CN108698638A - 动力转向装置的控制装置、以及使用它的动力转向装置 - Google Patents

动力转向装置的控制装置、以及使用它的动力转向装置 Download PDF

Info

Publication number
CN108698638A
CN108698638A CN201780010849.9A CN201780010849A CN108698638A CN 108698638 A CN108698638 A CN 108698638A CN 201780010849 A CN201780010849 A CN 201780010849A CN 108698638 A CN108698638 A CN 108698638A
Authority
CN
China
Prior art keywords
current
controlling cycle
rotation angle
cycle
electric
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201780010849.9A
Other languages
English (en)
Other versions
CN108698638B (zh
Inventor
加岛督己
杉山吉隆
板桥正树
菅沼直志
山野和也
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Hitachi Astemo Ltd
Original Assignee
Hitachi Automotive Systems Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Hitachi Automotive Systems Ltd filed Critical Hitachi Automotive Systems Ltd
Publication of CN108698638A publication Critical patent/CN108698638A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN108698638B publication Critical patent/CN108698638B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B62—LAND VEHICLES FOR TRAVELLING OTHERWISE THAN ON RAILS
    • B62D—MOTOR VEHICLES; TRAILERS
    • B62D5/00—Power-assisted or power-driven steering
    • B62D5/04—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear
    • B62D5/0457—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear characterised by control features of the drive means as such
    • B62D5/046—Controlling the motor
    • B62D5/0463—Controlling the motor calculating assisting torque from the motor based on driver input
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/539—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
    • H02M7/5395—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/13—Observer control, e.g. using Luenberger observers or Kalman filters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
    • H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
    • H02P25/022—Synchronous motors
    • H02P25/03—Synchronous motors with brushless excitation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H02P27/12—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation pulsing by guiding the flux vector, current vector or voltage vector on a circle or a closed curve, e.g. for direct torque control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/28—Arrangements for controlling current
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H17/00—Networks using digital techniques
    • H03H17/02—Frequency selective networks
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/44—Circuits or arrangements for compensating for electromagnetic interference in converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Chemical & Material Sciences (AREA)
  • Combustion & Propulsion (AREA)
  • Transportation (AREA)
  • Mechanical Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Computer Hardware Design (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
  • Steering Control In Accordance With Driving Conditions (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

提供能够通过扩频降低电磁噪声、能够实现稳定的电机控制的动力转向装置的控制装置、以及使用它的动力转向装置。动力转向装置的控制装置包括：PWM载波周期设定单元，将PWM载波周期在控制周期的1周期内设定自然数个数，并且将PWM载波周期的长度设定为可变；电机电流检测执行单元，在控制周期内进行电机电流的检测；电机旋转角度检测执行单元，在控制周期内检测电机旋转角度；以及执行定时设定单元，基于由控制周期设定单元设定的控制周期，设定电机电流检测执行单元的电机电流的检测的定时或电机旋转角度检测执行单元的电机旋转角度的检测的定时。

Description

动力转向装置的控制装置、以及使用它的动力转向装置
技术领域
本发明涉及动力转向装置，特别涉及用于它的控制装置。
背景技术
在动力转向装置中，使用对使转向轮随着方向盘的转向操作而转向的转向机构提供转向力，并产生辅助转向扭矩的电机。在驱动控制该电机、将来自直流电路的直流电力转换为交流电力的电力转换装置中，该转换方法在包含1个以上的绕组(负载)的包括多个相的3相电桥电路中，控制该开关定时而对绕组提供交流电力，以使连接在各相和供给电压之间的Hi侧开关元件和连接在各相和GND之间的Lo侧开关元件不短路。作为这种控制方法，例如在供给的直流电力的电压为一定的情况下，通过调整该开关的导通和关断时间(脉冲宽度)而控制对交流电路提供的电压(PWM控制)。PWM控制，一般地使用被称为载波(载波)的基准的周期信号，决定开关的导通定时和关断定时，以使开关的导通和关断的合计时间在该载波的周期中，能够施加期望的电压。
但是，在这样的电力转换装置中，作为课题可列举开关造成的开关声音和电磁噪声(EMI)。这些开关声音和电磁噪声根据开关的周期、即载波频率而决定其频率特性。
作为其对策方法，例如，有在硬件中追加用于降低开关的瞬态响应的滤波电路，或在软件中进行设定以避开载波频率成为问题的频带。这里，在载波频率的设定上有限制，需要设定载波频率，以使对负载的电压的电流的响应性不超过PWM载波周期，将开关声音设定为避开人的可听区域(20Hz～20kHz)那样的频率。此外，如上述，一般地在开关中有被称为静寂时间的Hi侧开关和Lo侧开关都为关断(OFF)的时间(开关损耗)，以使从供给电压至GND没有短路，但需要设定载波频率，以尽量减小该损耗，在电动助力转向中载波频率被设定在20kHz附近。
但是，即使在这种限制之中依然存在电磁噪声的课题，若考虑价格竞争，则不仅需要硬件中的对策，还需要软件中的对策，所以有某个一定周期或随机地变更载波频率进行扩频的方法，以降低在设定的载波频率中开关的电磁能量的峰值。
作为本技术领域的背景技术，有日本特开2013-38916号公报(专利文献1)。专利文献1公开了以提供即使将开关频率扩频的情况下，也使控制对象稳定，能够满足高谐波电流和电磁噪声的规范的开关装置为目的，在对于开关元件传输控制导通(ON)和关断(OFF)的操作信号，进行开关元件的开关控制的开关装置中，具有以下结构：从多个种类的脉冲周期中选择两种以上的脉冲周期的脉冲周期选择单元；将由脉冲周期选择单元选择出的脉冲周期的合计设定作为控制周期的控制周期设定单元；以及对由控制周期设定单元设定的每个控制周期，变更导通和关断的占空比而传输操作信号的操作信号传输单元。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2013-38916号公报
发明内容
发明要解决的问题
在专利文献1中，控制周期设为一定，而在该限制之中多个种类的PWM载波周期的合计为控制周期，此外该控制周期的整数倍为多个种类的PWM载波周期的调制周期。
这里，特别是在电动助力转向装置中，近年来，期待转向感的提高和即使紧急避让时也可实现稳定的控制的高响应，电动助力转向装置中使用的电机的电流控制的目标响应例如也被要求1msec。因此，作为电机控制周期，在该目标响应之前，例如，被要求约5次以上的施加电压的运算更新周期、即约5次以上的控制周期(1周期1/5msec以下)。而且，在为了载波频率避开可听区域而设定为20kHz的情况下，在目标响应1msec之中PWM载波周期为20次。即，在1次控制周期中，PWM载波周期可以最大包含4次。但是，在4次之中变更PWM载波周期的情况下，也需要调整，以使4次的PWM载波周期的合计时间(控制周期)不改变，而且，在为了扩频期望的频谱而在4次之中准备了即使1个短周期的情况下，也需要调整，以使剩余的周期一定加长。因此，在这样的情况中，在将控制周期固定的限制之中，将控制周期中的载波频率的平均值极大错开是不可能的，而在增大频率的摆动幅度的情况下，有多个种类的PWM载波周期的一个一个的间隔会增宽的问题。
此外，即使是扩频以外的目的，有时也实施载波频率的变更，例如在电机输出为最大的驱动状态中，有时为了尽量减小上述静寂时间造成的开关损耗而降低载波频率。在这样的情况下，在上述电动助力转向装置中的限制事项之中，在专利文献1中，例如将载波频率设为10kHz，在两次PWM载波周期中创建1次控制周期，只能准备2种PWM载波周期。
此外，若换句话来说上述专利文献1的结构，则PWM载波周期相对于1次控制周期(电压更新周期)变化多次，所以有无法稳定施加期望的电压的问题。此外，在要使载波频率极大变化的情况下，因平顺的频率的变更是不可能的而在频率的切换时发生电流的冲击，或无法自由地设计用于降低电磁噪声的期望的频率的变化。
此外，在控制周期中没有PWM载波周期改变造成的开关定时的更新，所以无法施加期望的电压，无法实现期望的电流控制响应，发生与在控制周期中变化的PWM载波周期的变动对应的电流摆动。即使作为避免它的方法，生成比控制周期短、与PWM载波周期同步的中断任务，在该任务内进行了与PWM载波周期匹配的开关定时的更新的设计，也有微电脑的设计复杂，而且微电脑的运算负载升高的问题。
本发明的目的在于，解决上述课题，提供能够通过扩频降低电磁噪声、能够实现稳定的电机控制的动力转向装置的控制装置，以及使用它的动力转向装置。
解决问题的方案
为了解决上述课题，本发明的一实施方式，若列举其一例，则是动力转向装置的控制装置，动力转向装置驱动控制对使转向轮随着方向盘的转向操作而转向的转向机构提供转向力的电机，该控制装置的结构具有：电流指令值运算单元，根据车辆的驾驶状况运算对所述电机的电流指令值；电压指令值运算单元，基于电流指令值运算对所述电机的电压指令值；PWM控制单元，根据电压指令值输出对所述电机的各相的PWM占空比信号；电桥电路，其由通过PWM占空比信号驱动控制的开关元件构成，驱动控制电机；控制周期设定单元，将控制装置进行控制动作的规定的周期即控制周期设定为可变；载波频率设定单元，将PWM占空比信号的导通、关断的切换周期即PWM载波周期，在控制周期的1周期内设定自然数个数，并且将所述PWM载波周期的长度设定为可变；电流检测单元，在控制周期内进行所述电机中流动的电流即电机电流的检测；旋转角度检测单元，在控制周期内检测电机的转子的旋转角度即电机旋转角度；以及检测定时设定单元，基于由控制周期设定单元设定的控制周期，设定电流检测单元的电机电流的检测的定时或旋转角度检测单元的旋转角度的检测的定时。
根据本发明的一实施方式，可以提供能够通过扩频降低电磁噪声、能够实现稳定的电机控制的动力转向装置的控制装置，以及使用它的动力转向装置。
附图说明
图1是表示实施例中的动力转向装置的电机、电力转换装置和其控制装置的系统结构图。
图2是实施例中的控制装置的时间图。
图3是实施例中的角速度运算关联的时间图。
图4是实施例中的3相dq轴坐标转换用相位补偿的时间图。
图5是实施例中的电流检测旋转角度检测定时偏差图像的向量图。
图6是实施例中的电压指令值运算单元的结构图。
图7是实施例中的控制装置的时间图。
图8是实施例中的电压输出旋转角度检测定时偏差图像的向量图。
图9是实施例中的开关定时。
图10是实施例中的对于扩频的载波频率设定的概念图。
图11是实施例中的由可变载波频率造成的电磁噪声的扩频效应的仿真结果。
具体实施方式
以下，使用附图说明本发明的实施例。
实施例
本实施例的控制周期不固定而以载波周期的整数倍设为控制周期的1周期。而且，为了即使控制周期变化也不损害控制性，在运算当前控制周期的电压指令值运算单元的输出即电压指令值之前实施决定下个控制周期的载波周期的运算，与上次、当前和下个控制周期的变化匹配，对每个电机控制周期更新操作量和参数。
图1是表示本实施例中的动力转向装置的电机、电力转换装置和其控制装置的系统结构图。在图1中，通过具有以直流电源1、并联连接的平滑电容器2和6个FET等的开关元件3构成的3相电桥电路4的电力转换装置(逆变器)而连接电机6，在平滑电容器2和3相电桥电路4之间的下游侧设有分流电阻5，在电机6中包括转子角度传感器7、逆变器电压传感器8和控制装置9。
控制装置9将分流电阻5中流动的下游侧直流母线电流IDC作为输入，由电流检测单元10根据IDC再现在电机中流动的3相电流Iu、Iv、Iw，接受来自转子角度传感器7的信号，由旋转角度检测单元11获取电机电角度θe0，由角速度运算单元12根据θe0的本次值和上次值的差分而输出电角度速度ωe，由相位补偿a单元13考虑该时间偏差而输出校正了电角度的θe1，以如同在电流检测定时进行旋转角度检测，由3相dq轴转换单元14使用所述Iu、Iv、Iw和所述θe1实施用于将3相交流置换为2轴直流的向量控制的坐标转换，输出磁通(d轴)电流Id和转矩(q轴)电流Iq。
电流指令值运算单元26根据车辆的驾驶状况，运算对电机6的电流指令值，电压指令值运算单元15使用所述Id*、Iq*、Id，Iq、ωe，输出对电机6的电压指令值、即d轴指令电压Vd*和q轴指令电压Vq*，以使所述Id和Iq追随电流指令值运算单元26的指令电流Id*、Iq*。相位补偿b单元16考虑该时间偏差而输出校正了电角度的θe2，以在电压输出定时进行旋转角度检测，由dq轴3相转换单元17使用所述Vd*、Vq*和所述θe2实施坐标转换，以将向量控制用的2轴直流返回到实际的3相交流，并输出3相电压指令Vu*、Vv*、Vw*。
接受来自逆变器电压传感器8的信号，由逆变器电压检测单元18获取逆变器电压Vinv，由PWM控制单元19根据Vu*、Vv*、Vw*和Vinv的比率，输出对各相的PWM占空比信号、即3相指令占空比Dutyu*、Dutyv*、Dutyw*，由开关定时设定单元20将Dutyu*、Dutyv*、Dutyw*与PWM载波周期Tc进行比较，对3相Hi侧/Lo侧的每个开关输出其开关定时THiu*、TLou*、THiv*、TLov*、THiw*、TLow*，由微电脑开关信号生成单元21以PWM载波周期Tc为时间基准，对6个开关元件3提供开关信号。
然后，由检测定时设定单元22根据THiu*、TLou*、THiv*、TLov*、THiw*、TLow*设定检测所述IDC、旋转角度、逆变器电压的检测定时TadI、Tadθ、TadV，微电脑信号检测单元23基于与根据PWM载波周期Tc生成的控制周期同步的信号，在TadI、Tadθ、TadV的定时实施信号检测。
若由转子角速度传感器7检测出的电机电角度θe0中有检测误差分量，则有角速度运算单元12运算出的角速度ωe摆动的情况。这样的情况下包含对角速度ωe设置数字滤波处理单元，除去角速度ωe的摆动分量的滤波处理。这里，数字滤波处理单元基于控制周期设定进行滤波处理时的截止频率即可。由此，通过截止频率也与变化的控制周期匹配的调整，可以进行适当的数字滤波。
在载波频率设定单元24中选择作为本实施例的基准的预先准备的多个种类的PWM载波周期Tc。在控制周期设定单元25中，以由载波频率设定单元24选择出的PWM载波周期Tc的整数倍生成控制周期Tcc。然后，对依赖于控制周期Tcc、即依赖于PWM载波周期Tc的角速度运算单元12、相位补偿a单元13、电压指令值运算单元15、相位补偿b单元16、开关定时设定单元20、微电脑开关信号生成单元21、检测定时设定单元22、微电脑信号检测单元23输出PWM载波周期Tc和控制周期Tcc。
相位补偿a单元13是，基于由控制周期设定单元25设定的控制周期Tcc和由旋转角度检测单元11检测出的电机旋转角度，估计由电流检测单元10检测出电机电流时的电机旋转角度的电机旋转角度估计单元。而且，电流指令单元基于电机电流和检测到电机电流时的电机旋转角度，运算电流指令值。以往，电机电流的检测定时和电机旋转角度的检测定时不同，所以在电机电流的检测时，不知道当时的电机旋转角度。因此，通过基于之后检测出的电机旋转角度和控制周期，追溯估计检测到电机电流时的电机旋转角度，可以得到电机电流检测定时中的电机旋转角度的信息，可以进行合适的电流指令值运算。
图2是表示本实施例中的控制装置的PWM载波周期和开关元件的开关定时等的时间图。图2中的k表示是第几控制周期(k：自然数)。这里，控制周期Tcc按PWM载波周期Tc的3倍设定(同步)。即，1控制周期中的载波频率在PWM载波3周期中是固定的，而检测到用于控制的输入信号和运算出的输出信号在1控制周期中不被更新。此外，输出的信号被反映在下个控制周期中。任务27是在1控制周期中处理图1所示的控制装置9的处理的控制任务，任务27的输入是在当前控制周期内获取的信号值，任务27的输出是下个控制周期的图1所示的PWM载波周期、控制周期的Tc、Tcc、3相的Hi侧开关和Lo侧开关的开关定时THiu*、THiv*、THiw*、TLou*、TLov*、TLow*、电流和旋转角度及逆变器电压的检测定时TadI、Tadθ、TadV。对于各定时，注明基准点。当前控制周期的Hi/Lo侧开关的开关定时THiu*(k)、THiv*(k)、THiw*(k)、TLou*(k)、TLov*(k)、TLow*(k)按照将当前控制周期中(k)的各PWM载波Tc(k)的开头作为基准运算的定时，Hi/Lo侧也生成关断定时，此外，空出静寂时间Td而自动地生成导通定时。这里，静寂时间Td不依赖于PWM载波周期而是固定的。
以与当前控制周期中(k)的控制周期Tcc(k)同步的检测基准信号的开头为基准，以当前控制周期中(k)的PWM载波的第2周期的3相Hi侧开关的定时为正中的相的Hi侧关断定时(在将THiu*、THiv*、THiw*按大中小排列时相应为中的定时)为中心，在紧靠Ti1时间之前、Ti2时间后分别运算当前控制周期的电流的检测定时Tad1(k)、Tad2(k)。这里，Til、Ti2是在根据直流母线中的分流电阻中的直流IDC再现3相电流的方法中由电路特性事前决定的时间，不依赖于PWM载波周期而是固定的。
当前控制周期的旋转角度的检测定时Tadθ(k)被设定在以与当前控制周期中(k)的控制周期Tcc(k)同步的检测定时基准信号的开头为基准、当前控制周期中(k)的PWM载波的第2周期的中心。当前控制周期的逆变器电压的检测定时TadV(k)被设定，以在旋转角度的检测定时Tadθ(k)之后顺序检测信号。
接着，作为本实施例的特征，表示使用了用于即使控制周期变化，也不使控制性劣化的PWM载波周期的图1的角速度运算单元12、相位补偿a单元13、电压指令值运算单元15、相位补偿b单元16、开关定时设定单元20和检测定时设定单元22中的各操作量和参数的运算实施例，此外，表示实现了载波频率设定单元24中的扩频的载波频率和其调制规范的实施例。
首先，关于角速度运算单元12，在离散系统中角速度的运算可以根据当前控制周期中检测出的旋转角度和上次控制周期中检测出的旋转角度的差分值、以及该检测时间间隔来求。即，该检测时间区间依赖于控制周期，如果已知上次控制周期和本次控制周期，则可以得到合适的角速度。(这里，下个控制周期的载波周期的更新不必在角速度运算单元之前。)因此，根据前控制周期中得到的电机电角度θe0(k-1)和当前控制周期中得到的电机电角度θe0(k)的差分(微分)，运算当前控制周期中使用的角速度ωe(k)。但是，在离散系统中需要以下那样考虑，使得通过控制周期可变而在微分运算中使该角速度的时间系数ΔTadθ(k)可变。图3中表示角速度运算关联的时间图。从图3，导出下式。
ωe’(k)[rad/ΔTadθ(k)sec]＝(θe0(k)[rad]-θe0(k-1)[rad])
ωe(k)[rad/sec]＝(θe0(k)[rad]-θe0(k-1)[rad])÷ΔTadθ(k)[sec]
＝(θe0(k)[rad]-θe0(k-1)[rad])÷{(Tcc(k-1)[sec]-Tadθ(k-1)[sec])+Tadθ(k)[sec]}
＝(θe0(k)[rad]-θe0(k-1)[rad])÷(1/2×Tcc(k-1)[sec]+1/2×Tcc(k)[sec])
这里，在本实施例中，在1/2×Tcc(k)[sec]＝Tadθ(k)[sec]，而且角速度ωe(k)是摆动的情况下，每次计算角速度ωe(k)时实施滤波运算(采样周期T＝控制周期Tcc)，使用当前控制周期和目标的截止频率fc，求决定离散系统中的截止频率的系数Kf(k)，如以下那样，乘以数字滤波器计算滤波后的角速度信号ωef(k)。
ωef(k)[rad/sec]＝Kf(k)[-]×
{ωe(k)[rad/sec]-ωef(k-1)[rad/sec]}+ωef(k-1)[rad/sec]
＝{(2π×fc[Hz]×Tcc[sec])÷(1+2π×fc[Hz]×Tcc[sec])}×
{ωe(k)[rad/sec]-ωef(k-1)[rad/sec]}+ωef(k-1)[rad/sec]
接着，说明相位补偿a单元13和相位补偿b单元16。
首先，电力转换装置中的电流检测的方法有多个，而无论哪种方法，设定与控制周期或开关定时同步的检测定时都是重要的。例如，在对相设置分路来检测电流的系统中，在下个控制周期中即固定地施加期望的电压的区间的中间或后半部分，将检测定时设定在当前控制周期中。
此外，作为另一检测方法，在3相电桥电路前或后的直流电路中设置了一个分路的电流检测系统中，与对施加期望的电压的下个控制周期设定的开关定时同步而将电流检测定时设定在当前控制周期中。由此可稳定地检测电流。
电流检测定时在电压指令值运算单元之后运算，所以通过在当前控制周期中的电压指令值运算单元之前运算下个控制周期的载波周期设定，可以合适地设定下个控制周期中的电流检测的定时。
在使用了交流电路的电机的控制中，有以下方法：一般使用在被称为向量控制的使用电机中流动的交流电流和旋转角度信号，将交流器如直流器那样处理的控制(坐标转换)，在运算用于实现期望的电流响应的电压之前从交流器转换为直流器来处理，此外在指定实际地对电机施加的交流电压即开关定时之前从直流器转换为交流器来处理。
而且，在这种向量控制中，实现稳定的控制的技术是，可以掌握被检测到电流时的电机的旋转角度在哪儿、此外电压输出时的电机的旋转角度在哪儿。但是，一般地，根据微电脑的规范等，检测电流的定时和检测电机的旋转角度的定时无法同步，而且在输出电压的定时之前从直流器向交流器的转换处理结束，所以输出电压的定时和检测电机的旋转角度的定时无法同步。
作为这种校正，对从电流的交流向直流的转换用旋转角度，根据旋转角度速度和检测定时的偏差时间运算从旋转角度检测定时至电流检测定时为止超前的(或延迟)电机的旋转超前角(或延迟角)，通过将其相加检测出的旋转角度而进行校正。具体而言，在相位补偿a单元13中，使用检测出的电机电角度θe0(k)、运算出的电角度速度ωe(k)和检测定时偏差时间ΔTadIθ(k)，如以下那样求3相dq轴转换用的位相θe1(k)，使得如同在用于坐标转换的相同定时检测到在当前控制周期中但不同定时获取的电流和旋转角度的信号。图4表示3相dq轴坐标转换用相位补偿的时间图，图5表示电流检测旋转角度检测定时偏差图像的向量图。这里，电流的检测定时设为TadI1(k)和TadI2(k)的中间地点。从图4、图5，导出下式。
θe1(k)[rad]＝θe0(k)[rad]+θerror1[rad]
＝θe0(k)[rad]+ωe(k)[rad/s]×ΔTadIθ(k)[sec]
＝θe0(k)[rad]+ωe(k)[rad/s]×〔{TadI1(k)[sec]+TadI2(k)[sec]}/2-Tadθ(k)[sec]}〕
此外，在从电压的直流向交流的转换用旋转角度上，通过从旋转角度速度和检测定时的偏差时间运算从旋转角度检测定时至电压输出区间的超前的电机的旋转超前角，并加上检测出的旋转角度来校正。具体而言，在相位补偿b单元16中，使用检测出的电机电角度θe0(k)、运算出的电角度速度ωe(k)和定时偏差时间ΔTadVθ(k)，如以下那样求dq轴3相转换用的相位θe2(k)，以为了在向量控制中转换为dq轴运算出的电压指令返回3相的坐标系而使当前控制周期中获取的旋转角度的检测定时和下个控制周期中3相电压输出的定时同步用于坐标转换。图7中表示与定时偏差时间ΔTadVθ(k)有关的时间图，图8中表示电压输出旋转角度检测定时偏差图像的向量图。其中，3相电压输出(开关定时)在1控制周期中是固定的，所以同步的目标定时设为电压输出期间中的中间地点。从图7、图8导出下式。
θe2(k)[rad]＝θe0(k)[rad]+θerror2[rad]
＝θe0(k)[rad]+ωe(k)[rad/s]×ΔTadVθ(k)[sec]
＝θe0(k)[rad]+ωe(k)[rad/s]×〔{Tcc(k)[sec]-Tadθ(k)[sec]}+1/2×Tcc(k+1)[sec]〕
通过这些，可进行理想的向量控制。其中，电流检测定时和旋转角度检测定时实施至当前控制周期，从电流的交流向直流的转换用旋转角度的校正在电压指令值运算单元之前实施，所以下个控制周期的载波周期的更新不必在本校正前实施。旋转角度检测定时实施至当前控制周期，电压输出区间将下个控制周期中作为目标，从电压的直流向交流的转换用旋转角度的校正在电压指令值运算单元之后实施，所以通过在当前控制周期中的电压指令值运算单元之前运算下个控制周期的载波周期设定，可以合适地设定下个控制周期中间的电压输出的相位。
接着，在电压指令值运算单元15中，适用在电流的反馈控制中常常使用的PI控制。PI控制之中I控制对将目标电流值和检测出的电流值之差(偏差信号)积分所得的值乘以积分增益，作为I控制的电压指令值输出。在离散系统中，上述偏差信号的积分对每个控制周期(积分时间区间)相加上述偏差信号。但是，在控制周期变动的本实施例中，可以通过与变动的控制周期匹配来调整积分增益，输出稳定的I控制的电压指令值。图6中表示本实施例中的电压指令值运算单元的结构图。在图6中，PI控制单元中将分别对于d轴、q轴在当前控制周期求得的指令电流Id*(k)、Iq*(k)和在当前控制周期的坐标转换中得到的检测电流Id(k)、Iq(k)的偏差进行积分，将其乘以积分增益Ki，求在下个控制周期中实际地输出的电压指令Vdi*(k+1)、Vqi*(k+1)。因在离散系统中控制周期为可变，所以在积分运算中需要如下那样考虑，以使该积分系数Ki可变。
首先，在运算偏差积Iqersum[A·sec]的基础上，离散系统中的其运算为下式。
Iqersum(k)[A·Tcc(k)sec]＝Iqersum(k-1)[A·Tcc(k-1)sec]+
{Iq*(k)[A]-Iq(k)[A]}
此外，使用该偏差积，反映在下个控制周期中的电压指令值为下式。
Vqi*(k+1)[V]＝Iqersum(k)[A·Tcc(k)sec]×Ki(k)[V/A·Tcc(k)sec]
＝Iqersum(k)[A·Tcc(k)sec]×{Tcc(k)×Ki’(k)[V/A·sec]}
(d轴也实施与q轴同样的处理)由此，通过积分增益也与变化的控制周期匹配调整，可以进行合适的PI控制。
接着，对于开关定时设定单元20，为了实现期望的电流响应性而必需的期望的电压指令，根据当前控制周期中或在该周期之前检测出的电流和旋转角度的信号来运算。此外，为了实现运算出的期望的电力而要在下个控制周期中设定的开关定时，从当前控制周期中或至那时为止检测出的供给电压来运算占空比，决定在下个控制周期提供的开关导通时间，以使运算出的占空比和下个控制周期中的载波周期中的开关导通时间与关断时间的比率匹配。
即，设定当前控制周期中运算出的3相电压指令值Vu*(k)、Vv*(k)、Vw*(k)和从逆变器电压值Vinv(k)求得的每相的PWM Duty比Dutyu*(k)、Dutyv*(k)、Dutyw*(k)，以使PWM载波周期中的开关导通时间Donu*(k)、Donv*(k)、Donw*(k)和关断时间Doffu*(k)、Doffv*(k)、Doffw*(k)的比率匹配，而且，考虑静寂时间Td，以下个控制周期的PWM载波周期的始点为基准来设定下个控制周期的开关定时。
本实施例中开关导通时间的操作，可通过设定Hi侧开关关断的定时和Lo侧开关关断的定时而实现。这是因为，Hi侧开关导通定时从Lo侧开关关断定时起经过静寂时间Td后由微电脑自动地开关，Lo侧开关导通定时从Hi侧开关关断定时起经过静寂时间Td后由微电脑自动地开关。此外，在本实施例中以中心对齐方式生成开关波形。图9中表示本实施例中的开关定时。图9中，首先通过以下而求开关导通时间。
Donu*(k)＝Dutyu*(k)×Tc(k+1)
接着，设定Hi侧开关关断定时、Lo侧开关关断定时。
THiu*(k+1)＝Tc(k+1)÷2+(Donu*(k)-Td)÷2
＝{Tc(k+1)+Donu*(k)}÷2-Td÷2
TLou*(k+1)＝Tc(k+1)÷2-(Donu*(k)-Td)÷2-Td
＝{Tc(k+1)-Donu*(k)}÷2-Td÷2
由此，即使控制周期可变，也可以稳定地施加期望的电压，可以确保期望的电流响应性。开关定时设定单元在电压指令值运算单元之后运算，所以通过在当前控制周期中的电压指令值运算单元之前运算下个控制周期的载波周期设定，可以合适地设定下个控制周期中的开关导通时间。
这样，开关定时设定单元基于控制周期设定开关定时。由此，通过开关定时也进行与变化的控制周期匹配的调整，可以进行合适的占空比控制。
接着，检测定时设定单元22在反映在当前控制周期中运算出的下个控制周期中的3相Hi侧、Lo侧开关的定时之中，将3相的Hi侧开关关断定时THiu*(k+1)、THiv*(k+1)、THiw*(k+1)以在从定时慢的顺序(＝Duty大小的顺序)起排列为大(THiB)、中(THiM)、小(THiS)时为中(THiM)的信号为基准，在刚好之前Ti1[sec]、之后Ti2[sec]运算下个控制周期中的第2PWM载波周期中实施的电流检测定时Tad1(k+1)和Tad2(k+2)，此外运算在下个控制周期中实施的旋转角度检测定时Tadθ(k+1)。再者，逆变器电压检测定时TadV在检测出旋转角度后立即实施，所以没有强行设定该定时。从图2，导出以下内容。
电流检测定时按下式设定。
Tad1(k+1)＝Tc(k+1)+THiM-Ti1
Tad2(k+1)＝Tc(k+1)+THiM+Ti2
旋转角度检测定时按下式设定。
Tadθ(k+1)＝Tc(k+1)×(3/2)
接着，对载波频率设定单元24，在本实施例中研讨了事前能够降低电磁噪声的载波频率的调制周期和调制宽度，以PWM载波周期的整数倍事前准备实现该调制周期和调制宽度的PWM载波周期的模式(pattern)。在载波频率设定单元中对每个控制周期切换从电动助力转向的起动至停止为止始终事前准备的PWM载波周期。
这里，载波频率设定单元24根据转向操作的状态，设定PWM载波周期。由此，例如，在如停车时的非转向时、直行行驶时那样不进行转向助力的状态中，设为重视了射频噪声降低的PWM载波周期，另一方面，在紧急避让那样的急转向时、为进入车库而频繁地进行大输出的转向操作时的情况下，通过将载波频率设定得低等、根据转向状态设定载波频率，可以进行合适的电机控制。
此外，在将PWM载波周期设定为规定的周期后，设定PWM载波周期，以分别变化为以规定的周期为中心的比规定的周期短的周期和长的周期。由此，可以通过进行可变控制，以成为将规定的周期为中心的长短交替的PWM载波周期，开关定时的能量的峰值被扩散，降低射频噪声。
图10中表示本实施例中的对扩频的载波频率设定的概念图。在图10中，事前准备的载波频率在平均频率为18kHz且调制宽度设为2kHz的17kHz至19kHz的频带中以周期约1ms被调制。本实施例中将目标的电流控制响应设为1ms，在该目标响应内使施加电压的更新为5次以上，所以将控制周期在PWM载波周期的3周期中作为1周期而对每个控制周期进行施加电压的更新和控制周期的更新。即，在调制周期1ms中调制次数存在6次，将设定的载波频率从17kHz开始变为19Hz而后返回到17kHz的调制频率6等分(17.00kHz、17.67kHz、18.33kHz、19.00kHz、18.33kHz、17.67kHz)地设定。
图11中表示本实施例中的载波频率可变造成的电磁噪声的扩频效应的仿真结果。(A)表示载波频率固定的情况，(B)表示载波频率可变的情况的电磁噪声电平。从图11可知，在本实施例中，如期待那样，可以降低被扩频了频谱的电磁噪声，可以实现稳定的电机控制。
如以上，本实施例是动力转向装置的控制装置，动力转向装置驱动控制对使转向轮随着方向盘的转向操作而转向的转向机构提供转向力的电机，该控制装置的结构具有：电流指令值运算单元，根据车辆的驾驶状况运算对所述电机的电流指令值；电压指令值运算单元，基于电流指令值运算对所述电机的电压指令值；PWM控制单元，根据电压指令值输出对所述电机的各相的PWM占空比信号；电桥电路，其由通过PWM占空比信号驱动控制的开关元件构成，驱动控制电机；控制周期设定单元，将控制装置进行控制动作的规定的周期即控制周期设定为可变；载波频率设定单元，将PWM占空比信号的导通、关断的切换周期即PWM载波周期，在控制周期的1周期内设定自然数个数，并且将所述PWM载波周期的长度设定为可变；电流检测单元，在控制周期内进行所述电机中流动的电流即电机电流的检测；旋转角度检测单元，在控制周期内检测电机的转子的旋转角度即电机旋转角度；以及检测定时设定单元，基于由控制周期设定单元设定的控制周期，设定电流检测单元的电机电流的检测的定时或旋转角度检测单元的旋转角度的检测的定时。
此外，成为具有使转向轮随着方向盘的转向操作而转向的转向机构、对转向机构提供转向力的电机、以及驱动控制电机的所述控制装置的动力转向装置。
由此，PWM载波周期、控制周期都被设定为可变，所以与将控制周期设为固定的情况相比，可以提高PWM载波周期的设定自由度。因此，例如，为了所谓射频噪声降低而可以减少将载波频率设定为可变时的限制，并可以在大输出时将载波频率设定得低，减少开关损耗。另一方面，在控制周期内的规定的定时执行的电机电流或电机旋转角度的检测的定时也会变化，但通过对基于由控制周期设定单元设定的控制周期变化的每个控制周期设定该定时，可以在期望的检测定时进行检测。
以上说明了实施例，但本发明不限定于上述实施例，包含各种各样的变形例。例如，上述实施例是为了容易理解本发明而详细说明的实施例，未必限定于包括说明的全部结构。此外，在可以解决上述课题的至少一部分的范围、或具有效果的至少一部分的范围中，可进行权利要求书和说明书中记载的各结构要素的任意组合或省略。
本申请要求基于2016年2月25日提交的日本专利申请号为2016-034015号的优先权。包含了2016年2月25日提交的日本专利申请号2016-034015号的说明书、权利要求书、附图及摘要的全部的公开内容，通过参照作为整体并入在本申请中。
标号说明
1：直流电源、2：平滑电容器、3：开关元件、4：3相电桥电路、5：分流电阻、6：电机、7：转子角度传感器、8：逆变器电压传感器、9：控制装置、10：电流检测单元、11：旋转角度检测单元、12：角速度运算单元、13：相位补偿a单元、14：3相dq轴转换单元、15：电压指令值运算单元、16：相位补偿b单元、17：dq轴3相转换单元、18：逆变器电压检测单元、19：PWM控制单元、20：开关定时设定单元、21：微电脑开关信号生成单元、22：检测定时设定单元、23：微电脑信号检测单元、24：载波频率设定单元、25：控制周期设定单元、26：电流指令值运算单元、27：任务(task)。

Claims (14)

1.一种动力转向装置的控制装置，其为对使转向轮随着方向盘的转向操作而转向的转向机构提供转向力的无刷电机进行驱动控制的动力转向装置的控制装置，包括：
电流指令值运算单元，根据车辆的驾驶状况运算对所述无刷电机的电流指令值；
电压指令值运算单元，基于所述电流指令值运算对所述无刷电机的电压指令值；
PWM控制单元，根据所述电压指令值输出对所述无刷电机的各相的PWM占空比信号；
电桥电路，其包括由所述PWM占空比信号驱动控制的开关电路，驱动控制所述无刷电机；
控制周期设定单元，将控制装置进行控制动作的规定的周期即控制周期设定为可变；
PWM载波周期设定单元，将所述PWM占空比信号的导通、关断的切换周期即PWM载波周期在所述控制周期的1周期内设定自然数个数，并且将所述PWM载波周期的长度设定为可变；
电机电流检测执行单元，在所述控制周期内进行所述无刷电机中流动的电流即电机电流的检测；
电机旋转角度检测执行单元，在所述控制周期内检测所述无刷电机的转子的旋转角度即电机旋转角度；以及
执行定时设定单元，基于由所述控制周期设定单元设定的所述控制周期，设定所述电机电流检测执行单元的所述电机电流的检测的定时或所述电机旋转角度检测执行单元的所述电机旋转角度的检测的定时。
2.如权利要求1所述的动力转向装置的控制装置，还包括：
电机旋转角度估计单元，基于由所述控制周期设定单元设定的所述控制周期和由所述电机旋转角度检测执行单元检测出的所述电机旋转角度，估计由所述电机电流检测执行单元检测到所述电机电流时的所述电机旋转角度，
所述电流指令值运算单元基于所述电机电流和检测到所述电机电流时的所述电机旋转角度，运算所述电流指令值。
3.如权利要求1所述的动力转向装置的控制装置，还包括：
数字滤波处理单元，进行所述电机电流的信号或所述电机旋转角度的信号的滤波处理，
所述数字滤波处理单元基于所述控制周期设定进行所述滤波处理时的截止频率。
4.如权利要求3所述的动力转向装置的控制装置，
所述电流指令值运算单元基于所述电机电流，通过PI控制而运算所述电流指令值，并且基于所述控制周期设定所述PI控制的积分增益。
5.如权利要求1所述的动力转向装置的控制装置，还包括：
开关定时设定单元，设定所述PWM占空比信号的导通、关断的切换定时，
所述开关定时设定单元基于所述控制周期，设定所述开关定时。
6.如权利要求1所述的动力转向装置的控制装置，
所述PWM载波频率设定单元根据所述转向操作的状态，设定所述PWM载波周期。
7.如权利要求6所述的动力转向装置的控制装置，
所述PWM载波频率设定单元在将所述PWM载波周期设定为规定的周期后，设定所述PWM载波周期，使其以所述规定的周期为中心分别变化为比所述规定的周期短的周期和比所述规定的周期长的周期。
8.一种动力转向装置，包括：
转向机构，使转向轮随着方向盘的转向操作而转向；
无刷电机，对所述转向机构提供转向力；以及
控制装置，驱动控制所述无刷电机，
所述控制装置包括：
电流指令值运算单元，根据车辆的驾驶状况，运算对所述无刷电机的电流指令值；
电压指令值运算单元，基于所述电流指令值，运算对所述无刷电机的电压指令值；
PWM控制单元，根据所述电压指令值，输出对所述无刷电机的各相的PWM占空比信号；
电桥电路，包括由所述PWM占空比信号驱动控制的开关电路，驱动控制所述无刷电机；
控制周期设定单元，将控制装置进行控制动作的规定的周期即控制周期设定为可变；
PWM载波周期设定单元，将所述PWM占空比信号的导通、关断的切换周期即PWM载波周期在所述控制周期的1周期内设定自然数个数、并且将所述PWM载波周期的长度设定为可变；
电机电流检测执行单元，在所述控制周期内进行所述无刷电机中流动的电流即电机电流的检测；
电机旋转角度检测执行单元，在所述控制周期内检测所述无刷电机的转子的旋转角度即电机旋转角度；以及
执行定时设定单元，基于由所述控制周期设定单元设定的所述控制周期，设定所述电机电流检测执行单元的所述电机电流的检测的定时或所述电机旋转角度检测执行单元的所述电机旋转角度的检测的定时。
9.如权利要求8所述的动力转向装置，
所述控制装置还包括：电机旋转角度估计单元，基于由所述控制周期设定单元设定的所述控制周期和由所述电机旋转角度检测执行单元检测出的所述电机旋转角度，估计由所述电机电流检测执行单元检测到所述电机电流时的所述电机旋转角度，
所述电流指令值运算单元基于所述电机电流和检测到所述电机电流时的所述电机旋转角度，运算所述电流指令值。
10.如权利要求9所述的动力转向装置，
所述控制装置还包括：数字滤波处理单元，进行所述电机电流的信号或所述电机旋转角度的信号的滤波处理，
所述数字滤波处理单元基于所述控制周期设定进行所述滤波处理时的截止频率。
11.如权利要求10所述的动力转向装置，
所述电流指令值运算单元基于所述电机电流，通过PI控制而运算所述电流指令值，并且基于所述控制周期，设定所述PI控制的积分增益。
12.如权利要求8所述的动力转向装置，
所述控制装置还包括：开关定时设定单元，设定所述PWM占空比信号的导通、关断的切换定时，
所述开关定时设定单元基于所述控制周期，设定所述开关定时。
13.如权利要求8所述的动力转向装置，
所述PWM载波频率设定单元根据所述转向操作的状态，设定所述PWM载波周期。
14.如权利要求13所述的动力转向装置，
所述PWM载波频率设定单元，在将所述PWM载波周期设定为规定的周期后，设定所述PWM载波周期，使其以所述规定的周期为中心分别变化为比所述规定的周期短的周期和比所述规定的周期长的周期。
CN201780010849.9A 2016-02-25 2017-01-27 动力转向装置的控制装置、以及使用它的动力转向装置 Active CN108698638B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2016-034015 2016-02-25
JP2016034015A JP6685765B2 (ja) 2016-02-25 2016-02-25 パワーステアリング装置の制御装置、及びそれを用いたパワーステアリング装置
PCT/JP2017/002918 WO2017145640A1 (ja) 2016-02-25 2017-01-27 パワーステアリング装置の制御装置、及びそれを用いたパワーステアリング装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN108698638A true CN108698638A (zh) 2018-10-23
CN108698638B CN108698638B (zh) 2021-03-16

Family

ID=59685084

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201780010849.9A Active CN108698638B (zh) 2016-02-25 2017-01-27 动力转向装置的控制装置、以及使用它的动力转向装置

Country Status (4)

Country Link
US (1) US10870444B2 (zh)
JP (1) JP6685765B2 (zh)
CN (1) CN108698638B (zh)
WO (1) WO2017145640A1 (zh)

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2019080998A1 (en) * 2017-10-24 2019-05-02 Thyssenkrupp Presta Ag MODIFICATION OF DOMINANT FREQUENCIES IN ELECTRIC DRIVE SYSTEMS DRIVEN BY PULSE TIME MODULATION (MID)
JP7064932B2 (ja) * 2018-04-17 2022-05-11 日立Astemo株式会社 インバータ制御装置、インバータ制御方法、インバータ制御プログラム
JP7515095B2 (ja) * 2019-04-24 2024-07-12 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 電動工具
AT523994B1 (de) * 2020-06-16 2022-07-15 Avl List Gmbh Messanordnung für einen Umrichter und Umrichteranordnung

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001333591A (ja) * 2000-05-23 2001-11-30 Nissan Motor Co Ltd 電動機の駆動制御装置
JP2010041877A (ja) * 2008-08-07 2010-02-18 Nissan Motor Co Ltd 電力変換装置の制御装置および制御方法
US20100250067A1 (en) * 2009-03-24 2010-09-30 Hitachi Automotive Systems, Ltd. Vehicular steering control apparatus and method
US20120001581A1 (en) * 2010-06-30 2012-01-05 Hitachi, Ltd. Control apparatus and control method for ac electric motor
CN103155401A (zh) * 2011-09-12 2013-06-12 日本精工株式会社 电动机控制装置及电动助力转向装置
JP2015194946A (ja) * 2014-03-31 2015-11-05 富士重工業株式会社 車両の車線逸脱防止制御装置
CN105048921A (zh) * 2014-04-11 2015-11-11 操纵技术Ip控股公司 相电流测量诊断

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4525995B2 (ja) * 2000-05-26 2010-08-18 株式会社エー・アンド・デイ 生体インピーダンス測定装置
JP4847060B2 (ja) * 2005-07-15 2011-12-28 日立オートモティブシステムズ株式会社 交流モータ駆動装置及びその制御方法
JP2007152994A (ja) * 2005-11-30 2007-06-21 Nsk Ltd 電動パワーステアリング制御装置、および方法
JP5498664B2 (ja) * 2008-03-31 2014-05-21 川崎重工業株式会社 インバータ制御装置
JP5662899B2 (ja) 2011-08-08 2015-02-04 株式会社日本自動車部品総合研究所 スイッチング装置

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001333591A (ja) * 2000-05-23 2001-11-30 Nissan Motor Co Ltd 電動機の駆動制御装置
JP2010041877A (ja) * 2008-08-07 2010-02-18 Nissan Motor Co Ltd 電力変換装置の制御装置および制御方法
US20100250067A1 (en) * 2009-03-24 2010-09-30 Hitachi Automotive Systems, Ltd. Vehicular steering control apparatus and method
US20120001581A1 (en) * 2010-06-30 2012-01-05 Hitachi, Ltd. Control apparatus and control method for ac electric motor
CN103155401A (zh) * 2011-09-12 2013-06-12 日本精工株式会社 电动机控制装置及电动助力转向装置
JP2015194946A (ja) * 2014-03-31 2015-11-05 富士重工業株式会社 車両の車線逸脱防止制御装置
CN105048921A (zh) * 2014-04-11 2015-11-11 操纵技术Ip控股公司 相电流测量诊断

Also Published As

Publication number Publication date
CN108698638B (zh) 2021-03-16
US20190047614A1 (en) 2019-02-14
US10870444B2 (en) 2020-12-22
WO2017145640A1 (ja) 2017-08-31
JP6685765B2 (ja) 2020-04-22
JP2017149284A (ja) 2017-08-31

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN109451781B (zh) 电动助力转向装置
CN108698638A (zh) 动力转向装置的控制装置、以及使用它的动力转向装置
US8450955B2 (en) Alternating-current motor control apparatus
JP5565432B2 (ja) 回転機の制御装置
US10056854B2 (en) Motor control unit and electric power steering apparatus using the same and vehicle
US7671558B2 (en) Induction motor controller
WO2003041260A1 (en) Current ripple reduction by harmonic current regulation
EP3509211B1 (en) Inverter control device and motor drive system
EP2034604A1 (en) Ac rotating machine controller
JP6652204B2 (ja) 電動パワーステアリング装置
CN109562780B (zh) 电动助力转向装置
WO2018131093A1 (ja) モータ制御装置
EP2099125A2 (en) Systems and methods involving dynamic closed loop motor control and flux weakening
BR112019001636B1 (pt) Aparelho de direção de energia elétrica
WO2016017304A1 (ja) 電力変換装置
CN110809855A (zh) 电动机控制装置以及搭载了该电动机控制装置的电动助力转向装置
JP2007060899A (ja) 永久磁石モータの駆動システム
CN104124909A (zh) 单周电流实时调制pwm控制方法、装置及具有其的车辆
JP5447315B2 (ja) 交流電動機制御装置
EP3663164A1 (en) Steering control device
US9035587B2 (en) Motor control loop with fast response
JP5292844B2 (ja) 負荷駆動装置
KR20090058590A (ko) 전력 변환기
JPWO2020012644A1 (ja) 電動パワーステアリング装置の制御装置
KR20190025796A (ko) 피드백 제어방법 및 시스템

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant
TR01 Transfer of patent right
TR01 Transfer of patent right

Effective date of registration: 20210423

Address after: Ibaraki

Patentee after: Hitachi astemo Co.,Ltd.

Address before: Ibaraki

Patentee before: HITACHI AUTOMOTIVE SYSTEMS, Ltd.