据第一、第二和第三参考角θU、θV和θW中的对应一个的每个预定角变化，从对应驱动信号的所选择高电平和低电平脉冲模式提取高电平或低电平脉冲。

这因此在电动机-发电机10的每相绕组上，感应具有与所叠加相位谐波信号φr的角速度相同的角速度的谐波电压。具有与所叠加相位谐波信号φr的角速度相同的角速度的感应谐波电压导致具有与所叠加相位谐波信号φr的角速度相同的角速度的抵消谐波电流分量在电动机-发电机10的每个定子绕组中流动。。

具体地，将幅度谐波信号Vr和相位谐波信号φr中每个的k设定为-5，这产生在每个d轴和q轴电流中叠加的抵消第-6谐波电流分量。在每个d轴和q轴电流中的抵消第-6谐波电流分量减少了包括在第一阶旋转坐标系下的d轴和q轴电流中相应一个内的目标第6阶谐波电流分量。

此外，将幅度谐波信号Vr和相位谐波信号φr中每个的k设定为7，这产生在每个d轴和q轴电流上叠加的抵消第+6谐波电流分量。在每个d轴和q轴电流中的抵消第6谐波电流分量减少了包括在第一阶旋转坐标系下的d轴和q轴电流中相应一个内的目标第-6阶谐波电流分量。

减少在每个d轴和q轴电流内感应的目标第+6阶谐波电流分量或目标第-6阶谐波电流分量减少了由目标第+6阶谐波电流分量或目标第-6阶谐波电流分量引起的电动机-发电机10的扭矩变化和/或损耗，即铁耗。

此外，控制装置30的每个谐波处理器31a和31b根据目标扭矩Trq*和电角速度ω，可变地设定目标d轴和q轴第k阶谐波电流Idk*和Iqk*以减少电动机-发电机10的扭矩变化和/或铁耗。接着，谐波处理器31a和31b中的每一个调节幅度谐波信号Vr和相位谐波信号φr中的对应一个，使得d轴和q轴第k阶谐波电流Idkr和Iqkr匹配各自的目标d轴和q轴第k阶谐波电流Idk*和Iqk*。

谐波处理器31a和31b中的每一个的此配置进一步对由目标第-6谐波电流分量或目标第6谐波电流分量引起的电动机-发电机10的扭矩变化和/或损耗(即铁耗)的更多减少作出贡献。

第二实施例

参见图9将描述根据本公开的第二实施例的电动机-发电机10的控制装置30A。

根据第二实施例的控制装置30A的一些结构和/或功能与根据第一实施例的控制装置30在以下特点上不同。所以在下文中将主要描述不同点。

控制装置30A包括第一谐波处理器31A1和第二谐波处理器31B1。第二实施例的第一谐波处理器31A1被配置为产生

(1)第一幅度谐波信号Vr1，用于在三相固定坐标系下的每个U相、V相和W相电流上叠加第k(＝-5)阶谐波电流分量；

(2)第二谐波信号Vr2，用于在三相固定坐标系下的每个U相、V相和W相电流上叠加第k(＝7)阶谐波电流分量。

第二实施例的第二谐波处理器31B1被配置为产生

(1)第一相位谐波信号φr1，用于在三相固定坐标系下的每个U相、V相和W相电流上叠加第k(＝-5)阶谐波电流分量；

(2)第二相位谐波信号φr2，用于在三相固定坐标系下的每个U相、V相和W相电流上叠加第k(＝7)阶谐波电流分量。

这旨在减少包括在一阶旋转坐标系下的每个d轴和q轴电流内的目标第±6阶谐波电流分量。

接着，参见图9，以下描述了第一和第二谐波处理器31A1和31B1中每个的特征结构的示例。在图9中，第一和第二谐波处理器31A和31B中的每一个与图8所示的第一和第二谐波处理器31A1和31B1中相应一个之间的相同模块(分配了相同附图标记)在描述中被省略，而将在下文中主要描述不同的模块。

第二实施例将图8所示的模块31c、31d、31e、31f、31g、31h、31i和31j分别描述为第一谐波电流转换器31c、第一目标值设定器31d、第一d轴谐波偏差计算器31e、第一q轴谐波偏差计算器31f、第一d轴反馈控制器31g、第一q轴反馈控制器31h、第一电流转换器31i和第一电压转换器31j。

从第一谐波电流转换器31c输出的d轴和q轴第k阶谐波电流Idkr和Iqkr将被称为第一d轴和q轴第k阶谐波电流Idkr1和Iqkr1。从第一目标值设定器31d输出的目标d轴和q轴第k阶谐波电流Idk*和Iqk*将被称为第一目标d轴和q轴第k阶谐波电流Idk*1和Iqk*1。分别从第一d轴和q轴谐波偏差计算器31e和31f输出的d轴和q轴第k阶偏差Δdk和Δqk将分别被称为第一和第二d轴和q轴第k阶偏差Δqk1和Δqk1。

从第一d轴和q轴反馈控制器31g和31h输出的d轴和q轴反馈电流Idkf和Iqkf将被分别称为第一和第二d轴和q轴反馈电流Idkf1和Iqkf1。从第一电流转换器31i输出的d轴和q轴谐波电流Id1f和Iq1f将被分别称为第一d轴和q轴谐波电流Id1f1和Iq1f1。从第一电压转换器31j输出的幅度谐波信号Vr和相位谐波信号φr将被分别称为第一幅度谐波信号Vr1和第一相位谐波信号φr1。第一幅度谐波信号Vr1和第一相位谐波信号φr1用于在三相固定坐标系下的每个U相、V相和W相电流上叠加第k(＝-5)阶谐波电流分量。因此，用于第一谐波处理器31A1和31B1中每个的第k阶谐波旋转坐标系(被称为第一第k阶谐波旋转坐标系)，被定义为如下坐标系

(1)具有作为其横轴的dk轴以及作为其纵轴的qk轴

(2)在三相固定坐标系下，以与第k(＝-5)阶谐波电流分量的角速度相同的角速度旋转。

此外，第一和第二谐波处理器31A1和31B1中的每个包括第二谐波电流转换器31m、第二目标值设定器31n、第二d轴谐波偏差计算器31o、第二q轴谐波偏差计算器31p、第二d轴反馈控制器31q、第二q轴反馈控制器31r、第二电流转换器31s和第二电压转换器31t。

这些模块31m到31t产生第二幅度谐波信号Vr2和第二相位谐波信号φr2，用于在三相固定坐标系下的每个U相、V相和W相电流上叠加第k(＝7)阶谐波电流分量。即，这些模块31m到31t的操作与那些模块31c到31j基本上相同，除了表示要在每个相电流上叠加的谐波电流分量的阶的参数k被设定为7。

具体地，第二谐波电流转换器31m使用上述方程[eq13]和[eq14]，将第一阶旋转坐标系下的d轴和q轴电流偏差ΔId和ΔIq转换为第二第k阶谐波旋转坐标系(dk-qk)下的第二d轴和q轴第k阶谐波电流Idkr2和Iqkr2，同时k被设定为7，。

注意到第二第k阶谐波旋转坐标系被定义为如下坐标系

(1)具有作为其横轴的dk轴以及作为其纵轴的qk轴

(2)在三相固定坐标系下，以与第k(＝7)阶谐波电流分量的角速度相同的角速度旋转。

例如使用信息F3，第二目标值设定器31n根据目标扭矩Trq*和电角速度ω，为第二第k(＝7)阶谐波电流向量Ivkt2可变地设定第二目标d轴第k阶谐波电流Idk*2和第二目标q轴第k阶谐波电流Iqk*2。第二目标值设定器31d可变地设定第二目标d轴和q轴第k阶谐波电流Idk*2和Iqk*2中的每个，以由此减少电动机-发电机10的扭矩变化和/或铁耗。

第二d轴谐波偏差计算器31o计算第二d轴第k阶偏差Δdk2，即第二目标d轴第k阶谐波电流Idk*2和第二d轴第k阶谐波电流Idkr2之间的偏差，同时k被设定为7。

第二q轴谐波偏差计算器31p计算第二q轴第k阶偏差Δqk2，即第二目标q轴第k阶谐波电流Iqk*2和第二q轴第k阶谐波电流Iqkr2之间的偏差，同时k被设定为7。

第二d轴反馈控制器31q基于第二d轴第k阶偏差Δdk2，计算第二d轴反馈电流Idkf2，该第二d轴反馈电流Idkf2用作用于反馈控制第二d轴第k阶谐波电流Idkr2以匹配第二目标d轴第k阶谐波电流Idk*2的操控变量。

第二q轴反馈控制器31r基于第二q轴第k阶偏差Δqk2，计算第二q轴反馈电流Iqkf2，该第二q轴反馈电流Iqkf2用作用于反馈控制第二q轴第k阶谐波电流Iqkr2以匹配第二目标q轴第k阶谐波电流Iqk*2的操控变量。

第二电流转换器31s使用以上方程[eq15]，将第k阶谐波旋转坐标系(dk-qk)下的第二d轴和q轴第k阶反馈电流Idkf2和Iqkf2转换为第一阶旋转坐标系(即d-q坐标系)下的第二d轴谐波电流Id1f2和第二q轴谐波电流Iq1f2。

以与第一电压转换器31j相同的方法，第二电压转换器31t基于第二d轴和q轴谐波电流Id1f2和Iq1f2，计算第二幅度谐波信号Vr2和第二相位谐波信号φr2。

幅度叠加器31k被操作地连接至第一和第二电压转换器31j和31t两者。幅度叠加器31k在从校正器30k输出的经校正电压幅度(Vn+ΔV)上叠加第一和第二幅度谐波信号Vr1和Vr2，因此向U相、V相和W相信号发生器33U、33V和33W中的每个输出在其上叠加第一和第二幅度谐波信号Vr1和Vr2的电压幅度Vka。

相位叠加器31l被操作地连接至第一和第二电压转换器31j和31t两者。相位叠加器31l在从相位设定器30d输出的电压相位φ上叠加第一和第二相位谐波信号φr1和φr2，因此向U相、V相和W相信号发生器33U、33V和33W中的每个输出在其上叠加第一和第二相位谐波信号φr1和φr2的电压相位δa。

控制转置30A的配置在d轴和q轴电流的每个中叠加抵消第-6谐波电流分量和抵消第+6谐波电流分量。在d轴和q轴电流的每个中的抵消第-6谐波电流分量降低了包括在第一阶旋转坐标系下的d轴和q轴电流中相应一个内的目标第+6阶谐波电流分量。此外，在d轴和q轴电流的每个中的抵消第+6谐波电流分量降低了包括在第一阶旋转坐标系下的d轴和q轴中相应一个内的目标第-6阶谐波电流分量。这进一步减少由目标第+6谐波电流分量和目标第-6谐波电流分量两者引起的电动机-发电机10的扭矩变化和/或损耗，即铁耗。

第一和第二实施例中每个能被修改如下。

第一实施例的第一和第二谐波处理器31A和31B中的每个可以使用不同于第一实施例中所公开的上述方法的以下方法，得到d轴和q轴第k阶谐波电流Idk和Iqk。

具体地，第一和第二谐波处理器31A和31B中的每个能被配置为基于d轴和q轴命令电流Id*和Iq*，计算在三相固定坐标系下的基础电流分量。接着，第一和第二谐波处理器31A和31B中的每个能被配置为从每个U相、V相、和W相电流IU、IV和IW减去所计算的基础电流分量，因此提取第k谐波电流分量。接着，第一和第二谐波处理器31A和31B中的每个能被配置为将第k谐波电流分量直接转换为第k阶谐波旋转坐标系下的d轴和q轴第k阶谐波电流Idk和Iqk而不使用第一阶旋转坐标系。

目标值设定器31d可以根据目标扭矩Trq*和电角速度ω中的任意一个，可变地设定d轴和q轴第k阶谐波电流Idk*和Iqk*。目标值设定器31d可以将d轴和q轴第k阶谐波电流Idk*和Iqk*设定为预定固定值中的相应一个。

第一实施例的d轴偏差计算器31a计算d轴谐波分量ΔId，即d轴命令电流Id*与d轴电流Idr之间偏差，但本公开不限于此。具体地，d轴偏差计算器31a能用作带通滤波器或高通滤波器来过滤d轴电流Idr以由此从d轴电流Idr中提取d轴谐波分量作为d轴电流偏差Δid。相似地，q轴偏差计算器31b能用作带通滤波器或高通滤波器来过滤q轴电流Iqr以由此从q轴电流Iqr中提取q轴谐波分量作为q轴电流偏差ΔIq。

根据第二实施例的控制装置30A被配置为降低第一目标第-5阶谐波电流分量和第二目标第7阶谐波电流分量，但能配置为以与如第二实施例所公开方法相同的方式，降低三阶或更高阶谐波电流分量。

以与如日本专利申请公开No.2012-23943所公开方法相同的方式，控制装置30和30A中每个的校正计算器32能计算幅度校正ΔV,该幅度校正ΔV用作操控变量用于反馈控制d轴电流Idr以匹配d轴命令电流Id*。

第一和第二实施例中的每个能从每个控制装置30和30a去除校正计算器32。换而言之，每个控制装置30和30a的幅度控制本质上不需要对电压幅度的反馈控制。

每个U相、V相和W相驱动信号发生器33U、33V和33W使用映射MAP。用于每个相的映射MAP在其中储存了对应相位驱动信号的预定高电平和低电平脉冲模式；每个高电平和低电平脉冲模式与其中U相、V相和W相中相应一个的调制因子M特定值中的相应一个相关联。然而，本公开不限于此结构。具体地，用于每个相的映射MAP在其中可储存了对应相位驱动信号的预定高电平和低电平脉冲模式；高电平和低电平脉冲模式中的每一个与U相、V相和W相中相应一个的经校正电压幅度(Vn+ΔV)的特定值中的相应一个相关联。

第一和第二实施例中的每一个使用IPMSM作为旋转机的示例，但可使用另外类型旋转机，诸如SPMSM或绕线磁极式同步电机。根据本公开的旋转机不限于同步机。根据第一实施例的用作电动机-发电机10的SPMSM允许使用q轴电流作为SPMSM的受控变量，因为SPMSM的扭矩是基于q轴电流定义的。根据本公开，感应式机器能被用作旋转机。根据本公开的多种类型的旋转机能被安装在多种类型的车辆内，诸如电动汽车。应用于本公开的旋转机不限于车辆的部件，诸如主发动机。具体地，应用于本公开的旋转机能被安装在电动助力转向系统和用于空调系统的电动压缩机。

每个控制转置30和30A使用估计扭矩Te，即指示电动机-发电机10的受控变量的参数，但本公开不限于此。可使用其他受控变量诸如电动机-发电机10的转子10a的旋转速度。

虽然本文描述了本公开的说明性实施例，本公开不限于本文所述的实施例，而包括具有(例如跨多个实施例的多个方面的)修改、省略、组合、调整和/或替代的任何与所有实施例，如基于本公开将被本领域技术人员所理解。。基于权利要求书中所采用的语言，权利要求书中的限制被宽泛地解释，并且不限于本说明书中或在申请进程期间所述的示例，这些示例被解释为非独占的。

Claims (8)

1.一种用于反馈控制旋转机的受控变量以由此使用功率转换器获得的功率相对于定子旋转转子的装置，所述装置包括：

相位设定器，被配置为：

在旋转坐标系下设定所述功率转换器的输出电压向量的相位，所述输出电压向量的相位用作用于将所述旋转机的受控变量反馈控制到目标值的第一操控变量；以及

输出包括所述输出电压的相位和所述转子的电旋转角的相位信息，

所述旋转坐标系随着所述旋转机的转子旋转而旋转；

幅度设定器，被配置为在所述旋转坐标系下设定所述功率转换器的输出电压向量的幅度，所述输出电压向量的幅度用作用于将所述旋转机的受控变量反馈控制到目标值的第二操控变量。

存储器，被配置为在其中储存所述功率转换器的开关元件的接通-断开开关模式，所述接通-断开开关模式被提供用于依赖于所述输出电压向量的幅度的幅度参数的对应预定值；

开关单元，被配置为：

选择对应于所述幅度参数的特定值的所述接通－断开开关模式之一；

根据从所述相位设定器输出的所述相位信息的变化，从所选择的接通－断开开关模式之一提取接通或断开指令；以及

根据所提取的接通或断开指令接通或断开所述开关元件；

目标谐波电流获取器，被配置为根据流过所述定子的至少一个相绕组的相电流，获得在所述旋转机中流动的目标谐波电流分量，所述目标谐波电流分量与所述相电流的基础电流分量相关联；以及

感应单元，被配置为在所述开关单元所使用的输出电压向量的幅度和相位中的至少一个上叠加谐波信号，以在所述至少一个相绕组中感应抵消谐波电流分量，所述谐波信号以与所述目标谐波电流分量的角速度相同的角速度变化，所述抵消谐波电流分量抵消所述目标谐波电流分量。

2.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，

所述目标谐波电流分量的角速度比所述转子的电角速度高k倍，k是设定为1±6n的变量，其中n是非零整数；以及

所述感应单元进一步包括：

谐波信号发生器，被配置为根据所述目标谐波电流分量、所述相电流和所述转子的电旋转角产生所述谐波信号；

所述谐波信号以比所述转子的电角速度高(k-1)倍的角速度变化；以及

叠加器，被配置为在所述开关单元所使用的输出电压向量的幅度和相位中的至少一个上叠加所述谐波信号。

3.根据权利要求2所述的装置，其特征在于，所述目标谐波电流获取器进一步包括：

谐波电流分量计算器，被配置为将所述目标谐波电流分量转换为第二旋转坐标系下的目标高阶谐波电流分量，所述第二旋转坐标系以与所述目标高阶谐波电流分量的所述角速度相同的角速度旋转，

所述谐波信号发生器被配置为基于所述目标高阶谐波电流分量，产生所述谐波信号，所述谐波信号用于感应抵消阶谐波电流分量作为所述抵消谐波电流分量，以便减少所述目标高阶谐波电流分量。

4.根据权利要求3所述的装置，其特征在于，

所述谐波电流分量计算器，被配置为计算d轴高阶谐波电流分量和q轴高阶谐波电流分量，所述d轴高阶谐波电流分量是所述目标高阶谐波电流分量在所述第二旋转坐标系的第一轴上的电流分量，而所述q轴高阶电流分量是所述目标高阶谐波电流分量在所述第二旋转坐标系的第二轴上的电流分量，所述第一轴和第二轴彼此电磁地垂直，

所述谐波电流分量计算器进一步包括：

d轴操控变量计算器，被配置为计算用于反馈控制所述d轴高阶谐波电流分量以匹配预定目标d轴高阶谐波电流的d轴操控变量；以及

q轴操控变量计算器，被配置为计算用于反馈控制所述q轴高阶谐波电流分量以匹配预定目标q轴高阶谐波电流的q轴操控变量；以及

所述谐波信号发生器进一步包括：

谐波信号发生器，被配置为：

基于所述d轴操控变量产生幅度谐波信号，所述幅度谐波信号包括在所述第一旋转坐标系下的所述输出电压向量的幅度的谐波分量；以及

基于所述q轴操控变量产生相位谐波信号，所述相位谐波信号包括在所述第一旋转坐标系下的所述输出电压向量的相位的谐波分量，以及

所述叠加器被配置为：

在所述开关单元所使用的输出电压向量的幅度上叠加所述幅度谐波信号；以及

在所述开关单元所使用的输出电压向量的相位上叠加所述相位谐波信号。

5.根据权利要求4所述的装置，其特征在于，所述谐波信号发生器进一步包括：

目标值设定器，被配置为根据所述电动机-发电机的受控变量的目标值和所述转子的电旋转角中的至少一个，可变地设定所述目标d轴高阶谐波电流和所述目标q轴高阶谐波电流。

6.如权利要求4所述的装置，进一步包括：

二相转换器，被配置为将所述相电流转换为在所述第一旋转坐标系的第一轴上的d轴电流以及所述第一旋转坐标系的第二轴上的q轴电流，

其中：

所述电压幅度设定器，被配置为根据用于d轴电流的d轴命令值和用于q轴电流的q轴命令值，设定所述输出电压向量的幅度，

所述目标谐波电流获取器，被配置为：

获得所述d轴命令电流与所述d轴电流之间的d轴偏差作为d轴谐波电流分量；以及

获得所述q轴命令电流与所述q轴电流之间的q轴偏差作为q轴谐波电流分量，以及

所述谐波电流分量计算器，被配置为根据对应的所述d轴谐波电流分量和q轴谐波电流分量，计算所述d轴高阶谐波电流分量和q轴高阶谐波电流分量。

7.如权利要求5所述的装置，进一步包括：

二相转换器，被配置为将所述相电流转换为所述第一旋转坐标系的第一轴上的d轴电流以及在所述第一旋转坐标系的第二轴上的q轴电流，

其中：

所述电压幅度设定器，被配置为根据用于d轴电流的d轴命令值和用于q轴电流的q轴命令值，设定所述输出电压向量的幅度，

所述目标谐波电流获取器，被配置为：

获得所述d轴命令电流与所述d轴电流之间的d轴偏差作为d轴谐波电流分量；以及

获得所述q轴命令电流与所述q轴电流之间的q轴偏差作为q轴谐波电流分量，以及

所述谐波电流分量计算器，被配置为根据对应的所述d轴谐波电流分量和q轴谐波电流分量，计算所述d轴高阶谐波电流分量和q轴高阶谐波电流分量。

8.如权利要求2所述的装置，其特征在于，所述目标谐波电流分量包括多个谐波电流分量，所述多个谐波电流分量的角速度比所述转子的电角速度高k倍，所述多个谐波电流分量的角速度彼此不同。