JP3700540B2

JP3700540B2 - 電動機の駆動制御装置

Info

Publication number: JP3700540B2
Application number: JP2000151010A
Authority: JP
Inventors: 孝仁大久保
Original assignee: Nissan Motor Co Ltd
Current assignee: Nissan Motor Co Ltd
Priority date: 2000-05-23
Filing date: 2000-05-23
Publication date: 2005-09-28
Anticipated expiration: 2020-05-23
Also published as: JP2001333591A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電動機の駆動制御装置に関し、特にディジタルサーボ制御を用いて直流電源から可変周波数、可変電圧の交流を出力して交流電動機を駆動する駆動制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ディジタルサーボ制御を用いて直流電源から可変周波数、可変電圧の交流を出力して交流電動機を駆動する駆動制御装置としては、例えば特開平９−４７０６５号公報に記載されたものがある。上記の従来例には、離散系演算処理による制御無駄時間の影響とその対策手段について下記のごとき内容が記載されている。すなわち、１００μｓｅｃ程度の制御周期で電流制御演算が為されるディジタルサーボにおいては、制御無駄時間が存在するため、現在の電流値を読み取るタイミングと次期ＰＷＭ電圧を出力するタイミングとの間に制御無駄時間分の遅れが発生し、その無駄時間中に回転角θが進んでしまうことから、リアルタイムで制御した場合に比して上記無駄時間分の出力誤差を伴うという問題が生じる。その問題を解決するため上記従来例では、上記無駄時間分の進み角度の補正を行った上で次期ＰＷＭ出力電圧を演算することにより、出力誤差を解消するように構成している。なお、制御無駄時間とは、電流の現在値データを読み込んでから、演算後のＰＷＭ出力の中心までに要する時間であり、例えば後記図６のτｄ０（１２２３）に相当する。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
上記の従来の技術による電流サーボ手段においては、１００μｓｅｃ程度の高速演算処理毎に次期指令電圧演算や角度補正演算を行う必要があるため、演算負荷が極めて重く、相応の処理能力を有するマイコンやＤＳＰ等の高速演算素子が必要となった。一例として３相同期電動機をベクトル電流フィードバックで制御した場合、３２ｂｉｔＲＩＳＣマイクロコンピュータを用いて１００μｓｅｃｊｏｂを回すと、アセンブラ使用時で約７割程度の演算負荷を占有してしまうので、演算負荷が極めて重くなるという問題があった。
また、より低い処理能力を持つマイクロコンピュータでの電流演算処理に対応させるため、２００μｓｅｃ、３００μｓｅｃ、４００μｓｅｃ若しくはそれ以上に処理周期を長周期化すると、演算負荷は軽減される反面、前述の制御無駄時間が増加し、電流フィードバック制御部の制御安定性が低下するためループゲインが十分取れなくなり、電流追従性が悪化したり、外乱変動に対する電流安定性が悪くなる等の電流制御性能の悪化が生じるという問題があった。
【０００４】
本発明は上記のごとき従来技術の問題を解決するためになされたものであり、制御性能の悪化を抑制しながら演算負荷を軽減することのできる電動機の駆動制御装置を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、本発明においては特許請求の範囲に記載するように構成している。すなわち、請求項１に記載の発明においては、マイクロコンピュータやＤＳＰ等に代表されるディジタル演算手段を用いて、電動機に流れる電流の値と電流指令値と電動機の回転角とに基づいてディジタル出力を演算して出力することにより、電動機の電流フィードバック制御を行う電動機の駆動制御装置において、前記ディジタル演算手段における、電動機に流れる電流の値と電流指令値と電動機の回転角とに基づくディジタル出力の演算である電流フィードバックの演算周期が、該電流フィードバックの演算によって得られるディジタル出力の出力周期の整数ｎ倍であり、前記電流フィードバック演算の１演算周期の時間内に出力されるｎ個のディジタル出力は、該ｎ個のディジタル出力それぞれの出力タイミングにおける電動機の回転角と電動機に流れる電流の値と電流指令値とに基づいて算出され、かつ、前記電流フィードバック演算の１演算周期の時間内に出力されるｎ個のディジタル出力の演算を、前記電流フィードバック演算の１演算周期毎に、前記電流フィードバック演算の１演算周期内で行なうように構成している。これにより、あたかもＰＷＭ、ＰＡＭ、ＰＣＭ等のディジタル出力の出力周期毎に電流フィードバック演算を行っているかの如く滑らかなＰＷＭ等のディジタル出力が可能で、同程度の出力波形を、より遅い演算周期で出力可能にすることができる。
【０００６】
従来は、ディジタル出力毎に電流フィードハックによる補正をかけていたため、電流フィードハック演算周期とディジタル出力周期とを同じにする必要があり、高速回転に対応する場合、演算負荷が大きくなっていた。これに対して、本発明では、一般的に電流フィードバック演算周期における電動機の速度変化が小さいことに着目し、電流フィードバック演算の１演算周期と同時間に出力されるｎ個のディジタル出力のそれぞれの補正量の演算を電流フィードハックの１演算周期内でまとめて行なうことにより、電流フィードハック演算周期とディジタル出力の出力周期とを異ならせる、つまり電流フィードハック演算周期をディジタル出力の出力周期よりもｎ倍に長くすることができるようにしている。
【０００７】
また、請求項２に記載の発明においては、前記ｎ個のディジタル出力のそれぞれの演算において、電動機に流れる電流の値を読み込んだタイミングにおける電動機の回転角からディジタル出力の出力中心時間までの進み角を用いて、前記ｎ個のディジタル出力それぞれの出力タイミングにおける電動機の回転角を算出し、該算出した出力タイミングにおける電動機の回転角に基づいてディジタル出力を演算するように構成したものである。
【０００８】
また、請求項３に記載の発明は、前記ｎ個のディジタル出力の各々の出力時間を算出する際に、ｎ個の出力タイミングの時間平均値から、各ディジタル出力の出力タイミングまでの遅れ(進み)時間を演算し、さらに前記遅れ時間をそれぞれ足しあわせ、かつディジタル演算に要する１周期分の時間を加えることにより、現在角を読み込むタイミングから、それぞれの制御周期目のディジタル出力までの遅れ時間を求め、この遅れ時間に制御周期中の平均角速度を掛け合わせ、現在角に足しあわせることで、前記ｎ個のディジタル出力それぞれの出力タイミングにおける電動機の回転角を算出し、該算出した出力タイミングにおける電動機の回転角に基づいてディジタル出力を演算するように構成している。
【０００９】
【発明の効果】
本発明によれば、負荷の重い電流フィードバック演算をディジタル出力周期のｎ倍の長い演算周期で行うことができるので演算負荷を大幅に軽減することが可能となり、かつ、電流フィードバック演算を周期１／ｎで行った場合に近い精度・分解能で相電圧指令値を得ることができるため、高速回転領域での制御性能を損うことがない、という効果が得られる。
また、ＰＷＭ化電力変換部（例えば後記図１の１０４）に用いられるＭＯＳＦＥＴやサイリスタ等の電力変換素子は、一般に１０〜１５ｋＨｚを超える周波数域ではスイッチング損失が急増し、かつ、ＰＷＭキャリア周波数の基本波に依存するＰＷＭ騒音は５〜７ｋＨｚを下回る周波数領域では可聴領域に入るため騒音問題が発生する。そのためＰＷＭキャリア周波数は使用できる範囲が制限されるが、本発明によれば電流フィードバック演算の周期とＰＷＭタイマのキャリア周波数とを独立に設定可能となることから、適当な電流フィードバック演算周期を選択しつつ、電力変換素子の損失を抑え、ＰＷＭ騒音の影響を排除した最適キャリア周波数の選択が可能となる。
【００１０】
また、マイクロコンピュータ等による演算手段の演算負荷が軽減されるので、速度制御や位置制御といった電流フィードバック制御ループよりも外側の制御演算の取り込みや、発電制御や回生制動要求等に代表される電動機に対する他の付加価値を持つ処理機能を、電動機の制御マイクロコンピュータの演算処理に統合化し、１個のＣＰＵで実現することが可能となり、システムの簡略化、高性能化、小型化および低価格化が実現可能となる。また、同一の電流フィードバック制御の処理演算内容であれば、より低い性能のマイクロコンピュータ等による演算手段が適用可能となることから、システムの大幅原価低減や汎用マイクロコンピュータの使用等が可能となる。
【００１１】
また、請求項２に記載の発明においては、ｎ個のＰＷＭ出力パルスの時間中心までの制御無駄時間を補正しているため、相応の回転数まで正確な電圧指令出力が可能となる。
また、請求項３に記載の発明においては、進み時間と遅れ時間の補正時間が常に１対をなすため、ｎ個のＰＷＭパルスの全ての補正値を演算処理する場合に比べて、約半分の演算負荷で全パルスの補正演算を行うことができる。これにより、電流フィードバック制御演算のなかで行われる処理演算の回数を減らすことが可能となり、更なる演算負荷の軽減が可能となる。また、ＰＷＭパルスの時間平均値を制御パラメータとして有することにより、離散値系演算を行っているにも関わらず連続系における制御無駄時間との対応づけが容易となる。なお、ＰＷＭ中心までの補正時間は、例えば後記図６のτｄ０に相当し、各パルスまでの補正時間は、例えば後記図６のτｄ０±τｄ１〜４（１２２４〜１２２６）に相当する。
【００１２】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の一実施例の構成を示すブロック図である。図１において、電動機１０１は例えば同期電動機であり、ＰＷＭ化電力変換部（例えばインバータ回路）１０４の出力によって駆動される。回転角度センサ１０２は電動機１０１の回転角度を検出し、その結果を現在角θｒｅ演算ブロック１１１へ送る。電流センサ１０３はＰＷＭ化電力変換部１０４から電動機１０１のｕ、ｖ、ｗの各相に流れる電流を検出する。電流制御演算ブロック１０５は外部から与えられた電流指令値ｉｑ＊とｉｄ＊（例えばアクセルペダルの開度と回転速度に応じて決定される値）と実際の動作から求められた２相電流ｉｑ、ｉｄとの偏差に基づいて電圧指令値ｖｄ’＊、ｖｑ’＊を算出する。非干渉演算ブロック１０６は干渉項の補正を行って２相電圧指令値ｖｄ＊、ｖｑ＊を算出する。２相→３相変換ブロック１０７（図では２相→３相を２φ→３φと略記している）は軸変換を行って３相電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を出力する。その出力でＰＷＭ化電力変換部１０４を駆動する。ＰＷＭ化電力変換部１０４は例えばＰＷＭ信号発生部とインバータ回路とからなり、三角波と３相電圧指令値とを比較することによってＰＷＭ信号を作成し、それによってインバータ回路を駆動して電動機１０１へ必要な電流を供給する。
【００１３】
電流値Ａ／Ｄ変換部１０９は電流センサ１０３で検出したアナログ電流値をディジタル値に変換する。３相→２相変換ブロック１１０は軸変換を行って３相の電流値を２相電流ｉｑ、ｉｄに変換し、電流制御演算ブロック１０５へ送る。現在角θｒｅ演算ブロック１１１は回転角度センサ１０２の出力に基づいて上記の軸変換に必要な現在角θｒｅを算出する。θｒｅ補正演算ブロック１１２は現在角θｒｅの補正を行う。また、ｓｉｎ・ｃｏｓ参照ブロック１１３、１１４は現在角θｒｅから軸変換に必要な数値を求め、２相→３相変換ブロック１０７、３相→２相変換ブロック１１０へ送る。なお、上記の各演算、変換ブロックは図面では分けて記載しているが、実際には共通のコンピュータ等で構成できる。また、その演算内容については詳細を後述する。
【００１４】
（第１の実施例）
本発明の第１の実施例として、同期電動機に代表される電動機を用い、図１の回転角度センサ１０２としてレゾルバやエンコーダ等を用いて現在角度を読み込むシステム、または誘導電動機に代表される電動機を用い、上記と同様の回転角度センサを用いて現在角度を読み込むか若しくは演算手段によって現在角度を算出するシステムにおいて、上記のようにして現在の電動機の回転角度を検出し、電流センサ１０３を用いて電動機の相電流値を読み込み、マイクロコンピュータやＤＳＰに代表されるディジタル演算手段を用いて電流フィードバック制御演算処理を行い、得られた制御指令値によってＰＷＭ化電力変換部１０４を制御することにより、電動機に電力を供給する駆動制御装置に本発明を適用した場合を説明する。
【００１５】
図２〜図５は本発明の第１の実施例における処理手順を示すフローチャート、図６は本発明の第１の実施例の動作を説明するための波形図である。
まず、本発明によるディジタルサーボ手段の具体的な演算処理の実現手段として、概略の手順を図２および図３に示す。なお、図２と図３は▲１▼、▲２▼の部分で接続される。この際、説明のため一例として電流フィードバック制御の条件を、ＰＷＭキャリア周波数１０ｋＨｚ（周期＝１００μｓｅｃ）、電流制御周期４００μｓｅｃとする。なお、本発明においては、ＰＷＭキャリア周波数と電流制御周期は、互いに独立に任意に設定可能である。
【００１６】
図６の１２０４に示す１０ｋＨｚのＰＷＭタイマ（三角波発生）を動作させ、例えばタイマ波形の谷のタイミングで１００μｓｅｃ毎の割り込みが発生するとする。本実施例ではｋ演算周期の割り込み１２０５の発生により、まず、現在角θｒｅ(ｋ)（図６の１２２８）を用いて電動機の相電流読み込み値ｉｕ(ｋ)、ｉｖ(ｋ)をｉｄ(ｋ)、ｉｑ(ｋ)に軸変換し（図２のステップ１１０６）、算出された現在の２相電流値と電流指令値をもとに電流制御演算を行い（図２のステップ１１０７）、必要に応じて非干渉制御（図２のステップ１１０８）を行った上で、ｋ制御周期目のＰＷＭ出力指令値を演算する（図３のステップ１１０９）。そしてｋ制御周期目に出力すべき４個のＰＷＭパルスの出力指令値演算を開始する。すなわち、ｋ制御周期目の最初の割り込み１２０５直後を制御周期カウンタｉ＝０としてｉｕ(ｋ)およびｉｖ(ｋ)を取り込み、Ａ／Ｄ変換を行う（図２のステップ１１０１）。また現在角θｒｅ(ｋ)を読み込み（図２のステップ１１０２）、次にｋ制御周期に出力する４個のＰＷＭのそれぞれの出力タイミングにおける補正角θ’ｒｅ(ｋ、ｊ)を一度に演算する（図２のステップ１１０３）。
【００１７】
以下、図２のステップ１１０３における補正角演算手順（ステップ１１０４、１１０５）を、図４に基づいて詳細に説明する。先ず現在角θｒｅを取り込む（図４のステップ１１２１）。そしてｋ番目の電流フィードバック演算周期とｋ番目の演算による４個のＰＷＭ出力周期とは、１ＰＷＭ周期(１０ｋＨｚ時には１００μｓｅｃ)だけ遅れることから、ＰＷＭ周期のカウンタｊは制御周期のカウンタｉに１を足してｊ＝ｉ＋１とする。これはすなわちｋ周期目の出力指令値演算は、必ずｋ周期目の出力が始まる１ＰＷＭ周期前に演算が完了していることを示す。
【００１８】
また、４個各々のＰＷＭ出力時間を算出するため、４個のＰＷＭ出力タイミングの時間平均値ＰＷＭｏｕｔ(ｋ)（図６の１２２２）から、各ＰＷＭパルスの出力タイミングＰＷＭｏｕｔ(ｋ、ｊ)までの遅れ(進み)時間ＤＥＬＴＡ(ｋ、ｊ)（図６の△τｄ１〜△τｄ４に相当）を下記（数１）式で演算する（図４の１１２２）。
ＤＥＬＴＡ(ｋ、ｊ)＝(１０^−６／２)(２×ｊ−ｎ−１)×(ｄθｒｅ／ｄｔ)…(数１)
さらに上記時間平均値（１２２２）からの遅れ時間ＤＥＬＴＡ(ｋ、ｊ)をそれぞれ足しあわせ、かつ演算にかかる１ＰＷＭ周期１００μｓｅｃを加えることにより、現在角θｒｅを読み込むタイミングから、ｋ制御周期目の４個のＰＷＭ出力それぞれまでの遅れ時間△τｄ１〜△τｄ４を求め、この遅れ時間にｋ制御周期中の平均角速度ｄθｒｅ／ｄｔを掛け合わせ、現在角θｒｅに足しあわせることで、各々のＰＷＭ出力時間における補正後の角度θ’ｒｅ(ｋ、１)（図６の１２３４）〜θ’ｒｅ(ｋ、４)（図６の１２３８）を算出する（図４のステップ１１２３）。
【００１９】
この際、ＰＷＭ出力タイミングの時間平均値ＰＷＭｏｕｔ(ｋ)（図６の１２２２）から各ＰＷＭパルス出力時間までの遅れ(進み)時間は、遅れ方向(正符号)と進み方向(負符号)とが１対となることから、ＤＥＬＴＡ(ｋ、ｊ)の演算（図４の１１２２）はどちらか一方のみを行い、対となる時間は角度補正演算（図４のステップ１１２３）の演算式の符号反転により行い、得られたθ’をもとにｓｉｎ(θ’)、ｃｏｓ(θ’)をマップ参照により得ることができる（図４のステップ１１２４）。
上記演算処理により、角度補正演算をｊ＝１〜ｎまで行うことなく、ｊ＝１〜ｎ／２までで完了することができる（図４の１１２５）。
【００２０】
なお、上記の非干渉制御とは、電動機を２次磁束に直交するｑ軸成分と平行するｄ軸成分とに分離して電流制御を行うベクトル電流制御において、流れる電流とｑ軸、ｄ軸のインダクタンスおよび回転数の作用により、ｄ軸電流がｑ軸電圧として、ｑ軸電流がｄ軸電圧として相互に干渉が生じるものを、予め演算によって差し引いて打ち消す制御をいう。
【００２１】
以下、図３のステップ１１０９におけるＰＷＭ出力指令値の演算について図５に基づいて説明する。
まず、ｊ＝１〜４までの４個のＰＷＭパルスそれぞれに、先に演算した補正角θ’を用いて軸変換を行い（図５のステップ１１３１）、得られたｕ、ｖ、ｗ各相電圧指令をストアする（図５のステップ１１３２）。
【００２２】
ｋ番目の制御周期における最初の１００μｓｅｃ割り込みｊｏｂで、上記のようなｋ制御周期に出力するＰＷＭパルスの指令電圧値をまとめて演算しておき、それ以降は定期割り込みが発生する度にＰＷＭコンペアレジスタに当該ストアされた指令電圧値を順番に書き込む（図５のステップ１１３３）。ＰＷＭコンペアレジスタに書き込まれた値（図６のｒｃｕ(ｋ，１)等）と三角波１２０４とを比較することにより、ＰＷＭ信号（図６の１２１６等）を発生することができる。これにより、４００μｓｅｃ毎に電流フィードバック演算を行っているにも関わらず、あたかも１００μｓｅｃ毎に演算しているかのごとく正確かつ高分解能の出力を得ることができる。
【００２３】
電流フィードバック演算周期における電動機の速度変化は一般的には小さいと考えられるので、電流フィードバック演算の１周期と同時間に出力されるｎ個のディジタル出力のそれぞれの補正量の演算を１電流フィードバック演算周期内でまとめて行うことにより、電流フィードバック演算周期Ａとディジタル出力の出力周期Ｂとを異ならせることができる。それにより高速回転にした場合の制御性を悪化させることなくディジタル演算手段の負荷を低減できる。
【００２４】
図７（図の右半分は左半分の時間軸を短く表示したもの）は本実施例による電流サーボを用い、ｎ＝４とした時のＰＷＭ出力波形の一例を示したものであるが、ＰＷＭキャリア周波数を１０ｋＨｚ（周期＝１００μｓｅｃ）とすると、制御周期８０２が４００μｓｅｃの電流フィードバック演算を行っているにも関わらず、１００μｓｅｃ毎にＰＷＭ波形８０１を指令値に追従させて変化することが可能であり、図のようにｓｉｎ波に近い３相電圧指令値８０３を出力することが可能となる。本性能は、高速回転領域でより顕著となる。
【００２５】
次に、本発明による電流サーボ手段の第２の実施例について説明する。図８は本発明の第２の実施例の処理手順を示すフローチャートであり、前記図２のステップ１１０３に示す補正角演算の別の内容を示す。また、図９は本発明の第２の実施例の動作説明図である。なお、構成のブロック図は前記図１と同じであり、処理手順の概略構成は前記図２と同じである。
【００２６】
以下、図８に示す補正角演算について説明する。まず、図８のステップ１３０１で現在角θｒｅ（図９の１４２３）を取り込む。そして割り込みタイミングとパルス出力タイミングとのオフセット５０μｓｅｃ間に進む角度Ｔ０（図９のＴ０）を演算する（図８のステップ１３０３）。また、ｋ番目の電流フィードバック演算周期における４個の出力ＰＷＭパルスのうち、各々のパルスの間隔、すなわち１００μｓｅｃに進む角度ＤＥＬＴＡ（図９の１４２２）を演算する（図８のステップ１３０４）。そして、上記のＴ０とＤＥＬＴＡを用いて、最初のパルスを出力するまでの遅れ時間１５０μｓｅｃ間の進み角を求める。
【００２７】
まず、θ’ｒｅ(ｋ、ｊ)を下記（数２）式で求める（図８のステップ１３０５）。
θ’ｒｅ(ｋ、ｊ)＝θｒｅ（ｋ）＋Ｔ０ …(数２)
それ以降の３個のパルスは下記（数３）式のように順次θ’ｒｅ(ｋ、ｊ−１)にＤＥＬＴＡを加算することで求める（図８のステップ１３０６）。
θ’ｒｅ(ｋ、ｊ)＝θ’ｒｅ(ｋ、ｊ−１)＋ＤＥＬＴＡ …(数３)
さらに同演算ループの中で得られたθ’をもとにｓｉｎ(θ’)、ｃｏｓ(θ’)をマップ参照によって得る（ステップ１３０７）。上記演算処理により、単純な和算の操り返しのみで所望の進み角θ’を求めることが可能となる。
本演算以降は、第１の実施例に示した演算処理と同様に、ｋ制御周期目の４個のＰＷＭ指令出力を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例の構成を示すブロック図。
【図２】第１の実施例における処理手順を示すフローチャートの一部。
【図３】第１の実施例における処理手順を示すフローチャートの他の一部。
【図４】図２のステップ１１０３における補正角演算内容の詳細を示すフローチャート。
【図５】図３のステップ１１０９におけるＰＷＭ出力指令値の演算内容の詳細を示すフローチャート。
【図６】本発明の第１の実施例の動作を説明するための波形図。
【図７】本発明によるＰＷＭ出力波形の一例を示す図。
【図８】本発明の第２の実施例における補正角演算内容の詳細を示すフローチャート。
【図９】本発明の第２の実施例の動作を説明するための波形図。
【符号の説明】
図面の簡単な説明
１０１…電動機１０２…回転角度センサ
１０３…電流センサ１０４…ＰＷＭ化・電力変換ブロック
１０５…電流制御演算ブロック１０６…非干渉演算ブロック
１０７…２相→３相変換ブロック１０９…電流値Ａ／Ｄ変換部
１１０…３相→２相変換ブロック１１１…現在角θｒｅ演算ブロック
１１２…θｒｅ補正演算ブロック１１３…ｓｉｎ・ｃｏｓ参照ブロック
１１４…ｓｉｎ・ｃｏｓ参照ブロック

Claims

電動機に流れる電流の値と電流指令値と電動機の回転角とに基づいてディジタル出力を演算して出力することにより、電動機の電流フィードバック制御を行うディジタル演算手段を備えた電動機の駆動制御装置において、
前記ディジタル演算手段における、電動機に流れる電流の値と電流指令値と電動機の回転角とに基づくディジタル出力の演算である電流フィードバックの演算周期が、該電流フィードバックの演算によって得られるディジタル出力の出力周期の整数ｎ倍であり、前記電流フィードバック演算の１演算周期の時間内に出力されるｎ個のディジタル出力は、該ｎ個のディジタル出力それぞれの出力タイミングにおける電動機の回転角と電動機に流れる電流の値と電流指令値とに基づいて算出され、かつ、前記電流フィードバック演算の１演算周期の時間内に出力されるｎ個のディジタル出力の演算を、前記電流フィードバック演算の１演算周期毎に、前記電流フィードバック演算の１演算周期内で行なうように構成したことを特徴とする電動機の駆動制御装置。
前記ｎ個のディジタル出力のそれぞれの演算において、電動機に流れる電流の値を読み込んだタイミングにおける電動機の回転角からディジタル出力の出力中心時間までの進み角を用いて、前記ｎ個のディジタル出力それぞれの出力タイミングにおける電動機の回転角を算出し、該算出した出力タイミングにおける電動機の回転角に基づいてディジタル出力を演算することを特徴とする請求項１に記載の電動機の駆動制御装置。
前記ｎ個のディジタル出力の各々の出力時間を算出する際に、ｎ個の出力タイミングの時間平均値から、各ディジタル出力の出力タイミングまでの遅れ(進み)時間を演算し、さらに前記遅れ(進み)時間をそれぞれ足しあわせ、かつディジタル演算に要する１周期分の時間を加えることにより、現在角を読み込んだタイミングから、当該制御周期中のｎ個それぞれのディジタル出力までの遅れ時間を求め、この遅れ時間に制御周期中の平均角速度を掛け合わせ、現在角に足しあわせることで、前記ｎ個のディジタル出力それぞれの出力タイミングにおける電動機の回転角を算出し、該算出した出力タイミングにおける電動機の回転角に基づいてディジタル出力を演算することを特徴とする請求項１に記載の電動機の駆動制御装置。