JPH0822146B2 - 電圧形多相ｐｗｍインバータの制御装置 - Google Patents
電圧形多相ｐｗｍインバータの制御装置Info
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- JPH0822146B2 JPH0822146B2 JP5177785A JP17778593A JPH0822146B2 JP H0822146 B2 JPH0822146 B2 JP H0822146B2 JP 5177785 A JP5177785 A JP 5177785A JP 17778593 A JP17778593 A JP 17778593A JP H0822146 B2 JPH0822146 B2 JP H0822146B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は直流電圧をスイッチング
して出力電圧を所望値に制御する多相ＰＷＭインバータ
の出力電流を検出する多相ＰＷＭインバータに関する。
して出力電圧を所望値に制御する多相ＰＷＭインバータ
の出力電流を検出する多相ＰＷＭインバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】直流電圧をスイッチングして出力電圧の
基本波成分を所望の値に制御する電力変換器としては、
誘導電動機の可変速駆動などに用いられるパルス幅変調
（以下ＰＷＭと略称する）インバータや直流電動機の駆
動用としてチョッパなどがある。一般に、これら電力変
換器の出力電流はスイッチングされる出力電圧に対応し
て基本波成分に脈動成分が重畳して波形となる。このよ
うな出力電流を検出して電流制御を行うためにはできる
だけ基本波成分のみを抽出して脈動成分の影響の少ない
検出値として取り出すことが望まれる。
基本波成分を所望の値に制御する電力変換器としては、
誘導電動機の可変速駆動などに用いられるパルス幅変調
（以下ＰＷＭと略称する）インバータや直流電動機の駆
動用としてチョッパなどがある。一般に、これら電力変
換器の出力電流はスイッチングされる出力電圧に対応し
て基本波成分に脈動成分が重畳して波形となる。このよ
うな出力電流を検出して電流制御を行うためにはできる
だけ基本波成分のみを抽出して脈動成分の影響の少ない
検出値として取り出すことが望まれる。
【０００３】一方、マイクロプロセッサなどを用いたデ
ィジタル制御装置では所定周期毎に電流制御を実行す
る。電力変換器の出力電流の検出もこの制御周期毎に行
われる。このため、脈動する電力変換器出力電流をどの
時点で検出するかによって得られる値が大きく変動す
る。このような検出値は電流制御を行う検出値としては
不適当である。
ィジタル制御装置では所定周期毎に電流制御を実行す
る。電力変換器の出力電流の検出もこの制御周期毎に行
われる。このため、脈動する電力変換器出力電流をどの
時点で検出するかによって得られる値が大きく変動す
る。このような検出値は電流制御を行う検出値としては
不適当である。
【０００４】従来、電流検出値の脈動成分を取り除くに
は電流検出器の電流検出値を低域通過フィルタを用いて
平滑している。平滑した脈動成分の少ない電流検出値を
制御周期毎に取り込むことにより、電力変換器の出力電
流の基本波成分の検出が可能となる。
は電流検出器の電流検出値を低域通過フィルタを用いて
平滑している。平滑した脈動成分の少ない電流検出値を
制御周期毎に取り込むことにより、電力変換器の出力電
流の基本波成分の検出が可能となる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかし、低域通過フィ
ルタを用いると基本波成分と除去したい脈動成分との周
波数が接近している場合にはフィルタによって基本波成
分を正確に検出して脈動成分を除去することが難しくな
る。また、フィルタによる時間遅れのため電流検出値の
位相が遅れてしまい、瞬時の電流値として検出できない
という問題点がある。
ルタを用いると基本波成分と除去したい脈動成分との周
波数が接近している場合にはフィルタによって基本波成
分を正確に検出して脈動成分を除去することが難しくな
る。また、フィルタによる時間遅れのため電流検出値の
位相が遅れてしまい、瞬時の電流値として検出できない
という問題点がある。
【０００６】このような問題点を解決し、制御周期毎に
脈動成分の影響が少なくしかも遅れのない瞬時電流を検
出する方法として、電力変換器のスイッチング信号（点
弧パルス信号）に同期して出力電流を検出する方法が考
えられている。この方法によれば、点弧パルス信号に対
応して脈動する電流波形の特定の時点の電流値を検出す
るため、低域通過フィルタなどを用いることなく脈動成
分の影響のない電流値を得ることができる。しかも、得
られた電流値はフィルタを通していないので位相の遅れ
がなく検出した時点の瞬時の電流値となる。
脈動成分の影響が少なくしかも遅れのない瞬時電流を検
出する方法として、電力変換器のスイッチング信号（点
弧パルス信号）に同期して出力電流を検出する方法が考
えられている。この方法によれば、点弧パルス信号に対
応して脈動する電流波形の特定の時点の電流値を検出す
るため、低域通過フィルタなどを用いることなく脈動成
分の影響のない電流値を得ることができる。しかも、得
られた電流値はフィルタを通していないので位相の遅れ
がなく検出した時点の瞬時の電流値となる。
【０００７】以上述べた点弧パルス信号に同期して電流
検出を行う方法は、チョッパ制御装置やサイリスタレオ
ナード装置のように決められた周期に１回だけ点弧パル
スが出力されるものにおいては電流検出周期がほぼ一定
となるため１回の電流検出に要する時間や制御処理に必
要な時間が問題になることはない。しかし、ＰＷＭイン
バータのようにスイッチング信号の時間間隔が変調され
るものではスイッチング信号に対応して電流検出周期が
変動する。このため、オンオフの時間間隔が変調され狭
くなった時点では、１回の電流検出に要する時間よりパ
ルス間隔のほうが狭くなる場合がある。さらに、スイッ
チング信号に同期して制御処理を行う場合には、パルス
間隔が狭い時点において１回の制御処理に要する時間よ
りパルス間隔のほうが短くなり、処理時間が不足するな
どの問題点がある。
検出を行う方法は、チョッパ制御装置やサイリスタレオ
ナード装置のように決められた周期に１回だけ点弧パル
スが出力されるものにおいては電流検出周期がほぼ一定
となるため１回の電流検出に要する時間や制御処理に必
要な時間が問題になることはない。しかし、ＰＷＭイン
バータのようにスイッチング信号の時間間隔が変調され
るものではスイッチング信号に対応して電流検出周期が
変動する。このため、オンオフの時間間隔が変調され狭
くなった時点では、１回の電流検出に要する時間よりパ
ルス間隔のほうが狭くなる場合がある。さらに、スイッ
チング信号に同期して制御処理を行う場合には、パルス
間隔が狭い時点において１回の制御処理に要する時間よ
りパルス間隔のほうが短くなり、処理時間が不足するな
どの問題点がある。
【０００８】また、点弧パルスに同期して電力変換器の
出力電流を検出する方法では脈動成分の影響の少ない電
流検出を実現できるが、検出値は点弧パルスの時点に対
応して、電流脈動のピーク時の電流値となり、出力電流
の基本波成分を表わす平均値の電流検出値が得られない
という欠点もある。
出力電流を検出する方法では脈動成分の影響の少ない電
流検出を実現できるが、検出値は点弧パルスの時点に対
応して、電流脈動のピーク時の電流値となり、出力電流
の基本波成分を表わす平均値の電流検出値が得られない
という欠点もある。
【０００９】本発明の目的とするところは脈動成分の影
響が少ない電圧形多相ＰＷＭインバータ制御装置を提供
することにある。
響が少ない電圧形多相ＰＷＭインバータ制御装置を提供
することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明は、多相電圧形Ｐ
ＷＭインバータの出力電圧で交流モータを駆動するもの
において、ＰＷＭの搬送波の正および負の各最大振幅時
点で、各相の相電流の瞬時値を検出して取り込む手段
と、特定のサンプリング周期毎に前記交流モータの速度
を演算する手段と、前記サンプリング周期毎に前記交流
モータの速度検出値と速度指令値とからトルク電流指令
値を演算する手段と、前記正および負の各最大振幅時点
で検出した各相相電流の瞬時値と前記トルク電流指令値
および設定された励磁電流指令とからベクトル制御演算
を実行して、電圧形ＰＷＭインバータに対する各相電圧
指令の瞬時値を演算する手段と、この演算された電圧指
令の瞬時値に基づいてＰＷＭ信号を演算し、このＰＷＭ
信号により多相電圧形ＰＷＭインバータを制御する手段
とを備えたことを特徴とする。
ＷＭインバータの出力電圧で交流モータを駆動するもの
において、ＰＷＭの搬送波の正および負の各最大振幅時
点で、各相の相電流の瞬時値を検出して取り込む手段
と、特定のサンプリング周期毎に前記交流モータの速度
を演算する手段と、前記サンプリング周期毎に前記交流
モータの速度検出値と速度指令値とからトルク電流指令
値を演算する手段と、前記正および負の各最大振幅時点
で検出した各相相電流の瞬時値と前記トルク電流指令値
および設定された励磁電流指令とからベクトル制御演算
を実行して、電圧形ＰＷＭインバータに対する各相電圧
指令の瞬時値を演算する手段と、この演算された電圧指
令の瞬時値に基づいてＰＷＭ信号を演算し、このＰＷＭ
信号により多相電圧形ＰＷＭインバータを制御する手段
とを備えたことを特徴とする。
【００１１】
【作用】搬送波の正および負の各最大振幅時点は、半周
期に対応するのに加えて、ちょうど電圧ゼロ区間に対応
し、さらに、その中点近傍に対応する。従って、このタ
イミングで各相の相電流の瞬時値を検出し、ベクトル制
御条件を満すよう電圧指令を演算することで、応答の良
好な制御装置を実現することができる。
期に対応するのに加えて、ちょうど電圧ゼロ区間に対応
し、さらに、その中点近傍に対応する。従って、このタ
イミングで各相の相電流の瞬時値を検出し、ベクトル制
御条件を満すよう電圧指令を演算することで、応答の良
好な制御装置を実現することができる。
【００１２】すなわち、多相電圧形ＰＷＭインバータで
は、搬送波の半周期毎に、電圧モードが制御される。こ
れは、３相電圧指令と三角波状の搬送波との交点は、搬
送波の正の最大振幅時点と負の最大振幅時点との間（搬
送波の半周期）で、各相とも１つ、存在するためであ
る。従って、搬送波の半周期毎に、多相ＰＷＭインバー
タの出力電圧が制御される。
は、搬送波の半周期毎に、電圧モードが制御される。こ
れは、３相電圧指令と三角波状の搬送波との交点は、搬
送波の正の最大振幅時点と負の最大振幅時点との間（搬
送波の半周期）で、各相とも１つ、存在するためであ
る。従って、搬送波の半周期毎に、多相ＰＷＭインバー
タの出力電圧が制御される。
【００１３】交流モータのベクトル制御では、交流モー
タに流れる交流電流のうち、トルク電流成分と励磁電流
成分とを独立に制御する必要がある。従って、上記の関
係から、少なくとも搬送波の半周期に１回は、与えられ
た電圧モードに対応して交流モータに流れる電流を検出
して、その電流のトルク電流成分と励磁電流成分とがベ
クトル制御条件を満たすよう、各相の電圧指令を演算
し、それに基づきＰＷＭ信号を演算する必要がある。
タに流れる交流電流のうち、トルク電流成分と励磁電流
成分とを独立に制御する必要がある。従って、上記の関
係から、少なくとも搬送波の半周期に１回は、与えられ
た電圧モードに対応して交流モータに流れる電流を検出
して、その電流のトルク電流成分と励磁電流成分とがベ
クトル制御条件を満たすよう、各相の電圧指令を演算
し、それに基づきＰＷＭ信号を演算する必要がある。
【００１４】いま、搬送波の正および負の各最大振幅時
点は、半周期に対応するのに加えて、ちょうど電圧ゼロ
区間に対応し、さらに、その中点近傍に対応する。従っ
て、このタイミングで各相の相電流の瞬時値を検出し、
ベクトル制御条件を満たすよう電圧指令を演算すること
で、応答の良好な制御装置を実現することができる。
点は、半周期に対応するのに加えて、ちょうど電圧ゼロ
区間に対応し、さらに、その中点近傍に対応する。従っ
て、このタイミングで各相の相電流の瞬時値を検出し、
ベクトル制御条件を満たすよう電圧指令を演算すること
で、応答の良好な制御装置を実現することができる。
【００１５】
【実施例】図１はＰＷＭインバータで誘導電動機を駆動
する場合の実施例である。図１においてＰＷＭインバー
タ１には交流電源２の交流電圧を順変換器３で直流に変
換しコンデンサ４で平滑された直流電圧が入力される。
ＰＷＭインバータ１は直流入力電圧をパルス幅変調し誘
導電動機６に加える。誘導電動機６にロータリエンコー
ダ７が直結されており、ロータリエンコーダ７の出力パ
ルスはカウンタ８により計数される。マイクロコンピュ
ータ（以後、マイコンと略称する）９はカウンタ８の計
数値を一定時間毎に読込んで誘導電動機６の速度を演算
する。マイコン９は例えば１０ｍｓ毎の時間割込み処理
によって速度演算を実行する。誘導電動機６に流れる電
流は電流検出器１０で検出され、マルチプレクサ１１を
介してＡ／Ｄ変換器１２に入力される。マイコン９は後
述するようにして与えられる電流検出タイミング信号を
入力するとマルチプレクサの相アドレスを指定する。マ
ルチプレクサ１１は指定された相の電流検出値をＡ／Ｄ
変換器１２に印加する。Ａ／Ｄ変換器１２はマイコン９
からＡ／Ｄ変換起動信号を与えられると電流検出値をデ
ィジタル量に変換する。マイコン９はＡ／Ｄ変換が終了
するとその値を電流検出値として取り込み入力する。１
つの相の電流取り込みが終了すると同様な処理を行い他
の２つの相の電流検出値を取り込む。これらの電流検出
値の取り込みは０．５〜１ｍＳの間に行われる。一方、
マイコン９は速度指令回路１３から速度指令値を取り込
み入力する。速度指令値の取り込みは例えば１０ｍＳ間
隔で行う。
する場合の実施例である。図１においてＰＷＭインバー
タ１には交流電源２の交流電圧を順変換器３で直流に変
換しコンデンサ４で平滑された直流電圧が入力される。
ＰＷＭインバータ１は直流入力電圧をパルス幅変調し誘
導電動機６に加える。誘導電動機６にロータリエンコー
ダ７が直結されており、ロータリエンコーダ７の出力パ
ルスはカウンタ８により計数される。マイクロコンピュ
ータ（以後、マイコンと略称する）９はカウンタ８の計
数値を一定時間毎に読込んで誘導電動機６の速度を演算
する。マイコン９は例えば１０ｍｓ毎の時間割込み処理
によって速度演算を実行する。誘導電動機６に流れる電
流は電流検出器１０で検出され、マルチプレクサ１１を
介してＡ／Ｄ変換器１２に入力される。マイコン９は後
述するようにして与えられる電流検出タイミング信号を
入力するとマルチプレクサの相アドレスを指定する。マ
ルチプレクサ１１は指定された相の電流検出値をＡ／Ｄ
変換器１２に印加する。Ａ／Ｄ変換器１２はマイコン９
からＡ／Ｄ変換起動信号を与えられると電流検出値をデ
ィジタル量に変換する。マイコン９はＡ／Ｄ変換が終了
するとその値を電流検出値として取り込み入力する。１
つの相の電流取り込みが終了すると同様な処理を行い他
の２つの相の電流検出値を取り込む。これらの電流検出
値の取り込みは０．５〜１ｍＳの間に行われる。一方、
マイコン９は速度指令回路１３から速度指令値を取り込
み入力する。速度指令値の取り込みは例えば１０ｍＳ間
隔で行う。
【００１６】マイコン９は上述のようにして誘導電動機
６の速度および電流を検出し、誘導電動機６の速度が速
度指令値に応答するように速度制御処理を実行する。こ
の制御処理によって誘導電動機６に印加すべき電圧指令
値を出力する。瞬時電圧波形発生回路１４は電圧指令値
に応じて正弦波形の３相分の瞬時電圧信号（変調波信
号）を発生する。この変調波信号と搬送波信号発生回路
１５から出力される三角波形の搬送波信号とを比較器１
６で比較することにより、ＰＷＭインバータ１を制御す
るためのＰＷＭ信号が得られる。このＰＷＭ信号をＰＷ
Ｍインバータ１に加えることにより、誘導電動機６を速
度指令回路１３から与えられる速度指令値に制御するこ
とができる。
６の速度および電流を検出し、誘導電動機６の速度が速
度指令値に応答するように速度制御処理を実行する。こ
の制御処理によって誘導電動機６に印加すべき電圧指令
値を出力する。瞬時電圧波形発生回路１４は電圧指令値
に応じて正弦波形の３相分の瞬時電圧信号（変調波信
号）を発生する。この変調波信号と搬送波信号発生回路
１５から出力される三角波形の搬送波信号とを比較器１
６で比較することにより、ＰＷＭインバータ１を制御す
るためのＰＷＭ信号が得られる。このＰＷＭ信号をＰＷ
Ｍインバータ１に加えることにより、誘導電動機６を速
度指令回路１３から与えられる速度指令値に制御するこ
とができる。
【００１７】図２に、電流検出タイミング信号とＰＷＭ
信号を発生する回路１４，１５，１６の詳細図を示す。
信号を発生する回路１４，１５，１６の詳細図を示す。
【００１８】瞬時電圧波形発生回路１４は、Ｄ／Ａ変換
器１７，１９，２０，９０゜位相差の２相正弦波信号を
発生する発振器１８およびアナログ掛算器２１，２２か
ら構成される。なお、図２には１相分の瞬時電圧波形発
生回路のみを示してある。瞬時電圧波形発生回路１４に
はマイコン９から、本実施例では瞬時電圧波形を発生す
るための指令として、瞬時電圧の周波数指令値ｆ1＊と
瞬時電圧を２つの直交する座標軸成分で表わしたときの
２つの成分の大きさの指令値Ｖｍ＊，Ｖｔ＊とが与えら
れる。周波数指令値ｆ1＊はＤ／Ａ変換器１７でアナロ
グ量に変換され２相発振器１８に加えられる。２相発振
器１８はｆ1＊の周波数で９０゜位相差の２相正弦波信
号ｓｉｎ２πｆ1＊ｔ，ｃｏｓπｆ1＊ｔを出力する。一
方、瞬時電圧の２軸方向成分Ｖｍ＊，Ｖｔ＊はそれぞれ
Ｄ／Ａ変換器１９，２０でアナログ量に変換される。ア
ナログ量の励磁成分指令値Ｖｍ＊は掛算器２１で２相発
振器１８の出力信号ｓｉｎ２πｆ1＊ｔと掛け合わさ
れ、同様にトルク成分指令値Ｖｔ＊はｃｏｓπｆ1＊ｔ
と掛け合わされる。両掛算器２１，２２の出力を加算す
ることにより１相分の瞬時電圧指令値Ｖ1＊が得られ
る。瞬時電圧指令値Ｖ1＊は次式のように表わされる。
器１７，１９，２０，９０゜位相差の２相正弦波信号を
発生する発振器１８およびアナログ掛算器２１，２２か
ら構成される。なお、図２には１相分の瞬時電圧波形発
生回路のみを示してある。瞬時電圧波形発生回路１４に
はマイコン９から、本実施例では瞬時電圧波形を発生す
るための指令として、瞬時電圧の周波数指令値ｆ1＊と
瞬時電圧を２つの直交する座標軸成分で表わしたときの
２つの成分の大きさの指令値Ｖｍ＊，Ｖｔ＊とが与えら
れる。周波数指令値ｆ1＊はＤ／Ａ変換器１７でアナロ
グ量に変換され２相発振器１８に加えられる。２相発振
器１８はｆ1＊の周波数で９０゜位相差の２相正弦波信
号ｓｉｎ２πｆ1＊ｔ，ｃｏｓπｆ1＊ｔを出力する。一
方、瞬時電圧の２軸方向成分Ｖｍ＊，Ｖｔ＊はそれぞれ
Ｄ／Ａ変換器１９，２０でアナログ量に変換される。ア
ナログ量の励磁成分指令値Ｖｍ＊は掛算器２１で２相発
振器１８の出力信号ｓｉｎ２πｆ1＊ｔと掛け合わさ
れ、同様にトルク成分指令値Ｖｔ＊はｃｏｓπｆ1＊ｔ
と掛け合わされる。両掛算器２１，２２の出力を加算す
ることにより１相分の瞬時電圧指令値Ｖ1＊が得られ
る。瞬時電圧指令値Ｖ1＊は次式のように表わされる。
【００１９】 Ｖ1＊＝Ｖｍ＊ｓｉｎ２πｆ1＊ｔ＋Ｖｔ＊ｃｏｓ２πｆ1＊ｔ ＝Ｖ1＊ｓｉｎ（２πｆ1＊ｔ＋θｖ＊） ………………（数１）
【００２０】
【数２】
【００２１】
【数３】
【００２２】この瞬時電圧指令値Ｖ1＊が正弦波形の変
調波信号Ｍとなる。搬送波信号発生回路１５はクロック
パルス発生器２４、アップダウンカウンタ２５、Ｄ／Ａ
変換器２６、最大値判別回路２７、最小値判別回路２
８、オア回路２９およびフリップフロップ３０とから構
成される。
調波信号Ｍとなる。搬送波信号発生回路１５はクロック
パルス発生器２４、アップダウンカウンタ２５、Ｄ／Ａ
変換器２６、最大値判別回路２７、最小値判別回路２
８、オア回路２９およびフリップフロップ３０とから構
成される。
【００２３】搬送波信号発生回路１５の動作を図３を用
いて説明する。クロックパルス発生器２４から出力され
るクロックパルスａはアップダウンカウンタ２５で計数
される。カウンタ２５のカウント値は図３のｃのように
変化する。カウンタ２５のカウント値は最大値判別回路
２７で設定最大値（搬送波の正の最大振幅値に相当す
る）と比較され、カウント値が設定最大値と等しくなる
とオーバフローパルスｂを出力する。パルスｂはオア回
路２９を通ってフリップフロップ３０に加えられる。フ
リップフロップ３０はその出力を「１」レベルから
「０」レベルにする。カウンタ２５ではフリップフロッ
プ３０の出力状態に応じてアップカウントとダウンカウ
ントとの切替えを行い、カウンタ２５のカウント値が最
大値になるとダウンカウントに切替わる。同様に、カウ
ント値が最小値（搬送波の負の最大振幅値に相当する）
に等しくなると最小値判別回路２８よりアンダーフロー
パルスｄが出力される。カウンタ２５はアンダーフロー
パルスｄを入力するとダウンカウントからアップカウン
トに切替わる。カウンタ２５はこのような動作を繰返し
行い最大値と最小値の間を変化する三角波状のカウント
値ｃを出力する。カウント値ｃをＤ／Ａ変換器２６でア
ナログ量に変換することにより図２に示す如き搬送波信
号Ｔが得られる。一方、オア回路２９の出力信号ｆは搬
送波信号Ｔの正負の最大振幅値のときに発生する。この
信号ｆが電流検出タイミング信号ＣＤＴとしてマイコン
９に与えられる。
いて説明する。クロックパルス発生器２４から出力され
るクロックパルスａはアップダウンカウンタ２５で計数
される。カウンタ２５のカウント値は図３のｃのように
変化する。カウンタ２５のカウント値は最大値判別回路
２７で設定最大値（搬送波の正の最大振幅値に相当す
る）と比較され、カウント値が設定最大値と等しくなる
とオーバフローパルスｂを出力する。パルスｂはオア回
路２９を通ってフリップフロップ３０に加えられる。フ
リップフロップ３０はその出力を「１」レベルから
「０」レベルにする。カウンタ２５ではフリップフロッ
プ３０の出力状態に応じてアップカウントとダウンカウ
ントとの切替えを行い、カウンタ２５のカウント値が最
大値になるとダウンカウントに切替わる。同様に、カウ
ント値が最小値（搬送波の負の最大振幅値に相当する）
に等しくなると最小値判別回路２８よりアンダーフロー
パルスｄが出力される。カウンタ２５はアンダーフロー
パルスｄを入力するとダウンカウントからアップカウン
トに切替わる。カウンタ２５はこのような動作を繰返し
行い最大値と最小値の間を変化する三角波状のカウント
値ｃを出力する。カウント値ｃをＤ／Ａ変換器２６でア
ナログ量に変換することにより図２に示す如き搬送波信
号Ｔが得られる。一方、オア回路２９の出力信号ｆは搬
送波信号Ｔの正負の最大振幅値のときに発生する。この
信号ｆが電流検出タイミング信号ＣＤＴとしてマイコン
９に与えられる。
【００２４】以上のようにして得られた瞬時電圧波形信
号Ｖ1＊と搬送波信号Ｔとを比較器１６で大きさを比較
することにより１相分のＰＷＭ信号ＰＷＭが得られる。
他の２相のＰＷＭ信号はそれぞれ１２０゜ずつ位相のず
れた各相の瞬時電圧波形信号と同一の搬送波信号Ｔとを
比較することにより求まる。なお本実施例では搬送波周
波数は瞬時電圧信号Ｖ1＊（変調波信号Ｍ）の周波数と
関係なく一定であり、変調波信号Ｍと搬送波信号Ｔとの
同期はとっていない。
号Ｖ1＊と搬送波信号Ｔとを比較器１６で大きさを比較
することにより１相分のＰＷＭ信号ＰＷＭが得られる。
他の２相のＰＷＭ信号はそれぞれ１２０゜ずつ位相のず
れた各相の瞬時電圧波形信号と同一の搬送波信号Ｔとを
比較することにより求まる。なお本実施例では搬送波周
波数は瞬時電圧信号Ｖ1＊（変調波信号Ｍ）の周波数と
関係なく一定であり、変調波信号Ｍと搬送波信号Ｔとの
同期はとっていない。
【００２５】次に、マイコン９の制御処理内容を図４を
用いて説明する。図１の実施例は誘導電動機に流れる電
流を誘導電動機の回転磁束に平行な成分（励磁電流成
分）とそれに直交する成分（トルク電流成分）とに分解
して、各成分を独立に制御することにより、直流機並み
の高応答制御を実現するものとなっている。マイコン９
はこのような制御処理をソフトウエア処理によって行う
が、理解を容易にするため処理内容をアナログ回路的に
表わしたものが図４である。図４の破線９内がマイコン
の処理内容を表わす。マイコン９は一定時間毎（約１０
ｍＳ毎）のタイマ割込みによって速度制御タスクが起動
されて速度制御処理を行い、また搬送波信号Ｔの最大振
幅時点毎（約１ｍＳ毎）の割込みパルスＣＤＴによって
電流検出タスクが起動されて電流検出処理および電流制
御処理を行う。以下、それぞれの処理について説明す
る。
用いて説明する。図１の実施例は誘導電動機に流れる電
流を誘導電動機の回転磁束に平行な成分（励磁電流成
分）とそれに直交する成分（トルク電流成分）とに分解
して、各成分を独立に制御することにより、直流機並み
の高応答制御を実現するものとなっている。マイコン９
はこのような制御処理をソフトウエア処理によって行う
が、理解を容易にするため処理内容をアナログ回路的に
表わしたものが図４である。図４の破線９内がマイコン
の処理内容を表わす。マイコン９は一定時間毎（約１０
ｍＳ毎）のタイマ割込みによって速度制御タスクが起動
されて速度制御処理を行い、また搬送波信号Ｔの最大振
幅時点毎（約１ｍＳ毎）の割込みパルスＣＤＴによって
電流検出タスクが起動されて電流検出処理および電流制
御処理を行う。以下、それぞれの処理について説明す
る。
【００２６】まず、速度制御タスクでは、ロータリエン
コーダの出力パルスのカウント値をカウンタ８から読み
出し、そのカウント値から速度演算手段３８によって速
度検出値ｆｒを計算する。マイコン９はこの値をメモリ
に格納する。次に、速度指令値ｆｒ＊を速度指令設定回
路１３１より取り込みメモリに格納する。メモリから読
み出した速度検出値ｆｒと速度指令値ｆｒ＊との差を計
算し、速度制御処理３９を実行する。これよりトルク電
流の指令値Ｉｔ＊が求まりこの値をメモリに格納してお
く。また、励磁電流指令回路１３２から励磁電流の指令
値Ｉｍ＊を取り込みメモリに格納する。メモリに格納し
たトルク電流の指令値Ｉｔ＊と励磁電流の指令値Ｉｍ＊
とから、すべり周波数の指令値ｆｓ＊を演算する。この
すべり周波数の指令値ｆｓ＊と速度検出値ｆｒとを加算
して誘導電動機６に印加する電圧の周波数指令値ｆ1＊
を求める。この値をメモリに格納して速度制御処理は終
了する。次の速度制御割込みパルスで同様に速度制御処
理を行う。
コーダの出力パルスのカウント値をカウンタ８から読み
出し、そのカウント値から速度演算手段３８によって速
度検出値ｆｒを計算する。マイコン９はこの値をメモリ
に格納する。次に、速度指令値ｆｒ＊を速度指令設定回
路１３１より取り込みメモリに格納する。メモリから読
み出した速度検出値ｆｒと速度指令値ｆｒ＊との差を計
算し、速度制御処理３９を実行する。これよりトルク電
流の指令値Ｉｔ＊が求まりこの値をメモリに格納してお
く。また、励磁電流指令回路１３２から励磁電流の指令
値Ｉｍ＊を取り込みメモリに格納する。メモリに格納し
たトルク電流の指令値Ｉｔ＊と励磁電流の指令値Ｉｍ＊
とから、すべり周波数の指令値ｆｓ＊を演算する。この
すべり周波数の指令値ｆｓ＊と速度検出値ｆｒとを加算
して誘導電動機６に印加する電圧の周波数指令値ｆ1＊
を求める。この値をメモリに格納して速度制御処理は終
了する。次の速度制御割込みパルスで同様に速度制御処
理を行う。
【００２７】一方、搬送波Ｔの最大振幅時点毎の電流検
出割込みパルスＣＤＴによって、電流検出処理と電流制
御処理とが次のように行われる。まず、搬送波信号発生
回路１５から電流検出割込みパルスＣＤＴが入ると、図
５に示すようにＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流のうちＵ相電流
を選択する選択信号をマルチプレクサ１１に送り、同時
にＡ／Ｄ変換器１２に対して起動信号を送る。これによ
り、マルチプレクサ１１はＵ相の電流検出器１０の電流
検出値をＡ／Ｄ変換器に印加する。Ａ／Ｄ変換器１２は
電流検出値（アナログ量）をディジタル量に変換する。
Ａ／Ｄ変換器１２が変換に要する時間（約２０μｓ）の
間、マイコン９は待たされる。変換終了後、マイコン９
はディジタル量のＵ相電流値ｉｖをＡ／Ｄ変換器１２か
ら取り込みメモリに格納する。次に、マルチプレクサ１
１とＡ／Ｄ変換器１２に対しＶ相の電流を検出するとい
う選択信号と起動信号を送り、Ｕ相の場合と同様な処理
でディジタル量のＶ相電流値ｉｖを取り込み、この値を
メモリに格納する。同様にしてＷ相の電流値ｉｗを取り
込み、メモリに格納する。
出割込みパルスＣＤＴによって、電流検出処理と電流制
御処理とが次のように行われる。まず、搬送波信号発生
回路１５から電流検出割込みパルスＣＤＴが入ると、図
５に示すようにＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電流のうちＵ相電流
を選択する選択信号をマルチプレクサ１１に送り、同時
にＡ／Ｄ変換器１２に対して起動信号を送る。これによ
り、マルチプレクサ１１はＵ相の電流検出器１０の電流
検出値をＡ／Ｄ変換器に印加する。Ａ／Ｄ変換器１２は
電流検出値（アナログ量）をディジタル量に変換する。
Ａ／Ｄ変換器１２が変換に要する時間（約２０μｓ）の
間、マイコン９は待たされる。変換終了後、マイコン９
はディジタル量のＵ相電流値ｉｖをＡ／Ｄ変換器１２か
ら取り込みメモリに格納する。次に、マルチプレクサ１
１とＡ／Ｄ変換器１２に対しＶ相の電流を検出するとい
う選択信号と起動信号を送り、Ｕ相の場合と同様な処理
でディジタル量のＶ相電流値ｉｖを取り込み、この値を
メモリに格納する。同様にしてＷ相の電流値ｉｗを取り
込み、メモリに格納する。
【００２８】このときの動作波形は図５のようになる。
このようにして検出して得られた３相分瞬時電流値ｉ
ｕ，ｉｖ，ｉｗを、電流成分演算手段４１によってトル
ク電流成分Ｉｄｔと励磁電流成分Ｉｍｄとに分解し、そ
の値をメモリに格納する。次に、前述の速度制御処理に
より求めたトルク制御指令値Ｉｔ＊と励磁電流指令値Ｉ
ｍ＊とをメモリから読み出し、電流検出処理により得ら
れたトルク電流成分Ｉｔｄと励磁電流成分Ｉｍｄとの偏
光をそれぞれ計算して電流制御手段４２，４３に与え
る。トルク電流制御手段４３によって誘導電動機６に印
加する電圧のトルク方向成分の指令値Ｖｔ＊ｔが得ら
れ、励磁電流制御手段４２で励磁方向成分の指令値Ｖｍ
＊得られる。マイコンは、これらの計算が終了した後、
前述の速度制御処理で求めメモリに格納してあった周波
数指令値ｆ1＊と電流指令値Ｖｔ＊，Ｖｍとを瞬時電圧
発生回路１４に指令として与える。これにより、指令に
応じた正弦波状の瞬時電圧波形が得られる。以上で、電
流検出割込み毎の処理は終了し、次の電流検出割込みに
よって同様な処理を行う。
このようにして検出して得られた３相分瞬時電流値ｉ
ｕ，ｉｖ，ｉｗを、電流成分演算手段４１によってトル
ク電流成分Ｉｄｔと励磁電流成分Ｉｍｄとに分解し、そ
の値をメモリに格納する。次に、前述の速度制御処理に
より求めたトルク制御指令値Ｉｔ＊と励磁電流指令値Ｉ
ｍ＊とをメモリから読み出し、電流検出処理により得ら
れたトルク電流成分Ｉｔｄと励磁電流成分Ｉｍｄとの偏
光をそれぞれ計算して電流制御手段４２，４３に与え
る。トルク電流制御手段４３によって誘導電動機６に印
加する電圧のトルク方向成分の指令値Ｖｔ＊ｔが得ら
れ、励磁電流制御手段４２で励磁方向成分の指令値Ｖｍ
＊得られる。マイコンは、これらの計算が終了した後、
前述の速度制御処理で求めメモリに格納してあった周波
数指令値ｆ1＊と電流指令値Ｖｔ＊，Ｖｍとを瞬時電圧
発生回路１４に指令として与える。これにより、指令に
応じた正弦波状の瞬時電圧波形が得られる。以上で、電
流検出割込み毎の処理は終了し、次の電流検出割込みに
よって同様な処理を行う。
【００２９】以上述べたようなマイコンの処理内容をフ
ローチャートで書くと、速度制御タスクが図６のように
なり、電流検出タスクが図７のようになる。
ローチャートで書くと、速度制御タスクが図６のように
なり、電流検出タスクが図７のようになる。
【００３０】次に、以上述べたような制御処理により発
生するＰＷＭ信号ＰＷＭとＰＷＭインバータ１から誘導
電動機に出力される電流との関係を図８により説明す
る。まず３相分瞬時電圧波形として与えられる３相分の
変調波信号Ｍｕ，Ｍｖ，Ｍｗと搬送波信号Ｔとの関係は
図８のａのようになる。なお、図は理解を容易にするた
めに変調波信号Ｍと搬送波信号Ｔとの同期がとれている
場合を示している。各相の変調波信号Ｍｕ，Ｍｖ，Ｍｗ
と搬送波信号Ｔとの大きさを比較して得られたＰＷＭ信
号により、ＰＷＭインバータから出力される各相の相電
圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗは図８のｂ，ｃ，ｄのようになる。
このとき、Ｕ相−Ｖ相間の線間電圧ｅｕｖは同図ｅのよ
うになる。一方、ＰＷＭインバータ１から誘導電動機６
に出力される電流は負荷側の各相電圧に応じて流れる。
いま、Ｕ相の負荷側電圧ＶｕＮは各相の相電圧ｅｕ，ｅ
ｖ，ｅｗを用いて次式のように表わされる。
生するＰＷＭ信号ＰＷＭとＰＷＭインバータ１から誘導
電動機に出力される電流との関係を図８により説明す
る。まず３相分瞬時電圧波形として与えられる３相分の
変調波信号Ｍｕ，Ｍｖ，Ｍｗと搬送波信号Ｔとの関係は
図８のａのようになる。なお、図は理解を容易にするた
めに変調波信号Ｍと搬送波信号Ｔとの同期がとれている
場合を示している。各相の変調波信号Ｍｕ，Ｍｖ，Ｍｗ
と搬送波信号Ｔとの大きさを比較して得られたＰＷＭ信
号により、ＰＷＭインバータから出力される各相の相電
圧ｅｕ，ｅｖ，ｅｗは図８のｂ，ｃ，ｄのようになる。
このとき、Ｕ相−Ｖ相間の線間電圧ｅｕｖは同図ｅのよ
うになる。一方、ＰＷＭインバータ１から誘導電動機６
に出力される電流は負荷側の各相電圧に応じて流れる。
いま、Ｕ相の負荷側電圧ＶｕＮは各相の相電圧ｅｕ，ｅ
ｖ，ｅｗを用いて次式のように表わされる。
【００３１】
【数４】
【００３２】ここで、Ｎは負荷側の中性点を表わす。こ
の関係より、電圧Ｖｕｎの波形は図８のｆのように表わ
される。従って、誘導電動機６に流れるＵ相電流ｉｕは
電圧Ｖｕｎの変動に対応して脈動し、同図ｇに示すよう
な波形となる。このとき、電流ｉｕの基本波成分は電圧
Ｖｕｎの基本波成分に対して誘導電動機６のインピーダ
ンスに相当した位相だけ遅れている。このように脈動す
るＵ相電流Ｉｕを搬送波信号Ｔの最大振幅時点毎に検出
すると、得られる検出値は同図ｈの黒丸で示すようにな
る。すなわち、搬送波信号Ｔの負の最大振幅時点ｔｐで
相電流ｉｕの瞬時電流を検出すると、その検出タイミン
グは同図ｇのようになり検出値Ｉｐが得られる。搬送波
信号Ｔの正の最大振幅時点ｔQでも同様なタイミングで
検出値ＩQが得られる。この検出値を滑らかな曲線で結
んだものが同図ｈに破線で示す波形である。
の関係より、電圧Ｖｕｎの波形は図８のｆのように表わ
される。従って、誘導電動機６に流れるＵ相電流ｉｕは
電圧Ｖｕｎの変動に対応して脈動し、同図ｇに示すよう
な波形となる。このとき、電流ｉｕの基本波成分は電圧
Ｖｕｎの基本波成分に対して誘導電動機６のインピーダ
ンスに相当した位相だけ遅れている。このように脈動す
るＵ相電流Ｉｕを搬送波信号Ｔの最大振幅時点毎に検出
すると、得られる検出値は同図ｈの黒丸で示すようにな
る。すなわち、搬送波信号Ｔの負の最大振幅時点ｔｐで
相電流ｉｕの瞬時電流を検出すると、その検出タイミン
グは同図ｇのようになり検出値Ｉｐが得られる。搬送波
信号Ｔの正の最大振幅時点ｔQでも同様なタイミングで
検出値ＩQが得られる。この検出値を滑らかな曲線で結
んだものが同図ｈに破線で示す波形である。
【００３３】さて、脈動する電流波形と電流検出タイミ
ングの関係を詳細に表わすと図９のようになる。図９の
ａは搬送波信号の最大振幅時点に一致した電流検出タイ
ミング信号ＣＤＴ、ｂはＵ相変調波信号Ｍｕと搬送波信
号Ｔの関係図、ｃはＵ相負荷側相電圧Ｖｕｎの波形、ｄ
は電圧Ｖｕｎに応じて流れるＵ相電流ｉｕの波形であ
る。図から明らかなように電圧Ｖｕｎは変調波信号Ｍｕ
と搬送波信号Ｔとの交点Ａ，Ｂの時点でスイッチングさ
れ、それに応じてＵ相電流ｉｕも脈動する。変調波信号
Ｍｕは搬送波信号Ｔの周波数が変調波信号Ｍｕに対して
十分高いため搬送波に対してあまり急激な変化はしな
い。また、搬送波信号Ｔは三角波波形となっている。こ
のため、電流検出時点である搬送波信号Ｔの最大振幅時
点Ｑの時刻ｔQは、変調波信号Ｍｕと搬送波信号Ｔが交
わる２つ交点Ａ，Ｂの時刻ｔA,ｔBのほぼ中点に相当す
る。この結果、搬送波信号Ｔの最大振幅時点ｔQで検出
した電流値ＩQは脈動のピーク時点の電流IA,IBのほぼ平
均の値を表わすことになる。従って、このタイミングで
検出した電流値は基本波成分を検出していることにな
る。図８のｈに破線で示す曲線が相当する。
ングの関係を詳細に表わすと図９のようになる。図９の
ａは搬送波信号の最大振幅時点に一致した電流検出タイ
ミング信号ＣＤＴ、ｂはＵ相変調波信号Ｍｕと搬送波信
号Ｔの関係図、ｃはＵ相負荷側相電圧Ｖｕｎの波形、ｄ
は電圧Ｖｕｎに応じて流れるＵ相電流ｉｕの波形であ
る。図から明らかなように電圧Ｖｕｎは変調波信号Ｍｕ
と搬送波信号Ｔとの交点Ａ，Ｂの時点でスイッチングさ
れ、それに応じてＵ相電流ｉｕも脈動する。変調波信号
Ｍｕは搬送波信号Ｔの周波数が変調波信号Ｍｕに対して
十分高いため搬送波に対してあまり急激な変化はしな
い。また、搬送波信号Ｔは三角波波形となっている。こ
のため、電流検出時点である搬送波信号Ｔの最大振幅時
点Ｑの時刻ｔQは、変調波信号Ｍｕと搬送波信号Ｔが交
わる２つ交点Ａ，Ｂの時刻ｔA,ｔBのほぼ中点に相当す
る。この結果、搬送波信号Ｔの最大振幅時点ｔQで検出
した電流値ＩQは脈動のピーク時点の電流IA,IBのほぼ平
均の値を表わすことになる。従って、このタイミングで
検出した電流値は基本波成分を検出していることにな
る。図８のｈに破線で示す曲線が相当する。
【００３４】以上説明したように、本発明は、搬送波信
号の最大振幅値近傍のタイミング毎に離散的な電流検出
により脈動分の影響がなく、出力電流の基本波成分の電
流検出値を得ることができる。
号の最大振幅値近傍のタイミング毎に離散的な電流検出
により脈動分の影響がなく、出力電流の基本波成分の電
流検出値を得ることができる。
【００３５】なお、搬送波信号の最大振幅値近傍のタイ
ミングは多相ＰＷＭインバータの各線間電圧が総て零に
なる電圧零期間のほぼ中心位置であり、電圧零期間のほ
ぼ中心位置のタイミングで相電流の瞬時値を取り込むよ
うにしてもよいのは勿論のことである。このような電流
検出により誘導電動機に流れる電流を検出し電流制御を
行うことによって、応答性のよい電流制御が実現でき
る。また、搬送波の最大振幅時点毎の離散的な処理を前
提としており、マイコンを用いたディジタルな制御装置
に用いると好適である。
ミングは多相ＰＷＭインバータの各線間電圧が総て零に
なる電圧零期間のほぼ中心位置であり、電圧零期間のほ
ぼ中心位置のタイミングで相電流の瞬時値を取り込むよ
うにしてもよいのは勿論のことである。このような電流
検出により誘導電動機に流れる電流を検出し電流制御を
行うことによって、応答性のよい電流制御が実現でき
る。また、搬送波の最大振幅時点毎の離散的な処理を前
提としており、マイコンを用いたディジタルな制御装置
に用いると好適である。
【００３６】なお、以上の実施例ではＰＷＭ信号を発生
するための変調波信号と搬送波信号とが非同期の場合に
ついて述べたが、同期方式の場合でも同じ関係が成立つ
ので適用できる。
するための変調波信号と搬送波信号とが非同期の場合に
ついて述べたが、同期方式の場合でも同じ関係が成立つ
ので適用できる。
【００３７】さらに、前述の実施例では３相インバータ
について説明したが、６相、１２相のインバータであっ
ても電圧零期間が存在するので同様にして検出できる。
について説明したが、６相、１２相のインバータであっ
ても電圧零期間が存在するので同様にして検出できる。
【００３８】
【発明の効果】搬送波の正および負の各最大振幅時点
は、半周期に対応するのに加えて、ちょうど電圧ゼロ区
間に対応し、さらに、その中点近傍に対応する。従っ
て、このタイミングで各相の相電流の瞬時値を検出し、
ベクトル制御条件を満たすよう電圧指令を演算すること
で、応答の良好なＰＷＭインバータの制御装置を実現す
ることができる。
は、半周期に対応するのに加えて、ちょうど電圧ゼロ区
間に対応し、さらに、その中点近傍に対応する。従っ
て、このタイミングで各相の相電流の瞬時値を検出し、
ベクトル制御条件を満たすよう電圧指令を演算すること
で、応答の良好なＰＷＭインバータの制御装置を実現す
ることができる。
【図１】本発明の一実施例を示す構成図。
【図２】図１の一部分の詳細構成図。
【図３】搬送波信号と電流検出タイミング信号の発生の
動作波形図。
動作波形図。
【図４】図１におけるマイクロコンピュータの制御処理
内容をアナログ的に図示したブロック図。
内容をアナログ的に図示したブロック図。
【図５】電流検出の動作説明用タイムチャート。
【図６】図１におけるマイクロコンピュータのフローチ
ャート。
ャート。
【図７】図１におけるマイクロコンピュータのフローチ
ャート。
ャート。
【図８】搬送波信号と脈動する出力電流の関係を説明す
るための動作波形図。
るための動作波形図。
【図９】図８の一部拡大波形図。
１…ＰＷＭインバータ、３…順変換器、５…逆変換器、
６…誘導電動機、７…ロータリエンコーダ、９マイクロ
コンピュータ、１０…電流検出器、１１…マルチプレク
サ、１２…Ａ／Ｄ変換器、１４…瞬時電圧波形発生回
路、１５…搬送波信号発生回路、Ｍ…変調波信号、ＣＤ
Ｔ…電流検出タイミング信号、Ｔ…搬送波信号
６…誘導電動機、７…ロータリエンコーダ、９マイクロ
コンピュータ、１０…電流検出器、１１…マルチプレク
サ、１２…Ａ／Ｄ変換器、１４…瞬時電圧波形発生回
路、１５…搬送波信号発生回路、Ｍ…変調波信号、ＣＤ
Ｔ…電流検出タイミング信号、Ｔ…搬送波信号
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０２Ｐ 21/00
Claims (1)
- 【請求項１】多相電圧形ＰＷＭインバータの出力電圧で
交流モータを駆動する電圧形多相ＰＷＭインバータの制
御装置において、 前記ＰＷＭの搬送波の正および負の各最大振幅時点で、
各相の相電流の瞬時値を検出して取り込む手段と、 特定のサンプリング周期毎に交流モータの速度を演算す
る手段と、 前記サンプリング周期毎に前記交流モータの速度検出値
と速度指令値とからトルク電流指令値を演算する手段
と、 前記正および負の各最大振幅時点で検出した各相相電流
の瞬時値と前記トルク電流指令値および設定された励磁
電流指令とからベクトル制御演算を実行して、電圧形Ｐ
ＷＭインバータに対する各相電圧指令の瞬時値を演算す
る手段と、 この演算された電圧指令の瞬時値に基づいてＰＷＭ信号
を演算し、このＰＷＭ信号により多相電圧形ＰＷＭイン
バータを制御する手段とを備えたことを特徴とする電圧
形多相ＰＷＭインバータの制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5177785A JPH0822146B2 (ja) | 1993-07-19 | 1993-07-19 | 電圧形多相ｐｗｍインバータの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5177785A JPH0822146B2 (ja) | 1993-07-19 | 1993-07-19 | 電圧形多相ｐｗｍインバータの制御装置 |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57078342A Division JPS58198165A (ja) | 1982-05-12 | 1982-05-12 | Ｐｗｍ変換器の電流検出方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06189578A JPH06189578A (ja) | 1994-07-08 |
| JPH0822146B2 true JPH0822146B2 (ja) | 1996-03-04 |
Family
ID=16037067
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5177785A Expired - Lifetime JPH0822146B2 (ja) | 1993-07-19 | 1993-07-19 | 電圧形多相ｐｗｍインバータの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0822146B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011151916A (ja) * | 2010-01-20 | 2011-08-04 | Mitsubishi Electric Corp | 交流回転機の制御装置 |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH09131098A (ja) | 1995-10-30 | 1997-05-16 | Hitachi Ltd | 電気車の制御装置 |
| FR2820902B1 (fr) * | 2001-02-14 | 2003-04-18 | Alstom | Procede et dispositif de commande et de regulation d'une machine electrique tournante a courant alternatif, en particulier synchrone |
| JP4542797B2 (ja) * | 2004-02-23 | 2010-09-15 | 株式会社東芝 | 同期機の制御装置 |
| WO2007083486A1 (ja) | 2006-01-17 | 2007-07-26 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | 単相用出力インバータ装置とその出力電流検出方法 |
| JP4866216B2 (ja) * | 2006-11-22 | 2012-02-01 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置 |
| JP4637148B2 (ja) * | 2007-08-27 | 2011-02-23 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置 |
| JP5991212B2 (ja) * | 2013-01-25 | 2016-09-14 | トヨタ自動車株式会社 | 電力変換装置 |
-
1993
- 1993-07-19 JP JP5177785A patent/JPH0822146B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011151916A (ja) * | 2010-01-20 | 2011-08-04 | Mitsubishi Electric Corp | 交流回転機の制御装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06189578A (ja) | 1994-07-08 |
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