CN102522947A - 电动机的驱动控制装置及驱动控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种电动机的驱动控制装置及驱动控制方法。控制模式切换判定作为总括交流电动机控制整体的主循环(控制周期Tm)的一环来执行。另一方面，矩形波电压控制模式时的控制周期(Tc)比控制模式切换判定的执行周期(Tm)短。在判定出从矩形波电压控制模式向PWM控制模式的切换的情况下，在从控制模式切换判定定时(时刻t0)到下次的主循环执行时、即实际上对控制模式进行切换的定时(时刻t1)的期间，禁止改变矩形波电压的电压相位，维持控制模式切换判定时的矩形波电压的电压相位。由此，在具有能够切换控制模式的结构的交流电动机的驱动控制装置中，能够不会使交流电动机的工作变得不稳定地、适当地执行控制模式的切换。

Description

电动机的驱动控制装置及驱动控制方法

本申请是申请日为2008年3月5日、申请号为200880010353.2、发明创造名称为：“电动机的驱动控制装置及驱动控制方法”的中国专利申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及电动机的驱动控制装置及驱动控制方法，尤其涉及具有能够切换的多个控制模式的交流电动机的控制。

背景技术

通常使用由变换器(inverter，逆变器)将直流电压变换为交流电压来驱动控制交流电动机的结构。在这样的结构中，为了高效率地驱动电机，通常根据基于矢量控制的脉冲宽度调制(PWM)来控制电机电流。此外，根据日本特开2005-218299号公报、日本特开2001-78495号公报、日本特开2002-223590号公报以及日本特开2005-45880号公报，公知如下结构：为了提高电机输出，切换将矩形波电压施加到交流电动机来进行驱动控制的矩形波电压相位控制模式和、按照PWM控制的PWM电流控制模式来控制交流电动机。

在这些文献所公开的交流电动机的驱动控制装置中，基本上，基于交流电动机的状态、更具体而言是其电压振幅、电流相位，执行PWM电流控制模式(以下，简称为PWM控制模式)与矩形波电压相位控制模式(以下，简称为矩形波电压控制模式)之间的模式切换判定。

然而，在这些交流电动机的驱动控制装置中，矩形波电压控制模式，相对地在交流电动机的高转速区域中使用。因此，为了确保矩形波电压控制模式下的控制响应性，需要以短周期来执行其控制运算。其结果，可能发生如下状况：与作为总括交流电动机的控制整体的主循环的一环而执行的控制模式的切换判定周期相比较，矩形波电压控制模式的控制周期较短。当发生这样的状况时，尤其在从矩形波电压控制模式向PWM控制模式的转变时，存在控制动作在控制模式切换时不稳定的可能性。

发明内容

本发明是为了解决这样的问题而完成的发明，本发明的目的在于提供一种具有能够切换控制模式的结构的交流电动机的驱动控制装置及驱动控制方法，在控制模式间的转变时，能够不会使交流电动机的工作变得不稳定而适当地执行控制模式的切换。

本发明的电动机的驱动控制装置具备第一电机控制部、第二电机控制部和模式切换判定部。第一电机控制部，在选择向交流电动机施加矩形波电压的第一控制模式时，进行根据相对于转矩指令值的转矩偏差来调整矩形波电压的相位的反馈控制。第二电机控制部，在选择按照脉冲宽度调制控制来控制向交流电动机施加的施加电压的第二控制模式时，进行电机电流的反馈控制。模式切换判定部，每隔比第一电机控制部的控制周期长的预定周期而进行工作，基于交流电动机的状态，判定是否需要进行第一控制模式与第二控制模式之间的切换。而且，模式切换判定部，在判定为需要从第一控制模式向第二控制模式切换时，在下次的工作定时允许从第一控制模式向第二控制模式的切换，并且在下次的工作定时之前的期间禁止由第一电机控制部进行的矩形波电压的相位的更新。

本发明的电动机的驱动控制方法包括如下步骤：在选择向交流电动机施加矩形波电压的第一控制模式时，基于交流电动机的状态，判定是否需要从第一控制模式向第二控制模式进行切换的步骤，所述第二控制模式按照脉冲宽度调制控制来控制向交流电动机施加的施加电压；和在选择第二控制模式时，基于交流电动机的状态，判定是否需要从第二控制模式向第一控制模式切换的步骤。判定是否需要从第一控制模式向第二控制模式切换的步骤和判定是否需要从第二控制模式向第一控制模式切换的步骤的一方，每隔比第一控制模式的控制周期长的预定周期而被执行。并且，驱动控制方法还包括如下的步骤：在判定为需要从第一控制模式向第二控制模式切换时，在预定周期后的下次的执行定时允许从第一控制模式向第二控制模式的切换，并且生成如下指示，即在下次的执行定时之前的期间禁止更新第一控制模式中的矩形波电压的相位。

根据上述交流电动机的驱动控制装置或者驱动控制方法，在从第一控制模式(矩形波电压控制模式)向第二控制模式(PWM控制模式)的切换时，能够在从模式切换判定到执行实际的模式切换的期间，维持交流电动机的施加电压。其结果，能够在从模式切换判定到执行模式切换的期间的时间间隔(模式切换判定部的一个工作周期)之间，防止交流电动机的状态发生变化，防止在模式切换时交流电动机的控制变得不稳定。

本发明另一种方式的电动机的控制装置具备第一电机控制部、第二电机控制部和模式切换判定部。第一电机控制部，在选择向交流电动机施加矩形波电压的第一控制模式时，进行根据相对于转矩指令值的转矩偏差来调整矩形波电压的相位的反馈控制。第二电机控制部，在选择按照脉冲宽度调制控制来控制向交流电动机施加的施加电压的第二控制模式时，进行电机电流的反馈控制。模式切换判定部，每隔比第一电机控制部的控制周期长的预定周期而进行工作，基于交流电动机的电流和施加电压的至少一方，判定是否需要进行第一控制模式与第二控制模式之间的切换。而且，第二电机控制部，在选择第一控制模式时，也与由第一电机控制部进行的用于矩形波电压的相位调整的第一反馈控制运算并行地，执行在选择第二控制模式时应当被执行的、按照脉冲宽度调制控制的第二反馈控制运算。并且，模式切换判定部，在判定为需要从第一控制模式向第二控制模式切换时，在本次的工作定时允许从第一控制模式向第二控制模式的切换，第二电机控制部，在从第一控制模式向第二控制模式切换后的初次的控制周期中，使用在选择第一控制模式时进行了的第二反馈控制运算的结果，控制向交流电动机施加的施加电压。

本发明另一种方式的电动机的驱动控制方法包括如下步骤：在选择向交流电动机施加矩形波电压的第一控制模式时，基于交流电动机的状态，判定是否需要从第一控制模式向第二控制模式切换的步骤，所述第二控制模式按照脉冲宽度调制控制来控制向交流电动机施加的施加电压；和在选择第二控制模式时，基于交流电动机的状态，判定是否需要从第二控制模式向第一控制模式切换的步骤。判定是否需要从第一控制模式向第二控制模式切换的步骤和判定是否需要从第二控制模式向第一控制模式切换的步骤的一方，每隔比第一控制模式的控制周期长的预定周期而被执行。驱动控制方法还包括：在选择第一控制模式时，执行用于矩形波电压相位调整的第一反馈控制运算的步骤；和在选择第一控制模式时，执行在选择第二控制模式时应当被执行的、按照脉冲宽度调制控制的第二反馈控制运算的步骤。并且，判定是否需要从第一控制模式向第二控制模式切换的步骤，在从第一控制模式向第二控制模式的切换条件已成立时，在本次的执行定时允许从第一控制模式向第二控制模式的切换。而且，在从第一控制模式向第二控制模式切换后的初次的控制周期中，使用在选择第一控制模式时进行了的第二反馈控制运算的结果，控制向交流电动机施加的施加电压。

根据上述交流电动机的驱动控制装置或者驱动控制方法，在选择第一控制模式(矩形波电压控制模式)时，进行按照第一控制模式的交流电动机控制，并且还执行用于第二控制模式(PWM控制模式)的反馈控制运算，所以当从第一控制模式向第二控制模式的切换条件成立时，能够使用并行地运算出的控制运算结果来立即开始按照第二控制模式的交流电动机控制。由此，能够不会使电动机的控制变得不稳定而快速地执行控制模式的切换。

优选的是，第二反馈控制运算具有多个控制变量运算项目。并且，第二电机控制部，在选择第一控制模式的期间中，分割为多个定时而依次一部分一部分地执行第二反馈控制运算的多个控制变量运算项目。或者，执行所述第二反馈控制运算的步骤包括如下多个步骤：分别在多个不同的定时依次一部分一部分地执行第二反馈控制运算的多个控制变量运算项目。

由此，能够抑制因在第一控制模式选择期间中也执行用于第二控制模式的控制运算而导致的运算负荷的增大。其结果，能够不会对按照第一控制模式的交流电动机控制产生不良影响地，还执行按照第二控制模式的控制运算。

更优选的是，第二电机控制部，在选择第一控制模式的期间中的多个定时的每个定时，还执行将交流电动机的各相电流变换为d轴电流和q轴电流的运算。而且，第二电机控制部，在初次的控制周期中，基于在选择第一控制模式的期间中求得的、分别对多个控制变量运算项目进行了运算的定时之间的d轴电流以及q轴电流的差，修正多个控制变量运算项目的至少一部分的运算结果。或者，执行所述第二反馈控制运算的步骤还包括如下步骤：在多个不同的定时的每个定时，执行将交流电动机的各相电流变换为d轴电流和q轴电流的运算。并且，驱动控制方法还包括：对从第一控制模式向第二控制模式的切换进行检测的步骤；和在检测到切换时，基于通过所述多个步骤分别对多个控制变量运算项目进行了运算的多个不同的定时之间的d轴电流以及q轴电流的差，修正初次的控制周期中的脉冲宽度调制控制所使用的多个控制变量运算项目的至少一部分的运算结果的步骤。

由此，为了减轻运算负荷，分割为多个定时而依次执行第一控制模式选择期间中的用于第二控制模式的控制运算，因此能够防止在向第二控制模式的切换时，交流电动机控制变得不稳定。

或者优选的是，第二控制模式包括：正弦波脉冲宽度调制控制模式，其在根据向交流电动机施加的施加电压的电压指令来对直流电压进行变换时，电压指令的相关波形成为正弦波；和过调制脉冲宽度调制控制模式，其调制系数比正弦波脉冲宽度调制控制模式的调制系数高。

由此，即使在正弦波PWM控制模式与矩形波电压控制模式的中间区域，也能够提高调制系数而实现交流电动机的PWM控制。

因此，根据本发明，在具有能够切换控制模式的结构的交流电动机的驱动控制装置中，在控制模式间的转变时，尤其是在从矩形波电压控制模式向PWM控制模式的转变时，能够不会使交流电动机的工作变得不稳定地、适当地执行控制模式的切换。

附图说明

图1是由本发明实施方式的交流电动机的驱动控制装置控制的电机驱动控制系统的整体结构图。

图2是概略地对本发明实施方式中的交流电动机的控制模式进行说明的图。

图3是对交流电动机的工作状态与控制模式的对应关系进行说明的图。

图4是对本发明实施方式的交流电动机的驱动控制装置的电机控制结构进行说明的框图。

图5是说明PWM电路的工作的波形图。

图6是对基于图5所示的模式切换判定的模式切换判定进行说明的流程图。

图7是对本发明实施方式1的交流电动机的驱动控制装置中的、从矩形波电压控制模式向PWM控制模式的模式切换时的控制动作进行说明的时序图。

图8A和图8B是用于对模式切换时的问题进行说明的电压矢量图。

图9A和图9B是表示本发明实施方式1的交流电动机的驱动控制装置的效果确认试验的实验结果的波形图。

图10是对由本发明实施方式2的交流电动机的驱动控制装置进行的矩形波控制模式时的控制运算处理进行说明的流程图。

图11是对本发明实施方式2的交流电动机的驱动控制装置中的、从矩形波电压控制模式向PWM控制模式的模式切换时的控制动作进行说明的时序图。

图12是矩形波电压控制模式中的电角度一个周期的各相电压波形图。

图13是对本发明实施方式2的变形例的交流电动机的驱动控制装置中的、矩形波电压控制模式选择期间中的PWM控制运算处理进行说明的流程图。

图14是对本发明实施方式2的变形例的交流电动机的驱动控制装置中的、向PWM控制模式转变时的控制变量运算结果的修正处理进行说明的流程图。

具体实施方式

以下，参照附图对本发明的实施方式进行详细说明。在以下中，对图中的相同或相当部分标记相同的符号，原则上不重复其详细的说明。

(整体系统结构)

图1是由本发明实施方式的交流电动机的驱动控制装置控制的电机驱动控制系统的整体结构图。

参照图1，电机驱动控制系统100具备直流电压产生部10#、平滑电容器C0、变换器14、交流电动机M1和控制装置30。

交流电动机M1例如是用于产生驱动混合动力汽车或者电动汽车的驱动轮的转矩的驱动用电动机。或者，该交流电动机M1可以被构成为具有由发动机驱动的发电机的功能，也可以被构成为一并具有电动机和发电机的功能。而且，交流电动机M1可以相对于发动机而作为电动机工作，例如，作为可以进行发动机启动的电机被组装到混合动力汽车中。也就是说，在本实施方式中，“交流电动机”包括交流驱动的电动机、发电机以及电动发电机(motor generator)。

直流电压产生部10#包括直流电源B、系统继电器SR1、SR2、平滑电容器C1和升降压转换器12。

直流电源B代表性地由镍氢或锂离子等二次电池、双电荷层电容器等蓄电装置构成。直流电源B输出的直流电压Vb和输入输出的直流电流Ib分别由电压传感器10和电流传感器11来检测。

系统继电器SR1连接在直流电源B的正极端子与电力线6之间，系统继电器SR1连接在直流电源B的负极端子与地线5之间。系统继电器SR1、SR2根据来自控制装置30的信号SE进行接通/断开。

升降压转换器12包括电抗器L1、电力用半导体开关元件Q1、Q2和二极管D1、D2。电力用开关元件Q1和Q2串联连接在电力线7与地线5之间。电力用开关元件Q1和Q2的接通/断开由来自控制装置30的开关控制信号S1和S2来控制。

在本发明的实施方式中，作为电力用半导体开关元件(以下，简称为“开关元件”)，能够使用IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)、电力用MOS(Metal Oxide Semiconductor)晶体管或者电力用双极晶体管(Bipolar Transistor)等。相对于开关元件Q1、Q2，反向并联地配置有二极管D1、D2。电抗器L1连接在开关元件Q1和Q2的连接节点与电力线6之间。此外，平滑电容器C0连接在电力线7与地线5之间。

变换器14由并联设置在电力线7与地线5之间的、U相上下臂15、V相上下臂16和W相上下臂17构成。各相上下臂由在电力线7与地线5之间串联连接的开关元件构成。例如，U相上下臂15包括开关元件Q3、Q4，V相上下臂16包括开关元件Q5、Q6，W相上下臂17包括开关元件Q7、Q8。此外，相对于开关元件Q3～Q8，分别反向并联地连接有二极管D3～D8。开关元件Q3～Q8的接通/断开由来自控制装置30的开关控制信号S3～S8来控制。

代表性地，交流电动机M1是三相永磁体电机，被构成为U、V、W相的三个线圈的一端共同连接于中性点。而且，各相线圈的另一端与各相上下臂15～17的开关元件的中间点连接。

升降压转换器12，在升压工作时，将对从直流电源B供给的直流电压Vb进行升压后的直流电压VH(以下，将与向变换器14输入的输入电压相当的该直流电压也称为“系统电压”)供给至变换器14。更具体而言，对来自控制装置30的开关控制信号S1、S2进行响应，交替地设置开关元件Q1的接通期间和Q2的接通期间，升压比与这些接通期间的比相对应。

此外，升降压转换器12，在降压工作时，对经由平滑电容器C0从变换器14供给的直流电压VH(系统电压)进行降压来对直流电源B进行充电。更具体而言，对来自控制装置30的开关控制信号S1、S2进行响应，交替地设置仅开关元件Q1接通的期间和开关元件Q1、Q2双方接通的期间，降压比与上述接通期间的占空比相对应。

平滑电容器C0使来自升降压转换器12的直流电压平滑化，将其平滑化后的直流电压供给至变换器14。电压传感器13检测平滑电容器C0的两端的电压、即系统电压VH，将其检测值输出给控制装置30。

变换器14，在交流电动机M1的转矩指令值为正值(Trqcom＞0)的情况下，通过在从平滑电容器C0供给直流电压时响应了来自控制装置30的开关控制信号S3～S8的、开关元件Q3～Q8的开关动作，来将直流电压变换为交流电压，从而驱动交流电动机M1使得输出正转矩。此外，变换器14，在交流电动机M1的转矩指令值为零的情况下(Trqcom＝0)，通过响应了开关控制信号S3～S8的开关动作，来将直流电压变换为交流电压，从而驱动交流电动机M1使得转矩变为零。

而且，在搭载有电机驱动控制系统100的混合动力汽车或电动汽车的再生制动时，交流电动机M1的转矩值Trqcom被设定为负值(Trqcom＜0)。在该情况下，变换器14通过响应了开关控制信号S3～S8的开关动作，来将交流电动机M1发电产生的交流电压变换为直流电压，将其变换后的直流电压(系统电压)经由平滑电容器C0供给至升降压转换器12。在此所说的再生制动包括：伴随由驾驶混合动力汽车或电动汽车的驾驶者进行的脚制动器操作时的再生发电的制动和、不操作脚制动器而通过在行驶中松开加速踏板从而进行再生发电的同时使车辆减速(或者中止加速)。

电流传感器24检测流向交流电动机M1的电机电流，将其检测出的电机电流输出给控制装置30。需说明的是，因为三相电流iu、iv、iw的瞬时值的和是零，所以如1所示那样，电流传感器24以检测两个相的电机电流(例如、V相电流iv和W相电流iw)的方式来配置即可。

旋转角传感器(resolver)25，检测交流电动机M1的转子旋转角θ，将其检测出的旋转角θ发送给控制装置30。在控制装置30中，能够基于旋转角θ算出交流电动机M1的转速(旋转速度)和角速度ω(rad/s)。需说明的是，关于旋转角传感器24，通过由控制装置30根据电机电压、电流来直接运算旋转角θ，由此可以省略配置。

与本发明实施方式中的驱动控制装置对应的控制装置30由电子控制单元(ECU)构成，通过按照预先存储的程序的软件处理以及/或者基于电子电路的硬件处理，控制电机驱动控制系统100的工作。作为代表性的功能，控制装置30基于输入的转矩指令值Trqcom、由电压传感器10检测出的直流电压Vb、由电流传感器11检测出的直流电流Ib、由电压传感器13检测出的系统电压VH以及来自电流传感器24的电机电流iv、iw、来自旋转角传感器25的旋转角θ等，利用后述的控制方式，控制升降压转换器12和变换器14的工作，使得交流电动机M1输出按照转矩指令值Trqcom的转矩。也就是说，生成用于如上所述那样控制升降压转换器12和变换器14的开关控制信号S1～S8，并输出给升降压转换器12和变换器14。

在升降压转换器12的升压动作时，控制装置30对平滑电容器C0的输出电压VH进行反馈控制，生成开关控制信号S1、S2，使得输出电压VH变为电压指令值。

此外，控制装置30，当从外部ECU接受到表示混合动力汽车或者电动汽车进入到再生制动模式的信号RGE时，为了将由交流电动机M1发电产生的交流电压变换为直流电压，生成开关控制信号S3～S8，并输出给变换器14。由此，变换器14将由交流电动机M1发电产生的交流电压变换为直流电压，并向升降压转换器12供给。

而且，控制装置30，当从外部ECU接受到表示混合动力汽车或者电动汽车进入到再生制动模式的信号RGE时，为了对从变换器14供给的直流电压进行降压，生成开关控制信号S1、S2，并输出给升降压转换器12。由此，交流电动机M1发电产生的交流电压被变换为直流电压，进行降压并供给到直流电源B。

(控制模式的说明)

对由控制装置30进行的交流电动机M1的控制，进一步进行详细说明。

图2是概略地对本发明实施方式的电机驱动控制系统中的交流电动机M1的控制模式进行说明的图。

如图2所示，在本发明实施方式的电机驱动控制系统100中，关于交流电动机M1的控制、即变换器14的电力变换，切换使用三种控制模式。

正弦波PWM控制作为一般的PWM控制来使用，根据正弦波状的电压指令与载波(代表性的是三角波)的电压比较，来控制各相上下臂元件的接通/断开。其结果，关于与上臂元件的接通期间对应的高电平期间、和与下臂元件的接通期间对应的低电平期间的集合，控制占空比，使得在一定期间内其基本波成分成为正弦波。如众所周知的那样，在电压指令的相关波形成为正弦波的正弦波PWM控制模式中，只能将其基本波成分振幅提高至变换器输入电压的约0.61倍左右。

另一方面，在矩形波电压控制中，在上述一定期间内，将1个脉冲的高电平期间与低电平期间的比为1∶1的矩形波施加到交流电动机。由此，调制系数被提高至0.78。

过调制PWM控制是，在使上述电压指令的振幅畸变后，进行与上述正弦波PWM控制同样的PWM控制。其结果，能够使基本波成分畸变，能够将调制系数从正弦波PWM控制模式下的最高调制系数提高至0.78的范围。

在交流电动机M1中，当转速、输出转矩增加时，感应电压变高，所以所需的驱动电压(电机所需电压)变高。需要使基于转换器12的升压电压、即系统电压VH被设定得比该电机所需电压高。另一方面，基于转换器12的升压电压、即系统电压VH存在界限值(VH最大电压)。

因此，在电机所需电压低于VH最大电压的区域中，适用基于正弦波PWM控制或者过调制PWM控制的PWM控制模式，通过按照矢量控制的电机电流的反馈控制，将输出转矩控制为转矩指令值Trqcom。另一方面，当电机所需电压达到VH最大电压时，在将系统电压VH设定为VH最大电压后，适用矩形波电压控制模式。在矩形波电压控制中，基本波成分的振幅被固定，所以基于转矩实际值与转矩指令值的偏差，通过矩形波电压脉冲的相位控制来执行转矩控制。

图3是对交流电动机M1的工作状态与上述的控制模式的对应关系进行说明的图。

如图3所示，概略而言，在低转速域A1中，为了减小转矩变动，使用正弦波PWM控制模式，在中转速域A2中适用过调制PWM控制模式，在高转速域A3中适用矩形波电压控制模式。特别地，通过应用过调制PWM控制模式和矩形波电压控制模式，实现提高交流电动机M1的输出。这样，在能够实现的调制系数的范围内决定使用图2所示的控制模式的哪一种。

图4是对本发明实施方式的交流电动机的驱动控制装置的电机控制结构进行说明的框图。用于图4所示的电机控制的各单元，通过基于控制装置30的硬件的或者软件的处理来实现。

参照图4，PWM控制部200，在选择PWM控制模式时，为了使交流电动机M1输出按照转矩指令值Trqcom的转矩，根据脉冲宽度调制(PWM)控制来生成变换器14的开关控制信号S3～S8。PWM控制部200包括电流指令生成部210、电流控制部220和PWM电路230。

矩形波电压控制部300，在选择矩形波电压控制模式时，为了产生使交流电动机M1输出按照转矩指令值Trqcom的转矩这样的电压相位的矩形波电压，生成变换器14的开关控制信号S3～S8。矩形波电压控制部300包括运算部305、转矩检测部310、电压相位控制部320和矩形波产生部330。

模式切换判定部400对图3所示的PWM控制模式与矩形波电压控制模式之间的模式切换进行判定。而且，模式切换判定部400，在PWM控制模式中，还具有对正弦波PWM控制模式与过调制PWM控制的切换进行判定的功能。在选择过调制PWM控制时，控制信号OM为“ON”。

切换开关410，根据由模式切换判定部400选择的控制模式，被设定在I侧和II侧的任意一侧。

在选择PWM控制模式时，切换开关410被设定在I侧，按照由PWM控制部200设定的开关控制信号S3～S8，将准正弦波电压施加到交流电动机M1。另一方面，在选择矩形波电压控制模式时，切换开关410被设定在II侧，按照由矩形波电压控制部300设定的开关控制信号S3～S8，由变换器14将矩形波电压施加到交流电动机M1。

接下来，详细说明各单元的功能。

在PWM控制部200中，电流指令生成部210根据转矩指令值Trqcom来生成电流振幅|I|和电流相位φi。电流控制部220基于例如比例积分(PI)控制，根据由电流传感器24检测出的电机电流MCRT、与由电流指令生成部210生成的电流振幅|I|以及电流相位φi的差，生成向交流电动机M1施加的施加电压的指令值(以下，也简称为电压指令)。电压指令由其电压振幅|V|和电压相位φv来表示。在此，电压相位φv是以q轴作为基准的电压矢量的角度。

电流控制部220，在选择控制信号OM为“ON”的过调制控制模式时，通过使电压指令的电压振幅|V|畸变，以调制系数变得大于0.61的方式生成电压指令。

PWM电路230如图5所示那样，基于来自电流控制部220(图4)的由电压振幅|V|和电压相位φv表示的电压指令280与载波270的比较，控制变换器14的各相的上下臂元件的接通/断开，由此在交流电动机M1的各相上生成准正弦波电压。

如此，由PWM控制部200执行用于使交流电动机M1的电机电流MCRT与由电流指令生成部210设定的电机电流一致的反馈控制。也就是说，PWM控制部200对应于本发明中的“第二电机控制部”，PWM控制模式对应于本发明中的“第二控制模式”。

另一方面，在矩形波电压控制部300中，转矩检测部310检测交流电动机M1的输出转矩。转矩检测部310能够使用公知的转矩传感器来构成，也能够以按照下式(1)所示的运算来检测输出转矩Tq的方式来构成。

Tq＝Pm/ω

  ＝(iu·vu+iv·vv+iw·vw)/ω...(1)

在此，Pm表示向交流电动机M1供给的电力，ω表示交流电动机M1的角速度。此外，iu、iv、iw表示交流电动机M1的各相电流值，vu、vv、vw表示向交流电动机M1供给的各相电压。vu、vv、vw可以使用设定于变换器14的电压指令，也可以由电压传感器检测从变换器14向交流电动机M1供给的实际的值来使用。此外，输出转矩Tq由交流电动机M1的设计值来决定，所以可以根据电流的振幅和相位来推定。

运算部305，运算由转矩检测部310检测出的输出转矩Tq相对于转矩指令值Trqcom的偏差、即转矩偏差ΔTq。由运算部305生成的转矩偏差ΔTq被供给至电压相位控制部320。

在电压相位控制部320中，根据转矩偏差ΔTq来生成电压相位φv。该电压相位φv表示应当施加到交流电动机M1的矩形波电压的相位。具体而言，电压相位控制部320，使用转矩偏差ΔTq以及变换器14的输入电压VH、交流电动机M1的角速度ω作为生成电压相位φv时的参数，将它们代入到预定的运算公式，或者实施等效的处理，生成所需的电压相位φv。

矩形波产生部330，为了产生按照来自电压相位控制部320的电压相位φv的矩形波电压，生成变换器14的开关控制信号S3～S8。如此，由矩形波电压控制部300执行根据交流电动机M1的转矩偏差来调整矩形波电压的相位的反馈控制。也就是说，矩形波电压控制部300对应于本发明中的“第一电机控制部”，矩形波电压控制模式对应于本发明中的“第一控制模式”。

(实施方式1的控制模式切换处理)

接下来，说明本发明实施方式1的控制模式切换处理。

如图4所示，模式切换判定部400基于由电流传感器检测出的电机电流MCRT、由电压传感器13检测出的变换器14的输入电压VH、由电流控制部220生成的电压指令的电压振幅|V|和电压相位φv，执行模式切换判定。例如，通过使控制装置30执行按照图6所示的流程图的控制处理，实现由模式切换判定部400进行的模式切换判定。

参照图6，首先，控制装置30通过步骤100判定当前的控制模式是否是PWM控制模式。并且，控制装置30在当前的控制模式是PWM控制模式时(S100中判定为“是”时)，通过步骤S110基于按照PWM控制模式的电压指令的电压振幅|V|和电压相位φv、以及变换器输入电压VH，运算将变换器14的输入电压VH变换为对交流电动机M1的电压指令(交流电压)时的调制系数。

并且，控制装置30通过步骤S120判定在步骤S110中求出的调制系数是否为0.78以上。在调制系数≥0.78时(S120判定为“是”时)，在PWM控制模式下不能产生适当的交流电压，所以控制装置30使处理进入步骤S150，切换控制模式使得选择矩形波电压控制模式。

另一方面，在步骤S120判定为“否”时、即在步骤S110中求出的调制系数小于0.78时，控制装置30通过步骤S160继续选择PWM控制模式。此时，控制装置30进一步通过步骤S170判定调制系数是否为0.61以下。并且，控制装置30在调制系数≤0.61时，通过步骤S180选择正弦波PWM控制模式，另一方面，在调制系数＞0.61时(S170判定为“否”时)，通过步骤S190选择过调制PWM控制模式。

另一方面，控制装置30在当前的控制模式是矩形波电压控制模式时(S100判定为“否”时)，通过步骤S130监视从变换器14向交流电动机M1供给的交流电流相位(实际电流相位)φi的绝对值是否变得比预定的切换电流相位φ0的绝对值小。切换电流相位φ0可以被设定为交流电动机M1驱动时(牵引时)和再生时不同的值。

当实际电流相位φi的绝对值变得比切换电流相位φ0的绝对值小时(S130判定为“是”时)，控制装置30判定为应当将控制模式从矩形波电压控制模式切换到PWM控制。此时，控制装置30通过步骤S140使CSTP信号为“ON”，然后通过步骤S160选择PWM控制模式。并且，在下次主循环执行时，将控制模式向PWM控制模式切换。虽然未图示，但实际上伴随着执行基于PWM控制模式的电机控制，CSTP信号被初始化为“OFF”。

在选择PWM控制模式时，执行以后的步骤S170～S190，决定应该选择PWM控制模式中的正弦波PWM控制模式和过调制PWM控制模式的哪一种。

另一方面，在步骤S110判定为“否”时、即实际电流相位φi的绝对值为切换电流相位φ0的绝对值以上时，控制装置30通过步骤S150将控制模式维持在矩形波电压控制模式。

在此，使用图7对本发明实施方式1的交流电动机的驱动控制装置中的、从矩形波电压控制模式向PWM控制模式的模式切换时的控制动作进行详细说明。

参照图7，在本实施方式的交流电动机的驱动控制装置中，由模式切换判定部400进行的模式切换判定，作为总括交流电动机控制整体的主循环(控制周期Tm)的一环来执行。并且，例如在时刻t0，在模式切换判定部400判定为应当从矩形波电压控制模式向PWM控制模式切换时，在从时刻t0经过了控制周期Tm的下次主循环执行时、即时刻t1时，使控制模式实际上向PWM控制模式切换，开始按照PWM控制模式的控制。并且，在时刻t0～t1的期间，执行由PWM控制部200进行的控制运算，由此能够在时刻t1时的控制模式切换时，顺利地转变为按照PWM控制的变换器14的开关控制。

与此相对，如图3中进行的说明的那样，因为矩形波电压控制模式在交流电动机M1的高转速区域中被执行，所以基于矩形波电压控制部300的矩形波电压相位的控制周期必然变短。而且，为了在这样的高转速区域得到足够的控制响应性，对电角度的一个周期(360(deg))进行细分来执行矩形波电压相位控制(例如，控制周期Tc)。如此，相比于模式切换判定的执行周期(Tm)，矩形波电压控制(Tc)的控制周期变短。

当发生这样的状况时，在从判定出控制模式的切换的时刻t0到实际上切换控制模式的时刻t1之间，当由矩形波电压控制部300改变矩形波电压的电压相位φv时，可能发生以下所述那样的问题。

参照图8A，时刻t0时的矩形波电压的电压相位φv位于矩形波电压控制模式与PWM控制模式的分界处。然而，如果在时刻t0～t1之间根据转矩偏差来改变矩形波电压的电压相位φv，则在变为了图8B中符号402所示那样的电压相位φv的状态下，可能在时刻t1向PWM控制模式(一般地是过调制PWM控制模式)转变。在这样的情况下，会将所需以上的电压施加到交流电动机M1，可能使电机电流被瞬间扰乱，消耗电力会变为过剩。

另一方面，在由于时刻t0～t1间的矩形波电压相位控制，变为了图8B中符号404所示那样的电压相位φv的状态下，当在时刻t1向PWM控制模式(一般地是过调制PWM控制模式)转变时，需要再次进行模式切换判定，所以能否作出适当的模式决定受CPU处理能力的左右。此外，当在该状态下切换到PWM控制模式时，可能使向交流电动机M1施加的施加电压不足、输出转矩降低、以及发生由能量收支紊乱引起的直流电源B的过放电、过充电等。

再次参照图7，在本发明实施方式1的交流电动机的驱动控制装置中，为了防止图8B中说明的那样的问题，在从由模式切换判定部400判定出从矩形波电压控制模式向PWM控制模式的切换的定时(时刻t0)到下次的主循环执行时、即实际上切换控制模式的定时(时刻t1)的期间，通过使控制信号CSTP为“ON”，从而禁止由矩形波电压控制部300变更矩形波电压的电压相位φv。由此，在时刻t1之前的期间，执行了模式切换判定的时刻t0时的矩形波电压的电压相位φv被维持固定。

由此，能够在时刻t1实际上将控制模式向PWM控制模式切换时，维持图8A的电压相位φ而执行控制模式切换。虽然未图示，但在时刻t1控制信号CSTP再次返回为“OFF”。

在图9A和图9B中，示出对本发明实施方式的交流电动机的驱动控制装置的效果进行了确认的实验结果。

在图9A中示出如下情况下的电压/电流状况，即在从上述那样的矩形波控制模式开始的模式切换时不禁止电压相位的更新，而即使在图7中的时刻t0～t1的期间，也根据转矩反馈控制使之变化。从图9A可以理解到：在从矩形波电压控制向PWM控制模式转变时，U相、V相电流(电机电流)瞬间被扰乱得较大。

与此相对，在图9B中示出如下情况下的电压/电流状况，即按照CSTP信号，在图7中的t0～t1的期间使矩形波电压相位固定。如图所示，在从矩形波电压控制模式向PWM控制模式转变时，能没有被扰乱地稳定控制U相、V相电流(电机电流)。

这样，根据本发明实施方式1的交流电动机的驱动控制装置，能够在控制模式间的切换、尤其是从矩形波电压控制模式向PWM控制模式切换时，使电机控制稳定化。

(实施方式2的控制模式切换处理)

也如实施方式1中所述那样，为了顺利使控制模式转变，在控制模式切换时，需要得到用于执行PWM控制的控制运算结果。在实施方式2中，对如下控制结构进行说明，即从由模式切换判定部400得到的模式切换判定(从矩形波电压控制模式向PWM控制模式)起，能够不等待主循环的一个周期而立即切换控制模式。

图10是对由本发明实施方式2的交流电动机的驱动控制装置进行的矩形波控制模式时的控制运算处理进行说明的流程图。

参照图10，控制装置30在步骤S200中判定控制模式是否是矩形波电压控制模式。在没有选择矩形波电压控制模式时(S200判定为“否”时)，不执行以下的处理。

控制装置30在选择矩形波电压控制模式时(S200判定为“是”时)，通过步骤S210，利用图4所示的矩形波电压控制部300的各单元的功能，执行矩形波电压相位控制运算，求得矩形波电压的电压相位φv。进一步，控制装置30通过步骤S220执行如下的控制变量运算处理，即虽然实际上未反映在变换器14的开关控制上，但由基于PWM控制部200的按照PWM控制的控制运算、具体而言根据转矩指令值Trqcom来求得电流指令的电流振幅|I|和电流相位φi，进一步基于电机电流MCRT的反馈控制来算出电压指令的电压振幅|V|和电压相位φv。

然后，控制装置30通过步骤S230，根据在步骤S210中运算出的矩形波电压相位的电压相位φv，生成开关控制信号S3～S8。也就是说，在矩形波电压控制模式时，控制装置30在各控制周期中，与用于执行原来的矩形波电压相位控制的控制运算一起，还并列地执行没有反映在实际的变换器控制上的、用于PWM控制的控制运算。

其结果，如图11所示，在时刻t0执行主循环，在模式切换判定部400判定出从矩形波电压控制模式向PWM控制模式的控制模式切换的情况下，能够使用在矩形波电压控制模式中在后台运算出的PWM控制的控制变量运算结果，从时刻t0起立即应用PWM控制模式。也就是说，实施方式2的模式切换判定是通过使控制装置30执行如下的一系列处理来实现的，即从图6的流程图省略步骤S140，并且将步骤S160的处理变更为实际的控制模式也向PWM控制模式切换。

如此，根据实施方式2，在从矩形波控制模式向PWM控制模式的模式切换判定成立时，能够不会使电机控制变得不稳定地、不等到下次的主循环执行定时而立即切换控制模式。

(实施方式2的变形例的控制模式切换处理)

在实施方式2的交流电动机的驱动控制装置中，在矩形波电压控制模式的各控制周期内，要求对矩形波电压控制和PWM控制的双方执行控制运算(控制变量运算处理)。因此，控制装置(ECU)的处理负荷可能会变高。在实施方式2的变形例中，对在减轻了控制装置(ECU)的运算负荷的基础上，用于实现按照实施方式2的控制模式切换的结构进行说明。

在图12中，示出矩形波电压控制模式中的、电角度的一个周期(＝360(deg))的各相电压波形。矩形波电压控制模式的选择期间能够大致分为使变换器14的开关元件接通/断开的开关定时400、和开关定时之间的中间定时410。例如，开关定时400每隔电角度60(deg)而设置。

在实施方式2的变形例中，将在矩形波电压控制模式的选择期间、在后台执行的按照PWM控制的控制运算分割为多个控制变量运算项目，在这些定时的每个定时依次执行分割出的上述控制变量运算项目。

参照图13，在实施方式2的变形例的交流电动机的驱动控制装置中，图10所示的步骤S220包括步骤S222～S227。

控制装置30在步骤S222中，判定当前是中间定时和开关定时的哪一个。然后，控制装置30在中间定时时，通过步骤S224仅执行用于PWM控制的控制变量运算项目中的、关于电压指令的电压相位φv的运算项目。进一步，控制装置30通过步骤S225，根据当前定时的电机电流检测值，基于周知的3相→2相变换式，运算d轴电流和q轴电流。

另一方面，控制装置30在开关定时时，通过步骤S226执行用于PWM控制的控制变量运算项目中的、关于电压指令的电压振幅|V|的运算项目。然后，此时控制装置30也通过步骤S227，根据当前定时的电机电流检测值，运算d轴电流和q轴电流。

如此，不是对用于PWM控制的控制变量运算处理总实施全部项目，而是将所需的运算处理分为多个项目，在每个定时运算不同的项目，由此不会极度增大控制装置(ECU)30的负荷，能够在选择矩形波电压控制模式时在后台执行用于PWM控制的控制运算。

但是，在实施方式2的变形例中，每次根据各自不同的定时下的电机电流来执行用于PWM控制的控制变量运算处理项目的一部分(例如，电压相位和电流振幅)。

因此，在从矩形波电压控制模式向PWM控制模式转变时，对于是否可以直接使用根据不同定时下的电机电流计算出的各控制变量(电压相位和电压振幅)，需要进行图14所示那样的处理。

参照图14，控制装置30在从矩形波电压控制模式向PWM控制模式(代表性的是过调制PWM控制模式)的切换时(步骤S300判定为“是”时)，通过步骤S310～S330，根据需要来修正在选择矩形波电压控制模式时在后台运算出的控制变量运算结果。

控制装置30在步骤S310中，判定在图13的步骤S225和S227中分别算出的d轴电流以及q轴电流之间是否产生预定值以上的电流差。由此，判定在分割而不同的定时运算出的控制变量、即电压指令的电压振幅和电压指令之间，在作为运算基础的电机电流之间是否存在差异。

控制装置30在d轴电流和q轴电流上没有产生电流差的情况下(S310判定为“是”时)，通过步骤S320直接使用根据图13的流程图而在不同定时分别计算出的控制变量、即电压指令的电压振幅|V|以及电压相位φv，设定向PWM控制模式转变后的初次的控制周期中的电压指令。

另一方面，控制装置30在d轴电流和q轴电流上产生了电流差时(S310判定为“否”时)，在步骤S330中，根据识别出的电流差来修正控制变量运算的运算结果。具体而言，识别由关于d轴电流和q轴电流的控制变量运算执行定时的不同而引起的电流差，并且修正电压振幅|V|和电压相位φv的至少一方，设定PWM控制模式切换后的初次的控制周期中的电压指令。

由此，即使使用根据不同定时的电机电流而运算出的控制变量、即电压指令的电压振幅|V|和电压相位φv，在刚刚向PWM控制模式的控制模式切换后也不会使电机控制不稳定。

如此，根据实施方式2的变形例，不会显著地增大控制装置(ECU)的运算负荷，并且在从矩形波电压控制模式向PWM控制模式的切换条件已成立时，能够不会使电机控制不稳定地、立即执行控制模式的切换。

应该认为，本次所公开的实施方式在所有的方面都是例示而不是限制性的。本发明的范围不是由上述的说明而是由权利要求表示，包括与权利要求等同的意思以及范围内的所有的变更。

本发明能够适用于由变换器将直流电压变换为交流电压来驱动交流电动机的系统。

Claims (8)

1.一种电动机的驱动控制装置，具备：

第一电机控制部(300)，其在选择向交流电动机(M1)施加矩形波电压的第一控制模式时，进行根据相对于转矩指令值(Trqcom)的转矩偏差来调整所述矩形波电压的相位(φv)的反馈控制；

第二电机控制部(200)，其在选择按照脉冲宽度调制控制来控制向所述交流电动机施加的施加电压的第二控制模式时，进行电机电流(MCRT)的反馈控制；以及

模式切换判定部(400)，其每隔比所述第一电机控制部的控制周期(Tc)长的预定周期(Tm)而进行工作，基于所述交流电动机的电流和施加电压的至少一方，判定是否需要进行所述第一控制模式与所述第二控制模式之间的切换，

所述第二电机控制部，在选择所述第一控制模式时，也与由所述第一电机控制部进行的用于所述矩形波电压的相位调整的第一反馈控制运算并行地，执行在选择所述第二控制模式时应当被执行的、按照所述脉冲宽度调制控制的第二反馈控制运算，

所述模式切换判定部，在判定为需要从所述第一控制模式向所述第二控制模式切换时(t0)，在本次的工作定时(t0)允许从所述第一控制模式向所述第二控制模式的切换，

所述第二电机控制部，在从所述第一控制模式向所述第二控制模式切换后的初次的控制周期中，使用在选择所述第一控制模式时进行了的所述第二反馈控制运算的结果，控制向所述交流电动机施加的施加电压。

2.根据权利要求1所述的电动机的驱动控制装置，其中，

所述第二反馈控制运算具有多个控制变量运算项目，

所述第二电机控制部(200)，在选择所述第一控制模式的期间中，分割为多个定时而依次一部分一部分地执行所述第二反馈控制运算的所述多个控制变量运算项目。

3.根据权利要求2所述的电动机的驱动控制装置，其中，

所述第二电机控制部(200)，在选择所述第一控制模式的期间中的所述多个定时的每个定时，还执行将所述交流电动机的各相电流变换为d轴电流和q轴电流的运算，

所述第二电机控制部(200)，在所述初次的控制周期中，基于在选择所述第一控制模式的期间中求得的、分别对所述多个控制变量运算项目进行了运算的定时之间的所述d轴电流以及所述q轴电流的差，修正所述多个控制变量运算项目的至少一部分的运算结果。

4.根据权利要求1～3的任一项所述的电动机的驱动控制装置，其中，

所述第二控制模式包括：

正弦波脉冲宽度调制控制模式，其在根据向所述交流电动机(M1)施加的施加电压的电压指令来对直流电压进行变换时，所述电压指令的相关波形成为正弦波；和

过调制脉冲宽度调制控制模式，其调制系数比所述正弦波脉冲宽度调制控制模式的调制系数高。

5.一种电动机的驱动控制方法，包括：

在选择向交流电动机(M1)施加矩形波电压的第一控制模式时，基于所述交流电动机的状态，判定是否需要从所述第一控制模式向第二控制模式切换的步骤(S130)，所述第二控制模式按照脉冲宽度调制控制来控制向所述交流电动机施加的施加电压；和

在选择所述第二控制模式时，基于所述交流电动机的状态，判定是否需要从所述第二控制模式向所述第一控制模式切换的步骤(S120)，

判定是否需要从所述第一控制模式向所述第二控制模式切换的步骤和判定是否需要从所述第二控制模式向所述第一控制模式切换的步骤的一方，每隔比所述第一控制模式的控制周期(Tc)长的预定周期(Tm)而被执行，

所述控制方法还包括：

在选择所述第一控制模式时，执行用于所述矩形波电压的相位调整的第一反馈控制运算的步骤(S210)；和

在选择所述第一控制模式时，执行在选择所述第二控制模式时应当被执行的、按照所述脉冲宽度调制控制的第二反馈控制运算的步骤(S220)，

判定是否需要从所述第一控制模式向所述第二控制模式切换的步骤，在从所述第一控制模式向所述第二控制模式的切换条件已成立时(t0)，在本次的执行定时(t0)允许从所述第一控制模式向所述第二控制模式的切换，

在从所述第一控制模式向所述第二控制模式切换后的初次的控制周期中，使用在选择所述第一控制模式时进行了的所述第二反馈控制运算的结果，控制向所述交流电动机施加的施加电压。

6.根据权利要求5所述的电动机的驱动控制方法，其中，

所述第二反馈控制运算具有多个控制变量运算项目，

执行所述第二反馈控制运算的步骤(S220)包括如下多个步骤(S224、S226)：分别在多个不同的定时依次一部分一部分地执行所述第二反馈控制运算的所述多个控制变量运算项目。

7.根据权利要求6所述的电动机的驱动控制方法，其中，

执行所述第二反馈控制运算的步骤(S220)还包括如下步骤(S225、S227)：在所述多个不同的定时的每个定时，执行将所述交流电动机的各相电流变换为d轴电流和q轴电流的运算，

所述驱动控制方法还包括：

对从所述第一控制模式向所述第二控制模式的切换进行检测的步骤(S300)；和

在检测到所述切换时，基于通过所述多个步骤(S224、S226)分别对所述多个控制变量运算项目进行了运算的所述多个不同的定时之间的所述d轴电流以及所述q轴电流的差，修正所述初次的控制周期中的所述脉冲宽度调制控制所使用的所述多个控制变量运算项目的至少一部分的运算结果的步骤(S330)。

8.根据权利要求5～7的任一项所述的电动机的驱动控制方法，其中，

所述第二控制模式包括：

正弦波脉冲宽度调制控制模式，其在根据向所述交流电动机(M1)施加的施加电压的电压指令来对直流电压进行变换时，所述电压指令的相关波形成为正弦波；和

过调制脉冲宽度调制控制模式，其调制系数比所述正弦波脉冲宽度调制控制模式的调制系数高。

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