JP2009201192A - モータ駆動制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】矩形波制御を行うことによるバッテリ電圧下限割れを防止しつつ電力的な燃費向上を可能にするモータ駆動制御装置を提供する。
【解決手段】モータ駆動制御装置１０は、バッテリＢと、コンバータ１２と、インバータ１６と、コンバータ１２およびインバータ１６に制御信号を出力する制御部２０とを備える。制御部２０は、交流モータ制御に関して第１のマップと第２のマップとを有する。第１のマップは第２のマップよりもコンバータ１２の昇圧開始ポイントが高回転域に設定されることで比較的広い矩形波制御領域ａ３を含むマップであり、第２のマップは主としてパルス幅変調制御を実行するためのマップである。制御部２０はさらにバッテリＢの状態に応じて第１のマップに基づく制御から第２のマップに基づく制御へ切り替えるマップ切替部を含む。
【選択図】図７

Description

本発明は、モータ駆動制御装置に関し、より詳しくは、可変直流電圧をインバータにより交流電圧に変換して負荷である交流モータに印加するモータ駆動制御装置に関する。

直流電源、例えばバッテリから供給される直流電圧を用いて交流モータを駆動する場合、上記直流電圧を電圧変換器であるコンバータで昇圧してからインバータで交流電圧に変換して交流モータに印加することが一般に行われている。この場合の交流モータ駆動制御方式としては、大別してパルス幅変調（ＰＷＭ(Pulse Width Modulation)）制御と矩形波制御とがある。

例えば特許文献１には、ＰＷＭ制御および矩形波制御のいずれでもモータ駆動が可能なモータ運転領域では、インバータやモータでの損失が少ない方の制御方式へ切り換えて駆動することが開示されている。

特開２００４−１６６４１５号公報

一般に、矩形波制御は、要求トルクに対する制御応答性がＰＷＭ制御に劣るものの電圧利用率についてはＰＷＭ制御よりも高効率である。

しかしながら、矩形波制御では、インバータにおけるスイッチング素子のオン時間（制御周期）が比較的長く、そのためバッテリからの電流の持ち出しが多くなり、バッテリでの電圧降下が大きくなる傾向にある。この傾向は、外部環境によってバッテリ温度が低下するとバッテリ内部抵抗が大きくなるために特に顕著となる。バッテリ電圧が低下すると、矩形波制御領域が大きくなり、要求トルクに対するモータ出力トルクのずれ（以下、「トルクずれ」という）が大きくなって制御応答性が低下するとともに燃費が悪くなる。また、バッテリ電圧が低下して下限電圧値割れが発生すると、バッテリにダメージを与えて寿命を短くすることになる。

本発明の目的は、矩形波制御を行うことによるバッテリ電圧下限割れを防止しつつ、電力的な燃費向上を可能にするモータ駆動制御装置を提供することにある。

本発明に係るモータ駆動制御装置は、直流電源と、直流電源から供給される直流電圧を昇圧可能な電圧変換部と、電圧変換部から供給される直流電圧を交流モータ駆動のための交流電圧に変換するインバータと、電圧変換部およびインバータに制御信号を出力する制御部とを備えるモータ駆動制御装置であって、制御部は、交流モータ制御に関して第１のマップと第２のマップとを有し、第１のマップと第２のマップはモータ回転数とモータ最大出力トルクとの関係は同じであるが、第１のマップは第２のマップよりもコンバータの昇圧開始ポイントが高回転域に設定されることで比較的広い矩形波制御領域を含むマップであり、第２のマップは主としてパルス幅変調制御を実行するためのマップであり、制御部はさらに直流電源の状態に応じて第１のマップに基づく制御から第２のマップに基づく制御へ切り替えるマップ切替部を含むことを特徴とするものである。

この構成のモータ駆動制御装置によれば、比較的広い矩形波制御領域を含む第１のマップに基づいてモータ駆動制御を行うことでインバータでの電力損失を低減することにより燃費向上を図りつつ、直流電源の状態に応じて第１のマップに基づく制御から主としてパルス幅変調制御を実行する第２のマップに基づく制御に切り替えることで、直流電源の電圧下限割れを防止することができる。

本発明に係るモータ駆動制御装置において、第２のマップでは、直流電源の出力電圧からコンバータによる昇圧上限電圧までのパルス幅変調制御可能な全領域がパルス幅変調制御領域になっているのに対し、第１のマップでは、直流電源の出力電圧をコンバータで昇圧することなくそのまま用いて、矩形波制御を行う矩形波制御領域とパルス幅変調制御を行うパルス幅変調制御領域とを含むことが好ましい。

この構成のモータ駆動制御装置によれば、直流電源の出力電圧を昇圧させることなくそのまま用いて矩形波制御およびパルス幅変調制御を行う領域を含む第１のマップを通常マップとして採用することで、電圧変換部におけるスイッチング損失抑制によってさらに燃費向上を図ることができ、直流電源の状態に応じて第１のマップに基づく制御からほぼ全域がパルス幅変調制御領域である第２のマップに基づく制御に切り替えることで、直流電源の電圧下限割れを確実に防止できる。

また、本発明に係るモータ駆動制御装置において、マップ切替部は、直流電源の出力電圧が所定値よりも低いときに第１のマップから第２のマップへの切替制御を実行してもよい。

この構成のモータ駆動制御装置によれば、直流電源の出力電圧が所定値よりも小さくなったときに第１のマップに基づく制御から第２のマップに基づく制御に切り替えることで、直流電源の電圧下限割れをより確実に防止できる。

また、本発明に係るモータ駆動制御装置において、マップ切替部は、直流電源の出力電圧が所定値よりも低く、かつ、電圧変換部の出力電圧値に対するモータ入力電圧の振幅値の比である変調率が所定値よりも大きいときに第１のマップから第２のマップへの切替制御を実行してもよい。

この構成のモータ駆動制御装置によれば、直流電源の出力電圧が所定値よりも低く、かつ、変調率が所定値よりも大きいときに第１のマップから第２のマップへの切替制御を実行することで、第１のマップに基づく制御でパルス幅変調制御から矩形波制御へ移行しそうなときに第２のマップに基づくパルス幅変調制御に切り替えことにより、パルス幅変調制御のままで電圧変換部による昇圧を開始することができ、制御応答性の悪化によるトルクずれの発生を防止できる。

また、本発明に係るモータ駆動制御装置において、マップ切替部は、直流電源の出力電圧が所定値よりも低く、かつ、第１のマップに基づく矩形波制御実行中のときに、第１のマップから第２のマップへの切替制御を実行する際に、電圧変換部での昇圧レートを制限するのが好ましい。

この構成のモータ駆動制御装置によれば、第１のマップに基づく矩形波制御から第２のマップに基づくパルス幅変調制御に切り替わる際に電圧変換部における昇圧レートに制限をかけることで、制御方式の切り替えを円滑かつ安全に行うことができ、制御破綻を来たすのを回避できる。

また、本発明に係るモータ駆動制御装置において、マップ切替部は、直流電源の出力電圧が所定値よりも低く、かつ、モータ回転数が所定値よりも小さいときに第１のマップから第２のマップへの切替制御を実行するのが好ましい。

この構成のモータ駆動制御装置によれば、モータ低回転域で制御の比較的不安定な矩形波制御が実行されるのを回避できる。

さらに、本発明に係るモータ駆動制御装置において、制御部は、モータが力行中か回生中かを判定する判定手段をさらに有し、マップ切替部は、モータが回生中のときには第１のマップから第２のマップへの切り替えを行わないことが好ましい。

この構成のモータ駆動制御装置によれば、回生中は直流電源からの電流持ち出しがなく電圧下限割れの懸念がないので、マップ切り替えを行わずに比較的広い矩形波領域を含む第１のマップに基づく制御を継続することにより燃費向上を図ることができる。

以下に、添付図面を参照しつつ本発明に係るモータ駆動制御装置の実施の形態について詳細に説明する。この説明において、具体的な形状、材料、数値等は、本発明の理解を容易にするための例示であって、用途、目的、仕様当のあわせて適宜変更することができる。

図１は、本発明の一実施形態であるモータ駆動制御装置１０の全体概略構成図である。モータ駆動制御装置１０は、直流電源としてのバッテリＢと、システムスイッチＳＷ１，ＳＷ２と、バッテリＢから平滑コンデンサ３３を介して供給される直流電圧を昇圧可能な電圧変換部としてのコンバータ１２と、コンバータ１２から平滑コンデンサ１４を介して供給される直流電圧をモータ駆動用の交流電圧に変換するインバータ１６と、インバータ１６から供給される交流電圧によって駆動される交流モータＭと、入力されるトルク指令τ＊に基づいてコンバータ１２およびインバータ１６に制御信号を出力する制御部２０とを備える。

モータ駆動制御装置１０はさらに、バッテリＢの出力電圧ＶＢおよび温度ＴＢを検出する電圧センサ２２および温度センサ２４と、バッテリ電流ＩＢを検出する電流センサ２３と、平滑コンデンサ３３の端子間電圧すなわちコンバータ入力電圧ＶＬを検出する電圧センサ３７と、平滑コンデンサ１４の端子間電圧すなわちインバータに供給されるシステム電圧ＶＨを検出する電圧センサ２６と、インバータ１６から交流モータＭの各Ｕ，Ｖ，Ｗ相端子にそれぞれ流れるモータ各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出する電流センサ２８と、交流モータＭのロータ回転角θを検出する例えばレゾルバまたはパルスエンコーダ等からなる回転角センサ３０とを備える。各センサ２２〜３７の検出信号は、制御部２０へそれぞれ出力されるようにしてある。

交流モータＭは、３相同期型または３相誘導型のモータであって、ハイブリッド自動車や電気自動車等の車両の駆動輪を駆動するためのトルクを発生する駆動用電動機であり、回生時には電力を出力する発電機として機能するよう構成されることができる。また、交流モータＭは、ハイブリッド自動車におけるエンジン始動用の動力を与え得るものとして用いられてもよい。

バッテリＢは、ニッケル水素電池やリチウムイオン電池等の二次電池で構成されることができる。システムスイッチＳＷ１はバッテリＢの正極端子と電力ライン３２との間に接続され、システムスイッチＳＷ２はバッテリＢの負極端子とアースライン３４との間に接続されている。システムスイッチＳＷ１，ＳＷ２は、制御部２０からの信号を受けてオン・オフされ、各スイッチＳＷ１，ＳＷ２がオンされることによってバッテリＢから平滑コンデンサ３３に直流電圧が供給される。平滑コンデンサ３３は、電力ライン３２とアースライン３４間に接続され、バッテリＢから供給される直流電圧を平滑化してインバータ１６に供給する。

コンバータ１２は、リアクトルＬと、電力用スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」という）Ｅ１，Ｅ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。スイッチング素子Ｅ１，Ｅ２は、電力ライン３２およびアースライン３４間に直列に接続される。スイッチング素子Ｅ１，Ｅ２としては、ＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)、電力用ＭＯＳ(Metal Oxide Semiconductor)トランジスタ、または電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。ダイオードＤ１，Ｄ２は、各スイッチング素子Ｅ１，Ｅ２に対して、エミッタ側からコレクタ側に電流を流すようにそれぞれ並列接続されている。

リアクトルＬは、スイッチング素子Ｅ１，Ｅ２間の接続ライン３５と電力ライン３２との間に接続されている。また、平滑コンデンサ１４は、コンバータ１２とインバータ１６とを接続する電力ライン３６およびアースライン３４間に接続されている。平滑コンデンサ１４は、コンバータ１２から供給される直流電圧を平滑化したシステム電圧ＶＨをインバータ１６に供給する。

インバータ１６は、電力ライン３６およびアースライン３４との間に互いに並列に設けられる、Ｕ相アーム３８、Ｖ相アーム４０、およびＷ相アーム４２を含む。各相アーム３８〜４２は、電力ライン３６およびアースライン３４間に直列接続された２つのスイッチング素子と、各スイッチング素子に対して逆並列にそれぞれ接続された２つのダイオードとからそれぞれ構成される。詳細には、Ｕ相アーム３８はスイッチング素子Ｅ３，Ｅ４およびダイオードＤ３，Ｄ４からなり、Ｖ相アーム４０はスイッチング素子Ｅ５，Ｅ６およびダイオードＤ５，Ｄ６からなり、Ｗ相アーム４２はスイッチング素子Ｅ７，Ｅ８およびダイオードＤ７，Ｄ８からなっている。各スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８には、例えばＩＧＢＴ等を用いることができる。スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のオン・オフは、制御部２０からのスイッチング信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。

各相アーム３８，４０，４２の中間点は、交流モータＭのＵ相、Ｖ相およびＷ相（以下、単に「３相」という）の各相コイル（図示せず）の各一端にそれぞれ接続されている。各相コイルの各他端は、モータＭ内の中性点に共通接続されている。

コンバータ１２は、昇圧動作時には、バッテリＢから供給される直流電圧を昇圧する。昇圧後の直流電圧は、システム電圧ＶＨとしてインバータ１６に供給される。より詳細には、制御部２０からのスイッチング信号Ｓ１，Ｓ２に応じて、スイッチング素子Ｅ１のオン期間およびスイッチング素子Ｅ２のオン期間が交互に設けられ、昇圧比はこれらのオン期間の比に相当する。

一方、コンバータ１２は、降圧動作時には、平滑コンデンサ１４を介してインバータ１６から供給される直流電圧を降圧してバッテリＢに充電する。より詳細には、制御部２０からのスイッチング信号Ｓ１，Ｓ２に応じて、スイッチング素子Ｅ１だけがオンする期間と、スイッチング素子Ｅ１，Ｅ２の両方がオフする期間とが交互に設けられ、降圧比は上記オン期間のデューティ比に相当する。

インバータ１６は、交流モータＭのトルク指令τ＊が正（τ＊＞０）の場合には、平滑コンデンサ１４から直流電圧が供給されると、制御部２０からのスイッチング信号Ｓ３〜Ｓ８に応じたスイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のオン・オフ動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流モータＭを駆動する。また、インバータ１６は、交流モータＭのトルク指令τ＊が零（τ＊＝０）の場合には、制御部２０からのスイッチング信号Ｓ３〜Ｓ８に応じたスイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のオン・オフ動作により直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流モータＭを駆動する。

さらに、モータ駆動制御装置１０が搭載された車両の回生時には、交流モータＭのトルク指令τ＊は負（τ＊＜０）に設定される。この場合、インバータ１６は、スイッチング信号Ｓ３〜Ｓ８に応じたスイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８のオン・オフ動作により、交流モータＭが発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧を平滑コンデンサ１４を介してコンバータ１２に供給する。なお、ここでの「回生」には、車両のドライバによってブレーキ操作が行われた場合に限らず、アクセル操作の解除による車両の加速中止や減速等の場合も含まれる。

電流センサ２８は、交流モータＭに流れる３相の各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを検出して、制御部２０へ出力する。回転角センサ３０は、交流モータＭのロータ回転角θを検出して、制御部２０へ出力する。なお、３つの電流センサ２８で上記各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをそれぞれ検出するのに代えて、ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０になる関係があることから２相電流を検出して残る１つの相電流を算出して求めてもよい。

次に、本実施形態における制御部２０による交流モータＭの制御方式について詳細に説明する。一般に、交流モータの制御方式として、正弦波ＰＷＭ制御、過変調ＰＷＭ制御、矩形波制御の３つの制御方式が知られている。

正弦波ＰＷＭ制御方式は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、各相アームにおけるスイッチング素子のオン・オフを、正弦波状の電圧指令値と搬送波（一般に三角波）との電圧比較にしたがって制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でモータ入力電圧が正弦波となるようにデューティ比が制御される。正弦波ＰＷＭ制御方式では、比較的低回転域であっても滑らかな回転が得られるものの、インバータ入力電圧であるシステム電圧ＶＨに対するモータ入力電圧の振幅の比である変調率（または電圧利用率）を最大で０．６１までしか高めることができないことが周知である。

一方、矩形波制御方式では、上記一定期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１対１の矩形波１パルス分を交流モータに印加する。これにより、変調率を０．７８まで高めることができ、比較的高回転域での出力を向上させることができる。また、弱め界磁電流を減少させることができるため、交流モータＭでの銅損の発生を抑えてエネルギー効率を向上させることができる。さらに、インバータ１６でのスイッチング回数を少なくすることができるため、スイッチング損失も抑えることができるという利点もある。

過変調ＰＷＭ制御方式は、正弦波ＰＷＭ制御と矩形波制御との間の中間的なＰＷＭ制御方式であって、搬送波の振幅を縮小するように歪ませた上で上記正弦波ＰＷＭ制御方式と同様のＰＷＭ制御を行うことで、電圧増加方向にシフトさせた略正弦波状に歪んだモータ入力電圧を生成することができ、これにより変調率を０．６１〜０．７８の範囲に高めることができる。

交流モータＭでは、回転数や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなり、それに伴って必要電圧も高くなる。コンバータによる昇圧電圧、すなわちシステム電圧ＶＨは、このモータ必要電圧よりも高く設定する必要がある。その一方で、コンバータ１２によって昇圧可能な電圧値には上限（システム電圧最大値）が存在する。

したがって、モータ必要電圧がシステム電圧ＶＨの最大値、例えば６５０Ｖより低い領域では、正弦波ＰＷＭ制御方式または過変調ＰＷＭ制御方式による最大トルク制御が適用されて、ベクトル制御にしたがったモータ電流制御によって出力トルクがトルク指令τ＊に合致するよう制御される。

一方、モータ必要電圧がシステム電圧最大値を超えると、システム電圧ＶＨを最大値に維持した上で弱め磁界制御にしたがって矩形波制御方式が適用される。この場合、モータ入力電圧の振幅が固定されるため、トルク推定値とトルク指令値との偏差に基づく矩形波パルスの電圧位相制御によってトルク制御が行われる。

図２に、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御の最大トルク制御を実行するための制御ブロック例を示す。制御部２０は、ＰＷＭ制御ブロック５０を有する。ＰＷＭ制御ブロック５０は、電流指令生成部５２、電圧指令生成部５４、２相３相変換部５６、スイッチング信号生成部５８、３相２相変換部６０、および回転数演算部６２を含む。

電流指令生成部５２は、外部に設けられた電子制御ユニット（ＥＣＵ）から制御部２０へ入力されるトルク指令τ＊を受けて、予め設定されているマップまたはテーブルからトルク指令τ＊およびモータ回転数Ｎに対応するｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊を算出して電圧指令生成部５４へ出力する。ここでモータ回転数Ｎは、回転角センサ３０による検出値θに基づいて回転数演算部６２で算出されたものを用いる。

電圧指令生成部５４は、ｄ軸実電流ｉｄおよびｑ軸実電流ｉｑをｄ軸電流指令Ｉｄ＊およびｑ軸電流指令Ｉｑ＊にそれぞれ一致させるためのｄ軸およびｑ軸電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を、下記数１式のＰＩ演算により算出して２相３相変換部５６へ出力する。ここでのｄ軸実電流ｉｄおよびｑ軸実電流ｉｑは、３相２相変換部６０において、電流センサ２８により検出された３相の各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをモータ回転角θに基づいて変換したものを用いる。
(数１)
Ｖｄ＊＝Ｇｐｄ（Ｉｄ＊−ｉｄ）＋Ｇｉｄ（Ｉｄ＊−ｉｄ）ｄｔ
Ｖｑ＊＝Ｇｐｑ（Ｉｑ＊−ｉｑ）＋Ｇｉｑ（Ｉｑ＊−ｉｑ）ｄｔ
ここで、Ｇｐｄ，Ｇｐｑはｄ軸およびｑ軸電流制御の比例ゲイン、Ｇｉｄ，Ｇｉｑはｄ軸およびｑ軸電流制御の積分ゲインである。

２相３相変換部５６は、交流モータＭの回転角θに基づいてｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を３相の各相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換してスイッチング信号生成部５８へ出力する。なお、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊およびｑ軸電圧指令Ｖｑ＊から３相の各相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗへの変換には、システム電圧ＶＨも反映される。

スイッチング信号生成部５８は、３相の各相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと所定の搬送波との比較に基づいて、スイッチング信号Ｓ３〜Ｓ８を生成してインバータ１６へ出力する。これにより、インバータ１６の各スイッチング素子Ｅ３〜Ｅ８がスイッチング制御されることで、交流モータＭに対してトルク指令τ＊に応じたトルクを出力するための交流電圧が印加される。なお、上述したように、過変調ＰＷＭ制御時には、スイッチング信号生成部５８において用いられる搬送波が、正弦波ＰＷＭ制御時の一般的なものから振幅を縮小するよう歪ませたものに切り替えられる。

次に、図３を参照して矩形波制御ブロック７０について説明する。制御部２０は、矩形波制御ブロック７０を有する。矩形波制御ブロック７０は、３相２相変換部７２、トルク推定部７４、電圧位相演算部７６、矩形波発生部７８、およびスイッチング信号生成部８０を含む。

３相２相変換部７２は、電流センサ２８により検出される３相の各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをモータ回転角θに基づいてｄ軸実電流ｉｄおよびｑ軸実電流ｉｑに変換してトルク推定部７４へ出力する。トルク推定部７４は、予め設定されているマップまたはテーブルからｄ軸実電流ｉｄおよびｑ軸実電流ｉｑに基づいてトルク推定値τを表引きして電圧位相演算部７６へ出力する。

電圧位相演算部７６は、トルク指令τ＊からトルク推定値τを減算することによって求められるトルク偏差Δτに、所定ゲインによるＰＩ演算を行って制御偏差を求め、この制御偏差に応じて矩形波電圧の位相γを設定し、矩形波生成部７８へ出力する。具体的には、トルク指令τ＊が正（τ＊＞０）の場合、トルク不足時には電圧位相を進める一方で、トルク過剰時には電圧位相を遅らせるとともに、トルク指令τ＊が負（τ＊＜０）の場合、トルク不足時には電圧位相を遅らせる一方で、トルク過剰時には電圧位相を進める。

矩形波生成部７８は、入力された電圧位相γにしたがって、各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ（矩形波パルス）を生成し、スイッチング信号生成部８０へ出力する。スイッチング信号生成部８０は、各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗにしたがってスイッチング信号Ｓ３〜Ｓ８を生成し、インバータ１６へ出力する。これにより、インバータ１６がスイッチング信号Ｓ３〜Ｓ８にしたがったスイッチング動作を行うことで、電圧位相γにしたがった矩形波パルスがモータの各相電圧として印加される。このように、矩形波制御方式時には、トルクのフィードバック制御によりモータトルク制御を行うことができる。

なお、矩形波制御ブロック７０におけるスイッチング信号生成部８０は、ＰＷＭ制御ブロック５０のスイッチング信号生成部５８によって兼用されることができる。

次に、本実施形態のモータ駆動制御装置１０におけるモータ制御方式の切り替えについて、コンバータ制御とともに説明する。図４に示すように、制御部２０はさらに、制御方式選択部（マップ切替部）９０と、コンバータ制御部９２とを備える。制御方式選択部９０には、外部に設けられたＥＣＵからのトルク指令τ＊、回転角センサ３０の検出値から算出されたモータ回転数Ｎ、電圧センサ２２で検出されるバッテリ電圧ＶＢ、電圧センサ３７で検出されるコンバータ入力電圧ＶＬ、および温度センサ２４で検出されるバッテリ温度ＴＢが入力される。

制御方式選択部９０は、図５および図６に示すように、交流モータＭに関してトルクと回転数に基づいて定められる２種類のマップを予め記憶しており、これらのマップのいずれかを適用してモータ制御方式を選択する。

図５に示すマップは、主としてＰＷＭ制御を実行するためのＰＷＭ制御マップ（第２のマップ）である。ＰＷＭ制御マップは、ハッチングで示す正弦波ＰＷＭ制御領域Ａ１を主として利用するためのマップであり、この場合の正弦波ＰＷＭ制御における変調率Ｋは最大値０．６１で一定になるようシステム電圧ＶＨ（すなわちコンバータ１２による昇圧比）が制御される。ただし、コンバータ１２による昇圧には上限があるため、システム電圧ＶＨが最大値で変調率Ｋが０．６１＜Ｋ＜０．７８となる高回転領域が過変調ＰＷＭ制御領域Ａ２となり、システム電圧ＶＨが最大値で変調率Ｋ＝０．７８となる更に高回転領域が矩形波制御領域Ａ３になる。なお、図５において、コンバータ１２による昇圧開始ポイントを連ねたライン（以下、「昇圧開始ライン」という）Ｃ１が正弦波ＰＷＭ制御領域Ａ１中に一点鎖線で示されている。

一方、図６に示すマップは、燃費向上マップ（第１のマップ）である。燃費向上マップは、モータ回転数とモータ最大出力トルクとの関係（すなわちマップの外形線）はＰＷＭ制御マップと同じであるが、コンバータ１２による昇圧開始ラインＣ２がＰＷＭ制御マップの昇圧開始ラインＣ１よりも高回転域に設定されている。昇圧開始ラインＣ２の右側領域は、上記ＰＷＭ制御マップと同様に、正弦波ＰＷＭ制御領域Ａ１、過変調ＰＷＭ制御領域Ａ２および矩形波制御領域Ａ３になっている。

一方、昇圧開始ラインＣ２より左側の領域すなわち低回転域は、回転数が高くなる方向に沿って順に、正弦波ＰＷＭ制御領域ａ１、過変調ＰＷＭ領域ａ２および矩形波制御領域ａ３が設定されている。ここで、正弦波ＰＷＭ制御領域ａ１の変調率Ｋ≦０．６１、過変調ＰＷＭ制御領域ａ２の変調率０．６１＜Ｋ＜０．７８、矩形波制御領域ａ３の変調率Ｋ＝０．７８は、ＰＷＭ制御マップの場合と同様である。

これらの各制御領域ａ１，ａ２，ａ３では、バッテリＢからのバッテリ電圧ＶＢ、例えば２００Ｖがコンバータ１２で昇圧されることなくそのままシステム電圧ＶＨとしてインバータ１６へ供給される。このように燃費向上マップでは、昇圧開始ラインＣ２を高回転域に設定することで、バッテリ電圧ＶＢをそのまま用いて実行される矩形波制御領域を比較的広くしている。その結果、通常時にこの燃費向上マップに基づくモータ駆動制御を行って、上記比較的広い矩形波制御領域内の運転ポイントを活用することで、コンバータ１２およびインバータ１６でのスイッチング損失を抑制することにより燃費向上を図れる。

制御方式選択部９０は、通常は図６に示す燃費向上マップを選択しており、トルク指令τ＊およびモータ回転数Ｎに基づいて、ドライバによって車両に要求される運転ポイントが領域ａ１〜ａ３，Ａ１〜Ａ３のどの領域にあるかを判定する。そして、要求運転ポイントが領域ａ１，ａ２，Ａ１またはＡ２にあると判定された場合にはトルク指令τ＊をＰＷＭ制御ブロック５０へ出力し、一方、要求運転ポイントが領域ａ３またはＡ３にあると判定された場合にはトルク指令τ＊を矩形波制御ブロック７０へ出力する。また、この判定において、要求運転ポイントが領域ａ１，ａ２，ａ３のいずれかにあると判定された場合には、コンバータ１２による昇圧動作を停止する。このときには、バッテリ電圧ＶＢがそのままシステム電圧ＶＨとしてインバータ１６へ供給される。

ここで、要求運転ポイントが領域Ａ１にあると判定された場合には、トルク指令τ＊とモータ回転数Ｎとに基づき特定されるモータ必要電圧ＶＭに対して変調率Ｋ：０．６１で除算して算出される電圧指令ＶＨ＊をコンバータ制御部９２へ出力する。この電圧指令ＶＨ＊を受けてコンバータ制御部９２は、バッテリ電圧ＶＢをＶＨ＊に昇圧するようスイッチング信号Ｓ１，Ｓ２を生成して、コンバータ１２へ出力する。これにより、領域Ａ１におけるトルク指令τ＊に応じた正弦波ＰＷＭ制御を実行するのに必要なシステム電圧ＶＨがコンバータ１２からインバータ１６へ供給される。

また、要求運転ポイントが領域Ａ２またはＡ３にあると判定された場合には、コンバータ１２の昇圧上限値である６５０Ｖの電圧指令ＶＨ＊をコンバータ制御部９２へ出力する。この電圧指令ＶＨ＊を受けてコンバータ制御部９２は、バッテリ電圧ＶＢを６５０Ｖに昇圧するようスイッチング信号Ｓ１，Ｓ２を生成して、コンバータ１２へ出力する。これにより、コンバータ１２が作動してバッテリ電圧ＶＢが６５０Ｖまで昇圧され、平滑コンデンサ１４を介してインバータ１６へ供給される。したがって、領域Ａ２では６５０Ｖのシステム電圧ＶＨを用いて過変調ＰＷＭ制御が実行され、領域Ａ３では６５０Ｖのシステム電圧ＶＨを用いて矩形波制御が実行される。

上述した図６の燃費向上マップの領域ａ３では、コンバータ１２による昇圧を行わずにバッテリ電圧ＶＢをそのままシステム電圧ＶＨとして供給して矩形波制御を実行することから、燃費向上マップ中における矩形波制御領域ａ３の位置および広さはバッテリ電圧ＶＢに大きく依存する。特に、外部環境によってバッテリ温度が低下すると内部抵抗の増大によって電圧降下も大きくなり、バッテリ電圧ＶＢが低下する。その結果、図６において矢印Ｂで示すように、矩形波制御領域ａ３が左方向すなわち低回転域側にシフトまたは拡大することになり、トルクずれが大きくなって制御応答性が悪化するとともに燃費もかえって悪くなる。また、バッテリ電圧が低下して下限割れが発生すると、バッテリ自体にダメージを与えて寿命を縮めることにもなる。そこで、このような不都合を防止するため、本実施形態のモータ駆動制御装置１０において、制御方式選択部９０は、マップをバッテリ状態に応じて燃費向上マップからＰＷＭ制御マップへ切り替える制御を次のように実行する。

図７〜図１２は、燃費向上マップからＰＷＭ制御マップへの切替制御をそれぞれ示すフローチャートである。これらの制御フローの処理は、燃費向上マップが適用されているときに所定周期で実行されることができる。あるいは、車両外部の気温が所定温度（例えば０℃）以下になったことが車両に搭載された温度センサによって検知された場合に、所定周期で実行されてもよい。また、下記の各制御フローでは、電圧センサ２２で検出されるバッテリ電圧ＶＢを判定パラメータとして用いているが、これに代えて、温度センサ２４で検出されるバッテリ温度ＴＢやバッテリ内部抵抗から推定されるバッテリ電圧に基づいてマップ切替を判定してもよい。この場合、温度センサ２４で検出されるバッテリ温度ＴＢが例えばマイナス１０℃を下回ったときにマップ切替を実行してもよい。

図７は、第１の態様の制御フローを示す。まず、現在の運転ポイントが燃費向上マップの領域ａ３に位置するか否か、すなわち交流モータＭについて未昇圧電圧２００Ｖで矩形波制御が行われているか否か判定される（ステップＳ１）。この判定において、領域ａ３にないと判定されると（ステップＳ１でＮＯ）、燃費向上マップの他の領域での運転ポイントでのモータ制御を継続する。

一方、領域ａ３にあると判定されると（ステップＳ１でＹＥＳ）、次に電圧センサ２２により検出されるバッテリ電圧ＶＢが１５０Ｖを下回っていないか否かを判定する（ステップＳ２）。バッテリ電圧ＶＢが１５０Ｖを下回っていない場合には（ステップＳ２でＮＯ）、マップ切替を行うことなく引き続き燃費向上マップに基づく制御を継続する。一方、バッテリ電圧ＶＢが１５０Ｖを下回った場合は（ステップＳ２でＹＥＳ）、適用マップを燃費向上マップからＰＷＭ制御マップに切り替える制御を実行する（ステップＳ１０）。なお、上記バッテリ電圧ＶＢに代えて、電圧センサ３７により検出されるコンバータ入力電圧ＶＬを用いてもよい。

図８は、第２の態様の制御フローを示す。この制御フローのステップＳ１およびＳ２は、図７に示す第１の態様の制御フローと同じである。バッテリ電圧ＶＢが１５０Ｖを下回った場合（ステップＳ２でＹＥＳ）、電圧センサ３７により検出されるコンバータ入力電圧ＶＬが１５０Ｖよりも低くなっていないか否かが判定される（ステップＳ３）。これは、昇圧前の元電圧であるコンバータ入力電圧ＶＬも確認することで、バッテリ状態の判定をより確実なものにするためである。コンバータ入力電圧ＶＬが１５０Ｖ以上の場合には（ステップＳ３でＮＯ）、マップ切替を行うことなく引き続き燃費向上マップに基づく制御を継続する。一方、コンバータ入力電圧ＶＬが１５０Ｖ未満の場合には（ステップＳ３でＹＥＳ）、適用マップを燃費向上マップからＰＷＭ制御マップに切り替える制御を実行する（ステップＳ１０）。

上述したように、バッテリの出力電圧、温度、内部抵抗等のバッテリ状態に応じて交流モータＭの制御方式が燃費向上マップに基づく矩形波制御からＰＷＭ制御マップに基づく正弦波ＰＷＭ制御に切り替わることで、バッテリＢの電圧下限割れを防止できるとともに、制御応答性向上および燃費悪化防止を図れる。

図９は、第３の態様の制御フローを示す。この制御フローのステップＳ１〜Ｓ３は、第２の態様の制御フローと同じである。コンバータ入力電圧ＶＬが１５０Ｖ未満である場合（ステップＳ３でＹＥＳ）、変調率Ｋが０．６１よりも大きいか否かを判定する（ステップＳ４）。変調率Ｋが０．６１未満の場合（ステップＳ４でＮＯ）、マップ切替を行うことなく引き続き燃費向上マップに基づく制御を継続する。一方、変調率Ｋが０．６１より大きくなった場合（ステップＳ４でＹＥＳ）、適用マップを燃費向上マップからＰＷＭ制御マップに切り替える制御を実行する（ステップＳ１０）。

第３の態様の制御フローによれば、バッテリ電圧ＶＢおよびコンバータ入力電圧が低下しており、かつ変調率Ｋが０．６１よりも大きいときに燃費向上マップからＰＷＭ制御マップへの切替制御を実行することで、燃費向上マップの矩形波制御領域ａ３が広がっている状態でＰＷＭ制御から矩形波制御へ移行しそうなときにＰＷＭ制御マップに基づく正弦波ＰＷＭ制御に切り替える。これにより、ＰＷＭ制御のままでコンバータ１２による昇圧を開始することができ、制御応答性の悪化によるトルクずれの発生を防止できる。

図１０は、第４の態様の制御フローを示す。この制御フローのステップＳ１〜Ｓ３は、第３の態様の制御フローと同じである。インバータ入力電圧ＶＬが１５０Ｖ未満である場合（ステップＳ３でＹＥＳ）、交流モータＭについて矩形波制御が実行されているか否かが判定される（ステップＳ５）。矩形波制御が実行されていない場合、すなわち正弦波ＰＷＭ制御または過変調ＰＷＭ制御が実行されている場合（ステップＳ５でＮＯ）、直ちに燃費向上マップからＰＷＭ制御マップへの切替制御を実行する（ステップＳ１０）。一方、矩形波制御が実行されている場合（ステップＳ５でＹＥＳ）、コンバータ１２による電圧指令ＶＨ＊に向けての昇圧動作に関して昇圧レート、すなわち単位時間当たりの電圧上昇幅が比較的緩やかになるよう制限をかけた上で（ステップＳ６）、燃費向上マップからＰＷＭ制御マップへの切替制御を実行する（ステップＳ１０）。

この第４の態様の制御フローによれば、燃費向上マップに基づく矩形波制御からＰＷＭ制御マップに基づく正弦波ＰＷＭ制御に切り替える際にコンバータ１２における昇圧レートを制限することで、制御方式の切り替えを円滑かつ安全に行うことができ、制御破綻を来たすのを回避できる。

図１１は、第５の態様の制御フローを示す。この制御フローのステップＳ１およびＳ２は、第１の態様の制御フローと同じである。バッテリ電圧ＶＢが１５０Ｖを下回った場合（ステップＳ２でＹＥＳ）、モータ回転数Ｎが２０００ｒｐｍより低いか否かを判定する（ステップＳ７）。回転数Ｎが２０００ｒｐｍよりも高い場合（ステップＳ７でＮＯ）、マップ切替を行うことなく引き続き燃費向上マップに基づく制御を継続する。一方、回転数Ｎが２０００ｒｐｍより低い場合（ステップＳ７でＹＥＳ）、適用マップを燃費向上マップからＰＷＭ制御マップに切り替える制御を実行する（ステップＳ１０）。

この第５の態様の制御フローによれば、モータ低回転域で制御が比較的不安定な矩形波制御が実行されるのを回避できる。

図１２は、第６の態様の制御フローを示す。この制御フローのステップＳ１およびＳ２は、第１の態様の制御フローと同じである。バッテリ電圧ＶＢが１５０Ｖを下回った場合（ステップＳ２でＹＥＳ）、電流センサ２３により検出されるバッテリ電流ＩＢが正か否かが判定される（ステップＳ８）。バッテリ電流ＩＢが正でない場合、すなわち車両が力行中でない場合（ステップＳ８でＮＯ）、マップ切替を行うことなく引き続き燃費向上マップに基づく制御を継続する。一方、バッテリ電流ＩＢが正である場合（ステップＳ８でＹＥＳ）、適用マップを燃費向上マップからＰＷＭ制御マップに切り替える制御を実行する（ステップＳ１０）。

この第６の態様の制御フローによれば、回生中は直流電源からの電流持ち出しがなく電圧下限割れの懸念がないので、マップ切り替えを行わずに燃費向上マップに基づく矩形波制御を継続することにより燃費向上を図ることができる。

なお、上述したモータ駆動制御装置１０は、電気自動車やハイブリッド自動車等の車両に適用されるものとして例示されているが、本発明に係るモータ駆動制御装置は車両に限られず、交流モータによって駆動力を得る他の機械、機構、装置にも広く適用可能である。

本発明の一実施形態であるモータ駆動制御装置の全体概略構成図である。 モータ駆動制御装置の制御部の一部を構成するＰＷＭ制御ブロックを示す図である。 モータ駆動制御装置の制御部の一部を構成する矩形波制御ブロックを示す図である。 モータ駆動制御装置の制御部の一部を構成する制御方式選択部およびコンバータ制御部を示す図である。 ＰＷＭ制御マップを示す図である。 燃費向上マップを示す図である。 制御方式選択部で実行される第１の態様の制御を示すフローチャートである。 制御方式選択部で実行される第２の態様の制御を示すフローチャートである。 制御方式選択部で実行される第３の態様の制御を示すフローチャートである。 制御方式選択部で実行される第４の態様の制御を示すフローチャートである。 制御方式選択部で実行される第５の態様の制御を示すフローチャートである。 制御方式選択部で実行される第６の態様の制御を示すフローチャートである。

符号の説明

１０ モータ駆動制御装置、１２ コンバータ、１４ 平滑コンデンサ、１６ インバータ、２０ 制御部、２２ 電圧センサ、２３ 電流センサ、２４ 温度センサ、２６ 電圧センサ、２８ 電流センサ、３０ 回転角センサ、３２ 電力ライン、３３ 平滑コンデンサ、３４ アースライン、３５ 接続ライン、３６ 電力ライン、３７ 電圧センサ、３８ Ｕ相アーム、４０ Ｖ相アーム、４２ Ｗ相アーム、５０ ＰＷＭ制御ブロック、５２ 電流指令生成部、５４ 電圧指令生成部、５６ ２相３相変換部、５８ スイッチング信号生成部、６０ ３相２相変換部、６２ 回転数演算部、７０ 矩形波制御ブロック、７２ ３相２相変換部、７４ トルク推定部、７６ 電圧位相演算部、７８ 矩形波生成部、８０ スイッチング信号生成部、９０ 制御方式選択部、９２ コンバータ制御部、Ｂ バッテリ、Ｍ 交流モータ、Ｄ１〜Ｄ８ ダイオード、Ｅ１〜Ｅ８ スイッチング素子。

Claims (8)

1. 直流電源と、直流電源から供給される直流電圧を昇圧可能な電圧変換部と、電圧変換部から供給される直流電圧を交流モータ駆動のための交流電圧に変換するインバータと、電圧変換部およびインバータに制御信号を出力する制御部とを備えるモータ駆動制御装置であって、
   制御部は、交流モータ制御に関して第１のマップと第２のマップとを有し、第１のマップおよび第２のマップはモータ回転数とモータ最大出力トルクとの関係は同じであるが、第１のマップは第２のマップよりもコンバータの昇圧開始ポイントが高回転域に設定されることで比較的広い矩形波制御領域を含むマップであり、第２のマップは主としてパルス幅変調制御を実行するためのマップであり、制御部はさらに直流電源の状態に応じて第１のマップに基づく制御から第２のマップに基づく制御へ切り替えるマップ切替部を含むことを特徴とするモータ駆動制御装置。
2. 請求項１に記載のモータ駆動制御装置において、
   第２のマップでは、直流電源の出力電圧からコンバータによる昇圧上限電圧までのパルス幅変調制御可能な全領域がパルス幅変調制御領域になっているのに対し、第１のマップでは、直流電源の出力電圧をコンバータで昇圧することなくそのまま用いて、矩形波制御を行う矩形波制御領域とパルス幅変調制御を行うパルス幅変調制御領域とを含むことを特徴とするモータ駆動制御装置。
3. 請求項１に記載のモータ駆動制御装置において、
   マップ切替部は、直流電源の出力電圧が所定値よりも低いときに第１のマップから第２のマップへの切替制御を実行することを特徴とするモータ駆動制御装置。
4. 請求項１に記載のモータ駆動制御装置において、
   マップ切替部は、直流電源の出力電圧が所定値よりも低く、かつ、コンバータ入力電圧が所定値よりも低いときに第１のマップから第２のマップへの切替制御を実行することを特徴とするモータ駆動制御装置。
5. 請求項１に記載のモータ駆動制御装置において、
   マップ切替部は、直流電源の出力電圧が所定値よりも低く、かつ、電圧変換部の出力電圧値に対するモータ入力電圧の振幅値の比である変調率が所定値よりも大きいときに第１のマップから第２のマップへの切替制御を実行することを特徴とするモータ駆動制御装置。
6. 請求項１に記載のモータ駆動制御装置において、
   マップ切替部は、直流電源の出力電圧が所定値よりも低く、かつ、第１のマップに基づく矩形波制御実行中のときに、第１のマップから第２のマップへの切り替えを行う際に、電圧変換部での昇圧レートに制限をかけることを特徴とするモータ駆動制御装置。
7. 請求項１に記載のモータ駆動制御装置において、
   マップ切替部は、直流電源の出力電圧が所定値よりも低く、かつ、モータ回転数が所定値よりも小さいときに第１のマップから第２のマップへの切替制御を実行することを特徴とするモータ駆動制御装置。
8. 請求項１に記載のモータ駆動制御装置において、
   制御部は、モータが力行中か回生中かを判定する判定手段をさらに有し、マップ切替部は、モータが回生中のときには第１のマップから第２のマップへの切り替えを行わないことを特徴とするモータ駆動制御装置。

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