JP2001333591A

JP2001333591A - 電動機の駆動制御装置

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Publication number: JP2001333591A
Application number: JP2000151010A
Authority: JP
Inventors: Takahito Okubo; 孝仁大久保
Original assignee: Nissan Motor Co Ltd
Current assignee: Nissan Motor Co Ltd
Priority date: 2000-05-23
Filing date: 2000-05-23
Publication date: 2001-11-30
Anticipated expiration: 2020-05-23
Also published as: JP3700540B2

Abstract

(57)【要約】【課題】制御性能の悪化を抑制しながら演算負荷を軽減
することのできる電動機の駆動制御装置を提供する。【解決手段】電動機の電流フィードバック制御を、ディ
ジタル演算手段を用いて行う電動機の駆動制御装置にお
いて、前記ディジタル演算手段における電流フィードバ
ックの演算周期８０２とディジタル出力の出力周期８０
３とが異なり、前記電流フィードバックの演算周期が前
記ディジタル出力の出力周期の整数ｎ倍（図７ではｎ＝
４）であり、かつ、前記電流フィードバック演算の１演
算周期の時間内に出力されるｎ個のディジタル出力のそ
れぞれの補正量の演算を、前記電流フィードハック演算
の１演算周期内で行なうように構成した電動機の駆動制
御装置。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、電動機の駆動制御
装置に関し、特にディジタルサーボ制御を用いて直流電
源から可変周波数、可変電圧の交流を出力して交流電動
機を駆動する駆動制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】ディジタルサーボ制御を用いて直流電源
から可変周波数、可変電圧の交流を出力して交流電動機
を駆動する駆動制御装置としては、例えば特開平９−４
７０６５号公報に記載されたものがある。上記の従来例
には、離散系演算処理による制御無駄時間の影響とその
対策手段について下記のごとき内容が記載されている。
すなわち、１００μｓｅｃ程度の制御周期で電流制御演
算が為されるディジタルサーボにおいては、制御無駄時
間が存在するため、現在の電流値を読み取るタイミング
と次期ＰＷＭ電圧を出力するタイミングとの間に制御無
駄時間分の遅れが発生し、その無駄時間中に回転角θが
進んでしまうことから、リアルタイムで制御した場合に
比して上記無駄時間分の出力誤差を伴うという問題が生
じる。その問題を解決するため上記従来例では、上記無
駄時間分の進み角度の補正を行った上で次期ＰＷＭ出力
電圧を演算することにより、出力誤差を解消するように
構成している。なお、制御無駄時間とは、電流の現在値
データを読み込んでから、演算後のＰＷＭ出力の中心ま
でに要する時間であり、例えば後記図６のτｄ０（１２
２３）に相当する。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】上記の従来の技術によ
る電流サーボ手段においては、１００μｓｅｃ程度の高
速演算処理毎に次期指令電圧演算や角度補正演算を行う
必要があるため、演算負荷が極めて重く、相応の処理能
力を有するマイコンやＤＳＰ等の高速演算素子が必要と
なった。一例として３相同期電動機をベクトル電流フィ
ードバックで制御した場合、３２ｂｉｔＲＩＳＣマイク
ロコンピュータを用いて１００μｓｅｃｊｏｂを回す
と、アセンブラ使用時で約７割程度の演算負荷を占有し
てしまうので、演算負荷が極めて重くなるという問題が
あった。また、より低い処理能力を持つマイクロコンピ
ュータでの電流演算処理に対応させるため、２００μｓ
ｅｃ、３００μｓｅｃ、４００μｓｅｃ若しくはそれ以
上に処理周期を長周期化すると、演算負荷は軽減される
反面、前述の制御無駄時間が増加し、電流フィードバッ
ク制御部の制御安定性が低下するためループゲインが十
分取れなくなり、電流追従性が悪化したり、外乱変動に
対する電流安定性が悪くなる等の電流制御性能の悪化が
生じるという問題があった。

【０００４】本発明は上記のごとき従来技術の問題を解
決するためになされたものであり、制御性能の悪化を抑
制しながら演算負荷を軽減することのできる電動機の駆
動制御装置を提供することを目的とする。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明においては特許請求の範囲に記載するように
構成している。すなわち、請求項１に記載の発明におい
ては、マイクロコンピュータやＤＳＰ等に代表されるデ
ィジタル演算手段を用いて電動機の電流フィードバック
制御を行うディジタル方式の駆動制御装置において、電
流フィードバック演算周期とＰＷＭ、ＰＡＭ、ＰＣＭ等
に代表されるディジタル出力との出力周期が異なり、電
流フィードバックの演算周期がディジタル出力の出力周
期の整数ｎ倍、すなわち、電流フィードバックの１演算
周期内にｎ個のＰＷＭ等のディジタル出力を行う。そし
て、電流フィードバック演算の１演算周期と同一時間に
出力されるｎ個のＰＷＭ等のディジタル出力の各々の補
正値の補正演算を電流フィードバック演算の１演算周期
内でまとめて行うように構成している。これにより、あ
たかもＰＷＭ等のディジタル出力の出力周期毎に電流フ
ィードバック演算を行っているかの如く滑らかなＰＷＭ
等のディジタル出力が可能で、同程度の出力波形を、よ
り遅い演算周期で出力可能にすることができる。

【０００６】従来は、ディジタル出力毎に電流フィード
ハックによる補正をかけていたため、電流フィードハッ
ク演算周期とディジタル出力周期とを同じにする必要が
あり、高速回転に対応する場合、演算負荷が大きくなっ
ていた。これに対して、本発明では、一般的に電流フィ
ードバック演算周期における電動機の速度変化が小さい
ことに着目し、電流フィードバック演算の１演算周期と
同時間に出力されるｎ個のディジタル出力のそれぞれの
補正量の演算を電流フィードハックの１演算周期内でま
とめて行なうことにより、電流フィードハック演算周期
とディジタル出力の出力周期とを異ならせる、つまり電
流フィードハック演算周期をディジタル出力の出力周期
よりもｎ倍に長くすることができるようにしている。

【０００７】また、請求項２に記載の発明においては、
電流フィードバックの１演算周期中に行うＰＷＭ等のデ
ィジタル出力の補正演算において、電流値を読み込んだ
タイミングから各々の出力すべきＰＷＭ等のディジタル
出力波の出力中心時間までの進み角を用いて補正量を演
算するように構成したものである。

【０００８】また、請求項３に記載の発明は、前記ｎ個
のディジタル出力の各々の出力時間を算出する際に、ｎ
個の出力タイミングの時間平均値から、各ディジタル出
力の出力タイミングまでの遅れ(進み)時間を演算し、さ
らに前記遅れ時間をそれぞれ足しあわせ、かつディジタ
ル演算に要する１周期分の時間を加えることにより、現
在角を読み込むタイミングから、それぞれの制御周期目
のディジタル出力までの遅れ時間を求め、この遅れ時間
に制御周期中の平均角速度を掛け合わせ、現在角に足し
あわせることで、各々のディジタル出力時間における補
正後の角度を算出するように構成している。

【０００９】

【発明の効果】本発明によれば、負荷の重い電流フィー
ドバック演算をディジタル出力周期のｎ倍の長い演算周
期で行うことができるので演算負荷を大幅に軽減するこ
とが可能となり、かつ、電流フィードバック演算を周期
１／ｎで行った場合に近い精度・分解能で相電圧指令値
を得ることができるため、高速回転領域での制御性能を
損うことがない、という効果が得られる。また、ＰＷＭ
化電力変換部（例えば後記図１の１０４）に用いられる
ＭＯＳＦＥＴやサイリスタ等の電力変換素子は、一般に
１０〜１５ｋＨｚを超える周波数域ではスイッチング損
失が急増し、かつ、ＰＷＭキャリア周波数の基本波に依
存するＰＷＭ騒音は５〜７ｋＨｚを下回る周波数領域で
は可聴領域に入るため騒音問題が発生する。そのためＰ
ＷＭキャリア周波数は使用できる範囲が制限されるが、
本発明によれば電流フィードバック演算の周期とＰＷＭ
タイマのキャリア周波数とを独立に設定可能となること
から、適当な電流フィードバック演算周期を選択しつ
つ、電力変換素子の損失を抑え、ＰＷＭ騒音の影響を排
除した最適キャリア周波数の選択が可能となる。

【００１０】また、マイクロコンピュータ等による演算
手段の演算負荷が軽減されるので、速度制御や位置制御
といった電流フィードバック制御ループよりも外側の制
御演算の取り込みや、発電制御や回生制動要求等に代表
される電動機に対する他の付加価値を持つ処理機能を、
電動機の制御マイクロコンピュータの演算処理に統合化
し、１個のＣＰＵで実現することが可能となり、システ
ムの簡略化、高性能化、小型化および低価格化が実現可
能となる。また、同一の電流フィードバック制御の処理
演算内容であれば、より低い性能のマイクロコンピュー
タ等による演算手段が適用可能となることから、システ
ムの大幅原価低減や汎用マイクロコンピュータの使用等
が可能となる。

【００１１】また、請求項２に記載の発明においては、
ｎ個のＰＷＭ出力パルスの時間中心までの制御無駄時間
を補正しているため、相応の回転数まで正確な電圧指令
出力が可能となる。また、請求項３に記載の発明におい
ては、進み時間と遅れ時間の補正時間が常に１対をなす
ため、ｎ個のＰＷＭパルスの全ての補正値を演算処理す
る場合に比べて、約半分の演算負荷で全パルスの補正演
算を行うことができる。これにより、電流フィードバッ
ク制御演算のなかで行われる処理演算の回数を減らすこ
とが可能となり、更なる演算負荷の軽減が可能となる。
また、ＰＷＭパルスの時間平均値を制御パラメータとし
て有することにより、離散値系演算を行っているにも関
わらず連続系における制御無駄時間との対応づけが容易
となる。なお、ＰＷＭ中心までの補正時間は、例えば後
記図６のτｄ０に相当し、各パルスまでの補正時間は、
例えば後記図６のτｄ０±τｄ１〜４（１２２４〜１２
２６）に相当する。

【００１２】

【発明の実施の形態】図１は本発明の一実施例の構成を
示すブロック図である。図１において、電動機１０１は
例えば同期電動機であり、ＰＷＭ化電力変換部（例えば
インバータ回路）１０４の出力によって駆動される。回
転角度センサ１０２は電動機１０１の回転角度を検出
し、その結果を現在角θｒｅ演算ブロック１１１へ送
る。電流センサ１０３はＰＷＭ化電力変換部１０４から
電動機１０１のｕ、ｖ、ｗの各相に流れる電流を検出す
る。電流制御演算ブロック１０５は外部から与えられた
電流指令値ｉｑ＊とｉｄ＊（例えばアクセルペダルの開
度と回転速度に応じて決定される値）と実際の動作から
求められた２相電流ｉｑ、ｉｄとの偏差に基づいて電圧
指令値ｖｄ’＊、ｖｑ’＊を算出する。非干渉演算ブロ
ック１０６は干渉項の補正を行って２相電圧指令値ｖｄ
＊、ｖｑ＊を算出する。２相→３相変換ブロック１０７
（図では２相→３相を２φ→３φと略記している）は軸
変換を行って３相電圧指令値ｖｕ＊、ｖｖ＊、ｖｗ＊を
出力する。その出力でＰＷＭ化電力変換部１０４を駆動
する。ＰＷＭ化電力変換部１０４は例えばＰＷＭ信号発
生部とインバータ回路とからなり、三角波と３相電圧指
令値とを比較することによってＰＷＭ信号を作成し、そ
れによってインバータ回路を駆動して電動機１０１へ必
要な電流を供給する。

【００１３】電流値Ａ／Ｄ変換部１０９は電流センサ１
０３で検出したアナログ電流値をディジタル値に変換す
る。３相→２相変換ブロック１１０は軸変換を行って３
相の電流値を２相電流ｉｑ、ｉｄに変換し、電流制御演
算ブロック１０５へ送る。現在角θｒｅ演算ブロック１
１１は回転角度センサ１０２の出力に基づいて上記の軸
変換に必要な現在角θｒｅを算出する。θｒｅ補正演算
ブロック１１２は現在角θｒｅの補正を行う。また、ｓ
ｉｎ・ｃｏｓ参照ブロック１１３、１１４は現在角θｒ
ｅから軸変換に必要な数値を求め、２相→３相変換ブロ
ック１０７、３相→２相変換ブロック１１０へ送る。な
お、上記の各演算、変換ブロックは図面では分けて記載
しているが、実際には共通のコンピュータ等で構成でき
る。また、その演算内容については詳細を後述する。

【００１４】（第１の実施例）本発明の第１の実施例と
して、同期電動機に代表される電動機を用い、図１の回
転角度センサ１０２としてレゾルバやエンコーダ等を用
いて現在角度を読み込むシステム、または誘導電動機に
代表される電動機を用い、上記と同様の回転角度センサ
を用いて現在角度を読み込むか若しくは演算手段によっ
て現在角度を算出するシステムにおいて、上記のように
して現在の電動機の回転角度を検出し、電流センサ１０
３を用いて電動機の相電流値を読み込み、マイクロコン
ピュータやＤＳＰに代表されるディジタル演算手段を用
いて電流フィードバック制御演算処理を行い、得られた
制御指令値によってＰＷＭ化電力変換部１０４を制御す
ることにより、電動機に電力を供給する駆動制御装置に
本発明を適用した場合を説明する。

【００１５】図２〜図５は本発明の第１の実施例におけ
る処理手順を示すフローチャート、図６は本発明の第１
の実施例の動作を説明するための波形図である。まず、
本発明によるディジタルサーボ手段の具体的な演算処理
の実現手段として、概略の手順を図２および図３に示
す。なお、図２と図３は、の部分で接続される。こ
の際、説明のため一例として電流フィードバック制御の
条件を、ＰＷＭキャリア周波数１０ｋＨｚ（周期＝１０
０μｓｅｃ）、電流制御周期４００μｓｅｃとする。な
お、本発明においては、ＰＷＭキャリア周波数と電流制
御周期は、互いに独立に任意に設定可能である。

【００１６】図６の１２０４に示す１０ｋＨｚのＰＷＭ
タイマ（三角波発生）を動作させ、例えばタイマ波形の
谷のタイミングで１００μｓｅｃ毎の割り込みが発生す
るとする。本実施例ではｋ演算周期の割り込み１２０５
の発生により、まず、現在角θｒｅ(ｋ)（図６の１２２
８）を用いて電動機の相電流読み込み値ｉｕ(ｋ)、ｉｖ
(ｋ)をｉｄ(ｋ)、ｉｑ(ｋ)に軸変換し（図２のステップ
１１０６）、算出された現在の２相電流値と電流指令値
をもとに電流制御演算を行い（図２のステップ１１０
７）、必要に応じて非干渉制御（図２のステップ１１０
８）を行った上で、ｋ制御周期目のＰＷＭ出力指令値を
演算する（図３のステップ１１０９）。そしてｋ制御周
期目に出力すべき４個のＰＷＭパルスの出力指令値演算
を開始する。すなわち、ｋ制御周期目の最初の割り込み
１２０５直後を制御周期カウンタｉ＝０としてｉｕ(ｋ)
およびｉｖ(ｋ)を取り込み、Ａ／Ｄ変換を行う（図２の
ステップ１１０１）。また現在角θｒｅ(ｋ)を読み込み
（図２のステップ１１０２）、次にｋ制御周期に出力す
る４個のＰＷＭのそれぞれの出力タイミングにおける補
正角θ’ｒｅ(ｋ、ｊ)を一度に演算する（図２のステッ
プ１１０３）。

【００１７】以下、図２のステップ１１０３における補
正角演算手順（ステップ１１０４、１１０５）を、図４
に基づいて詳細に説明する。先ず現在角θｒｅを取り込
む（図４のステップ１１２１）。そしてｋ番目の電流フ
ィードバック演算周期とｋ番目の演算による４個のＰＷ
Ｍ出力周期とは、１ＰＷＭ周期(１０ｋＨｚ時には１０
０μｓｅｃ)だけ遅れることから、ＰＷＭ周期のカウン
タｊは制御周期のカウンタｉに１を足してｊ＝ｉ＋１と
する。これはすなわちｋ周期目の出力指令値演算は、必
ずｋ周期目の出力が始まる１ＰＷＭ周期前に演算が完了
していることを示す。

【００１８】また、４個各々のＰＷＭ出力時間を算出す
るため、４個のＰＷＭ出力タイミングの時間平均値ＰＷ
Ｍｏｕｔ(ｋ)（図６の１２２２）から、各ＰＷＭパルス
の出力タイミングＰＷＭｏｕｔ(ｋ、ｊ)までの遅れ(進
み)時間ＤＥＬＴＡ(ｋ、ｊ)（図６の△τｄ１〜△τｄ
４に相当）を下記（数１）式で演算する（図４の１１２
２）。ＤＥＬＴＡ(ｋ、ｊ)＝(１０^−６／２)(２×ｊ−ｎ−１)×(ｄθｒｅ／ｄｔ) …(数１) さらに上記時間平均値（１２２２）からの遅れ時間ＤＥ
ＬＴＡ(ｋ、ｊ)をそれぞれ足しあわせ、かつ演算にかか
る１ＰＷＭ周期１００μｓｅｃを加えることにより、現
在角θｒｅを読み込むタイミングから、ｋ制御周期目の
４個のＰＷＭ出力それぞれまでの遅れ時間△τｄ１〜△
τｄ４を求め、この遅れ時間にｋ制御周期中の平均角速
度ｄθｒｅ／ｄｔを掛け合わせ、現在角θｒｅに足しあ
わせることで、各々のＰＷＭ出力時間における補正後の
角度θ’ｒｅ(ｋ、１)（図６の１２３４）〜θ’ｒｅ
(ｋ、４)（図６の１２３８）を算出する（図４のステッ
プ１１２３）。

【００１９】この際、ＰＷＭ出力タイミングの時間平均
値ＰＷＭｏｕｔ(ｋ)（図６の１２２２）から各ＰＷＭパ
ルス出力時間までの遅れ(進み)時間は、遅れ方向(正符
号)と進み方向(負符号)とが１対となることから、ＤＥ
ＬＴＡ(ｋ、ｊ)の演算（図４の１１２２）はどちらか一
方のみを行い、対となる時間は角度補正演算（図４のス
テップ１１２３）の演算式の符号反転により行い、得ら
れたθ’をもとにｓｉｎ(θ’)、ｃｏｓ(θ’)をマップ
参照により得ることができる（図４のステップ１１２
４）。上記演算処理により、角度補正演算をｊ＝１〜ｎ
まで行うことなく、ｊ＝１〜ｎ／２までで完了すること
ができる（図４の１１２５）。

【００２０】なお、上記の非干渉制御とは、電動機を２
次磁束に直交するｑ軸成分と平行するｄ軸成分とに分離
して電流制御を行うベクトル電流制御において、流れる
電流とｑ軸、ｄ軸のインダクタンスおよび回転数の作用
により、ｄ軸電流がｑ軸電圧として、ｑ軸電流がｄ軸電
圧として相互に干渉が生じるものを、予め演算によって
差し引いて打ち消す制御をいう。

【００２１】以下、図３のステップ１１０９におけるＰ
ＷＭ出力指令値の演算について図５に基づいて説明す
る。まず、ｊ＝１〜４までの４個のＰＷＭパルスそれぞ
れに、先に演算した補正角θ’を用いて軸変換を行い
（図５のステップ１１３１）、得られたｕ、ｖ、ｗ各相
電圧指令をストアする（図５のステップ１１３２）。

【００２２】ｋ番目の制御周期における最初の１００μ
ｓｅｃ割り込みｊｏｂで、上記のようなｋ制御周期に出
力するＰＷＭパルスの指令電圧値をまとめて演算してお
き、それ以降は定期割り込みが発生する度にＰＷＭコン
ペアレジスタに当該ストアされた指令電圧値を順番に書
き込む（図５のステップ１１３３）。ＰＷＭコンペアレ
ジスタに書き込まれた値（図６のｒｃｕ(ｋ，１)等）と
三角波１２０４とを比較することにより、ＰＷＭ信号
（図６の１２１６等）を発生することができる。これに
より、４００μｓｅｃ毎に電流フィードバック演算を行
っているにも関わらず、あたかも１００μｓｅｃ毎に演
算しているかのごとく正確かつ高分解能の出力を得るこ
とができる。

【００２３】電流フィードバック演算周期における電動
機の速度変化は一般的には小さいと考えられるので、電
流フィードバック演算の１周期と同時間に出力されるｎ
個のディジタル出力のそれぞれの補正量の演算を１電流
フィードバック演算周期内でまとめて行うことにより、
電流フィードバック演算周期Ａとディジタル出力の出力
周期Ｂとを異ならせることができる。それにより高速回
転にした場合の制御性を悪化させることなくディジタル
演算手段の負荷を低減できる。

【００２４】図７（図の右半分は左半分の時間軸を短く
表示したもの）は本実施例による電流サーボを用い、ｎ
＝４とした時のＰＷＭ出力波形の一例を示したものであ
るが、ＰＷＭキャリア周波数を１０ｋＨｚ（周期＝１０
０μｓｅｃ）とすると、制御周期８０２が４００μｓｅ
ｃの電流フィードバック演算を行っているにも関わら
ず、１００μｓｅｃ毎にＰＷＭ波形８０１を指令値に追
従させて変化することが可能であり、図のようにｓｉｎ
波に近い３相電圧指令値８０３を出力することが可能と
なる。本性能は、高速回転領域でより顕著となる。

【００２５】次に、本発明による電流サーボ手段の第２
の実施例について説明する。図８は本発明の第２の実施
例の処理手順を示すフローチャートであり、前記図２の
ステップ１１０３に示す補正角演算の別の内容を示す。
また、図９は本発明の第２の実施例の動作説明図であ
る。なお、構成のブロック図は前記図１と同じであり、
処理手順の概略構成は前記図２と同じである。

【００２６】以下、図８に示す補正角演算について説明
する。まず、図８のステップ１３０１で現在角θｒｅ
（図９の１４２３）を取り込む。そして割り込みタイミ
ングとパルス出力タイミングとのオフセット５０μｓｅ
ｃ間に進む角度Ｔ０（図９のＴ０）を演算する（図８の
ステップ１３０３）。また、ｋ番目の電流フィードバッ
ク演算周期における４個の出力ＰＷＭパルスのうち、各
々のパルスの間隔、すなわち１００μｓｅｃに進む角度
ＤＥＬＴＡ（図９の１４２２）を演算する（図８のステ
ップ１３０４）。そして、上記のＴ０とＤＥＬＴＡを用
いて、最初のパルスを出力するまでの遅れ時間１５０μ
ｓｅｃ間の進み角を求める。

【００２７】まず、θ’ｒｅ(ｋ、ｊ)を下記（数２）式
で求める（図８のステップ１３０５）。 θ’ｒｅ(ｋ、ｊ)＝θｒｅ（ｋ）＋Ｔ０ …(数２) それ以降の３個のパルスは下記（数３）式のように順次
θ’ｒｅ(ｋ、ｊ−１)にＤＥＬＴＡを加算することで求
める（図８のステップ１３０６）。 θ’ｒｅ(ｋ、ｊ)＝θ’ｒｅ(ｋ、ｊ−１)＋ＤＥＬＴＡ …(数３) さらに同演算ループの中で得られたθ’をもとにｓｉｎ
(θ’)、ｃｏｓ(θ’)をマップ参照によって得る（ステ
ップ１３０７）。上記演算処理により、単純な和算の操
り返しのみで所望の進み角θ’を求めることが可能とな
る。本演算以降は、第１の実施例に示した演算処理と同
様に、ｋ制御周期目の４個のＰＷＭ指令出力を得ること
ができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例の構成を示すブロック図。

【図２】第１の実施例における処理手順を示すフローチ
ャートの一部。

【図３】第１の実施例における処理手順を示すフローチ
ャートの他の一部。

【図４】図２のステップ１１０３における補正角演算内
容の詳細を示すフローチャート。

【図５】図３のステップ１１０９におけるＰＷＭ出力指
令値の演算内容の詳細を示すフローチャート。

【図６】本発明の第１の実施例の動作を説明するための
波形図。

【図７】本発明によるＰＷＭ出力波形の一例を示す図。

【図８】本発明の第２の実施例における補正角演算内容
の詳細を示すフローチャート。

【図９】本発明の第２の実施例の動作を説明するための
波形図。

【符号の説明】

図面の簡単な説明１０１…電動機
１０２…回転角度センサ１０３…電流センサ１０４…ＰＷＭ
化・電力変換ブロック１０５…電流制御演算ブロック１０６…非干渉
演算ブロック１０７…２相→３相変換ブロック１０９…電流値
Ａ／Ｄ変換部１１０…３相→２相変換ブロック１１１…現在角
θｒｅ演算ブロック１１２…θｒｅ補正演算ブロック１１３…ｓｉｎ
・ｃｏｓ参照ブロック１１４…ｓｉｎ・ｃｏｓ参照ブロック

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】電動機の電流フィードバック制御を、ディ
ジタル演算手段を用いて行う電動機の駆動制御装置にお
いて、前記ディジタル演算手段における電流フィードバックの
演算周期とディジタル出力の出力周期とが異なり、前記
電流フィードバックの演算周期が前記ディジタル出力の
出力周期の整数ｎ倍であり、かつ、前記電流フィードバ
ック演算の１演算周期の時間内に出力されるｎ個のディ
ジタル出力のそれぞれの補正量の演算を、前記電流フィ
ードハック演算の１演算周期内で行なうように構成した
ことを特徴とする電動機の駆動制御装置。
【請求項２】前記ｎ個のディジタル出力のそれぞれの補
正量の演算において、電動機に流れる電流の値を読み込
んだタイミングからディジタル出力の出力中心時間まで
の進み角を用いて、それぞれの出力すべきディジタル出
力の補正量を演算することを特徴とする請求項１に記載
の電動機の駆動制御装置。
【請求項３】前記ｎ個のディジタル出力の各々の出力時
間を算出する際に、ｎ個の出力タイミングの時間平均値
から、各ディジタル出力の出力タイミングまでの遅れ
(進み)時間を演算し、さらに前記遅れ(進み)時間をそれ
ぞれ足しあわせ、かつディジタル演算に要する１周期分
の時間を加えることにより、現在角を読み込んだタイミ
ングから、当該制御周期中のｎ個それぞれのディジタル
出力までの遅れ時間を求め、この遅れ時間に制御周期中
の平均角速度を掛け合わせ、現在角に足しあわせること
で、各々のディジタル出力時間における補正後の角度を
算出することを特徴とする請求項１に記載の電動機の駆
動制御装置。