JP5333256B2 - 交流回転機の制御装置 - Google Patents

Description

この発明は、交流回転機を回転駆動する電力変換手段を備えた交流回転機の制御装置に関する。

従来の交流回転機の制御装置においては、交流回転機を電力変換手段により回転駆動する際、特に交流回転機が三相回転機の場合、交流回転機の三相巻線に流れる三相電流に基づいて三相巻線へ電圧を出力するための電圧指令を決定するフィードフォワード制御、あるいはベクトル制御のような交流回転機の三相巻線に流れる三相電流を所望の電流指令に追従させるフィードバック制御が行われる。これらの制御を実現するために、交流回転機の制御装置には、交流回転機の三相巻線へ電圧を出力するインバータ等の電力変換手段と、フィードフォワード制御あるいはフィードバック制御によって交流回転機の三相巻線へ電圧を出力するための電圧指令を生成する電圧指令生成手段と、交流回転機の三相電流を検出する電流検出手段とが備わる。

また、所望の速度で交流回転機を駆動する場合には、速度制御手段と交流回転機の各周波数（回転速度）を検出あるいは推定する手段とが付加され、サーボモータのように位置制御が要求される場合には、位置制御手段と位置検出手段とが付加される。また、回転機として大きな出力を得るために、１つの交流回転機において同相電流が流される電機子巻線の組を少なくとも２組以上有し、この巻線の組に電機子電流を供給する端子が別々に設けてあるような交流回転機も存在する。

このような交流回転機の制御装置の一例として、三相電圧形ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）インバータの出力電圧で交流回転機を駆動するものにおいて、ＰＷＭ搬送波の正および負の各最大振幅時点で各相の相電流の瞬時値を検出して取り込む手段を備え、検出した各相の相電流の瞬時値を用いてベクトル制御演算を実行して三相電圧形ＰＷＭインバータに対する各相電圧指令の瞬時値を求め、各相電圧指令の瞬時値に基づいてＰＷＭ信号を演算し、このＰＷＭ信号により三相電圧形ＰＷＭインバータを制御する制御装置がある。このような制御装置では、ＰＷＭ搬送波の正および負の各最大振幅時点が、ＰＷＭ搬送波の半周期に対応するのに加えて、ちょうど三相電圧形ＰＷＭインバータ出力の電圧ゼロ区間に対応し、さらに、電圧ゼロ区間の中点近傍に対応するため、相電流に含まれる脈動の影響を受けずに各相の相電流の瞬時値を検出することができる。このようにして検出された各相の相電流の瞬時値を用いて電圧指令を演算することで、応答の良好な交流回転機の制御装置を得ることができる（例えば、特許文献１、特許文献２参照）。

また、交流回転機の制御装置の他の一例として、ＵＶＷ各相に対して巻回された複数系統の三相コイルを有するモータを駆動するために、三角波信号を発生する三角波発生回路と、三角波発生回路の出力を所定位相だけずらす反転器と、複数系統の三相コイルのＵＶＷ各相に対する電圧指令を入力し、更に三角波発生回路の出力あるいは反転器の出力のいずれかを入力してＰＷＭ変換する複数のＰＷＭ変換回路と、ＰＷＭ変換回路の出力に基づいて、複数系統の三相コイルそれぞれの電力供給を制御する複数のインバータとを備えた制御装置がある。このような制御装置では、各コイルに流れる電流によって生じる磁束の波形が合成されることにより、合成磁束の波形のリップル幅が小さくなって、モータの鉄損を低減することができる（例えば、特許文献３参照）。

また、交流回転機の制御方法として、スイッチング高調波電流をバイパスするコンデンサおよび電源を共用して三角波キャリア信号を用いるＰＷＭ制御により同一振幅および同一周波数の三相交流を出力する２台のインバータを並行運転する場合のインバータの制御方法において、各インバータの三角波キャリア信号の位相を相互に９０°ずらしたものがある。このような制御方法では、各インバータの導通のタイミングがずれ、各インバータの動作に基因してバイパス用のコンデンサに流れるバイパス電流の位相もずれるので、このバイパス電流の最大値は各インバータの導通を同相で行なう場合と比較して小さくすることができる（例えば、特許文献４参照）。

特公平４−４７５５４号公報（第２−４頁、第５図） 特公平８−２２１４６号公報（第３−４頁、第５図） 特開平６−１９７５９３号公報（第３頁、第１−２図） 特開平８−３３１８５３号公報（第２−３頁、第１図）

特許文献１および特許文献２には、１組の三相巻線を有する交流回転機を駆動する制御装置において相電流の瞬時値を検出することが記載されているが、この制御装置をそのまま適用しても複数組の三相巻線を有する交流回転機を駆動することはできない。また、特許文献３および特許文献４には、複数組の三相巻線に対して各組で位相の異なる搬送波に基づいて生成した三相交流を各組個別に供給することが記載されているが、各組の相巻線の電流検出方法については記載されていない。これらの特許文献に記載された内容に基づいて、２組の三相巻線を有する交流回転機の各組の相巻線の電流を検出しても、第１の三相巻線と第２の三相巻線とでは、出力電流を検出するタイミングにずれが生じる。このため、各組個別に制御演算を行わなければならならず、制御演算が複雑になり安価な汎用のマイクロコンピュータ（以下「マイコン」と表記）での演算処理が困難となるという問題があった。また、同時に演算処理を行おうとすると各組異なるタイミングで検出した電流値を用いて制御することになるため、少なくとも片方の組は電流検出から制御演算処理を開始するまで無駄な時間が生じ、所望の制御応答が得られないという問題があった。

この発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、２組の三相巻線を有する交流回転機に対し、各組で位相の異なる搬送波に基づいて三相電圧を三相巻線へ出力する際、搬送波の位相のずれによる電流検出のタイミングのずれが生じても、応答の良好な制御性能が得られる交流回転機の制御装置を得るものである。

この発明に係る交流回転機の制御装置は、第１および第２の三相巻線を有する交流回転機を制御するものであって、第１の搬送波および第１の搬送波と位相の異なる第２の搬送波を生成する搬送波生成部、第１の搬送波に基づいて第１の電流検出信号を生成し、第２の搬送波に基づいて第２の電流検出信号を生成する電流検出信号生成部、および、第１の搬送波および第１の電圧指令に基づいて第１の三相巻線へ電圧を出力し、第１の搬送波および第２の電圧指令に基づいて第２の三相巻線へ電圧を出力する電力変換部を有する電力変換手段と、第１の電流検出信号に基づいて第１の三相巻線に流れる電流を所定のサンプリング周期で検出し、第１の電流検出値を出力する第１の電流検出手段と、第２の電流検出信号に基づいて第２の三相巻線に流れる電流を所定のサンプリング周期で検出し、第２の電流検出値を出力する第２の電流検出手段と、第１の電流検出値に基づいて第１の電圧指令を演算し、第２の電流検出値に基づいて第２の電圧指令を演算する電圧指令生成手段とを備え、第２の電流検出手段は、所定のサンプリング周期で得られる直近およびそれ以前の複数回の第２の電流検出値と第１の搬送波と第２の搬送波との位相差とに基づいて、第２の電流検出値を推定するものである。

この発明は、第１の搬送波と第２の搬送波との位相差に基づいて第２の電流検出値を補正する第２の電流検出手段を備えたので、２組の三相巻線を有する交流回転機に対し、各組で位相の異なる搬送波に基づいて三相電圧を三相巻線へ出力する際、搬送波の位相のずれによる電流検出のタイミングのずれが生じても、応答の良好な制御性能を得ることができる。

本発明の実施の形態１における交流回転機と交流回転機の制御装置とを含めた交流回転機制御システムの構成図である。 本発明の実施の形態１における電力変換手段の構成図である。 本発明の実施の形態１における第１の搬送波とｕ相電流との関係を示した図である。 本発明の実施の形態１における第１の搬送波に対して第２の搬送波の位相が９０度進んでいる場合の２つの搬送波間の位相差に起因する電流サンプリングのタイミングの差異の一例を示した図である。 本発明の実施の形態１における電流検出値補正部での電流推定の概念図である。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１における交流回転機と交流回転機の制御装置とを含めた交流回転機制御システムの構成図である。図１において、交流回転機１は、第１の三相巻線と第２の三相巻線との計２組の三相巻線を有している。交流回転機１の制御装置は、搬送波生成部２１および電流検出信号生成部２２を有する電力変換手段２と、第１の電流検出手段３ａと、第２の電流検出手段３ｂと、電圧指令生成手段４と、位相補正手段６とによって構成されている。これらの動作について以下に説明する。

まず、電力変換手段２について説明する。図２に電力変換手段２の構成図を示す。電力変換手段２は、前述の通り、搬送波生成部２１と電流検出信号生成部２２とを有しており、さらに、各々２組の二相−三相座標変換部２３ａ，２３ｂ、スイッチング信号演算部２４ａ，２４ｂ、電力変換部２５ａ，２５ｂを有している。

搬送波生成部２１は、第１の搬送波Ｃａ１と、第１の搬送波Ｃａ１とは位相の異なる第２の搬送波Ｃａ２とを生成し、電流検出信号生成部２２およびスイッチング信号演算部２４ａ，２４ｂへ出力する。第１の搬送波Ｃａ１は、第１の三相巻線の電流サンプリングの基準となり、第２の搬送波Ｃａ２は、第２の三相巻線の電流サンプリングの基準となる。第１の搬送波Ｃａ１と第２の搬送波Ｃａ２との位相をずらすことによって、２組の各々の三相巻線に流れる電流によって生じる磁束のリップル成分をキャンセルすることができるので、交流回転機１における鉄損等の損失低減とともに、電力変換手段２の変換効率向上を実現することができる。

電流検出信号生成部２２は、第１の搬送波Ｃａ１の正および負の各最大振幅時点に基づいて第１の電流検出信号ＣＤＴ１を生成し、第２の搬送波Ｃａ２の正および負の各最大振幅時点に基づいて第２の電流検出信号ＣＤＴ２を生成する

二相−三相座標変換部２３ａは、電圧指令生成手段４から出力される交流回転機１の角周波数で回転する回転二軸座標（以下ｄｑ軸と称す）上の第１の電圧指令Ｖｄ１＊、Ｖｑ１＊と交流回転機１の第１の回転子位置θ１とに基づいて第１の三相電圧指令Ｖｕ１＊、Ｖｖ１＊、Ｖｗ１＊を出力する。同様に、二相−三相座標変換部２３ｂは、電圧指令生成手段４から出力されるｄｑ軸上の第２の電圧指令Ｖｄ２＊、Ｖｑ２＊と交流回転機１の第２の回転子位置θ２とに基づいて第２の三相電圧指令Ｖｕ２＊、Ｖｖ２＊、Ｖｗ２＊を出力する。なお、第１、第２の回転子位置θ１、θ２ついては後述する。

２組のｄｑ軸上の電圧指令（Ｖｄ１＊、Ｖｑ１＊）および（Ｖｄ２＊、Ｖｑ２＊）を、２組の三相電圧指令（Ｖｕ１＊、Ｖｖ１＊、Ｖｗ１＊）および（Ｖｕ２＊、Ｖｖ２＊、Ｖｗ２＊）へ座標変換する式を（１）式に示す。

ここで、交流回転機１の回転子位置θ（θ１、θ２）について説明する。交流回転機１が回転子に永久磁石を有する永久磁石同期機の場合には、交流回転機１の回転子位置θとは、交流回転機１の固定子のｕ相電機子巻線を基準とした回転二軸座標のｄ軸方向の角度のことである。一般に、回転子に配置された永久磁石のＮ極方向をｄ軸として定めるので、以下の説明もこれに従う。なお、交流回転機１が誘導機の場合には、任意に定めた固定位置をｄ軸として定めても良い。

図１において、回転子位置θは交流回転機１に備え付けの回転子位置検出手段５によって検出されているが、回転子位置検出手段５を備えずに、公知の交流回転機１の出力電流や電圧を用いて回転子位置θを推定するいわゆる位置センサレス制御技術を用いても良い。この場合、位相補正手段６も不要となる。ただし、交流回転機１の固定子の巻線配置の制約上、第１の三相巻線のｕ相電機子巻線の配置と第２の三相巻線のｕ相電機子巻線の配置とがずれていることがある。このことにより、交流回転機１が回転子に永久磁石を有する永久磁石同期機の場合には、第１の三相巻線のｕ相電機子巻線を基準に回転子に配置された永久磁石のＮ極方向の角度と第２の三相巻線のｕ相電機子巻線を基準に回転子に配置された永久磁石のＮ極方向の角度とにずれが生じ、第１の三相巻線を基準とした時と第２の三相巻線を基準とした時とでは回転子位置θが異なってしまう。

この回転子位置θの差異を補正する例として、図１に示した交流回転機制御システムでは、交流回転機１の回転子位置θ（第１の三相巻線を基準とした位置、第２の三相巻線を基準とした位置、あるいはその他回転子の任意の位置を基準とした位置のいずれでも良い）を回転子位置検出手段５で検出あるいは推定する。そして、位相補正手段６において、交流回転機１の回転子位置θに対して個別に補正した第１の三相巻線を基準とした回転子位置θ１、第２の三相巻線を基準とした回転子位置θ２を出力し、この回転子位置θ１、θ２に基づいて、ｄｑ軸から三相への変換（またはその逆）を行うようにしている。交流回転機１が誘導機の場合であっても、２組の三相巻線同士の配置のずれが制御性能に影響を及ぼす場合には、位相補正手段６を用いた回転子位置θの補正方法を適用しても良い。また、交流回転機１が同期機、誘導機の如何に関係なく２組の三相巻線同士の配置のずれが制御性能に影響を及ぼさない場合には、位相補正手段６での補正を省略しても良い。

スイッチング信号演算部２４ａは、第１の搬送波Ｃａ１と第１の三相電圧指令Ｖｕ１＊、Ｖｖ１＊、Ｖｗ１＊とに基づいて電力変換部２５ａへ三相スイッチング信号Ｓｕ１、Ｓｖ１、Ｓｗ１を出力する。同様に、スイッチング信号演算部２４ｂは、第２の搬送波Ｃａ２と第２の三相電圧指令Ｖｕ２＊、Ｖｖ２＊、Ｖｗ２＊とに基づいて電力変換部２５ｂへ三相スイッチング信号Ｓｕ２、Ｓｖ２、Ｓｗ２を出力する。これらの三相スイッチング信号を生成方式としては、三相電圧指令を変調波に変換して、変換した変調波と搬送波とを比較しＰＷＭ信号を得て、このＰＷＭ信号を三相スイッチング信号とする公知のＰＷＭ方式を用いる。

電力変換部２５ａは、ｕ相、ｖ相、ｗ相に対応する計３つのアーム２７ａ、２７ｂ、２７ｃを有している。ｕ相には２つのスイッチング素子２８ａ、２８ｂが直列接続されており、ｖ相には２つのスイッチング素子２８ｃ、２８ｄが直列接続されており、ｗ相には２つのスイッチング素子２８ｅ、２８ｆが直列接続されている。同様に、電力変換部２５ｂは、ｕ相、ｖ相、ｗ相に対応する計３つのアーム２７ｄ、２７ｅ、２７ｆを有している。ｕ相には２つのスイッチング素子２８ｇ、２８ｈが直列接続されており、ｖ相には２つのスイッチング素子２８ｉ、２８ｊが直列接続されており、ｗ相には２つのスイッチング素子２８ｋ、２８ｌが直列接続されている。

電力変換部２５ａは、三相スイッチング信号Ｓｕ１、Ｓｖ１、Ｓｗ１に基づいてスイッチング素子２８ａ、２８ｂ、２８ｃ、２８ｄ、２８ｅ、２８ｆをオンオフすることによって直流電圧源２６ａの直流電圧を交流電圧（ＰＷＭ電圧）に変換して交流回転機１の第１の三相巻線へ三相交流電圧Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１として出力する。また、電力変換部２５ｂは、三相スイッチング信号Ｓｕ２、Ｓｖ２、Ｓｗ２に基づいてスイッチング素子２８ｇ、２８ｈ、２８ｉ、２８ｊ、２８ｋ、２８ｌをオンオフすることによって直流電圧源２６ｂの直流電圧を交流電圧（ＰＷＭ電圧）に変換して交流回転機１の第２の三相巻線へ三相交流電圧Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２として出力する。つまり、電力変換部２５ａは、第１の搬送波Ｃａ１および第１の電圧指令Ｖｄ１＊、Ｖｑ１＊に基づいて交流回転機１の第１の三相巻線へ三相交流電圧Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１を出力し、電力変換部２５ｂは、第２の搬送波Ｃａ２および第２の電圧指令Ｖｄ２＊、Ｖｑ２＊に基づいて交流回転機１の第２の三相巻線へ三相交流電圧Ｖｕ２、Ｖｖ２、Ｖｗ２を出力することになる。なお、交流回転機１の第１の三相巻線から第１の三相電流Ｉ１（Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１）が出力され、第２の三相巻線から第２の三相電流Ｉ２（Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２）が出力される。

直流電圧源２６a、２６ｂとしては、直流電圧を出力する電源もしくは電池、単相もしくは三相の交流電源を公知のコンバータによって直流電圧を得るもの、または、公知のダイオード（ブリッジ）とコンデンサとを用いた整流回路などを適用することができる。また、図２では、電力変換部２５ａと電力変換部２５ｂとでは別の直流電圧源となっているが、電力変換部２５ａと電力変換部２５ｂとに共通の１つの直流電圧源を用いても良い。

第１の電流検出手段３ａは、第１の電流検出信号ＣＤＴ１に基づいて第１の三相電流Ｉ１（Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１）から所定のサンプリング周期Ｔｓで第１の三相電流検出値Ｉｕ１ｄ、Ｉｖ１ｄ、Ｉｗ１ｄを検出した上で、第１の三相電流検出値Ｉｕ１ｄ、Ｉｖ１ｄ、Ｉｗ１ｄを回転子位置θ１に基づいて交流回転機の角周波数で回転するｄｑ軸上の電流に変換し、第１の電流検出値Ｉｄ１、Ｉｑ１を電圧指令生成手段４へ出力する。一方、第２の電流検出手段３ｂは、第２の電流検出信号ＣＤＴ２に基づいて第２の三相電流Ｉ２（Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２）から所定のサンプリング周期Ｔｓで第２の三相電流検出値Ｉｕ２ｄ、Ｉｖ２ｄ、Ｉｗ２ｄを検出し、さらに後述の補正演算をした上で、第２の三相電流補正値Ｉｕ２ｘ、Ｉｖ２ｘ、Ｉｗ２ｘを回転子位置θ２に基づいて交流回転機の角周波数で回転するｄｑ軸上の電流に変換し、第２の電流検出値Ｉｄ２、Ｉｑ２を電圧指令生成手段４へ出力する。なお、第１の電流検出手段３ａ、第２の電流検出手段３ｂにおける電流検出の詳細については後述する。

電圧指令生成手段４は、第１の電流検出値Ｉｄ１、Ｉｑ１に基づいて第１の電圧指令Ｖｄ１＊、Ｖｑ１＊を出力し、第２の電流検出値Ｉｄ２、Ｉｑ２に基づいて第２の電圧指令Ｖｄ２＊、Ｖｑ２＊を出力する。例えば、ベクトル制御のような交流回転機１の三相電流を所望の電流指令に追従させる電流制御（フィードバック制御）が行われる場合には、比例積分制御などを用いて、各三相巻線のｄｑ軸上の電流Ｉｄ１、Ｉｑ１、Ｉｄ２、Ｉｑ２とｄｑ軸上の所望の電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊とに基づいて電圧指令Ｖｄ１＊、Ｖｑ１＊、Ｖｄ２＊、Ｖｑ２＊を（２）式〜（５）式から算出する。

Ｖｄ１＊＝Ｋｐｄ・（Ｉｄ＊−Ｉｄ１）＋Ｋｉｄ・（Ｉｄ＊−Ｉｄ１）／ｓ ・・（２）
Ｖｑ１＊＝Ｋｐｑ・（Ｉｑ＊−Ｉｑ１）＋Ｋｉｑ・（Ｉｑ＊−Ｉｑ１）／ｓ ・・（３）
Ｖｄ２＊＝Ｋｐｄ・（Ｉｄ＊−Ｉｄ２）＋Ｋｉｄ・（Ｉｄ＊−Ｉｄ２）／ｓ ・・（４）
Ｖｑ２＊＝Ｋｐｑ・（Ｉｑ＊−Ｉｑ２）＋Ｋｉｑ・（Ｉｑ＊−Ｉｑ２）／ｓ ・・（５）
ただし、ｓはラプラス演算子であり、１／ｓは１回の時間積分を意味する。また、Ｋｐｄは電流制御ｄ軸比例ゲイン、Ｋｉｄは電流制御ｄ軸積分ゲイン、Ｋｐｑは電流制御ｑ軸比例ゲイン、Ｋｉｑは電流制御ｑ軸積分ゲインであり、電流制御系が所望の応答で安定に動作する値に設定する。

また、所望のトルクを出力するようなトルク制御を行う場合には、所望のトルク指令を交流回転機１の電気的定数等に基づいてｑ軸電流指令Ｉｑ＊に換算すればよく、所望の速度で交流回転機１を駆動する速度制御を行う場合には、交流回転機１の制御装置に別途付加する速度制御手段において、所望の速度指令と回転子位置検出手段６で検出（あるいは推定）された回転子位置θの時間変化から換算される交流回転機１の回転速度との差分に基づいて比例積分制御を行うことによりｑ軸電流指令Ｉｑ＊を得るようにする。

ここで、第１の電流検出手段３ａの詳細について説明する。第１の電流検出手段３ａは、第１の電流検出信号ＣＤＴ１に基づいて交流回転機１の第１の三相巻線から出力される第１の三相電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１を所定のサンプリング周期Ｔｓで検出することで、第１の三相電流検出値Ｉｕ１ｄ、Ｉｖ１ｄ、Ｉｗ１ｄを検出する。その際、三相全てを検出する、あるいは、三相のうち二相の電流Ｉｕ１、Ｉｖ１のみ検出して、電流検出値Ｉｕ１ｄ、Ｉｖ１ｄに基づいて残りの一相の電流Ｉｗ１の電流検出値Ｉｗ１ｄを、Ｉｗ１ｄ＝−Ｉｕ１ｄ−Ｉｖ１ｄの関係から求めても良い。検出した第１の三相電流検出値Ｉｕ１ｄ、Ｉｖ１ｄ、Ｉｗ１ｄを回転子位置θ１に基づいて交流回転機１の角周波数で回転するｄｑ軸上の電流に変換し、第１の電流検出値Ｉｄ１、Ｉｑ１を出力する。第１の三相電流検出値Ｉｕ１ｄ、Ｉｖ１ｄ、Ｉｗ１ｄをｄｑ軸上の第１の電流検出値Ｉｄ１、Ｉｑ１へ座標変換する式を（６）式に示す。

第１の三相電流検出値Ｉｕ１ｄ、Ｉｖ１ｄ、Ｉｗ１ｄの検出のタイミングは、搬送波の正および負の各最大振幅時点が望ましいとされている。このことを、第１の搬送波Ｃａ１と、交流回転機１の第１の三相巻線へ出力する三相交流電圧（ＰＷＭ電圧）によって発生する交流回転機１の第１の三相巻線の相電圧と、交流回転機１の第１の三相巻線から出力される三相電流との関係から説明する。ここでは、交流回転機１の第１の三相巻線のうち、ｕ相巻線の例を用いて説明するが、ｖ相、ｗ相も同様である。

図３は、第１の搬送波Ｃａ１と交流回転機１の第１の三相巻線から出力されるｕ相電流Ｉｕ１との関係を拡大して示した図である。図３（ａ）には第１の搬送波Ｃａ１と第１の三相電圧指令Ｖｕ１＊に基づいて生成されるｕ相変調波Ｍｕ１、図３（ｂ）にはｕ相電圧Ｖｕｎ、図３（ｃ）にはｕ相電流Ｉｕ１をそれぞれ示している。ｕ相変調波Ｍｕ１は、スイッチング信号演算部２４ａにおいて生成される。例えば、第１の搬送波Ｃａ１が−０.５〜＋０.５の値を取るキャリア周波数ｆｃの三角波とすれば、スイッチング信号演算部２４ａは、直流電圧源２６ａの電圧値Ｖｄｃ１を取り込み、（７）式の演算を行うことによって、第１の三相巻線のｕ相変調波Ｍｕ１を生成することができる。なお、キャリア周波数ｆｃは通常所望の制御仕様に応じて数百Ｈｚ〜数十ｋＨｚの間に設定する。

Ｍｕ１＝Ｖｕ１＊／Ｖｄｃ１ ・・（７）

第１の搬送波Ｃａ１と、第１の三相電圧指令Ｖｕ１＊に基づいて生成されるｕ相変調波Ｍｕ１との大小比較により、スイッチング信号演算部２４ａは三相スイッチング信号Ｓｕ１を電力変換部２５ａへ出力し、三相スイッチング信号Ｓｕ１に基づいてスイッチング素子２８ａ、２８ｂをオンオフする。ｖ相、ｗ相についても同様のスイッチング動作が行われる。

このスイッチング動作により、第１の三相巻線へ三相交流電圧Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１を出力し、この結果、交流回転機１の第１の三相巻線のｕ相にｕ相電圧Ｖｕｎが発生する。電力変換手段２が交流回転機１の第１の三相巻線へ出力する三相交流電圧Ｖｕ１、Ｖｖ１、Ｖｗ１と第１の三相巻線のｕ相電圧Ｖｕｎとの関係は（８）式のように表される。

Ｖｕｎ＝（２Ｖｕ１−Ｖｖ１−Ｖｗ１）／３ ・・（８）

図３に示す第１の搬送波Ｃａ１、ｕ相変調波Ｍｕ１、ｕ相電圧Ｖｕｎ、およびｕ相電流Ｉｕ１の関係において、ｕ相変調波Ｍｕ１と第１の搬送波Ｃａ１との交点Ａ、Ｂの時点でスイッチング素子２８ａ、２８ｂがスイッチングされ、第１の三相巻線のｕ相電圧Ｖｕｎがステップ状に変化する。これに応じて第１の三相巻線のｕ相電流Ｉｕ１も脈動する。交点Ａ、Ｂはそれぞれ脈動ピーク時点となる。ｕ相変調波Ｍｕ１は、第１の搬送波Ｃａ１のキャリア周波数ｆｃが通常ｕ相変調波Ｍｕ１に対して高く設定されるため、第１の搬送波Ｃａ１に対してあまり急激な変化はしない。また、第１の搬送波Ｃａ１を前述の通り三角波波形とすると、第１の搬送波Ｃａ１の最大振幅時点Ｘの時刻ｔＸは、ｕ相変調波Ｍｕ１と第１の搬送波Ｃａ１とが交わる２つの交点Ａ、Ｂ（脈動ピーク時点Ａ、Ｂ）の時刻ｔＡ、ｔＢのほぼ中点となる。

この結果、第１の搬送波Ｃａ１の最大振幅時点Ｘの時刻ｔＸにて第１の三相巻線から出力されるｕ相電流検出値Ｉ１Ｘを検出すると、ｕ相電流検出値Ｉ１Ｘは脈動ピーク時点Ａ、Ｂの時刻ｔＡ、ｔＢでのｕ相電流検出値Ｉ１Ａ、Ｉ１Ｂのほぼ平均値となり、このタイミングで検出した電流値は基本波成分とほぼ等しい。つまり、第１の搬送波Ｃａ１の正および負の各最大振幅時点Ｘに電流検出のタイミングを設定することにより、スイッチング素子２８ａ、２８ｂのスイッチング動作に起因して発生する電流脈動分の影響を受けることなく、交流回転機１の三相巻線から出力される三相電流の基本波成分に近い値のｕ相電流検出値Ｉｕ１ｄを得ることができる。このことは、他のｖ相、ｗ相、もう片方の第２の三相巻線においても勿論当てはまる。

なお、第１の搬送波のＣａ１の最大振幅値近傍のタイミングは第１の三相巻線の各線間電圧が全て零になる電圧零期間のほぼ中心位置であり、電圧零期間のほぼ中心位置のタイミングで第１の三相巻線から出力される三相電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１の瞬時値を検出しても良い。このような電流検出方法を適用して、電流制御を行うことによって、応答性のよい電流制御が実現できる。

本実施の形態では、このような電流検出方法を適用して、第１の搬送波Ｃａ１の正および負の各最大振幅時点で電流検出が行われるように第１の電流検出信号ＣＤＴ１を生成する。例えば、第１の電流検出信号ＣＤＴ１を、第１の搬送波Ｃａ１の搬送波の正および負の各最大振幅近傍の期間のみＨ（Ｈｉｇｈ）レベルとし、それ以外の期間についてはＬ（Ｌｏｗ）レベルとなるようなパルス信号にした上で、第１の電流検出手段３ａにおいて、第１の電流検出信号ＣＤＴ１がＬレベルからＨレベルになった瞬間に、第１の三相電流検出値Ｉｕ１ｄ、Ｉｖ１ｄ、Ｉｗ１ｄを検出するようにすれば、第１の搬送波Ｃａ１の正および負の各最大振幅時点で三相電流を検出することができる。

第１の搬送波Ｃａ１の正および負の各最大振幅時点で電流検出が行われるようにすると、電流検出のサンプリング周期Ｔｓは、第１の搬送波Ｃａ１のキャリア周期１／ｆｃ［ｓｅｃ］の１／２の整数倍、すなわち、Ｔｓ＝ＮＮ／（２ｆｃ）［ｓｅｃ］（ＮＮ：は１以上の整数）となる。

通常、電圧指令生成手段４で行われる速度制御演算、電流制御演算、ベクトル制御演算をはじめとする電圧指令生成演算に関する処理は、マイコンを用いたディジタル制御による離散的な処理により行われる。この場合、第１の電流検出手段３ａにより検出された第１の電流検出値Ｉｄ１、Ｉｑ１を、Ａ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換によってマイコンのメモリに取り込み、マイコン内部で電圧指令生成演算処理を行い、ｄｑ軸上の第１の電圧指令Ｖｄ１＊、Ｖｑ１＊を出力する。なお、第１の三相電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１から検出された第１の三相電流検出値Ｉｕ１ｄ、Ｉｖ１ｄ、Ｉｗ１ｄを電圧指令生成手段４に取り込み、第１の三相電流検出値Ｉｕ１ｄ、Ｉｖ１ｄ、Ｉｗ１ｄからｄｑ軸上電流への座標変換演算処理を電圧指令生成手段４の内部で行う構成としても良い。

特に安価な汎用のマイコンを使用する場合には、第１の電流検出手段３ａにおける電流検出動作から第１の電流検出値Ｉｄ１、Ｉｑ１をＡ／Ｄ変換によってマイコンに取り込むまでの時間Ｔ１と比較して、マイコン内部で電圧指令生成演算処理を行い、ｄｑ軸上の第１の電圧指令Ｖｄ１＊、Ｖｑ１＊を出力するまでの時間Ｔ２がマイコンの性能上の制約から十分長くなることが多い（Ｔ１＜＜Ｔ２）。電圧指令生成手段４の内部で行う演算が複雑であるほど、Ｔ２の時間が長くなる。

時間Ｔ２の期間が電流検出のサンプリング周期Ｔｓより長い場合には、新たな電流を検出したとしても、１サンプリング前に取り込んだ電流検出値に基づいた電圧指令生成演算処理が完了していない限り、新たな電圧指令生成演算処理に移行できない。このような場合には、第１の搬送波Ｃａ１の正および負の各最大振幅時点全てのタイミングで電流を検出する必要がなく、Ｔ２＜Ｔｓの関係となるように、第１の搬送波Ｃａ１の正および負の各最大振幅時点の数点間隔で電流検出動作を行うようにする。すなわち、Ｔｓ＝ＮＮ／（２ｆｃ）［ｓｅｃ］のＮＮの値を２以上に設定する。以上が、第１の電流検出手段３ａについての説明である。

次に、本発明のポイントとなる第２の電流検出手段３ｂの詳細について説明する。第２の電流検出手段３ｂは、第２の電流検出信号ＣＤＴ２に基づいて交流回転機１の第２の三相巻線から出力される第２の三相電流Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２を所定のサンプリング周期Ｔｓで検出することで、第２の三相電流検出値Ｉｕ２ｄ、Ｉｖ２ｄ、Ｉｗ２ｄを検出する。その際、三相全てを検出する、あるいは、三相のうち二相の電流Ｉｕ２、Ｉｖ２のみ検出して、電流検出値Ｉｕ２ｄ、Ｉｖ２ｄに基づいて残りの一相の電流Ｉｗ２の電流検出値Ｉｗ２ｄを、Ｉｗ２ｄ＝−Ｉｕ２ｄ−Ｉｖ２ｄの関係から求めても良い。通常、所定のサンプリング周期Ｔｓは、第１の電流検出手段３ａと同じ周期に設定する。また、第２の電流検出手段３ｂにおいても、第１の電流検出手段３ａと同様に第２の搬送波Ｃａ２の正および負の各最大振幅時点で電流検出が行われるように、電流検出信号生成部２２は第２の電流検出信号ＣＤＴ２を生成する。

なお、後述の理由により、第２の電流検出手段３ｂは電流検出値補正部３１を備えており、電流検出値補正部３１により、直近の電流サンプリングのタイミングで検出した三相電流検出値Ｉｕ２ｄ、Ｉｖ２ｄ、Ｉｗ２ｄを、それ以前の複数回のサンプリングで検出した三相電流検出値Ｉｕ２ｄ、Ｉｖ２ｄ、Ｉｗ２ｄと、第１の搬送波Ｃａ１と第２の搬送波Ｃａ２との位相差とに基づいて補正演算する。この補正演算によって得られた補正後の三相電流補正値Ｉｕ２Ｘ、Ｉｖ２Ｘ、Ｉｗ２Ｘと回転子位置θ２とに基づいて交流回転機１の角周波数で回転するｄｑ軸上の電流に変換し、第２の電流検出値Ｉｄ２、Ｉｑ２を出力する点が、第１の電流検出手段３ａと異なる。三相電流補正値Ｉｕ２Ｘ、Ｉｖ２Ｘ、Ｉｗ２Ｘをｄｑ軸上の第２の電流検出値Ｉｄ２、Ｉｑ２へ座標変換する式を（９）式に示す。

前述のとおり、第１の搬送波Ｃａ１と第２の搬送波Ｃａ２との位相をずらすことによって交流回転機１の鉄損等の損失を低減し、変換効率向上を図るため、第１の三相巻線から出力される三相電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１を検出するタイミングの基準となる第１の搬送波Ｃａ１と、第２の三相巻線から出力される三相電流Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２を検出するタイミングの基準となる第２の搬送波Ｃａ２とでは位相が異なる。２組の三相巻線各々について各組の電流検出の基準となる搬送波の正および負の各最大振幅時点に電流検出のタイミングを設定すると、第１、第２の搬送波間の位相差の分、各組で電流検出のタイミングにずれが生じる。

図４は、第１の搬送波Ｃａ１に対して第２の搬送波Ｃａ２の位相が９０度進んでいる場合における、第１、第２の２つの搬送波間の位相差に起因する電流サンプリングのタイミングの差異の一例を示した図である。まず、第２の電流検出手段３ｂが電流検出値補正部３１を備えない構成について説明する。第１の電流検出手段３ａが交流回転機１の第１の三相巻線から出力される三相電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１を図４のＧ点のタイミングで検出すると、前述のとおり、第１の電流検出値Ｉｄ１、Ｉｑ１への座標変換処理した後で、電圧指令生成手段４はＡ／Ｄ変換によってマイコンのメモリに第１の電流検出値Ｉｄ１、Ｉｑ１を取り込み、マイコン内部で電圧指令生成演算処理を行い、ｄｑ軸上の第１の電圧指令Ｖｄ１＊、Ｖｑ１＊を出力する。また、第２の電流検出手段３ｂが交流回転機１の第２の三相巻線から出力される三相電流Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２を図４のＦ点のタイミングで検出すると、第２の電流検出値Ｉｄ２、Ｉｑ２への座標変換処理した後で、電圧指令生成手段４はＡ／Ｄ変換によってマイコンのメモリに第２の電流検出値Ｉｄ２、Ｉｑ２を取り込み、マイコン内部で電圧指令生成演算処理を行い、ｄｑ軸上の第２の電圧指令Ｖｄ２＊、Ｖｑ２＊を出力する。

これらのＡ／Ｄ変換や演算処理の基準を第１の三相巻線における第１の搬送波Ｃａ１に取る場合には、第１の三相巻線側においては図４のＧ点で第１の三相電流検出値Ｉｕ１ｄ、Ｉｖ１ｄ、Ｉｗ１ｄを検出した直後に電圧指令生成のための処理がなされるが、第２の三相巻線側においては図４のＦ点で検出した第２の三相電流検出値Ｉｕ２ｄ、Ｉｖ２ｄ、Ｉｗ２ｄに基づいて、Ｇ点のタイミングから電圧指令生成のための処理がなされる。このため、Ｆ点とＧ点との位相差（図４の場合９０度）に相当する時間分、演算処理が遅れることとなる。なお、この遅れ時間をＴｄｅとする。この遅れは通常、制御応答に影響を及ぼすレベルの大きさである。これらのＡ／Ｄ変換や演算処理の基準を第２の三相巻線における第２の搬送波Ｃａ２に取る場合も同様に、第１の三相巻線側における演算処理が、図４の場合では９０度に相当する遅れ時間Ｔｄｅ分、遅れることとなる。

このような場合、電圧指令生成手段４において、マイコンのメモリに電流検出値を取り込み、マイコン内部で電圧指令生成演算処理を行うタイミングが遅れ時間Ｔｄｅ分ずれるため、各三相巻線に対して個別に電圧指令生成演算処理を行う必要がある。このため、安価な汎用のマイコンへの個別の演算処理実装の困難さから、各三相巻線に対して個別のマイコンが必要になることがある。マイコンへのアルゴリズム実装やマイコンにおける演算処理の負荷への影響を考慮すると、Ａ／Ｄ変換によってマイコンのメモリに電流検出値を取り込み、マイコン内部で電圧指令生成演算処理を行うタイミングは、各三相巻線同時に行うことが望ましい。

そこで、片方の三相巻線側において生じる三相電流サンプリングのタイミングに対するＡ／Ｄ変換や演算処理の遅れの影響を小さくするために、第２の電流検出手段３ｂに電流検出値補正部３１を加える。電流検出値補正部３１は、直近の電流サンプリングのタイミングで検出した第２の三相電流検出値Ｉｕ２ｄ、Ｉｖ２ｄ、Ｉｗ２ｄを、それ以前の複数回のサンプリングで検出した第２の三相電流検出値Ｉｕ２ｄ、Ｉｖ２ｄ、Ｉｗ２ｄと、第１の搬送波Ｃａ１と第２の搬送波Ｃａ２との位相差とに基づいて補正演算する。なお、この位相差をθｄｅとする。遅れ時間Ｔｄｅは、位相差θｄｅ［度］を用いて（１０）式のように表すことができる。ここで、ＮＮは１以上の整数である。

電流検出値補正部３１の動作の詳細を説明する。直近の電流サンプリングのタイミングで検出した第２の三相電流検出値Ｉｕ２ｄ、Ｉｖ２ｄ、Ｉｗ２ｄから、補正演算によって補正後の三相電流補正値Ｉｕ２ｘ、Ｉｖ２ｘ、Ｉｗ２ｘを求める過程は、勿論ｕ相、ｖ相、ｗ相の各相とも同じ演算過程となることから、ここでは三相のうちの任意の１つの相について説明する。以下の説明において、直近の電流サンプリングのタイミングを図４におけるＦ点とし、Ｆ点の時刻を基準時刻ｔｎとし、Ｆ点で検出した電流検出値をＩ２０とする。また、１回前のサンプリングのタイミングＥ点（時刻ｔｎ−Ｔｓ）における電流検出値をＩ２１、２回前のサンプリングのタイミングＤ点（時刻ｔｎ−２Ｔｓ）における電流検出値をＩ２２とし、電圧指令生成のための演算処理がなされるＧ点のタイミング（時刻ｔｎ＋Ｔｄｅ)における電流推定値をＩ２Ｘとする。電流推定値Ｉ２Ｘは、三相電流補正値Ｉｕ２Ｘ、Ｉｖ２Ｘ、Ｉｗ２Ｘに相当する。

図５は、電流検出値補正部３１における電流推定の概念図である。電流検出値補正部３１は、第２の電流検出手段３ｂに取り込んだ第２の三相電流Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２の電流波形を時系列データとみなし、この電流波形を２次関数に置換えることによって、基準時刻Ｆ点（時刻ｔｎ）における電流検出値Ｉ２０と、１回前のサンプリングのタイミングＥ点（時刻ｔｎ−Ｔｓ）における電流検出値Ｉ２１と、２回前のサンプリングのタイミングＤ点（時刻ｔｎ−２Ｔｓ）における電流検出値Ｉ２２とを用いて、電圧指令生成のための処理がなされるタイミングＧ点（時刻ｔｎ＋Ｔｄｅ）における電流推定値Ｉ２ｘを推定する。図５において、電流検出値Ｉ２０〜電流推定値Ｉ２ｘを結ぶ曲線を時間ｔの２次関数に置換えている。このように２次関数に置換えると、電流検出値Ｉ２２、Ｉ２１、Ｉ２０、電流推定値Ｉ２ｘは、現在時刻ｔｎとサンプリング周期Ｔｓとを用いて（１１）式〜（１４）式のように表すことができる。

Ｉ２２＝ａ×(ｔｎ−２Ｔｓ)^２＋ｂ×(ｔｎ−２Ｔｓ)＋ｃ ・・（１１）
Ｉ２１＝ａ×(ｔｎ−Ｔｓ)^２＋ｂ×(ｔｎ−Ｔｓ)＋ｃ ・・（１２）
Ｉ２０＝ａ×ｔｎ^２＋ｂ×ｔｎ＋ｃ ・・（１３）
Ｉ２Ｘ＝ａ×(ｔｎ＋Ｔｓ＋Ｔｄｅ)^２＋ｂ×(ｔｎ＋Ｔｓ＋Ｔｄｅ)＋ｃ ・・（１４）

ただし、電流推定値Ｉ２ｘを求める演算を簡単にするため、第１の搬送波Ｃａ１と第２の搬送波Ｃａ２との位相差とに相当する時間Ｔｄｅを、係数Ｋｄｅとサンプリング周期Ｔｓを用いて（１５）式のように表す。
Ｔｄｅ＝Ｋｄｅ・Ｔｓ ・・（１５）
なお、（１０）式と（１５）式より係数Ｋｄｅは（１６）式から求めることができる。

（１１）式〜（１５）式から、係数ａ、ｂ、ｃ、およびｔｎ、Ｔｓを消去すると、図４のＧ点における電流推定値Ｉ２ｘは（１７）式のように表すことができる。

例えば、図４に示す第１の搬送波Ｃａ１と第２の搬送波Ｃａ２との位相差が９０度で、かつ第２の搬送波Ｃａ２の正および負の各最大振幅時点全てのタイミングで電流を検出する場合には、Ｋｄｅ＝０．５、ＮＮ＝１となることから、図４のＧ点における電流推定値Ｉ２ｘは（１８）式で表すことができる。

電流検出値補正部３１は、（１７）式の演算を行うことによって、直近（今回）の電流サンプリングのタイミングで検出した第２の三相電流検出値Ｉｕ２ｄ、Ｉｖ２ｄ、Ｉｗ２ｄを、それ以前の複数回のサンプリングで検出した第２の三相電流検出値Ｉｕ２ｄ、Ｉｖ２ｄ、Ｉｗ２ｄと、第１の搬送波Ｃａ１と第２の搬送波Ｃａ２との位相差θｄｅとに基づいて、補正後の三相電流補正値Ｉｕ２Ｘ、Ｉｖ２Ｘ、Ｉｗ２Ｘを算出する。このようにすれば、第１の電流検出手段３ａと第２の電流検出手段３ｂとで電流サンプリングのタイミングに差異が生じても、第１の電流検出手段３ａの電流サンプリングのタイミングと同じタイミングにおける第２の三相巻線側もおける三相電流検出値が近似的に得られ、第１の搬送波Ｃａ１と第２の搬送波Ｃａ２との位相差に起因する制御性能低下の影響を抑制することができる。

以上のように、第１の三相巻線の三相電流および第２の三相巻線の三相電流の両方の電流を、電流検出の所望のタイミングとされる搬送波の正および負の各最大振幅時点でのサンプリングを可能としながらも、同時に、制御演算を同時処理した場合に少なくとも片方の三相巻線において発生する電流検出から制御演算処理を開始するまでの無駄時間の影響を小さくすることができ、応答の良好な制御性能を得ることができる。

また、電流検出信号生成部２２は、第１の搬送波Ｃａ１の正および負の各最大振幅時点に基づいて第１の電流検出信号ＣＤＴ１を生成し、第２の搬送波Ｃａ２の正および負の各最大振幅時点に基づいて第２の電流検出信号ＣＤＴ２を生成することにより、電流検出の所望のタイミングを第１の電流検出手段３ａと第２の電流検出手段３ｂとの両方に伝送することができるので、電流検出の所望のタイミングとされる搬送波の正および負の各最大振幅時点となるタイミングと、実際の第１の電流検出手段３ａと第２の電流検出手段３ｂとが電流を検出するタイミングとを精度良く一致させることができる。この結果、より高い応答の良好な制御性能を得ることができる。

１ 交流回転機、２ 電力変換手段、３ａ 第１の電流検出手段、３ｂ 第２の電流検出手段、４ 電圧指令生成手段、５ 回転子位置検出手段、６ 位相補正手段、２１ 搬送波生成部、２２ 電流検出信号生成部、２３ａ，２３ｂ 二相−三相座標変換部、２４ａ，２４ｂ スイッチング信号演算部、２５ａ，２５ｂ 電力変換部、２６ａ，２６ｂ 直流電圧源、２７ａ〜２７ｆ アーム、２８ａ〜２８ｌ スイッチング素子、３１ 電流検出値補正部。

Claims (1)

1. 第１および第２の三相巻線を有する交流回転機を制御する交流回転機の制御装置であって、
   第１の搬送波および前記第１の搬送波と位相の異なる第２の搬送波を生成する搬送波生成部、前記第１の搬送波に基づいて第１の電流検出信号を生成し、前記第２の搬送波に基づいて第２の電流検出信号を生成する電流検出信号生成部、および、前記第１の搬送波および第１の電圧指令に基づいて前記第１の三相巻線へ電圧を出力し、前記第２の搬送波および第２の電圧指令に基づいて前記第２の三相巻線へ電圧を出力する電力変換部を有する電力変換手段と、
   前記第１の電流検出信号に基づいて前記第１の三相巻線に流れる電流を所定のサンプリング周期で検出し、第１の電流検出値を出力する第１の電流検出手段と、
   前記第２の電流検出信号に基づいて前記第２の三相巻線に流れる電流を前記所定のサンプリング周期で検出し、第２の電流検出値を出力する第２の電流検出手段と、
   前記第１の電流検出値に基づいて前記第１の電圧指令を演算し、前記第２の電流検出値に基づいて前記第２の電圧指令を演算する電圧指令生成手段とを備え、
   前記第２の電流検出手段は、前記所定のサンプリング周期で得られる直近およびそれ以前の複数回の前記第２の電流検出値と前記第１の搬送波と前記第２の搬送波との位相差とに基づいて、前記第２の電流検出値を推定することを特徴とする交流回転機の制御装置。

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