JP2008253000A - 電動機の駆動制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】制御モードを切換可能な構成を有する交流電動機の駆動制御装置において、交流電動機の動作を不安定化することなく適切に制御モードの切換を実行する。
【解決手段】制御モード切換判定は、交流電動機制御全体を統括するメインループ（制御周期Ｔｍ）の一環として実行される。一方、矩形波電圧制御モード時の制御周期Ｔｃは、制御モード切換判定の実行周期（Ｔｍ）よりも短い。矩形波電圧制御モードからＰＷＭ制御モードへの切換が判定された場合には、制御モード切換判定タイミング（時刻ｔ０）から、次回のメインループ実行時、すなわち、実際に制御モードが切換えられるタイミング（時刻ｔ１）までの間、矩形波電圧の電圧位相変更を禁止して、制御モード切換判定時における矩形波電圧の電圧位相を維持する。
【選択図】図７

Description

この発明は電動機の駆動制御装置に関し、より特定的には、切換可能な複数の制御モードを有する交流電動機の駆動制御装置に関する。

直流電圧をインバータによって交流電圧に変換して交流電動機を駆動制御する構成が一般的に用いられている。このような構成では、モータを高効率に駆動するために、一般的にはベクトル制御に基づくパルス幅変調（ＰＷＭ）に従ってモータ電流が制御される。また、モータ出力を向上するために、矩形波電圧を交流電動機に印加して駆動制御する矩形波電圧位相制御モードとＰＷＭ制御に従ったＰＷＭ電流制御モードとを切換えて交流電動機を制御する構成が公知である（たとえば特許文献１〜４）。

これら特許文献１〜４に開示された交流電動機の駆動制御装置では、基本的に、交流電動機の状態、より具体的にはその電圧振幅や電流位相に基づいてＰＷＭ電流制御モード（以下、単にＰＷＭ制御モードとも称する）および矩形波電圧位相制御モード（以下、単に矩形波電圧制御モードとも称する）の間のモード切換判定が実行される。
特開２００５−２１８２９９号公報 特開２００１−７８４９５号公報 特開２００２−２２３５９０号公報 特開２００５−４５８８０号公報

しかしながら、これらの交流電動機の駆動制御装置では、矩形波電圧制御モードは、相対的に交流電動機の高回転速度領域で用いられる。したがって、矩形波電圧制御モードでの制御応答性を確保するためには、その制御演算を短周期で実行する必要が生じている。この結果、交流電動機の制御全体を統括するメインループの一環として実行される制御モードの切換判定周期に比較して、矩形波電圧制御モードの制御周期が短くなる状況が発生し得る。このような状況が発生すると、特に矩形波電圧制御モードからＰＷＭ制御モードへの移行時に、制御モード切換時に制御動作が不安定化する可能性がある。

この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、制御モードを切換可能な構成を有する交流電動機の駆動制御装置において、制御モード間の移行時に、交流電動機の動作を不安定化することなく適切に制御モードの切換を実行することである。

この発明による電動機の駆動制御装置は、第１のモータ制御部と、第２のモータ制御部と、モード切換判定部とを備える。第１のモータ制御部は、交流電動機に矩形波電圧を印加する第１の制御モードの選択時に、トルク指令値に対するトルク偏差に応じて矩形波電圧の位相を調整するフィードバック制御を行なう。第２のモータ制御部は、パルス幅変調制御に従って交流電動機への印加電圧を制御する第２の制御モードの選択時に、モータ電流のフィードバック制御を行なう。モード切換判定部は、第１のモータ制御部による制御周期よりも長い所定周期毎に作動して、交流電動機の状態に基づいて、第１および第２の制御モードの間の切換の要否を判定する。さらに、モード切換判定部は、モード切換判定部は、第１の制御モードから第２の制御モードへの切換が必要と判定したときに、次回の作動タイミングにおいて第１の制御モードから第２の制御モードへの切換を許可するとともに、次回の作動タイミングまでの間第１のモータ制御部による矩形波電圧の位相の更新を禁止する。

上記交流電動機の駆動制御装置によれば、第１の制御モード（矩形波電圧制御モード）から第２の制御モード（ＰＷＭ制御モード）への切換時には、モード切換判定から実際のモード切換実行までの間交流電動機の印加電圧を維持することができる。この結果、モード切換判定からモード切換実行までの間のタイムラグ（モード切換判定部の１動作周期分）の間に交流電動機の状態が変化して、モード切換時に交流電動機の制御が不安定となることを防止できる。

この発明の他の構成による電動機の駆動制御装置は、第１のモータ制御部と、第２のモータ制御部と、モード切換判定部とを備える。第１のモータ制御部は、交流電動機に矩形波電圧を印加する第１の制御モードの選択時に、トルク指令値に対するトルク偏差に応じて矩形波電圧の位相を調整するフィードバック制御を行なう。第２のモータ制御部は、パルス幅変調制御に従って交流電動機への印加電圧を制御する第２の制御モードの選択時に、モータ電流のフィードバック制御を行なう。モード切換判定部は、第１のモータ制御部による制御周期よりも長い所定周期毎に作動して、交流電動機の電流および印加電圧の少なくとも一方に基づいて、第１および第２の制御モードの間の切換の要否を判定する。さらに、第２のモータ制御部は、第１の制御モードの選択時においても、第１のモータ制御部による矩形波電圧の位相調整のための第１のフィードバック制御演算と並列に、第２の制御モードの選択時に実行されるべきパルス幅変調制御に従った第２のフィードバック制御演算を併せて実行する。そして、モード切換判定部は、第１の制御モードから第２の制御モードへの切換が必要と判定したときに、今回の作動タイミングにおいて第１の制御モードから第２の制御モードへの切換を許可し、第２のモータ制御部は、第１の制御モードから第２の制御モードへ切換えられた初回の制御周期において、第１の制御モードの選択時に行なった第２のフィードバック制御演算の結果を用いて、交流電動機への印加電圧を制御する。

上記交流電動機の駆動制御装置によれば、第１の制御モード（矩形波電圧制御モード）の選択時には、第１の制御モードに従った交流電動機制御を行なうとともに、第２の制御モード（ＰＷＭ制御モード）のためのフィードバック制御演算を並列に実行するので、第１の制御モードから第２の制御モードへの切換条件が成立すると、並列に演算した制御演算結果を用いて即座に第２の制御モードに従った交流電動機制御を開始することができる。これにより、電動機の制御を不安定化させることなく、速やかに制御モードの切換を実行できる。

好ましくは、第２のフィードバック制御演算は、複数の制御変数演算項目を有し、第２のモータ制御部は、第１の制御モードの選択期間において、第２のフィードバック制御演算の複数の制御変数演算項目の一部ずつを複数タイミングに分割して順次実行する。

このような構成とすることにより、第１の制御モード選択期間中にも第２の制御モードのための制御演算を実行することによる演算負荷の増大を抑制することができる。この結果。第１の制御モードに従った交流電動機制御に悪影響を与えることなく、第２の制御モードに従った制御演算を並列に実行することが可能となる。

さらに好ましくは、第２のモータ制御部は、第１の制御モードの選択期間中の複数タイミングの各々において、交流電動機の各相電流をｄ軸電流およびｑ軸電流に変換する演算をさらに実行する。さらに、第２のモータ制御部は、初回の制御周期において、第１の制御モードの選択期間中に求めた複数の演制御変数演算項目がそれぞれ演算されたタイミング間でのｄ軸電流およびｑ軸電流の差に基づいて、複数の制御変数演算項目の少なくとも一部の演算結果を修正する。

このような構成とすることにより、第１の制御モード選択期間中における第２の制御モードのための制御演算を、演算負荷を軽減するために複数タイミングに分割して順次実行することに起因して、第２の制御モードへの切換時に交流電動機制御が不安定化することを防止できる。

あるいは好ましくは、第２の制御モードは、直流電圧を交流電動機への印加電圧の電圧指令に従って変換する際に電圧指令の相関波形が正弦波となる正弦波パルス幅変調制御モードと、正弦波パルス幅変調制御モードよりも変調率が高い過変調パルス幅変調制御モードとを含む。

このような構成とすることにより、正弦波ＰＷＭ制御モードと矩形波電圧制御モードとの中間的な領域においても、変調率を高めて交流電動機のＰＷＭ制御を実現することができる。

この発明によれば、制御モードを切換可能な構成を有する交流電動機の駆動制御装置において、制御モード間の移行時、特に、矩形波電圧制御モードからＰＷＭ制御モードへの移行時に、交流電動機の動作を不安定化することなく適切に制御モードの切換を実行できる。

以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では、図中の同一または相当部分には同一の符号を付してその詳細な説明は原則的には繰返さないものとする。

（全体システム構成）
図１は、本発明の実施の形態に従う交流電動機の駆動制御装置によって制御されるモータ駆動制御システムの全体構成図である。

図１を参照して、モータ駆動制御システム１００は、直流電圧発生部１０♯と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、交流電動機Ｍ１と、制御装置３０とを備える。

交流電動機Ｍ１は、たとえば、ハイブリッド自動車または電気自動車の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動用電動機である。あるいは、この交流電動機Ｍ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流電動機Ｍ１は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。すなわち、本実施の形態において、「交流電動機」は、交流駆動の電動機、発電機および電動発電機（モータジェネレータ）を含むものである。

直流電圧発生部１０♯は、直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、昇降圧コンバータ１２とを含む。

直流電源Ｂは、代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等の蓄電装置により構成される。直流電源Ｂが出力する直流電圧Ｖｂおよび入出力される直流電流Ｉｂは、電圧センサ１０および電流センサ１１によってそれぞれ検知される。

システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および電力線６の間に接続され、システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの負極端子およびアース線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。

昇降圧コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。電力用スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線７およびアース線５の間に直列に接続される。電力用スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。

この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、
電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラ
トランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線６の間に接続される。また、平滑コンデンサＣ０は、電力線７およびアース線５の間に接続される。

インバータ１４は、電力線７およびアース線５の間に並列に設けられる、Ｕ相上下アーム１５と、Ｖ相上下アーム１６と、Ｗ相上下アーム１７とから成る。各相上下アームは、電力線７およびアース線５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相上下アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相上下アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相上下アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。

代表的には、交流電動機Ｍ１は、３相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中性点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相上下アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。

昇降圧コンバータ１２は、昇圧動作時には、直流電源Ｂから供給された直流電圧Ｖｂを昇圧した直流電圧ＶＨ（インバータ１４への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する）をインバータ１４へ供給する。より具体的には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のオン期間およびＱ２のオン期間が交互に設けられ、昇圧比は、これらのオン期間の比に応じたものとなる。

また、昇降圧コンバータ１２は、降圧動作時には、平滑コンデンサＣ０を介してインバータ１４から供給された直流電圧ＶＨ（システム電圧）を降圧して直流電源Ｂを充電する。より具体的には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のみがオンする期間と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両方がオフする期間とが交互に設けられ、降圧比は上記オン期間のデューティ比に応じたものとなる。

平滑コンデンサＣ０は、昇降圧コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわち、システム電圧ＶＨを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。

インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が正（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）の場合には、平滑コンデンサＣ０から直流電圧が供給されると制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答した、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流電動機Ｍ１を駆動する。また、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が零の場合（Ｔｒｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流電動機Ｍ１を駆動する。これにより、交流電動機Ｍ１は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。

さらに、モータ駆動制御システム１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時には、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧）を平滑コンデンサＣ０を介して昇降圧コンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、ハイブリッド自動車または電気自動車を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

電流センサ２４は、交流電動機Ｍ１に流れるモータ電流ＭＣＲＴを検出し、その検出したモータ電流を制御装置３０へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ２４は２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。

回転角センサ（レゾルバ）２５は、交流電動機Ｍ１のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、回転角θに基づき交流電動機Ｍ１の回転数（回転速度）および角速度ω（ｒａｄ／ｓ）を算出できる。なお、回転角センサ２５については、回転角θを制御装置３０にてモータ電圧や電流から直接演算することによって、配置を省略してもよい。

本発明の実施の形態における駆動制御装置に対応する制御装置３０は、電子制御ユニット（ＥＣＵ）により構成され、予め記憶されたプログラムに従うソフトウェア処理および／または電子回路によるハードウェア処理により、モータ駆動制御システム１００の動作を制御する。代表的な機能として、制御装置３０は、入力されたトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ、電圧センサ１０によって検出された直流電圧Ｖｂ、電流センサ１１によって検出された直流電流Ｉｂ、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨおよび電流センサ２４からのモータ電流ｉｖ，ｉｗ、回転角センサ２５からの回転角θ等に基づいて、後述する制御方式により交流電動機Ｍ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４の動作を制御する。すなわち、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４を上記のように制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ８を生成して、昇降圧コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。

昇降圧コンバータ１２の昇圧動作時には、制御装置３０は、平滑コンデンサＣ０の出力電圧ＶＨをフィードバック制御し、出力電圧ＶＨが電圧指令値となるようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。

また、制御装置３０は、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、交流電動機Ｍ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成してインバータ１４へ出力する。これにより、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換して昇降圧コンバータ１２へ供給する。

さらに、制御装置３０は、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成し、昇降圧コンバータ１２へ出力する。これにより、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Ｂに供給される。

（制御モードの説明）
制御装置３０による交流電動機Ｍ１の制御についてさらに詳細に説明する。

図２は、本発明の実施の形態によるモータ駆動制御システムにおける交流電動機Ｍ１の制御モードを概略的に説明する図である。

図２に示すように、本発明の実施の形態によるモータ駆動制御システム１００では、交流電動機Ｍ１の制御、すなわち、インバータ１４における電力変換について、３つの制御モードを切換えて使用する。

正弦波ＰＷＭ制御は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、各相上下アーム素子のオン・オフを、正弦波状の電圧指令と搬送波（代表的には三角波）との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティ比が制御される。周知のように、電圧指令の相関波形が正弦波となる正弦波ＰＷＭ制御モードでは、この基本波成分振幅をインバータ入力電圧の約０．６１倍程度までしか高めることができない。

一方、矩形波電圧制御では、上記一定期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分を交流電動機印加する。これにより、変調率は０．７８まで高められる。

過変調ＰＷＭ制御は、上記電圧指令の振幅を歪ませた上で上記正弦波ＰＷＭ制御と同様のＰＷＭ制御を行なうものである。この結果、基本波成分を歪ませることができ、変調率を正弦波ＰＷＭ制御モードでの最高変調率から０．７８の範囲まで高めることができる。

交流電動機Ｍ１では、回転数や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなるため、必要となる駆動電圧（モータ必要電圧）が高くなる。コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨはこのモータ必要電圧よりも高く設定する必要がある。その一方で、コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨには限界値（ＶＨ最大電圧）が存在する。

したがって、モータ必要電圧がＶＨ最大電圧より低い領域では、正弦波ＰＷＭ制御または過変調ＰＷＭ制御によるＰＷＭ制御モードが適用されて、ベクトル制御に従ったモータ電流のフィードバック制御によって出力トルクがトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに制御される。その一方で、モータ必要電圧がＶＨ最大電圧に達すると、システム電圧ＶＨをＶＨ最大電圧に設定した上で矩形波電圧制御モードが適用される。矩形波電圧制御では、基本波成分の振幅が固定されるため、トルク実績値とトルク指令値との偏差に基づく、矩形波電圧パルスの位相制御によってトルク制御が実行される。

図３は、交流電動機Ｍ１の動作状態と上述の制御モードとの対応関係を説明する図である。

図３に示されるように、概略的には、低回転数域Ａ１ではトルク変動を小さくするために正弦波ＰＷＭ制御モードが用いられ、中回転数域Ａ２では過変調ＰＷＭ制御モード、高回転数域Ａ３では、矩形波電圧制御モードが適用される。特に、過変調ＰＷＭ制御モードおよび矩形波電圧制御モードの適用により、交流電動機Ｍ１の出力向上が実現される。このように、図２に示した制御モードのいずれを用いるかについては、実現可能な変調率の範囲内で決定される。

図４は、この発明の実施の形態による交流電動機の駆動制御装置によるモータ制御構成を説明するブロック図である。図４に示されたモータ制御のための各ブロックは、制御装置３０によるハードウェア的あるいはソフトウェア的な処理によって実現される。

図４を参照して、ＰＷＭ制御部２００は、ＰＷＭ制御モードの選択時に、交流電動機Ｍ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御に従ってインバータ１４のスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。ＰＷＭ制御部２００は、電流指令生成部２１０と、電流制御部２２０と、ＰＷＭ回路２３０とを含む。

矩形波電圧制御部３００は、矩形波電圧制御モードの選択時に、交流電動機Ｍ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するような電圧位相の矩形波電圧が発生されるように、インバータ１４のスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。矩形波電圧制御部３００は、演算部３０５と、トルク検出部３１０と、電圧位相制御部３２０と、矩形波発生部３３０とを含む。

モード切換判定部４００は、図３に示したＰＷＭ制御モードおよび矩形波電圧制御モード間のモード切換を判定する。さらに、モード切換判定部４００は、ＰＷＭ制御モード中でも、正弦波ＰＷＭ制御モードおよび過変調ＰＷＭ制御の切換を判定する機能を有する。過変調ＰＷＭ制御の選択時には、制御信号ＯＭがオンされる。

切換スイッチ４１０は、モード切換判定部４００によって選択される制御モードに従って、Ｉ側およびＩＩ側のいずれかに設定される。

ＰＷＭ制御モードの選択時には、切換スイッチ４１０はＩ側に設定されており、ＰＷＭ制御部２００によって設定されたスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従い、擬似的な正弦波電圧が交流電動機Ｍ１に印加される。一方、矩形波電圧制御モードの選択時には、切換スイッチ４１０はＩＩ側に設定されており、矩形波電圧制御部３００によって設定されたスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従い、インバータ１４により矩形波電圧が交流電動機Ｍ１に印加される。

次に、各ブロックの機能の詳細を説明する。
ＰＷＭ制御部２００において、電流指令生成部２１０は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに基づき、電流振幅｜Ｉ｜および電流位相φｉを生成する。電流制御部２２０は、たとえば比例積分（ＰＩ）制御に基づき、電流センサ２４によって検出されたモータ電流ＭＣＲＴと、電流指令生成部２１０によって生成された電流振幅｜Ｉ｜および電流位相φｉとの差に応じて、交流電動機Ｍ１への印加電圧の指令値（以下、単に電圧指令とも称する）を生成する。電圧指令は、その電圧振幅｜Ｖ｜および電圧位相φｖによって表わされる。ここで電圧位相φｖはｑ軸を基準とした電圧ベクトルの角度である。

電流制御部２２０は、制御信号ＯＭがオンされる過変調制御モードの選択時には、電圧指令の電圧振幅｜Ｖ｜を歪ませることにより、変調率が０．６１よりも大きくなるように電圧指令を生成する。

ＰＷＭ回路２３０は、図５に示すように、電流制御部２２０（図４）からの電圧振幅｜Ｖ｜および電圧位相φｖによって示される電圧指令２８０と搬送波２７０との比較に基づき、インバータ１４の各相の上下アーム素子のオン・オフを制御することによって、交流電動機Ｍ１の各相に疑似正弦波電圧を生成する。

このようにして、ＰＷＭ制御部２００によって、交流電動機Ｍ１のモータ電流ＭＣＲＴを電流指令生成部２１０によって設定されたモータ電流と合致させるためのフィードバック制御が実行されることになる。すなわち、ＰＷＭ制御部２００は、本発明での「第２のモータ制御部」に対応し、ＰＷＭ制御モードは、本発明での「第２の制御モード」に対応する。

一方、矩形波電圧制御部３００において、トルク検出部３１０は、交流電動機Ｍ１の出力トルクを検出する。トルク検出部３１０は、公知のトルクセンサを用いて構成することもできるが、下記（１）式に示す演算に従って出力トルクＴｑを検出するように構成することもできる。

Ｔｑ＝Ｐｍ／ω
＝（ｉｕ・ｖｕ＋ｉｖ・ｖｖ＋ｉｗ・ｖｗ）／ω …（１）
ここで、Ｐｍは交流電動機Ｍ１に供給される電力を表わし、ωは交流電動機Ｍ１の角速度を表わす。また、ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは交流電動機Ｍ１の各相電流値を示し、ｖｕ，ｖｖ，ｖｗは交流電動機Ｍ１に供給される各相電圧を表わす。ｖｕ，ｖｖ，ｖｗにはインバータ１４に設定される電圧指令を用いてもよいし、インバータ１４から交流電動機Ｍ１に供給される実際の値を電圧センサにより検出して用いてもよい。また、出力トルクＴｑは、交流電動機Ｍ１の設計値で決まるものなので、電流の振幅および位相から推定してもよい。

演算部３０５は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに対する、トルク検出部３１０によって検出された出力トルクＴｑの偏差であるトルク偏差ΔＴｑを演算する。演算部３０５により生成されたトルク偏差ΔＴｑは、電圧位相制御部３２０へ供給される。

電圧位相制御部３２０では、トルク偏差ΔＴｑに応じて電圧位相φｖを生成する。この電圧位相φｖは交流電動機Ｍ１に印加されるべき矩形波電圧の位相を示す。具体的には、電圧位相制御部３２０は、電圧位相φｖを生成する際のパラメータとして、トルク偏差ΔＴｑとともにインバータ１４の入力電圧ＶＨや交流電動機Ｍ１の角速度ωを用い、それらを所定の演算式に代入して、あるいは等価の処理を施して、必要な電圧位相φｖを生成する。

矩形波発生部３３０は、電圧位相制御部３２０からの電圧位相φｖに従った矩形波電圧を発生するように、インバータ１４のスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。このようにして、矩形波電圧制御部３００によって、交流電動機Ｍ１のトルク偏差に応じて矩形波電圧の位相を調整するフィードバック制御が実行されることになる。すなわち、矩形波電圧制御部３００は、本発明での「第１のモータ制御部」に対応し、矩形波電圧制御モードは、本発明での「第１の制御モード」に対応する。

（実施の形態１による制御モード切換処理）
次に、本発明の実施の形態１による制御モード切換処理を説明する。

図５に示すように、モード切換判定部４００は、電流センサによって検出されたモータ電流ＭＣＲＴ、電圧センサ１３によって検出されたインバータ１４の入力電圧ＶＨ、電流制御部２２０によって生成された電圧指令の電圧振幅｜Ｖ｜および電圧位相φｖに基づいて、モード切換判定を実行する。たとえば、制御装置３０が図６に示すフローチャートに従った制御処理を実行することにより、モード切換判定部４００によるモード切換判定が実現される。

図６を参照して、まず制御装置３０は、ステップＳ１００により、現在の制御モードがＰＷＭ制御モードであるかどうかを判定する。そして、制御装置３０は、現在の制御モードがＰＷＭ制御モードであるとき（Ｓ１００のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ１１０により、ＰＷＭ制御モードに従う電圧指令の電圧振幅｜Ｖ｜および電圧位相φｖ、ならびに、インバータ入力電圧ＶＨに基づいて、インバータ１４の入力電圧ＶＨを交流電動機Ｍ１への電圧指令（交流電圧）に変換する際の変調率を演算する。

そして、制御装置３０は、ステップＳ１２０により、ステップＳ１１０で求めた変調率が０．７８以上であるかどうかを判定する。変調率≧０．７８のとき（Ｓ１２０のＹＥＳ判定時）には、ＰＷＭ制御モードでは適切な交流電圧を発生することができないため、制御装置３０は、処理をステップＳ１５０に進めて、矩形波電圧制御モードを選択するように制御モードを切換える。

一方、ステップＳ１２０のＮＯ判定時、すなわち、ステップＳ１１０で求めた変調率が０．７８未満であるときには、制御装置３０は、ステップＳ１６０により、ＰＷＭ制御モードを継続的に選択する。この際には、制御装置３０は、さらにステップＳ１７０により、変調率が０．６１以下であるかどうかを判定する。そして、制御装置３０は、変調率≦０．６１のときはステップＳ１８０により正弦波ＰＷＭ制御モードを選択する一方で、変調率＞０．６１のとき（Ｓ１７０のＮＯ判定時）には、ステップＳ１９０により過変調ＰＷＭ制御モードを選択する。

一方、制御装置３０は、現在の制御モードが矩形波電圧制御モードであるとき（Ｓ１００のＮＯ判定時）には、ステップＳ１３０により、インバータ１４から交流電動機Ｍ１に供給される交流電流位相（実電流位相）φｉの絶対値が、所定の切換電流位相φ０の絶対値よりも小さくなるか否かを監視する。なお、切換電流位相φ０は、交流電動機Ｍ１の駆動時（力行時）および回生時で異なる値に設定されてもより。

制御装置３０は、実電流位相φｉの絶対値が切換電流位相φ０の絶対値よりも小さくなると（Ｓ１３０のＹＥＳ判定時）、制御モードを矩形波電圧制御モードからＰＷＭ制御に切換えるべきと判定する。この際には、制御装置３０は、ステップＳ１４０によりＣＳＴＰ信号を「オン」した後、ステップＳ１６０により、ＰＷＭ制御モードを選択する。そして、次回のメインループ実行時に、制御モードがＰＷＭ制御モードへ切換えられる。なお、図示しないが、実際にＰＷＭ制御モードによるモータ制御が実行されるのに伴って、ＣＳＴＰ信号は「オフ」に初期化される。

ＰＷＭ制御モードの選択時には、以降のステップＳ１７０〜Ｓ１９０が実行されて、ＰＷＭ制御モードのうち、正弦波ＰＷＭ制御モードおよび過変調ＰＷＭ制御モードのいずれが選択されるべきかが決定される。

一方、制御装置３０は、ステップＳ１１０がＮＯ判定のとき、すなわち実電流位相φｉの絶対値が切換電流位相φ０の絶対値以上であるときには、ステップＳ１５０により、制御モードを矩形波電圧制御モードに維持する。

ここで、図７を用いて本発明の実施の形態１による交流電動機の駆動制御装置における、矩形波電圧制御モードからＰＷＭ制御モードへのモード切換時の制御動作について詳細に説明する。

図７を参照して、本実施の形態による交流電動機の駆動制御装置では、モード切換判定部４００によるモード切換判定は、交流電動機制御全体を統括するメインループ（制御周期Ｔｍ）の一環として実行される。そして、たとえば、時刻ｔ０において、モード切換判定部４００が矩形波電圧制御モードからＰＷＭ制御モードへ切換えるべきと判定したときには、時刻ｔ０から制御周期Ｔｍが経過した、次回のメインループ実行時である時刻ｔ１において、制御モードが実際にＰＷＭ制御モードへ切換えられて、ＰＷＭ制御モードに従った制御が開始される。そして時刻ｔ０〜ｔ１の期間では、ＰＷＭ制御部２００による制御演算を実行しておくことによって、時刻ｔ１での制御モード切換時にＰＷＭ制御に従ったインバータ１４のスイッチング制御に円滑に移行することが可能となる。

これに対して、図３で説明したように、矩形波電圧制御モードは交流電動機Ｍ１の高回転速度領域で実行されるため、矩形波電圧制御部３００による矩形波電圧位相の制御周期は、必然的に短くなる。また、このような高回転速度領域で十分な制御応答性を得るために、電気角の１周期（３６０（ｄｅｇ））を細分化して矩形波電圧位相制御が実行される（たとえば、制御周期Ｔｃ）。このように、モード切換判定の実行周期（Ｔｍ）よりも、矩形波電圧制御（Ｔｃ）の制御周期が短くなる。

このような状況が発生すると、制御モードの切換が判定された時刻ｔ０から実際に制御モードが切換えられる時刻ｔ１の間に、矩形波電圧制御部３００によって矩形波電圧の電圧位相φｖを変更すると、図８に示すような問題が発生する可能性がある。

図８（ａ）を参照して、時刻ｔ０における矩形波電圧の電圧位相φｖは、矩形波電圧制御モードとＰＷＭ制御モードとの境界に位置することになる。しかしながら、時刻ｔ０〜ｔ１の間に矩形波電圧の電圧位相φｖをトルク偏差に基づいて変更すれば、図８（ｂ）に符号４０２に示すような電圧位相φｖとなった状態で、時刻ｔ１においてＰＷＭ制御モード（一般的には、過変調ＰＷＭ制御モード）へ移行する可能性がある。このような場合には、交流電動機Ｍ１に必要以上に電圧を印加することになり、瞬間的にモータ電流が乱れたり、消費電力が過剰となってしまう可能性がある。

一方、時刻ｔ０〜ｔ１間での矩形波電圧位相制御により、図８（ｂ）に符号４０４に示すような電圧位相φｖとなった状態で、時刻ｔ１においてＰＷＭ制御モード（過変調ＰＷＭ制御モード）へ移行すると、再度モード切換判定が必要となるため、適切なモード決定がなされるかどうかがＣＰＵ処理能力に左右されることになる。また、この状態でＰＷＭ制御モードに切換えると、交流電動機Ｍ１への印加電圧が不足し、出力トルク低下やエネルギ収支が崩れることによる、直流電源Ｂの過放電や過充電等が発生する可能性がある。

再び図７を参照して、本発明の実施の形態１による交流電動機の駆動制御装置では、図８で説明したような問題点を防止するために、モード切換判定部４００によって矩形波電圧制御モードからＰＷＭ制御モードへの切換が判定されたタイミング（時刻ｔ０）から、次回のメインループ実行時、すなわち、実際に制御モードが切換えられるタイミング（時刻ｔ１）までの間は、制御信号ＣＳＴＰを「オン」することにより、矩形波電圧制御部３００による矩形波電圧の電圧位相φｖの変更を禁止する。これにより、時刻ｔ１までの間、モード切換判定が実行された時刻ｔ０における矩形波電圧の電圧位相φｖが固定されたまま維持される。

これにより、時刻ｔ１において実際に制御モードがＰＷＭ制御モードに切換えられるときには、図８（ａ）の電圧位相φｖのままで制御モード切換が実行できるの図示しないが、時刻ｔ１において制御信号ＣＳＴＰは再び「オフ」に戻される。

図９には、この発明の実施の形態による交流電動機の駆動制御装置の効果を確認した実験結果が示される。

図９（ａ）には、上記のような矩形波制御モードからのモード切換の際に電圧位相の更新を禁止することなく、図７での時刻ｔ０〜ｔ１間でも矩形波電圧の位相をトルクフィードバック制御に応じて変化させた場合の電圧・電流挙動が示される。図９（ａ）から理解されるように、矩形波電圧制御からＰＷＭ制御モードへの移行時に、Ｕ相，Ｖ相電流（モータ電流）が瞬間的に大きく乱れている。

これに対して、図９（ｂ）には、ＣＳＴＰ信号に従って、図７でのｔ０〜ｔ１間で矩形波電圧位相を固定した場合における電圧・電流の挙動が示される。図示されるように、矩形波電圧制御モードからＰＷＭ制御モードへの移行時にも、Ｕ相，Ｖ相電流（モータ電流）は乱れることなく安定的に制御されている。

このように、本発明の実施の形態１による交流電動機の駆動制御装置によれば、制御モード間の切換、特に矩形波電圧制御モードからＰＷＭ制御モードへの切換時に、モータ制御を安定化することができる。

（実施の形態２による制御モード切換処理）
実施の形態１でも述べたように、制御モードを円滑に移行するためには、制御モード切換時に、ＰＷＭ制御を実行するための制御演算結果が得られていることが必要である。実施の形態２では、モード切換判定部４００によるモード切換判定（矩形波電圧制御モードからＰＷＭ制御モード）から、メインループ１周期分待つことなく、即座に制御モード切換が可能な制御構成について説明する。

図１０は、本発明の実施の形態２による交流電動機の駆動制御装置による矩形波制御モード時の制御演算処理を説明するフローチャートである。

図１０を参照して、制御装置３０は、ステップＳ２００では、制御モードが矩形波電圧制御モードであるかどうかを判定する。矩形波電圧制御モードの非選択時（Ｓ２００のＮＯ判定時）には以下の処理は実行されない。

制御装置３０は、矩形波電圧制御モード選択時（Ｓ２００のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ２１０により、図４に示した矩形波電圧制御部３００の各ブロックの機能により、矩形波電圧位相制御演算を実行して、矩形波電圧の電圧位相φｖを求める。さらに、制御装置３０は、ステップＳ２２０により、実際にインバータ１４のスイッチング制御には反映されないものの、ＰＷＭ制御部２００によるＰＷＭ制御に従った制御演算、具体的にはトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍから電流指令の電流振幅｜Ｉ｜および電流位相φｉを求め、さらにモータ電流ＭＣＲＴのフィードバック制御に基づき電圧指令の電圧振幅｜Ｖ｜および電圧位相φｖを算出する制御変数演算処理を実行する。

そして、制御装置３０は、ステップＳ２３０により、ステップＳ２１０で演算した矩形波電圧位相の電圧位相φｖに基づいて、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。すなわち、矩形波電圧制御モード時には、制御装置３０は、各制御周期において、本来の矩形波電圧位相制御を実行するための制御演算と併せて、実際のインバータ制御には反映されない、ＰＷＭ制御のための制御演算を並列に実行する。

この結果、図１１に示すように、時刻ｔ０にメインループが実行されて、モード切換判定部４００が、矩形波電圧制御モードからＰＷＭ制御モードへの制御モード切換を判定した場合には、矩形波電圧制御モード中にバックグラウンドで演算されたＰＷＭ制御の制御変数演算結果を用いて、時刻ｔ０より即座にＰＷＭ制御モードを適用することが可能である。すなわち、実施の形態２によるモード切換判定は、図６のフローチャートからステップＳ１４０を省略し、かつ、ステップＳ１６０の処理を、実際の制御モードについてもＰＷＭ制御モードへ切換えるように変更した一連の処理を制御装置３０が実行することによって実現される。

このように実施の形態２によれば、矩形波制御モードからＰＷＭ制御モードへのモード切換判定の成立時に、モータ制御が不安定化させることなく、次回のメインループ実行タイミングまで待たずに即座に制御モードを切換ることが可能である。

（実施の形態２の変形例による制御モード切換処理）
実施の形態２による交流電動機の駆動制御装置では、矩形波電圧制御モードの各制御周期において、矩形波電圧制御およびＰＷＭ制御の両方について制御演算（制御変数演算処理）を実行することが要求される。このため、制御装置（ＥＣＵ）の処理負荷が高くなってしまうことが懸念される。実施の形態２の変形例では、制御装置（ＥＣＵ）の演算負荷を軽減した上で、実施の形態２に従う制御モード切換を実現するための構成について説明する。

図１２には、矩形波電圧制御モードにおける、電気角１周期（＝３６０（ｄｅｇ））分の各相電圧波形が示される。矩形波電圧制御モードの選択期間は、インバータ１４のスイッチング素子をオン・オフするスイッチングタイミング４００と、スイッチングタイミング間の中間タイミング４１０とに大別できる。たとえば、スイッチングタイミング４００は、電気角６０（ｄｅｇ）毎に設けられる。

実施の形態２の変形例では、矩形波電圧制御モードの選択期間にバックグラウンドで実行されるＰＷＭ制御に従った制御演算を、複数の制御変数演算項目に分割し、これらのタイミング毎に分割した上記制御変数演算項目を順次実行する。

図１３を参照して、実施の形態２の変形例による交流電動機の駆動制御装置では、図１０に示したステップＳ２２０は、ステップＳ２２２〜Ｓ２２７から構成される。

制御装置３０は、ステップＳ２２２では、現在が中間タイミングおよびスイッチングタイミングのいずれであるかを判定する。そして、制御装置３０は、中間タイミングでは、ステップＳ２２４により、ＰＷＭ制御のための制御変数演算項目のうちの、電圧指令の電圧位相φｖに関する演算項目のみを実行する。さらに、制御装置３０は、ステップＳ２２５により、現在のタイミングにおけるモータ電流検出値に基づいて、周知の３相→２相変換式に基づき、ｄ軸電流およびｑ軸電流を演算する。

一方、制御装置３０は、スイッチングタイミングのときには、ステップＳ２２６により、ＰＷＭ制御のための制御変数演算のうちの、電圧指令の電圧振幅｜Ｖ｜に関する演算項目を実行する。そして、このときにも制御装置３０は、ステップＳ２２７により、現タイミングにおけるモータ電流検出値に基づいて、ｄ軸電流およびｑ軸電流を演算する。

このように、ＰＷＭ制御のための制御変数演算処理を常に全項目実施するのではなく、必要な演算処理を複数の項目に分けて、タイミング毎に異なる項目を演算することにより、制御装置（ＥＣＵ）３０の負荷を極度に高めることなく、矩形波電圧制御モード選択時にバックグラウンドでＰＷＭ制御のための制御演算を実行することが可能となる。

ただし、実施の形態２の変形例では、ＰＷＭ制御のための制御変数演算処理項目の一部ずつ（たとえば、電圧位相および電流振幅）がそれぞれ異なったタイミングでのモータ電流に基づいて実行されることとなる。

したがって、矩形波電圧制御モードからＰＷＭ制御モードへの移行時に、別個のタイミングでのモータ電流に基づいて計算された各制御変数（電圧位相および電圧振幅）をそのまま用いてよいかどうかについて、図１４に示すような処理が必要となる。

図１４を参照して、制御装置３０は、矩形波電圧制御モードからＰＷＭ制御モード（代表的には過変調ＰＷＭ制御モード）への切換時（ステップＳ３００のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ３１０〜Ｓ３３０により、必要に応じて矩形波電圧制御モード選択時にバックグラウンドで演算された制御変数演算結果の修正を行なう。

制御装置３０は、ステップＳ３１０では、図１３のステップＳ２２５およびＳ２２７でそれぞれ算出されたｄ軸電流およびｑ軸電流の間に所定値以上の電流差が発生しているかどうかを判定する。これにより、分割して異なるタイミングで演算された制御変数である、電圧指令の電圧振幅および電圧指令の間で、演算の基としたモータ電流間に差があるかどうかが判定される。

制御装置３０は、ｄ軸電流およびｑ軸電流に電流差が発生していない場合（Ｓ３１０のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ３２０により、図１３のフローチャートに従って異なるタイミングでそれぞれ計算された制御変数である、電圧指令の電圧振幅｜Ｖ｜および電圧位相φｖをそのまま用いて、ＰＷＭ制御モードへの移行後の初回の制御周期における電圧指令を設定する。

一方、制御装置３０は、ｄ軸電流およびｑ軸電流に電流差が発生しているとき（Ｓ３１０のＮＯ判定時）には、ステップＳ３３０では、認識した電流差に応じて制御変数演算の演算結果を補正する。具体的には、ｄ軸電流およびｑ軸電流についての制御変数演算実行タイミングの違いによる電流差を認識し、かつ、電圧振幅｜Ｖ｜および電圧位相φｖの少なくとも一方を補正して、ＰＷＭ制御モード切換後の初回の制御周期の電圧指令を設定する。

これにより、異なるタイミングのモータ電流に基づいて演算された制御変数である、電圧指令の電圧振幅｜Ｖ｜および電圧位相φｖを用いても、ＰＷＭ制御モードへの制御モード切換直後にモータ制御が不安定化されることがない。

このように実施の形態２の変形例によれば、制御装置（ＥＣＵ）の演算負荷を著しく増大させることなく、かつ、矩形波電圧制御モードからＰＷＭ制御モードへの切換条件が成立したときに、モータ制御を不安定化させることなく即座に制御モードの切換を実行することが可能となる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

本発明の実施の形態に従う交流電動機の駆動制御装置によって制御されるモータ駆動制御システムの全体構成図である。 本発明の実施の形態における交流電動機の制御モードを概略的に説明する図である。 交流電動機の動作状態と制御モードとの対応関係を説明する図である。 この発明の実施の形態による交流電動機の駆動制御装置によるモータ制御構成を説明するブロック図である。 ＰＷＭ回路の動作を説明する波形図である。 図５に示したモード切換判定によるモード切換判定を説明するフローチャートである。 本発明の実施の形態１による交流電動機の駆動制御装置における、矩形波電圧制御モードからＰＷＭ制御モードへのモード切換時の制御動作を説明するタイミングチャートである。 モード切換時における問題点を説明するための電圧ベクトル図である。 本発明の実施の形態１による交流電動機の駆動制御装置による効果確認試験の実験結果を示す波形図である。 本発明の実施の形態２による交流電動機の駆動制御装置による矩形波制御モード時の制御演算処理を説明するフローチャートである。 本発明の実施の形態２による交流電動機の駆動制御装置における、矩形波電圧制御モードからＰＷＭ制御モードへのモード切換時の制御動作を説明するタイミングチャートである。 矩形波電圧制御モードにおける電気角１周期分の各相電圧波形図である。 本発明の実施の形態２の変形例による交流電動機の駆動制御装置における、矩形波電圧制御モード選択期間でのＰＷＭ制御演算処理を説明するフローチャートである。 本発明の実施の形態２の変形例による交流電動機の駆動制御装置における、ＰＷＭ制御モードへの移行時における制御変数演算結果の補正処理を説明するフローチャートである。

符号の説明

５ アース線、６，７ 電力線、１０♯ 直流電圧発生部、１０，１３ 電圧センサ、１１ 電流センサ、１２ 昇降圧コンバータ、１４ インバータ、１５ Ｕ相上下アーム、１６ Ｖ相上下アーム、１７ Ｗ相上下アーム、２４ 電流センサ、２５ 回転角センサ、３０ 制御装置（ＥＣＵ）、１００ モータ駆動制御システム、２００ ＰＷＭ制御部、２１０ 電流指令生成部、２２０ 電流制御部、２３０ ＰＷＭ回路、２７０ 搬送波、２８０ 電圧指令、３００ 矩形波電圧制御部、３０５ 演算部、３１０ トルク検出部、３２０ 電圧位相制御部、３３０ 矩形波発生部、４００ モード切換判定部、４０２，４０４ 電圧ベクトル符号、Ａ１ 低回転数域、Ａ２ 中回転数域、Ａ３ 高回転数域、Ｂ 直流電源、Ｃ０，Ｃ１ 平滑コンデンサ、ＣＳＴＰ 制御信号（矩形波電圧位相固定）、Ｄ１〜Ｄ８ 逆並列ダイオード、Ｉｂ 直流電流、ｉｖ，ｉｗ 各相電流、Ｌ１ リアクトル、Ｍ１ 交流電動機、ＭＣＲＴ モータ電流、ＯＭ 過変調指示信号、Ｑ１〜Ｑ８ 電力用半導体スイッチング素子、Ｓ１〜Ｓ８ スイッチング制御信号、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー、Ｔｃ 制御周期（矩形波電圧制御）、Ｔｍ 制御周期（メインループ）、Ｔｒｑｃｏｍ トルク指令値、Ｖｂ 直流電圧（直流電源）、ＶＨ 直流電圧（インバータ入力電圧）、ΔＴｑ トルク偏差、θ ロータ回転角、φｉ 電流位相、φｖ 電圧位相。

Claims (5)

1. 交流電動機に矩形波電圧を印加する第１の制御モードの選択時に、トルク指令値に対するトルク偏差に応じて前記矩形波電圧の位相を調整するフィードバック制御を行なう第１のモータ制御部と、
   パルス幅変調制御に従って前記交流電動機への印加電圧を制御する第２の制御モードの選択時に、モータ電流のフィードバック制御を行なう第２のモータ制御部と、
   前記第１のモータ制御部による制御周期よりも長い所定周期毎に作動して、前記交流電動機の状態に基づいて、前記第１および第２の制御モードの間の切換の要否を判定するモード切換判定部とを備え、
   前記モード切換判定部は、前記第１の制御モードから前記第２の制御モードへの切換が必要と判定したときに、次回の作動タイミングにおいて前記第１の制御モードから前記第２の制御モードへの切換を許可するとともに、前記次回の作動タイミングまでの間前記第１のモータ制御部による前記矩形波電圧の位相の更新を禁止する、電動機の駆動制御装置。
2. 交流電動機に矩形波電圧を印加する第１の制御モードの選択時に、トルク指令値に対するトルク偏差に応じて前記矩形波電圧の位相を調整するフィードバック制御を行なう第１のモータ制御部と、
   パルス幅変調制御に従って前記交流電動機への印加電圧を制御する第２の制御モードの選択時に、モータ電流のフィードバック制御を行なう第２のモータ制御部と、
   前記第１のモータ制御部による制御周期よりも長い所定周期毎に作動して、前記交流電動機の電流および印加電圧の少なくとも一方に基づいて、前記第１および第２の制御モードの間の切換の要否を判定するモード切換判定部とを備え、
   前記第２のモータ制御部は、前記第１の制御モードの選択時においても、前記第１のモータ制御部による前記矩形波電圧の位相調整のための第１のフィードバック制御演算と並列に、前記第２の制御モードの選択時に実行されるべき前記パルス幅変調制御に従った第２のフィードバック制御演算を併せて実行し、
   前記モード切換判定部は、前記第１の制御モードから前記第２の制御モードへの切換が必要と判定したときに、今回の作動タイミングにおいて前記第１の制御モードから前記第２の制御モードへの切換を許可し、
   前記第２のモータ制御部は、前記第１の制御モードから前記第２の制御モードへ切換えられた初回の制御周期において、前記第１の制御モードの選択時に行なった前記第２のフィードバック制御演算の結果を用いて、前記交流電動機への印加電圧を制御する、電動機の駆動制御装置。
3. 前記第２のフィードバック制御演算は、複数の制御変数演算項目を有し、
   前記第２のモータ制御部は、前記第１の制御モードの選択期間において、前記第２のフィードバック制御演算の前記複数の制御変数演算項目の一部ずつを複数タイミングに分割して順次実行する、請求項２記載の電動機の駆動制御装置。
4. 前記第２のモータ制御部は、前記第１の制御モードの選択期間中の前記複数タイミングの各々において、前記交流電動機の各相電流をｄ軸電流およびｑ軸電流に変換する演算をさらに実行し、
   前記第２のモータ制御部は、前記初回の制御周期において、前記第１の制御モードの選択期間中に求めた前記複数の演制御変数演算項目がそれぞれ演算されたタイミング間での前記ｄ軸電流および前記ｑ軸電流の差に基づいて、前記複数の制御変数演算項目の少なくとも一部の演算結果を修正する、請求項３記載の電動機の駆動制御装置。
5. 前記第２の制御モードは、
   直流電圧を前記交流電動機への印加電圧の電圧指令に従って変換する際に前記電圧指令の相関波形が正弦波となる正弦波パルス幅変調制御モードと、
   前記正弦波パルス幅変調制御モードよりも変調率が高い過変調パルス幅変調制御モードとを含む、請求項１から４のいずれか１項に記載の電動機の駆動制御装置。

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