JP2011151948A - 交流モータの制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】オフセット電流の発生を抑えつつ、より高回転まで矩形波制御が可能な交流モータの制御装置を提供する。
【解決手段】制御装置３０は、センサ２５の出力に基づいて定まる電気角の１周期内において、各相のスイッチング基準位相に対しての各相の矩形波電圧の電圧位相の変化量をスイッチングごとに等しく増加または減少させる。制御装置３０は、電気角の２周期以上の所定周期ごとに矩形波電圧の電圧位相変化の合計量を算出する第１の制御部と、所定周期に一度の割合で合計量に関連する情報を第１の制御部から受取り、各相のスイッチング基準位相に対する位相差を更新する第２の制御部とを含む。第２の制御部は、各相のスイッチング基準位相に対する第ｎ番目のスイッチングの位相差を、合計量を所定周期内のスイッチング回数で除算した単位増減量のｎ倍に設定する。
【選択図】図６

Description

この発明は、交流モータの制御装置に関し、特に、矩形波電圧制御を実行する交流モータの制御装置に関する。

交流モータの制御では、パルス幅変調（ＰＷＭ）駆動方式で出力電圧が直流電源電圧により制限を受ける動作領域等では矩形波電圧駆動方式が用いられる。

このような矩形波制御において、特開２００６−１１５６０５号公報（特許文献１）は、各相に与えられる矩形波電圧のＯＮ／ＯＦＦ幅の不平衡量を検出し、電圧波形のパターンが切り替わるタイミングを補正する技術を開示している。これにより、ロータ位置センサの誤差による矩形波電圧のＯＮ／ＯＦＦ幅の不平衡を抑制でき、オフセット電流を低減することができる。

また、電圧位相を変化させてトルク制御を行なう際に、過渡的に矩形波電圧のＯＮ／ＯＦＦ幅が一定とならず、オフセット電流が発生する場合がある。これに対し、特開２００９−９５１４４号公報（特許文献２）では、交流モータの制御装置は、交流モータの回転位置を検出するレゾルバと、レゾルバの出力に基づいて交流モータの各相に矩形波電圧を与える制御を行なう矩形波電圧制御部とを備える。矩形波電圧制御部は、レゾルバの出力に基づいて定まる電気角の１周期内において、各相のスイッチング基準位相に対しての各相の矩形波電圧の電圧位相の変化量Δθをスイッチングごとに等しく増加または減少させる。

特開２００６−１１５６０５号公報 特開２００９−９５１４４号公報 特開２００６−２５４６２６号公報 特開２００９−３８８９１号公報 特開平８−３１５８５号公報

矩形波制御を行なう場合、スイッチングごとに位相のフィードバック制御を行なうと、トルク追従精度が向上するという利点があるが、高回転域では制御ユニットの処理速度（たとえば、マイコン処理クロック周波数）の限界のため、フィードバック制御を行なうことが厳しくなる。処理速度の高い制御ユニットを採用するとコストが増加してしまう。

さらに、フィードバック制御の周期を制御ユニットの処理速度で決定される一定間隔に固定してしまうと、トルクの過渡応答時にオフセット電流が発生しやすくなる。

この発明の目的は、オフセット電流の発生を抑えつつ、より高回転まで矩形波制御が可能な交流モータの制御装置を提供することである。

この発明は、要約すると、交流モータの制御装置であって、交流モータの回転位置を検出するセンサと、センサの出力に基づいて交流モータの各相に矩形波電圧を与える制御を行なう制御装置とを備える。制御装置は、センサの出力に基づいて定まる電気角の１周期内において、各相のスイッチング基準位相に対しての各相の矩形波電圧の電圧位相の変化量をスイッチングごとに等しく増加または減少させる。制御装置は、電気角の２周期以上の所定周期ごとに矩形波電圧の電圧位相変化の合計量を算出する第１の制御部と、所定周期に一度の割合で合計量に関連する情報を第１の制御部から受取り、各相のスイッチング基準位相に対する位相差を更新する第２の制御部とを含む。第２の制御部は、各相のスイッチング基準位相に対する第ｎ番目のスイッチングの位相差を、合計量を所定周期内のスイッチング回数で除算した単位増減量のｎ倍に設定する。

本発明によれば、オフセット電流の発生を抑えつつ、より高回転まで矩形波制御が可能な交流モータの制御装置が実現できる。

本発明の実施の形態に従うモータ駆動システムの全体構成図である。 本発明の実施の形態に従うモータ駆動システムで用いられる制御方式を説明する図である。 制御方式の選択手法を説明するフローチャートである。 モータ条件に対応した制御方式の切換えを説明する図である。 制御装置３０によって実行されるＰＷＭ制御の制御ブロック図である。 制御装置３０によって実行される矩形波電圧制御の制御ブロック図である。 矩形波制御において定常時で電圧位相を操作しない場合の各相の電圧波形を示した波形図である。 電圧位相の操作によりオフセット電流が発生する例を説明するための波形図である。 本願の発明が適用された場合の電圧位相の変化の一例を示した波形図である。 制御装置３０の構成の一例を示した図である。 矩形波処理における位相差演算フィードバック処理の所要時間Ｔａを示した図である。 図９に示した矩形波制御を実現する制御を説明するための第１のフローチャートである。 図９に示した矩形波制御を実現する制御を説明するための第２のフローチャートである。 実施の形態２の矩形波制御を説明するための第１のフローチャートである。 実施の形態２の矩形波制御を説明するための第２のフローチャートである。 更新タイミングの遅延の発生について説明するための図である。 実施の形態３において、制御装置３０によって実行される矩形波電圧制御の制御ブロック図である。 実施の形態３の矩形波制御を実現する制御を説明するためのフローチャートである。

以下において、本発明の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則として繰返さない。

［実施の形態１］
図１は、本発明の実施の形態に従うモータ駆動システムの全体構成図である。

図１を参照して、本発明の実施の形態に従うモータ駆動システム１００は、直流電圧発生部１０♯と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、交流モータＭ１とを備える。

交流モータＭ１は、たとえば、ハイブリッド自動車または電気自動車の駆動輪を駆動するためのトルクを発生する駆動用電動機である。あるいは、この交流モータＭ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流モータＭ１は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。

直流電圧発生部１０♯は、充電可能に構成された直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、昇降圧コンバータ１２とを含む。

直流電源Ｂは、たとえばニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池を含んで構成される。あるいは、電気二重層キャパシタ等の蓄電装置により直流電源Ｂを構成してもよい。直流電源Ｂが出力する直流電圧Ｖｂは、電圧センサ１０によって検知される。電圧センサ１０は、検出した直流電圧Ｖｂを制御装置３０へ出力する。

システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および正極線６の間に接続され、システムリレーＳＲ２は、直流電源Ｂの負極端子および負極線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。より具体的には、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からのＨ（論理ハイ）レベルの信号ＳＥによりオンされ、制御装置３０からのＬ（論理ロー）レベルの信号ＳＥによりオフされる。平滑コンデンサＣ１は、正極線６および負極線５の間に接続される。

昇降圧コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。

電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、正極線７および負極線５の間に直列に接続される。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。

この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ配置されている。

リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと正極線６の間に接続される。また、平滑コンデンサＣ０は、正極線７および負極線５の間に接続される。

インバータ１４は、正極線７および負極線５の間に並列に設けられる、Ｕ相アーム１５と、Ｖ相アーム１６と、Ｗ相アーム１７とを含む。各相アームは、正極線７および負極線５の間に直列接続されたスイッチング素子を含む。たとえば、Ｕ相アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を含む。Ｖ相アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６を含む。Ｗ相アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８を含む。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。

各相アームの中間点は、交流モータＭ１の各相コイルの各相端に接続されている。代表的には、交流モータＭ１は、３相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中性点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。

昇降圧コンバータ１２は、昇圧動作時には、直流電源Ｂから供給された直流電圧Ｖｂを昇圧した直流電圧ＶＨ（インバータ１４への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する）をインバータ１４へ供給する。より具体的には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のオン期間およびＱ２のオン期間が交互に設けられ、昇圧比は、これらのオン期間の比に応じたものとなる。

また、昇降圧コンバータ１２は、降圧動作時には、平滑コンデンサＣ０を介してインバータ１４から供給された直流電圧ＶＨ（システム電圧）を降圧して直流電源Ｂを充電する。より具体的には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のみがオンする期間と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両方がオフする期間とが交互に設けられ、降圧比は上記オン期間のデューティ比に応じたものとなる。なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両方がオフする期間の代わりに、逆並列ダイオードＤ２のオン期間に合わせてスイッチング素子Ｑ２のみをオンさせる期間を設けても良い。この場合には、原則としてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は相補的にオン・オフを繰返す。

平滑コンデンサＣ０は、昇降圧コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわち、システム電圧を検出し、その検出値ＶＨを制御装置３０へ出力する。

インバータ１４は、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答して、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作を行なう。インバータ１４には平滑コンデンサＣ０から直流電圧ＶＨが供給される。

インバータ１４は、交流モータＭ１のトルク指令値が正（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）の場合には、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流モータＭ１を駆動する。

また、インバータ１４は、交流モータＭ１のトルク指令値が零の場合（Ｔｒｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流モータＭ１を駆動する。

このような制御により、交流モータＭ１は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。

さらに、モータ駆動システム１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時には、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により、交流モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧ＶＨに変換し、その変換した直流電圧ＶＨ（システム電圧）を平滑コンデンサＣ０を介して昇降圧コンバータ１２へ供給する。

なお、ここで言う回生制動とは、ハイブリッド自動車または電気自動車を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

電流センサ２４は、交流モータＭ１に流れるモータ電流を検出し、その検出したモータ電流を制御装置３０へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ２４は２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。

回転角センサ（レゾルバ２５）は、交流モータＭ１のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、回転角θに基づき交流モータＭ１の回転数（回転速度）を算出する。

制御装置３０は、外部に設けられた電子制御ユニット（上位ＥＣＵ：図示せず）から入力されたトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ、電圧センサ１０によって検出されたバッテリ電圧Ｖｂ、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨおよび電流センサ２４からのモータ電流ｉｖ，ｉｗ、レゾルバ２５からの回転角θに基づいて、交流モータＭ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４の動作を制御する。

昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４を上記のように制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ８を生成して、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。

昇降圧コンバータ１２の昇圧動作時には、制御装置３０は、平滑コンデンサＣ０の出力電圧ＶＨをフィードバック制御し、出力電圧ＶＨが電圧指令値となるようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。

また、制御装置３０は、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号を外部ＥＣＵから受けると、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成してインバータ１４へ出力する。これにより、インバータ１４は、交流モータＭ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換して昇降圧コンバータ１２へ供給する。

制御装置３０は、さらに、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号を外部ＥＣＵから受けると、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成し、昇降圧コンバータ１２へ出力する。これにより、交流モータＭ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Ｂに供給される。

さらに、制御装置３０は、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２をオン／オフするための信号ＳＥを生成してシステムリレーＳＲ１，ＳＲ２へ出力する。

次に、制御装置３０によって制御される、インバータ１４における電力変換について詳細に説明する。

図２は、本発明の実施の形態に従うモータ駆動システムで用いられる制御方式を説明する図である。

図２に示すように、本発明の実施の形態によるモータ駆動システム１００では、インバータ１４における電圧変換について３つの制御モードを切換えて使用する。具体的には、３つの制御モードは、正弦波ＰＷＭ制御、過変調ＰＷＭ制御および矩形波電圧制御の各制御モードである。

正弦波ＰＷＭ制御は、一般的なＰＷＭ制御方式として用いられるものであり、各相アームにおけるスイッチング素子のオン・オフを、正弦波状の電圧指令値と搬送波（代表的には三角波）との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティ比が制御される。周知のように、正弦波ＰＷＭ制御では、この基本波成分振幅をインバータ入力電圧の０．６１倍までしか高めることができない。

一方、矩形波電圧制御では、上記一定期間内で、ＰＷＭデューティを最大値に維持した場合に相当する、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分を交流モータ印加する。これにより、変調率は０．７８まで高められる。

過変調ＰＷＭ制御は、搬送波の振幅を縮小するようにを歪ませた上で上記正弦波ＰＷＭ制御と同様のＰＷＭ制御を行なうものである。この結果、基本波成分を歪ませることによって、変調率を０．６１〜０．７８の範囲まで高めることができる。本実施の形態では、通常のＰＷＭ制御方式である正弦波ＰＷＭ制御および、過変調ＰＷＭ制御の両者をＰＷＭ制御方式に分類する。

交流モータＭ１では、回転数や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなり、その必要電圧が高くなる。コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨは、このモータ必要電圧（誘起電圧）よりも高く設定する必要がある。その一方で、コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧には限界値（ＶＨ最大電圧）が存在する。

したがって、モータ必要電圧（誘起電圧）がシステム電圧の最大値（ＶＨ最大電圧）より低い領域では、正弦波ＰＷＭ制御または過変調ＰＷＭ制御によるＰＷＭ制御方式が適用されて、ベクトル制御に従ったモータ電流制御によって出力トルクがトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに制御される。

その一方で、モータ必要電圧（誘起電圧）がシステム電圧の最大値（ＶＨ最大電圧）に達すると、システム電圧ＶＨを維持した上で弱め界磁制御の一種としての矩形波電圧制御方式が適用される。矩形波電圧制御時には、基本波成分の振幅が固定されるため、電力演算によって求められるトルク実績値とトルク指令値との偏差に基づく、矩形波パルスの電圧位相制御によってトルク制御が実行される。

図３は、制御方式の選択手法を説明するフローチャートである。
図３のフローチャートに示されるように、図示しない上位ＥＣＵによって、アクセル開度等に従う車両要求出力に基づき交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍが算出される（ステップＳ１００）のを受けて、制御装置３０は、予め設定されたマップ等に基づいて、交流モータＭ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍおよび回転数からモータ必要電圧（誘起電圧）を算出し（ステップＳ１１０）、さらに、モータ必要電圧とシステム電圧の最大値（ＶＨ最大電圧）との関係に従って、矩形波電圧制御方式およびＰＷＭ制御方式（正弦波ＰＷＭ制御方式／過変調ＰＷＭ制御方式）のいずれを適用してモータ制御を行なうかを決定する（ステップＳ１２０）。ＰＷＭ制御方式の適用時に、正弦波ＰＷＭ制御方式および過変調ＰＷＭ制御方式のいずれを用いるかについては、ベクトル制御に従う電圧指令値の変調率範囲に応じて決定する。上記制御フローに従って、交流モータＭ１の運転条件に従って、図２に示した複数の制御方式のうちから適正な制御方式が選択される。

図４は、モータ条件に対応した制御方式の切換えを説明する図である。
制御方式の選択の結果、図４に示されるように、低回転数域Ａ１ではトルク変動を小さくするために正弦波ＰＷＭ制御が用いられ、中回転数域Ａ２では過変調ＰＷＭ制御、高回転数域Ａ３では矩形波電圧制御が適用される。特に、過変調ＰＷＭ制御および矩形波電圧制御の適用により、交流モータＭ１の出力向上が実現される。このように、図２に示した制御モードのいずれを用いるかについては、実現可能な変調率の範囲内で決定される。

図５は、制御装置３０によって実行されるＰＷＭ制御の制御ブロック図である。
図５に示されるように、ＰＷＭ制御部２００Ａは、電流指令生成部２１０と、座標変換部２２０，２５０と、ＰＩ演算部２４０と、制御モード判定部２７０とを含む。ＰＷＭ制御部２００Ａは、ＰＷＭ信号生成部２６０を制御してインバータ１４のスイッチング信号Ｓ３〜Ｓ８を発生させる。

電流指令生成部２１０は、予め作成されたテーブル等に従って、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに応じたｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍを生成する。

座標変換部２２０は、レゾルバ２５によって検出される交流モータＭ１の回転角θを用いた座標変換（３相→２相）により、電流センサ２４によって検出されたＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｖを基に、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを算出する。

ＰＩ演算部２４０には、ｄ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｄ（ΔＩｄ＝Ｉｄｃｏｍ−Ｉｄ）およびｑ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｑ（ΔＩｑ＝Ｉｑｃｏｍ−Ｉｑ）が入力される。ＰＩ演算部２４０は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄおよびｑ軸電流偏差ΔＩｑについて所定ゲインによるＰＩ演算を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を生成する。

座標変換部２５０は、交流モータＭ１の回転角θを用いた座標変換（２相→３相）によって、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。なお、ｄ軸，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯から各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗへの変換には、システム電圧ＶＨも反映される。

制御モード判定部２７０は、図３に示したフローチャートに従ってＰＷＭ制御方式（正弦波ＰＷＭ制御方式／過変調ＰＷＭ制御方式）が選択されたときに、以下に示す変調率演算に従って、正弦波ＰＷＭ制御方式および過変調ＰＷＭ制御方式の一方を選択する。

制御モード判定部２７０は、ＰＩ演算部２４０によって生成されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を用いて、下記（１），（２）式に従って線間電圧振幅Ｖａｍｐを算出する。
Ｖａｍｐ＝｜Ｖｄ♯｜・ｃｏｓφ＋｜Ｖｑ♯｜・ｓｉｎφ …（１）
ｔａｎφ＝Ｖｑ♯／Ｖｄ♯ …（２）
さらに、制御モード判定部２７０は、システム電圧ＶＨに対する上記演算による線間電圧振幅Ｖａｍｐの比である変調率Ｋｍｄを、すなわち下記（３）式に従って演算する。
Ｋｍｄ＝Ｖａｍｐ／ＶＨ♯…（３）
制御モード判定部２７０は、上記の演算により求められた変調率Ｋｍｄに従って、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御の一方を選択する。なお、上述のように、制御モード判定部２７０による制御方式の選択はＰＷＭ信号生成部２６０における搬送波の切換えに反映される。すなわち、過変調ＰＷＭ制御方式時には、ＰＷＭ信号生成部２６０におけるＰＷＭ変調時に用いられる搬送波が、正弦波ＰＷＭ制御方式時の一般的なものから切換えられる。

あるいは、式（３）により求められた変調率ＫｍｄがＰＷＭ制御方式により実現可能な範囲を超えている場合には、制御モード判定部２７０は、矩形波電圧制御方式への変更を促す出力を上位ＥＣＵ（図示せず）に対して送出してもよい。

ＰＷＭ信号生成部２６０は、各相における電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと所定の搬送波との比較に基づいて、図１に示したスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。インバータ１４が、ＰＷＭ信号生成部２６０によって生成されたスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ってスイッチング制御されることにより、電流指令生成部２１０に入力されたトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するための交流電圧が印加される。

このように、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに応じた電流指令値（Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍ）へモータ電流を制御する閉ループが構成されることにより、交流モータＭ１の出力トルクはトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従って制御される。

図６は、制御装置３０によって実行される矩形波電圧制御の制御ブロック図である。
図６を参照して、この矩形波電圧制御ブロックは、電圧位相演算部２００Ｂと、矩形波発生処理部４００とを含む。

電圧位相演算部２００Ｂは、ＰＷＭ制御方式時と同様の座標変換部２２０と、トルク推定部４２０と、ＰＩ演算部４３０と、位相リミッタ４３２とを含む。矩形波発生処理部４００は、矩形波発生器４４０と、信号発生部４５０とを含む。

座標変換部２２０は、ＰＷＭ制御方式時と同様に、電流センサ２４によるＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗから求められる各相電流をｄ軸電流Ｉｔおよびｑ軸電流Ｉｑに座標変換する。

トルク推定部４２０は、座標変換部２２０によって求められたｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸Ｉｑを用いて、交流モータＭ１の出力トルクを推定する。トルク推定部４２０は、たとえば、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを引数としてトルク推定値Ｔｒｑを出力するトルク算出マップにより構成される。

ＰＩ演算部４３０へは、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに対するトルク推定値Ｔｒｑの偏差ΔＴｒｑ（ΔＴｒｑ＝Ｔｒｑｃｏｍ−Ｔｒｑ）が入力される。ＰＩ演算部４３０は、トルク偏差ΔＴｒｑについて所定ゲインによるＰＩ演算を行なって制御偏差を求め、求められた制御偏差に応じて矩形波電圧の位相φｖを設定する。具体的には、正トルク発生（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）時には、トルク不足時には電圧位相を進める一方で、トルク過剰時には電圧位相を遅らせる。また、負トルク発生（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）時には、トルク不足時には電圧位相を遅らせる一方で、トルク過剰時には電圧位相を進める。

位相リミッタ４３２は、ＰＩ演算部４３０の出力する位相φＶＩに所定の制限をかける。そして、位相リミッタの出力する電圧位相φｖは、矩形波発生器４４０に与えられる。

矩形波発生器４４０は、電圧位相φｖに従って、各相電圧指令値（矩形波パルス）Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを発生する。信号発生部４５０は、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに従ってスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を発生する。インバータ１４がスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ったスイッチング動作を行なうことにより、電圧位相φｖに従った矩形波パルスが、モータの各相電圧として印加される。

図６に示した電圧位相演算部２００Ｂでは、トルクフィードバック制御に用いるトルク推定値Ｔｒｑの算出を、図５に示したＰＷＭ制御時と同様に電流センサ２４およびレゾルバ２５の出力のみに基づいて実行している。このため、ＰＷＭ制御と矩形波電圧制御との間で制御方式を切換えた場合においても、モータ制御に用いる交流モータの状態量（センサ検出量）に変化が生じない。

［矩形波電圧制御におけるオフセット電流の低減］
矩形波電圧制御では、ロータの回転角に対して矩形波の電圧位相を操作することによりトルク制御を実施している。たとえば、所定範囲内の位相操作量では、電気角に対して電圧位相を進める量に応じて、トルクを増加させることができる。通常、三相モータの場合、電圧位相を操作することが可能なタイミングは、電気角の１周期中に６回存在する。

しかし、電気角の１周期中に６回のタイミングの全てにおいて、様々な電圧位相への操作が可能にしておくと、毎回異なる電圧位相の操作が行なわれる可能性があり、三相の矩形電圧の上下幅が異なり、オフセット電流が発生するという問題がある。このオフセット電流は、過電流や車両振動の原因となる可能性がある。そこで、まずこの電圧位相の操作について説明を行なう。

図７は、矩形波制御において定常時で電圧位相を操作しない場合の各相の電圧波形を示した波形図である。

図７においては、横軸は時間を示すが、横軸には時間の変化に対応する電気角が記載されている。電気角は、ロータの回転位置に基づいて定まる。

三相モータの場合、矩形波制御では定常時にはＵ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧Ｖｖ、Ｗ相電圧Ｖｗは１２０°ずつずれており、各波形は上下幅が電気角で各々１８０°と等しくなっている。各波形はオン・オフの幅が等しいのでこの状態ではオフセット電流は発生しない。

矩形波制御において電圧位相を変更することができるタイミングは、各相波形がオンからオフまたはオフからオンへと遷移するタイミングである。したがって、電圧位相を変更することができるタイミングは、図７の波形においては電気角６０°ごとに存在する。

図８は、電圧位相の操作によりオフセット電流が発生する例を説明するための波形図である。

図８を参照して、この例では、１８０°の電気角においてＵ相の電圧が遷移するタイミングを変更した場合が示される。この例の電圧位相の操作量は１０°である。電気角１８０°以降は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各波形は電気角１０°だけ後ろにずれている。すると、図８の矢印で示すように、オン幅が電気角１９０°となる部分がある。すると前後の隣り合う１８０°オフ期間と幅が異なるので、電圧のオン時とオフ時のバランスが一時的に崩れて、オフセット電流が発生する。操作量が１０°よりも大きくなれば、バランスの崩れが大きくなるのでオフセット電流はさらに大きくなる。

ここで、この１周期内で、トルク指令に応答して電気角でスイッチング（各矩形波電圧波形の立ち上がりまたは立下り）の位相を６０°遅らせたい場合を考える。電気角０°においてスイッチング位相を６０°遅らせるのでは、Ｕ相電圧のオフ期間が１８０＋６０＝２４０°になり、次のオン期間の１８０°と著しくバランスが崩れてしまう。同様にＶ相でもオフ期間が２４０°になる期間が発生し、Ｗ相ではオン期間が２４０°になる期間が発生してしまう。

このような場合、電圧位相を操作するときに電気周期ごとの操作量を一定に保てば、電圧のオン時とオフ時の幅を等しくしておくことができる。すなわち、各相においてオフからオンに遷移する波形の立ち上がりを遅らせる場合には、その次の立下りも遅らせて、スイッチング波形のオン幅とオフ幅をなるべく等しく保つように制御を行なえばよい。

以下に、電気角０°から３００°までの各スイッチングにおいて、毎回電圧位相の変化量を１０°ずつ増加させていく場合を例に説明する。

図９は、本願の発明が適用された場合の電圧位相の変化の一例を示した波形図である。
図９を参照して、電圧位相の変化の合計量が６０°である場合が例示されている。図９では、１周期内に各相で２回ずつ合計６回のスイッチングが行なわれている。位相の変化量がすべてゼロであれば、スイッチングが行われる時期は図７に示したように０°，６０°，１２０°，１８０°，２４０°，３００°の６箇所である。これらの時期をスイッチング基準位相と呼ぶことにする。

まず、スイッチング基準位相０°では、Ｕ相電圧Ｖｕを１０°遅らせる。すると、Ｕ相電圧ＶｕがＬからＨに立ち上がるのは電気角１０°の位置になる。

次に、スイッチング基準位相６０°では、先ほどの変化量よりもさらに１０°遅らせ、Ｗ相電圧Ｖｗを遷移させる時期を基準位相に対して２０°遅らせる。すると、Ｗ相電圧ＶｗがＨからＬに立ち下がるのは電気角６０＋２０＝８０°の位置になる。

次に、スイッチング基準位相１２０°では、先ほどの変化量よりもさらに１０°遅らせ、Ｖ相電圧Ｖｖを遷移させる時期を基準位相に対して３０°遅らせる。すると、Ｖ相電圧ＶｖがＬからＨに立ち上がるのは電気角１２０＋３０＝１５０°の位置になる。

次に、スイッチング基準位相１８０°では、先ほどの変化量よりもさらに１０°遅らせ、Ｕ相電圧Ｖｕを遷移させる時期を基準位相に対して４０°遅らせる。すると、Ｕ相電圧ＶｕがＨからＬに立ち下がるのは電気角１８０＋４０＝２２０°の位置になる。

次に、スイッチング基準位相２４０°では、先ほどの変化量よりもさらに１０°遅らせ、Ｗ相電圧Ｖｗを遷移させる時期を基準位相に対して５０°遅らせる。すると、Ｗ相電圧ＶｗがＬからＨに立ち上がるのは電気角２４０＋５０＝２９０°の位置になる。

次に、スイッチング基準位相３００°では、先ほどの変化量よりもさらに１０°遅らせ、Ｖ相電圧Ｖｖを遷移させる時期を基準位相に対して６０°遅らせる。すると、Ｖ相電圧ＶｖがＨからＬに立ち下がるのは電気角３００＋６０＝３６０°の位置になる。

そして、次の周期以降は、基準位相に対して一律に６０°遅らせて各相の波形を変化させる。このように、電圧波形の位相を６０°遅らせる場合に、１周期の間は変化分を次第に増加させていき、次の周期からは一律に６０°遅らせる。これにより、各相の電圧波形のオン期間とオフ期間のバランスが著しく崩れる場所が無くなり、オフセット電流の発生は防止される。

具体的には、破線で囲まれた期間ＴＵにおいては、Ｕ，Ｖ，Ｗ相電圧のオン期間は２１０°であり、オフ期間も２１０°であるので、オフセット電流は発生しないことがわかる。

［制御装置の詳細］
図１０は、制御装置３０の構成の一例を示した図である。

図１０を参照して、制御装置３０は、マイコンコア部２００とＲＯＭ、ＲＡＭと、矩形波発生処理部４００と、ＰＷＭ信号生成部２６０とを含む。

たとえば、制御装置３０は、ワンチップマイコンで実現することができる。マイコンコア部２００はＲＯＭなどからプログラムを読み出して実行することによって、各種処理を行なう。また、矩形波発生処理部４００、ＰＷＭ信号生成部２６０は、専用回路によって実現されマイコンコア部２００からの指令やデータに基づいて高速に矩形波発生処理やＰＷＭ処理を行なう。

図１１は、矩形波処理における位相差演算フィードバック処理の所要時間Ｔａを示した図である。

図１１を参照して、モータ回転速度が増加すると、演算フィードバックを実行完了しなければならない時間Ｔａは短くなる。矩形波フィードバック制御１回あたりの演算時間Ｔｃは、マイコン処理能力に依存する値であり、固定値である。このＴｃとＴａとの交点が、そのマイコンが処理可能なモータ回転数Ｎｍａｘである。モータ回転速度が増加すると、電気角の１周期分の時間が短くなる。そこで、本実施の形態では、フィードバック演算を間引いて実行する。

図１２は、図９に示した矩形波制御を実現する制御を説明するための第１のフローチャートである。このフローチャートの処理は、図１０のマイコンコア部２００で実行されており、所定のメインルーチンから一定時間経過ごとまたは所定の条件が成立するごとに呼出されて実行される。

図１２を参照して、まずステップＳ１において現在の時刻が取得され、その時刻が電気角３００°に相当するタイミングであるか、すなわち、１周期におけるスイッチング基準位相０°，６０°，１２０°，１８０°，２４０°，３００°のうち最後のスイッチング基準位相であるか否かが判断される。ステップＳ１の判断が肯定的（ＹＥＳ）であれば処理はステップＳ２に進み、ステップＳ１の判断が否定的（ＮＯ）であれば、処理はステップＳ５に進む。

ステップＳ２ではフィードバック演算により、１周期で位相をどれだけ変化させるかの合計量Δθｔｏｔが次式により演算される。
Δθｔｏｔ＝Ｋｐ×ΔＴｑ＋Ｋｉ×ΣΔＴｑ …（４）
なお、Ｋｐは比例積分制御（ＰＩ制御）の比例ゲインであり、Ｋｉは積分ゲインである。またＴｑはトルクである。この演算は、図６ではＰＩ演算部４３０で実行される。

ステップＳ２に続いてステップＳ３の処理が実行される。ステップＳ３では、Δθｔｏｔの６分の１を、１周期のうちの６回のスイッチングにおけるスイッチング基準位相に対しての、各相の矩形波電圧の電圧位相の変化量の１回あたりの増加量（または減少量）Δθａに設定する。そして、ステップＳ４においてΔθａがマイコンコア部２００から矩形波発生処理部４００に出力され、その後ステップＳ５に処理が進み、制御はメインルーチンに移される。

図１３は、図９に示した矩形波制御を実現する制御を説明するための第２のフローチャートである。このフローチャートの処理は、図１０の矩形波発生処理部４００で実行されており、所定のメインルーチンから一定時間経過ごとまたは所定の条件が成立するごとに呼出されて実行される。なお、この処理はハードウエアで実行されるようにしても良い。

図１３を参照して、まず処理が開始されると、ステップＳ１０において矩形波発生処理部４００はマイコンコア部２００からΔθａを受信する。

続いて、ステップＳ１１において、時刻ｔが電気角０°に相当するタイミングであるか、すなわち、１周期におけるスイッチング基準位相０°，６０°，１２０°，１８０°，２４０°，３００°のうち最初のスイッチング基準位相であるか否かが判断される。ステップＳ１１の判断が肯定的（ＹＥＳ）であればステップＳ１２処理が進み、位相変化量ΔθはステップＳ１０で受信したΔθａに設定される。

一方、ステップＳ１１の判断が否定的（ＮＯ）であれば、ステップＳ１３に処理が進む。ステップＳ１３においては、時刻ｔが電気角６０°に相当するタイミングであるか否かが判断される。ステップＳ１３の判断が肯定的（ＹＥＳ）であればステップＳ１４に処理が進み、位相変化量ΔθはステップＳ１２で設定する値よりもさらにΔθａだけ多いΔθａ×２に設定される。

ステップＳ１３の判断が否定的（ＮＯ）であれば、ステップＳ１５に処理が進む。ステップＳ１５においては、時刻ｔが電気角１２０°に相当するタイミングであるか否かが判断される。ステップＳ１５の判断が肯定的（ＹＥＳ）であればステップＳ１６に処理が進み、位相変化量ΔθはステップＳ１４で設定する値よりもさらにΔθａだけ多いΔθａ×３に設定される。

ステップＳ１５の判断が否定的（ＮＯ）であれば、ステップＳ１７に処理が進む。ステップＳ１７においては、時刻ｔが電気角１８０°に相当するタイミングであるか否かが判断される。ステップＳ１７の判断が肯定的（ＹＥＳ）であればステップＳ１８に処理が進み、位相変化量ΔθはステップＳ１６で設定する値よりもさらにΔθａだけ多いΔθａ×４に設定される。

ステップＳ１７の判断が否定的（ＮＯ）であれば、ステップＳ１９に処理が進む。ステップＳ１９においては、時刻ｔが電気角２４０°に相当するタイミングであるか否かが判断される。ステップＳ１９の判断が肯定的（ＹＥＳ）であればステップＳ２０に処理が進み、位相変化量ΔθはステップＳ１８で設定する値よりもさらにΔθａだけ多いΔθａ×５に設定される。

ステップＳ１９の判断が否定的（ＮＯ）であれば、ステップＳ２１に処理が進む。ステップＳ２１においては、時刻ｔが電気角３００°に相当するタイミングであるか否かが判断される。ステップＳ２１の判断が肯定的（ＹＥＳ）であればステップＳ２２に処理が進み、位相変化量ΔθはステップＳ２０で設定する値よりもさらにΔθａだけ多いΔθａ×６に設定される。

ステップＳ１２，Ｓ１４，Ｓ１６，Ｓ１８，Ｓ２０，Ｓ２２のいずれかにおいて変化量Δθが設定された場合には、ステップＳ２３に処理が進み、対応する矩形波電圧のスイッチングが実行され、その後ステップＳ２４において制御はメインルーチンに移される。

たとえば、ステップＳ２２では、ステップＳ１０で受信したΔθａの６倍を基準位相からの変化量Δθに決定する。そしてステップＳ２３において、相電圧のスイッチングを実行する。図９では、電気角０°の手前の３００°に相当する時刻で、変化量Δθ＝０°に設定されているので、Ｖ相電圧Ｖｖがちょうど３００°でＨレベルからＬレベルに立ち下がっている。

なお、ステップＳ２１の判断が否定的（ＮＯ）であれば、今回の時刻ｔのタイミングではスイッチングが実行されない場合であり、ステップＳ２４に処理が進み制御はメインルーチンに移される。

図１２、図１３のフローチャートで説明したように、１周期に６回あるスイッチングにおいて、基準位相からの変化量をΔθａずつ増加させていき、１周期経過した後にはΔθｔｏｔの位相変化量となるように制御を行なう。このようにすることで、各相の波形のオン期間とオフ期間のバランスが著しく崩れてしまう部分がなくなり、オフセット電流を低減させることが可能となる。

［実施の形態２］
実施の形態１では、電気角の１周期にフィードバック演算を１回実行する例を示したが、さらに高速回転に対応可能とするため、実施の形態２では、フィードバック演算の頻度を電気角の２周期に１回、電気角の３周期に１回・・・と拡張する。その際に、電圧位相の分割数は、電気角２周期に１回の場合は１２等分、電気角３周期に１回の場合は１８等分・・・と拡張する。

図１４は、実施の形態２の矩形波制御を説明するための第１のフローチャートである。このフローチャートの処理は、図１０のマイコンコア部２００で実行されており、所定のメインルーチンから一定時間経過ごとまたは所定の条件が成立するごとに呼出されて実行される。

図１４を参照して、まずステップＳ５１においてモータ回転速度に対応する計算頻度Ｆが算出される。続いて、ステップＳ５２において、電気角の１周期の経過をカウントしている変数Ｎが計算頻度Ｆと一致するか否かが判断される。Ｎ＝Ｆが成立しない場合には、ステップＳ５２からステップＳ５３に処理が進む。

ステップＳ５３では、電気角の１周期の経過の時間待ちが実行され、電気角の１周期が経過したら、ステップＳ５４において変数Ｎのカウントアップが実行され、ステップＳ５２に処理が戻る。

ステップＳ５２において、変数Ｎが計算頻度Ｆと一致した場合には、ステップＳ５５に処理が進む。

ステップＳ５５ではフィードバック演算により、１周期で位相をどれだけ変化させるかの合計量Δθｔｏｔが既出の式（４）により演算される。
Δθｔｏｔ＝Ｋｐ×ΔＴｑ＋Ｋｉ×ΣΔＴｑ …（４）
なお、Ｋｐは比例積分制御（ＰＩ制御）の比例ゲインであり、Ｋｉは積分ゲインである。またＴｑはトルクである。この演算は、図６ではＰＩ演算部４３０で実行される。

ステップＳ５５に続いてステップＳ５６の処理が実行される。ステップＳ５６では、Δθｔｏｔの６分の１を、１周期のうちの６回のスイッチングにおけるスイッチング基準位相に対しての、各相の矩形波電圧の電圧位相の変化量の１回あたりの増加量（または減少量）Δθａに設定する。そして、ステップＳ５７においてΔθａがマイコンコア部２００から矩形波発生処理部４００に出力され、その後ステップＳ５８に処理が進み、制御はメインルーチンに移される。

図１５は、実施の形態２の矩形波制御を説明するための第２のフローチャートである。このフローチャートの処理は、図１０の矩形波発生処理部４００で実行されており、所定のメインルーチンから一定時間経過ごとまたは所定の条件が成立するごとに呼出されて実行される。なお、この処理はハードウエアで実行されるようにしても良い。

図１５を参照して、まず処理が開始されると、ステップＳ７１において矩形波発生処理部４００はマイコンコア部２００からΔθａおよび計算頻度Ｆを受信する。続いて、ステップＳ７２においてカウントアップのための変数Ｎが０に初期化される。この変数Ｎは図１４における変数Ｎとは別の変数である。

続いて、ステップＳ７３において、時刻ｔが電気角０°に相当するタイミングであるか、すなわち、１周期におけるスイッチング基準位相０°，６０°，１２０°，１８０°，２４０°，３００°のうち最初のスイッチング基準位相であるか否かが判断される。ステップＳ７３の判断が肯定的（ＹＥＳ）であればステップＳ７４に処理が進み、位相変化量ΔθはステップＳ７１で受信したΔθａに（１＋６Ｎ）を乗じた値（（１＋６Ｎ）×Δθａ）に設定される。

一方、ステップＳ７３の判断が否定的（ＮＯ）であれば、ステップＳ７５に処理が進む。ステップＳ７５においては、時刻ｔが電気角６０°に相当するタイミングであるか否かが判断される。ステップＳ７５の判断が肯定的（ＹＥＳ）であればステップＳ７６に処理が進み、位相変化量ΔθはステップＳ７４で設定する値よりもさらにΔθａだけ多い（２＋６Ｎ）×Δθａに設定される。

ステップＳ７５の判断が否定的（ＮＯ）であれば、ステップＳ７７に処理が進む。ステップＳ７７においては、時刻ｔが電気角１２０°に相当するタイミングであるか否かが判断される。ステップＳ７７の判断が肯定的（ＹＥＳ）であればステップＳ７８に処理が進み、位相変化量ΔθはステップＳ７６で設定する値よりもさらにΔθａだけ多い（３＋６Ｎ）×Δθａに設定される。

ステップＳ７７の判断が否定的（ＮＯ）であれば、ステップＳ７９に処理が進む。ステップＳ７９においては、時刻ｔが電気角１８０°に相当するタイミングであるか否かが判断される。ステップＳ７９の判断が肯定的（ＹＥＳ）であればステップＳ８０に処理が進み、位相変化量ΔθはステップＳ７８で設定する値よりもさらにΔθａだけ多い（４＋６Ｎ）×Δθａに設定される。

ステップＳ７９の判断が否定的（ＮＯ）であれば、ステップＳ８１に処理が進む。ステップＳ８１においては、時刻ｔが電気角２４０°に相当するタイミングであるか否かが判断される。ステップＳ８１の判断が肯定的（ＹＥＳ）であればステップＳ８２に処理が進み、位相変化量ΔθはステップＳ８０で設定する値よりもさらにΔθａだけ多い（５＋６Ｎ）×Δθａに設定される。

ステップＳ８１の判断が否定的（ＮＯ）であれば、ステップＳ８３に処理が進む。ステップＳ８３においては、時刻ｔが電気角３００°に相当するタイミングであるか否かが判断される。ステップＳ８３の判断が肯定的（ＹＥＳ）であればステップＳ８４に処理が進み、位相変化量ΔθはステップＳ８２で設定する値よりもさらにΔθａだけ多い（６＋６Ｎ）×Δθａに設定される。そして、ステップＳ８５においてカウントアップの変数Ｎに１が加算される。

ステップＳ７４，Ｓ７６，Ｓ７８，Ｓ８０，Ｓ８２のいずれかにおいて変化量Δθが設定された場合またはＳ８４で変化量Δθが設定されステップＳ８５で変数Ｎがインクリメントされた場合にはステップＳ８６に処理が進み、対応する矩形波電圧のスイッチングが実行される。

ステップＳ８３の判断が否定的（ＮＯ）であった場合、またはステップＳ８６でスイッチングの実行がされた場合には、ステップＳ８７に処理が進む。ステップＳ８７では変数Ｎが計算頻度Ｆと等しいか否かが判断される。

ステップＳ８７においてＮ＝Ｆが成立しなければ、ステップＳ７３に処理が戻り、再び次の電気角周期のスイッチングが行なわれる。一方、ステップＳ８７において、Ｎ＝Ｆが成立した場合にはステップＳ８８に処理が進み制御はメインルーチンに移される。

以上説明したように、実施の形態２においては、モータ回転速度に対応するように計算頻度Ｆを定めているので、マイコンコア部２００の処理速度を上げなくても、モータの高速回転に対応することが可能となる。

なお、実施の形態２においてはモータ回転速度に対応するように計算速度Ｆを定めた例を説明したが、計算頻度Ｆを１より大きい数に固定するのでも良い。

［実施の形態３］
図１６は、更新タイミングの遅延の発生について説明するための図である。

図１６を参照して、横軸には時間が示されている。そして図１６の上段から順に、電気角の変化、正常時の増加量Δθａの更新タイミングを示す波形ΔθａＡ、遅延発生時の増加量Δθａの更新タイミングを示す波形ΔθａＢが示されている。

正常時には、処理Ｐ１の後に時刻ｔ５、ｔ１１付近で増加量ΔθａＡの更新が行なわれている。時刻ｔ５では増加量ΔθａＡを示すデータがＤＡＴ１からＤＡＴ２に更新され、時刻ｔ１１では増加量ΔθａＡを示すデータがＤＡＴ２からＤＡＴ３に更新されている。

これに対し、遅延発生時の増加量ΔθａＢを見ると、マイコンコア部２００において増加量Δθａの演算よりも優先する割込み処理Ｐ０が実行された結果、処理Ｐ１の開始が遅れ、更新時間に遅延ＴＤ１が発生している。このような遅延が発生すると、図９で実現したようなＵ，Ｖ，Ｗ相の電圧波形のバランスが崩れてしまう。そこで実施の形態３では、増加量Δθａの更新を演算時からある程度遅延させ、更新時期の位相を固定することによって、優先順位の高い割り込み処理が入っても電圧波形のバランスが崩れにくいようにする。

図１７は、実施の形態３において、制御装置３０によって実行される矩形波電圧制御の制御ブロック図である。

図１７に示した制御ブロック図では、図６の制御ブロック図の構成において、矩形波発生処理部４００に代えて矩形波発生処理部４００Ａを含む。矩形波発生処理部４００Ａは、矩形波発生処理部４００の電圧位相φｖおよび増加量Δθａが入力される経路にラッチ４３９が設けられる点が異なる。図１７の他の部分については、図６で説明したブロック図と同様であるので、ここでは説明は繰返さない。

図１８は、実施の形態３の矩形波制御を実現する制御を説明するためのフローチャートである。このフローチャートの処理は、所定のメインルーチンから一定時間経過ごとまたは所定の条件が成立するごとに呼出されて実行される。なお、この処理は矩形波発生処理部についてはハードウエアで実行されるようにしても良い。

図１８を参照して、マイコンコア部では処理が開始されると、ステップＳ１０１において起動タイミングであるか否かが判断される。起動タイミングであれば、フィードバック演算をステップＳ１０２において実行し、ステップＳ１０３において増加量Δθａが演算され、ステップＳ１０４において増加量Δθａが電圧位相演算部２００Ｂから矩形波発生処理部４００Ａに出力される。なお、ステップＳ１０１において起動タイミングでなければステップＳ１０５に処理が進み制御はメインルーチンに移される。

一方、矩形波発生処理部４００Ａでは、ステップＳ２０１において増加量Δθａを電圧位相演算部２００Ｂから受信すると、ステップＳ２０２に処理が進み、現在の時刻が更新タイミングであるか否かが判断される。更新タイミングは、図１６に示された正常時の更新タイミング（ｔ５、ｔ１１）である。このようにすれば、図１６のΔθａＢでしめしたように、更新すべきタイミング以外での増加量の切換が発生する可能性を低減させることができる。

ステップＳ２０２において現在の時刻が更新タイミングであれば、ステップＳ２０３において、受信した新規な増加量Δθａに基づいてスイッチングが実行される。一方、ステップＳ２０３において現在の時刻が更新タイミングでなければ、ステップＳ２０４において、前回の増加量Δθａに基づいてスイッチングが実行される。

ステップＳ２０３またはステップＳ２０４でスイッチングが実行されると、ステップＳ２０５に処理が進み制御はメインルーチンに移される。

実施の形態３においては、更新タイミングに一致しない場合には増加量Δθａがされないので、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の波形のバランスが著しく崩れることを防止することができる。これにより、確実に電気角１周期内の電圧位相が等分になるため、オフセット電流の発生が低減される。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

５ 負極線、６，７ 正極線、１０＃ 直流電圧発生部、１０ 電圧センサ、１２ 昇降圧コンバータ、１３ 電圧センサ、１４ インバータ、１５ Ｕ相アーム、１６ Ｖ相アーム、１７ Ｗ相アーム、２４ 電流センサ、２５ レゾルバ、３０ 制御装置、１００ モータ駆動システム、２００ マイコンコア部、２００Ａ ＰＷＭ制御部、２００Ｂ 電圧位相演算部、２１０ 電流指令生成部、２２０，２５０ 座標変換部、２４０，４３０ ＰＩ演算部、２５０ 座標変換部、２６０ ＰＷＭ信号生成部、２７０ 制御モード判定部、４００，４００Ａ 矩形波発生処理部、４２０ トルク推定部、４３２ 位相リミッタ、４３９ ラッチ、４４０ 矩形波発生器、４５０ 信号発生部、Ｂ 直流電源、Ｃ０，Ｃ１ 平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８ ダイオード、Ｌ１ リアクトル、Ｍ１ 交流モータ、Ｑ１〜Ｑ８ スイッチング素子、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー。

Claims (1)

1. 交流モータの回転位置を検出するセンサと、
   前記センサの出力に基づいて前記交流モータの各相に矩形波電圧を与える制御を行なう制御装置とを備え、
   前記制御装置は、前記センサの出力に基づいて定まる電気角の１周期内において、前記各相のスイッチング基準位相に対しての前記各相の矩形波電圧の電圧位相の変化量をスイッチングごとに等しく増加または減少させ、
   前記制御装置は、
   前記電気角の２周期以上の所定周期ごとに矩形波電圧の電圧位相変化の合計量を算出する第１の制御部と、
   前記所定周期に一度の割合で前記合計量に関連する情報を前記第１の制御部から受取り、前記各相のスイッチング基準位相に対する位相差を更新する第２の制御部とを含み、
   前記第２の制御部は、前記各相のスイッチング基準位相に対する第ｎ番目のスイッチングの位相差を、前記合計量を前記所定周期内のスイッチング回数で除算した単位増減量のｎ倍に設定する、交流モータの制御装置。

Images