JP5109290B2 - 電動機駆動制御システムおよびその制御方法 - Google Patents

Description

この発明は、電動機駆動制御システムに関し、より特定的には直流電圧を可変制御可能なコンバータを含んで構成される電動機駆動制御システムに関する。

従来より、交流電動機を駆動する電動機駆動制御システムの一形式として、コンバータによって可変制御された直流電圧を、インバータによって交流電動機を駆動制御する交流電圧に変換する構成が用いられている（たとえば特許文献１および２）。

たとえば、特開２００３−３３０７１号公報（特許文献１）には、ＰＡＭ（パルス振幅変調）回路としてのコンバータと、このＰＡＭ回路の出力電圧を交流電圧に変換するＰＷＭ（パルス幅変調）回路としてのインバータとを備えたモータ制御装置が開示されている。特に、特許文献１に開示されたモータ制御装置では、コンバータおよびインバータのスイッチング素子の耐久性を均等にすることによって、装置全体の寿命を向上させることが開示されている。

また、特開２００３−１１６２８０号公報（特許文献２）に開示された駆動装置では、モータに要求される動力を電力変換して得られたバッテリ出力要求電力をバッテリの端子間電圧で除算してコンバータ内のリアクトルを流れる電流を演算する。そして、演算された電流に応じて、コンバータを構成するトランジスタのキャリア周波数を、コンバータ損失が最小となるように設定して、駆動装置のエネルギ効率を向上させることができる。

また、特開２００３−３４８８９２号公報（特許文献３）および特開２００１−２３８４９０号公報（特許文献４）には、直流電圧制御機能付きコンバータの出力を複数のモータ駆動回路（モータ制御機能付きインバータ）により共有して、複数のモータを効率よく制御するモータ制御装置が開示されている。特許文献３および４に開示された構成では、各インバータの通流率やモータ負荷等からコンバータが出力する直流電圧値を変更することが開示されている。
特開２００３−３３０７１号公報 特開２００３−１１６２８０号公報 特開２００３−３４８８９２号公報 特開２００１−２３８４９０号公報

特許文献１〜４に開示されたような、可変制御されるコンバータの出力電圧をインバータにより交流電圧に変換して交流電動機を駆動する構成では、コンバータの出力電圧、すなわちインバータの直流リンク側電圧の電圧レベルに従って、システムの各構成要素での損失が変化するため、システム全体の効率も変化することが予想される。

しかしながら、特許文献１〜４には、上記のような構成の電動機駆動制御システムにおいて、システム全体の効率を考慮して、コンバータが可変制御する直流電圧値を定めることについては開示も示唆もされていない。

この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的には、直流電圧を可変制御可能に構成されたコンバータおよびコンバータの出力電圧を交流電圧に変換するインバータを含む構成の電動機駆動制御システムにおいて、システム全体での電力損失が最小となるようにコンバータの出力電圧を適切に設定して、システムの全体効率を向上させることである。

この発明による電動機駆動制御システムは、直流電源と、コンバータと、インバータと、電圧設定手段とを備える。コンバータは、直流電源の出力電圧を昇圧可能に構成されて、直流電源の出力電圧を電圧指令値に従って可変制御して直流電源配線に出力するように構成される。インバータは、電動機が動作指令に従って作動するように、複数のスイッチング素子により直流電源配線上の直流電力と電動機を駆動する交流電力との間で電力変換を行なう。電圧設定手段は、コンバータの電圧指令値を設定する。さらに、電圧設定手段は、最小電圧設定手段と、第１から第４の損失推定手段と、最適電圧決定手段と、電圧指令発生手段とを含む。最小電圧設定手段は、記電動機の動作状態に基づき、電動機の誘起電圧に対応させて必要最小電圧を求める。第１の損失推定手段は、予め設定された損失特性に基づき直流電源での電力損失を推定する。第２の損失推定手段は、予め設定された損失特性に基づきコンバータでの電力損失を推定する。第３の損失推定手段は、予め設定された損失特性に基づきインバータでの電力損失を推定する。第４の損失推定手段は、予め設定された損失特性に基づき電動機での電力損失を推定する。最適電圧決定手段は、最小電圧設定手段により求められた必要最小電圧より高く、かつ、コンバータの出力上限電圧より低い電圧範囲内で、第１から第４の損失推定手段により推定された電力損失の総和が最小となる直流電源配線上の直流電圧に対応させて電圧指令値を発生する。

上記電動機駆動制御システムによれば、直流電源電圧を昇圧可能に構成されたコンバータおよび、このコンバータの出力電圧を電動機駆動制御用の交流電圧に変換するインバータを備えた構成において、直流電源、コンバータ、インバータおよび電動機のそれぞれででの電力損失推定に基づき、システム全体での電力損失の総和が最小値となるような最適電圧に対応させて、かつ、電動機の誘起電圧よりも高い範囲内でコンバータの出力電圧指令値を設定することができる。これにより、コンバータ出力電圧の適切な設定により、システムの全体効率を向上させることができる。

好ましくは、上記電動機駆動制御システムでは、インバータの制御手段は、電圧指令値に応じてインバータに対するスイッチング制御を行なう複数の制御方式を有し、この複数の制御方式のうち１つの制御方式を選択する制御方式選択手段を含む。そして、第３の損失推定手段は、制御方式ごとに設定された損失特性に基づき、電動機の回転数およびトルクならびに制御方式選択手段により選択される制御方式に応じて、インバータでの電力損失を推定する。

上記により、電動機の動作状態に応じてインバータの制御方式を切換える制御構成において、この制御方式ごとにインバータでの電力損失特性が異なる点を反映して、システム全体での電力損失をより正確に推定することができる。したがって、システムの全体効率を高めるためのコンバータ出力電圧の設定をより適切に行なうことができる。

さらに好ましくは、上記電動機駆動制御システムでは、複数の制御方式は、正弦波パルス幅変調制御、過変調パルス幅変調制御、および矩形波電圧制御とを含む。正弦波パルス幅変調制御は、電動機に印加される各相電圧が、電圧指令値に応じたパルス幅変調波形電圧となるようにインバータに対してスイッチング制御を行なう。過変調パルス幅変調制御は、電動機に印加される各相電圧が、正弦波パルス幅変調制御よりも変調率の高いパルス幅変調波形電圧となるようにインバータに対してスイッチング制御を行なう。矩形波電圧制御は、電動機に印加される各相電圧が、電圧指令値に応じた矩形波電圧となるようにインバータに対してスイッチング制御を行なう。

上記により、上記電動機駆動制御システムによれば、インバータの制御方式として、正弦波パルス幅変調方式、過変調パルス幅方式および矩形波電圧制御方式とを切換える制御構成において、コンバータ出力電圧の適切な設定により、システムの全体効率を向上させることができる。

あるいは好ましくは、上記電動機駆動制御システムでは、損失特性は、電動機の回転数およびトルクならびに直流電源配線上の直流電圧のうちの少なくとも１つに対する電力損失の変化を表わす。

上記電動機駆動制御システムによれば、電動機の回転数およびトルクならびにコンバータ出力電圧に対する電力損失特性を、直流電源、コンバータ、インバータ、電動機のそれぞれにおいて設定することにより、コンバータ出力電圧に応じたシステム全体での電力損失の総和の変化をより確実に推定することができる。これにより、システムの全体効率を高めるためのコンバータ出力電圧の設定をより適切に行なうことができる。

この発明によれば、直流電圧を可変制御可能に構成されたコンバータおよびコンバータの出力電圧を交流電圧に変換するインバータを含む構成の電動機駆動制御システムにおいて、コンバータの出力電圧を適切に設定することによって、システム全体での電力損失を最小として全体効率を向上させることができる。

以下において、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則的に繰返さないものとする。

図１は、本発明の実施の形態による電動機駆動制御システムが搭載される構成の一例として示されるハイブリッド車両１００の構成を説明するブロック図である。

図１を参照して、ハイブリッド車両１００は、エンジン１１０と、動力分割機構１２０と、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２と、減速機１３０と、駆動軸１４０および車輪（駆動輪）１５０を備える。ハイブリッド車両１００は、さらに、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２を駆動制御するための、直流電圧発生部１０♯と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ２０，３０と、制御装置５０とを備える。

エンジン１１０は、たとえば、ガソリンエンジンやディーゼルエンジン等の内燃機関により構成される。エンジン１１０には、冷却水の温度を検知する冷却水温センサ１１２が設けられる。冷却水温センサ１１２の出力は、制御装置５０へ送出される。

動力分割機構１２０は、エンジン１１０の発生する動力を、駆動軸１４０への経路とモータジェネレータＭＧ１への経路とに分割可能に構成される。動力分割機構１２０としては、サンギヤ、プラネタリギヤおよびリングギヤの３つの回転軸を有する遊星歯車機構を用いることができる。たとえば、モータジェネレータＭＧ１のロータを中空としてその中心にエンジン１１０のクランク軸を通すことで、動力分割機構１２０にエンジン１１０とモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２とを機械的に接続することができる。具体的には、モータジェネレータＭＧ１のロータをサンギヤに接続し、エンジン１１０の出力軸をプラネタリギヤに接続し、かつ、出力軸１２５をリングギヤに接続する。モータジェネレータＭＧ２の回転軸とも接続された出力軸１２５は、減速機１３０を介して駆動輪１５０を回転駆動するための駆動軸１４０に接続される。なお、モータジェネレータＭＧ２の回転軸に対する減速機をさらに組込んでもよい。

モータジェネレータＭＧ１は、エンジン１１０によって駆動される発電機として動作し、かつ、エンジン１１０の始動を行なう電動機として動作するものとして、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成される。

同様に、モータジェネレータＭＧ２は、出力軸１２５および減速機１３０を介して、駆動軸１４０へ出力が伝達される車両駆動力発生用としてハイブリッド車両１００に組込まれる。さらに、モータジェネレータＭＧ２は、車輪１５０の回転方向と反対方向の出力トルクを発生することによって回生発電を行なうように電動機および発電機への機能を併せ持つように構成される。

次に、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２を駆動制御するための構成について説明する。

直流電圧発生部１０♯は、走行用バッテリＢと、平滑コンデンサＣ１と、昇降圧コンバータ１５とを含む。走行用バッテリＢは本発明における「直流電源」に対応し、昇降圧コンバータ１５は、本発明での「コンバータ」に対応する。

走行用バッテリＢとしては、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池を適用可能である。なお、以下、本実施の形態では、二次電池で構成された走行用バッテリＢを「直流電源」とする構成について説明するが、走行用バッテリＢに代えて、電気二重層キャパシタ等の蓄電装置を適用することも可能である。

走行用バッテリＢが出力するバッテリ電圧Ｖｂは電圧センサ１０によって検知され、走行用バッテリＢに入出力されるバッテリ電流Ｉｂは電流センサ１１によって検知される。さらに、走行用バッテリＢには、温度センサ１２が設けられる。なお、走行用バッテリＢの温度が局所的に異なる可能性があるため、温度センサ１２は、走行用バッテリＢの複数箇所に設けてもよい。電圧センサ１０、電流センサ１１および温度センサ１２によって検出された、バッテリ電圧Ｖｂ、バッテリ電流Ｉｂおよびバッテリ温度Ｔｂは、制御装置５０へ出力される。

平滑コンデンサＣ１は、接地ライン５および電源ライン６の間に接続される。なお、走行用バッテリＢの正極端子および電源ライン６の間、ならびに、走行用バッテリＢの負極端子および接地ライン５の間には、車両運転時にオンされ、車両運転停止時にオフされるリレー（図示せず）が設けられる。

昇降圧コンバータ１５（以下、単にコンバータとも称する）は、リアクトルＬ１と、スイッチング制御される電力用半導体スイッチング素子（以下、「スイッチング素子」と称する）Ｑ１，Ｑ２とを含む。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電源ライン６の間に接続される。また、平滑コンデンサＣ０は、電源ライン７および接地ライン５の間に接続される。

スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電源ライン７および接地ライン５の間に直列に接続される。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオンオフは、制御装置５０からのスイッチング制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。

この発明の実施の形態において、スイッチング素子としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。

インバータ２０および３０の直流電圧側は、共通の接地ライン５および電源ライン７を介して、コンバータ１５と接続される。すなわち、電源ライン７は、本発明での「直流電源配線」に対応する。また、モータジェネレータＭＧ１およびＭＧ２は、本発明における「電動機」に対応し、インバータ２０および３０は、本発明での「インバータ」に対応する。

インバータ２０は、電源ライン７および接地ライン５の間に並列に設けられる、Ｕ相アーム２２と、Ｖ相アーム２４と、Ｗ相アーム２６とから成る。各相アームは、電源ライン７および接地ライン５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相アーム２２は、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２から成り、Ｖ相アーム２４は、スイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４から成り、Ｗ相アーム２６は、スイッチング素子Ｑ１５，Ｑ１６から成る。また、スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１６に対して、逆並列ダイオードＤ１１〜Ｄ１６がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１６のオンオフは、制御装置５０からのスイッチング制御信号Ｓ１１〜Ｓ１６によって制御される。

モータジェネレータＭＧ１は、固定子に設けられたＵ相コイル巻線Ｕ１、Ｖ相コイル巻線Ｖ１およびＷ相コイル巻線Ｗ１と、図示しない回転子とを含む。Ｕ相コイル巻線Ｕ１、Ｖ相コイル巻線Ｖ１およびＷ相コイル巻線Ｗ１の一端は、中性点Ｎ１で互いに接続され、その他端は、インバータ２０のＵ相アーム２２、Ｖ相アーム２４およびＷ相アーム２６とそれぞれ接続される。インバータ２０は、制御装置５０からのスイッチング制御信号Ｓ１１〜Ｓ１６に応答したスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１６のオンオフ制御（スイッチング制御）により、直流電圧発生部１０♯およびモータジェネレータＭＧ１の間での双方向の電力変換を行なう。

具体的には、インバータ２０は、制御装置５０によるスイッチング制御に従って、電源ライン７から受ける直流電圧を３相交流電圧に変換し、その変換した３相交流電圧をモータジェネレータＭＧ１へ出力することができる。これにより、モータジェネレータＭＧ１は、指定されたトルクを発生するように駆動される。また、インバータ２０は、エンジン１１０の出力を受けてモータジェネレータＭＧ１が発電した３相交流電圧を制御装置５０によるスイッチング制御に従って直流電圧に変換し、その変換した直流電圧を電源ライン７へ出力することもできる。

インバータ３０は、インバータ２０と同様に構成されて、スイッチング制御信号Ｓ２１〜Ｓ２６によってオンオフ制御されるスイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２６および、逆並列ダイオードＤ２１〜Ｄ２６を含んで構成される。

モータジェネレータＭＧ２は、モータジェネレータＭＧ１と同様に構成されて、固定子に設けられたＵ相コイル巻線Ｕ２、Ｖ相コイル巻線Ｖ２およびＷ相コイル巻線Ｗ２と、図示しない回転子とを含む。モータジェネレータＭＧ１と同様に、Ｕ相コイル巻線Ｕ２、Ｖ相コイル巻線Ｖ２およびＷ相コイル巻線Ｗ２の一端は、中性点Ｎ２で互いに接続され、その他端は、インバータ３０のＵ相アーム３２、Ｖ相アーム３４およびＷ相アーム３６とそれぞれ接続される。

インバータ３０は、制御装置５０からのスイッチング制御信号Ｓ２１〜Ｓ２６に応答したスイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２６のオンオフ制御（スイッチング制御）により、直流電圧発生部１０♯およびモータジェネレータＭＧ２の間での双方向の電力変換を行なう。

具体的には、インバータ３０は、制御装置５０によるスイッチング制御に従って、電源ライン７から受ける直流電圧を３相交流電圧に変換し、その変換した３相交流電圧をモータジェネレータＭＧ２へ出力することができる。これにより、モータジェネレータＭＧ２は、指定されたトルクを発生するように駆動される。また、インバータ３０は、車両の回生制動時、車輪１５０からの回転力を受けてモータジェネレータＭＧ２が発電した３相交流電圧を制御装置５０によるスイッチング制御に従って直流電圧に変換し、その変換した直流電圧を電源ライン７へ出力することができる。

なお、ここでいう回生制動とは、ハイブリッド車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の各々には電流センサ２７および回転角センサ（レゾルバ）２８が設けられる。三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ２７は２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。回転角センサ２８は、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の図示しない回転子の回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置５０へ送出する。制御装置５０では、回転角θに基づきモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の回転数Ｎｍｔ（回転角速度ω）を算出することができる。なお、本発明の実施の形態では、「回転数」との文言は、特に説明がない限り単位時間当たり（代表的には毎分当たり）の回転数をいうものとする。

これらのセンサによって検出された、モータジェネレータＭＧ１のモータ電流ＭＣＲＴ（１）およびロータ回転角θ（１）ならびに、モータジェネレータＭＧ２のモータ電流ＭＣＲＴ（２）およびロータ回転角θ（２）は、制御装置５０へ入力される。さらに、制御装置５０は、モータ指令としての、モータジェネレータＭＧ１のトルク指令値Ｔｑｃｏｍ（１）および回生動作を示す制御信号ＲＧＥ（１）、ならびに、モータジェネレータＭＧ２のトルク指令値Ｔｑｃｏｍ（２）および回生動作を示す制御信号ＲＧＥ（２）の入力を受ける。

電子制御ユニット（ＥＣＵ）で構成される制御装置５０は、マイクロコンピュータ（図示せず）、ＲＡＭ（Random Access Memory)５１およびＲＯＭ（Read Only Memory）５２
を含んで構成され、所定のプログラム処理に従って、上位の電子制御ユニット（ＥＣＵ）から入力されたモータ指令に従ってモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２が動作するように、コンバータ１５およびインバータ２０，３０のスイッチング制御のためのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２（コンバータ１５）、Ｓ１１〜Ｓ１６（インバータ２０）、およびＳ２１〜Ｓ２６（インバータ３０）を生成する。

さらに、制御装置５０には、走行用バッテリＢに関する、充電率（ＳＯＣ：State of Charge）や充放電制限を示す入力可能電力Ｗｉｎ，Ｗｏｕｔ等の情報が入力される。これにより、制御装置５０は、走行用バッテリＢの過充電あるいは過放電が発生しないように、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２での消費電力および発電電力（回生電力）を必要に応じて制限する機能を有する。

また、本実施の形態では、単一の制御装置（ＥＣＵ）５０によってインバータ制御におけるスイッチング周波数を切換える機構について説明したが、複数の制御装置（ＥＣＵ）の協調動作によって同様の制御構成を実現することも可能である。

次に、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の駆動制御におけるコンバータ１５およびインバータ２０，３０の動作について説明する。

コンバータ１５の昇圧動作時には、制御装置５０は、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の運転状態に応じて直流電圧ＶＨ（インバータ２０，３０の直流側電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧ＶＨ」とも称する）の電圧指令値ＶＨ♯（以下、システム電圧指令値ＶＨ♯とも称する）を設定し、システム電圧指令値ＶＨ♯および電圧センサ１３の検出値に基づいて、コンバータ１５の出力電圧がシステム電圧指令値ＶＨ♯と等しくなるようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。

コンバータ１５は、昇圧動作時には、走行用バッテリＢから供給された直流電圧（バッテリ電圧）Ｖｂを昇圧したシステム電圧ＶＨをインバータ２０，３０へ共通に供給する。より具体的には、制御装置５０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のデューティ比（オン期間比率）が設定され、昇圧比は、デューティ比に応じたものとなる。

また、コンバータ１５は、降圧動作時には、平滑コンデンサＣ０を介してインバータ２０，３０から供給された直流電圧（システム電圧）を降圧して走行用バッテリＢを充電する。より具体的には、制御装置５０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のみがオンする期間と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両方がオフする期間とが交互に設けられ、降圧比は上記オン期間のデューティ比に応じたものとなる。

平滑コンデンサＣ０は、コンバータ１５からの直流電圧（システム電圧）を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ２０，３０へ供給する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわち、システム電圧ＶＨを検出し、その検出値を制御装置５０へ出力する。

インバータ３０は、制御装置５０からのスイッチング制御信号Ｓ２１〜Ｓ２６に応答したスイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２６のオンオフ動作（スイッチング動作）により、トルク指令値Ｔｑｃｏｍ（２）に従ったトルクが出力されるように、モータジェネレータＭＧ２を駆動する。トルク指令値Ｔｑｃｏｍ（２）は、運転状況に応じたモータジェネレータＭＧ２への出力（トルク×回転数）要求に従って、正値（Ｔｑｃｏｍ（２）＞０）、零（Ｔｑｃｏｍ（２）＝０）、または負値（Ｔｑｃｏｍ（２）＜０）に適宜設定される。

特にハイブリッド車両の回生制動時には、モータジェネレータＭＧ２のトルク指令値は負に設定される（Ｔｑｃｏｍ（２）＜０）。この場合には、インバータ３０は、スイッチング制御信号Ｓ２１〜Ｓ２６に応答したスイッチング動作により、モータジェネレータＭＧ２が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧）を平滑コンデンサＣ０を介してコンバータ１５へ供給する。

また、インバータ２０は、上記のインバータ３０の動作と同様に、制御装置５０からのスイッチング制御信号Ｓ１１〜Ｓ１６に従ったスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１６のオンオフ制御により、モータジェネレータＭＧ１が指令値に従って動作するように電力変換を行なう。

このように、制御装置５０がトルク指令値Ｔｑｃｏｍ（１），Ｔｑｃｏｍ（２）に従ってモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２を駆動制御することにより、ハイブリッド車両１００では、モータジェネレータＭＧ２での電力消費による車両駆動力の発生、モータジェネレータＭＧ１での発電による走行用バッテリＢの充電電力またはモータジェネレータＭＧ２の消費電力の発生、およびモータジェネレータＭＧ２での回生制動動作（発電）による走行用バッテリＢの充電電力の発生を、車両の運転状態に応じて適宜に実行できる。

次に、制御装置５０によるインバータ２０，３０における電力変換制御について詳細に説明する。なお、以下に説明するインバータ制御は、インバータ２０および３０に共通するものである。

図２は、図１の電動機駆動制御システムで用いられるインバータ制御方式を説明する図である。

図２に示すように、本発明の実施の形態による電動機駆動制御システムでは、インバータ２０，３０による電動機制御について３つの制御方式を切換えて使用する。

正弦波ＰＷＭ（パルス幅変調）制御は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、各相アームにおけるスイッチング素子のオンオフを、正弦波状の電圧指令値と搬送波（代表的には、三角波）との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティ比が制御される。周知のように、正弦波ＰＷＭ制御では、この基本波成分振幅をインバータの直流側電圧（すなわち、システム電圧ＶＨ）の０．６１倍までしか高めることができない。

一方、矩形波電圧制御では、上記一定期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分をモータジェネレータＭＧに印加する。これにより、変調率は０．７８まで高められる。

過変調ＰＷＭ制御は、搬送波の振幅を縮小するようにを歪ませた上で上記正弦波ＰＷＭ制御と同様のＰＷＭ制御を行なうものである。この結果、基本波成分を歪ませることができ、変調率を０．６１〜０．７８の範囲まで高めることができる。

モータジェネレータＭＧ（ＭＧ１，ＭＧ２を総括的に表記するもの、以下同じ）では、回転数および／またはトルクが増加すると、逆起電力が増加して誘起電圧が高くなるため、その必要電圧が高くなる。これに伴い、コンバータ１５の出力電圧（システム電圧ＶＨ）は、この必要電圧よりも高く設定する必要がある。その一方で、コンバータ１５の昇圧には限界があり、その出力電圧には上限値（すなわち、最大システム電圧）が存在する。

したがって、必要電圧（誘起電圧）が最大システム電圧より低い領域では、正弦波ＰＷＭ制御または過変調ＰＷＭ制御による最大トルク制御が適用されて、ベクトル制御に従ったモータ電流制御によって出力トルクがトルク指令値Ｔｑｃｏｍに制御される。

その一方で、モータ必要電圧（誘起電圧）が最大システム電圧に達すると、システム電圧ＶＨを維持した上で弱め界磁制御に相当する矩形波電圧制御が適用される。矩形波電圧制御方式では、基本波成分の振幅が固定されるため矩形波パルスの電圧位相制御によってトルク制御が実行される。

なお、システム電圧ＶＨが同一、すなわちインバータ２０，３０によりスイッチングされる直流電圧が同一の下で、同一のモータ電流を供給する場合には、インバータでのスイッチング損失は、単位時間内のスイッチング回数に依存する。したがって、このような同一条件の下では、正弦波ＰＷＭ制御にてスイッチング損失が最大となり、矩形波電圧制御にてスイッチング損失が最小となり、過変調ＰＷＭ制御ではスイッチング損失は両者の中間となる。

図３には、正弦波ＰＷＭ制御方式および過変調ＰＷＭ制御方式における制御ブロック図が示される。制御装置５０に予め記憶されたプログラムを所定周期で実行することによって、図３に示したブロック図に従う電動機制御が実現される。

図３を参照して、ＰＷＭ制御ブロック２００は、電流指令生成部２１０と、座標変換部２２０，２５０と、回転数演算部２３０と、ＰＩ演算部２４０と、ＰＷＭ信号生成部２６０とを含む。

電流指令生成部２１０は、予め作成されたマップ等に従って、トルク指令値Ｔｑｃｏｍ（Ｔｑｃｏｍ（１）およびＴｑｃｏｍ（２）を総括的に表記するもの、以下同じ）に応じた、ｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍを生成する。

座標変換部２２０は、回転角センサ２８によって検出されるモータジェネレータＭＧの回転角θを用いた座標変換（３相→２相）により、電流センサ２７によって検出されたＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗを基に、ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑを算出する。回転数演算部２３０は、回転角センサ２８からの出力に基づいて、モータジェネレータＭＧの回転数Ｎｍｔ（または回転角速度ω）を演算する。

ＰＩ演算部２４０には、ｄ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｄ（ΔＩｄ＝Ｉｄｃｏｍ−ｉｄ）およびｑ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｑ（ΔＩｑ＝Ｉｑｃｏｍ−ｉｑ）が入力される。ＰＩ演算部２４０は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄおよびｑ軸電流偏差ΔＩｑのそれぞれについて、所定ゲインによるＰＩ演算を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を生成する。

座標変換部２５０は、モータジェネレータＭＧの回転角θを用いた座標変換（２相→３相）によって、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。なお、ｄ軸，ｑ軸電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯から各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗへの変換には、システム電圧ＶＨも反映される。

ＰＷＭ信号生成部２６０は、各相における電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと所定の搬送波との比較に基づいて、図１に示したスイッチング制御信号Ｓ１１〜Ｓ１６（Ｓ２１〜Ｓ２６）を生成する。

インバータ２０（３０）が、ＰＷＭ制御ブロック２００によって生成されたスイッチング制御信号Ｓ１１〜Ｓ１６（Ｓ２１〜Ｓ２６）に従ってスイッチング制御されることにより、モータジェネレータＭＧに対してトルク指令値Ｔｑｃｏｍに従ったトルクを出力するための交流電圧が印加される。なお、上述のように、過変調ＰＷＭ制御方式時には、ＰＷＭ信号生成部２６０におけるＰＷＭ変調時に用いられる搬送波が、正弦波ＰＷＭ制御方式時の一般的なものから切換えられる。

上記のように、正弦波ＰＷＭ制御方式、過変調ＰＷＭ制御方式および矩形波電圧制御方式の選択については、変調率が考慮される。このため、本発明の実施の形態に従う電動機駆動制御システムでは、必要とされる変調率に応じて制御方式を選択するために、電圧指令値発生部３００、電圧指令振幅算出部３２０、変調率演算部３３０および制御方式選択部３４０がさらに設けられる。

電圧指令値発生部３００は、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の動作状態（トルク、回転数）に応じて、システム電圧ＶＨの電圧指令値ＶＨ♯を設定する。なお、電圧指令値ＶＨ♯については、後程詳細に説明する。

電圧指令振幅算出部３２０は、ＰＩ演算部２４０によって生成されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯、ならびに電圧位相φ（ｄ軸を基準とした電圧位相）を用いて、下記（１），（２）式に従って線間電圧振幅Ｖａｍｐを算出する。

Ｖａｍｐ＝｜Ｖｄ♯｜・ｃｏｓφ＋｜Ｖｑ♯｜・ｓｉｎφ …（１）
ｔａｎφ＝Ｖｑ♯／Ｖｄ♯ …（２）
変調率演算部３３０は、電圧指令振幅算出部３２０によって算出された線間電圧振幅Ｖａｍｐと、システム電圧の電圧指令値ＶＨ♯とから、下記（３）式に従って実際の変調率Ｋｍｄを算出する。

Ｋｍｄ＝Ｖａｍｐ／ＶＨ♯…（３）
制御方式選択部３４０は、変調率演算部３３０によって算出された変調率Ｋｍｄを実現可能な制御方式を、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御、ならびに矩形波電圧制御のうちから選択する。

ＰＷＭ信号生成部３５０は、電圧センサ１０および１３によって検出されたバッテリ電圧Ｖｂおよびシステム電圧ＶＨの検出値に基づき、コンバータ１５の出力電圧が電圧指令値ＶＨ♯に一致するように、所定のＰＷＭ制御方式に従って、スイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。

図４には、矩形波電圧制御時における制御ブロック図が示される。上述のように、矩形波電圧制御は、変調率演算部３３０により演算された変調率Ｋｍｄが過変調ＰＷＭ制御では実現されない場合に選択される。図４に示したブロック図に従う矩形波電圧制御についても、制御装置５０に予め記憶されたプログラムを所定周期で実行することによって実現される。

図４を参照して、矩形波電圧制御ブロック４００は、電力演算部４１０と、トルク演算部４２０と、ＰＩ演算部４３０と、矩形波発生器４４０と、信号発生部４５０とを含む。

電力演算部４１０は、電流センサ２７によるＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗから求められる各相電流と、各相（Ｕ相，Ｖ相、Ｗ相）電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとにより、下記（４）式に従ってモータ供給電力Ｐｍｔを算出する。

Ｐｍｔ＝ｉｕ・Ｖｕ＋ｉｖ・Ｖｖ＋ｉｗ・Ｖｗ …（４）
トルク演算部４２０は、電力演算部４１０によって求められたモータ電力Ｐｍｔおよび回転角センサ２８によって検出されるモータジェネレータＭＧの回転角θから算出される角速度ωを用いて、下記（５）式に従ってトルク推定値Ｔｑを算出する。

Ｔｑ＝Ｐｍｔ／ω …（５）
ＰＩ演算部４３０へは、トルク指令値Ｔｑｃｏｍに対するトルク偏差ΔＴｑ（ΔＴｑ＝Ｔｑｃｏｍ−Ｔｑ）が入力される。ＰＩ演算部４３０は、トルク偏差ΔＴｑについて所定ゲインによるＰＩ演算を行なって制御偏差を求め、求められた制御偏差に応じて矩形波電圧の位相φｖを設定する。具体的には、正トルク発生（Ｔｑｃｏｍ＞０）時には、トルク不足時には電圧位相を進める一方で、トルク過剰時には電圧位相を遅らせるように電圧位相φｖが制御される。また、負トルク発生（Ｔｑｃｏｍ＜０）時には、トルク不足時には電圧位相を遅らせる一方で、トルク過剰時には電圧位相を進めるように電圧位相φｖが制御される。

矩形波発生器４４０は、ＰＩ演算部４３０によって設定された電圧位相φｖに従って、各相電圧指令値（矩形波パルス）Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを発生する。信号発生部４５０は、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに従ってスイッチング制御信号Ｓ１１〜Ｓ１６（Ｓ２１〜Ｓ２６）を発生する。インバータ２０（３０）がスイッチング制御信号Ｓ１１〜Ｓ１６（Ｓ２１〜Ｓ２６）に従ったスイッチング動作を行なうことにより、電圧位相φｖに従った矩形波パルスが、モータの各相電圧として印加される。

このように、矩形波制御方式時には、トルク（電力）のフィードバック制御により、モータジェネレータＭＧのトルク制御を行なうことができる。ただし、矩形波制御方式ではモータ印加電圧の操作量が位相のみとなるので、モータ印加電圧の振幅および位相を操作量とできるＰＷＭ制御方式と比較して、その制御応答性は低下する。

次に、本発明の実施の形態による電動機駆動制御システムでの特徴点であるシステム電圧指令値ＶＨ♯の設定について詳細に説明する。

図５は、本発明の実施の形態によるシステム電圧指令値設定を説明するフローチャートである。

図５を参照して、制御装置５０は、制御装置５０は、ステップＳ１００により、車両状態（車速、ペダル操作等）に応じて、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２への出力要求（回転数×トルク）に従って、トルク指令値Ｔｑｃｏｍ（１），Ｔｑｃｏｍ（２）を設定する。

制御装置５０は、さらに、ステップＳ１１０により、モータジェネレータＭＧ１の回転数およびトルク指令値Ｔｑｃｏｍ（１）に従い、モータジェネレータＭＧ１の誘起電圧に対応させて必要電圧Ｖｍｇ１を算出する。同様に、制御装置５０は、ステップＳ１２０により、モータジェネレータＭＧ２の回転数およびトルク指令値Ｔｑｃｏｍ（２）に従い、モータジェネレータＭＧ２の誘起電圧に対応させて必要電圧Ｖｍｇ２を算出する。

ここで、モータジェネレータＭＧでは、回転数および／またはトルクが増加すると、逆起電力が増加して誘起電圧が高くなる。したがって、ステップＳ１１０およびＳ１２０では、必要電圧Ｖｍｇ１およびＶｍｇ２は、モータジェネレータＭＧ１およびＭＧ２の誘起電圧以上にそれぞれ設定される。

すなわち、図６に示されるように、モータジェネレータＭＧのトルクおよび回転数に応じて、具体的には、高回転数・高トルクの領域になるに従って、必要電圧Ｖｍｇ１およびＶｍｇ２は、相対的に高く設定される。たとえば、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２のそれぞれについて、図６の特性を反映したマップをトルク指令値Ｔｑｃｏｍおよび回転数Ｎｍｔを引数として参照することにより、ステップＳ１１０，Ｓ１２０における必要電圧Ｖｍｇ１，Ｖｍｇ２の算出を実行できる。

再び図５を参照して、続いて制御装置５０は、ステップＳ１３０により、ステップＳ１１０およびＳ１２０でそれぞれ算出されたＭＧ１必要電圧Ｖｍｇ１およびＭＧ２必要電圧Ｖｍｇ２の最大値である必要最小電圧ＶＨｍｉｎを算出する。すなわち、必要最小電圧ＶＨｍｉｎは、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の誘起電圧よりも高く設定される。

制御装置５０は、ステップＳ１４０により、ステップＳ１３０で求めた必要最小電圧ＶＨｍｉｎから、コンバータ１５の最大出力電圧ＶＨｍａｘの電圧範囲内（以下この電圧範囲を「候補電圧範囲」とも称する）において、複数の候補電圧ＶＨ（１）〜ＶＨ（ｎ）を設定する。ここで、ｎは２以上の整数である。そして、初期値として変数ｉ＝１にセットされる。なお、候補電圧ＶＨ（１）〜ＶＨ（ｎ）の個数および／または電圧間隔については、固定値としてもよく、モータジェネレータＭＧ１、ＭＧ２の動作状態に応じて可変に設定してもよい。また、候補電圧ＶＨ（１）〜ＶＨ（ｎ）の電圧間隔についても、必ずしも等間隔に限定されないものとする。

さらに、制御装置５０は、ステップＳ１５０により、候補電圧ＶＨ（ｉ）における走行用バッテリＢでの電力損失（バッテリ損失）Ｐｌｂを推定する。同様に、制御装置５０は、ステップＳ１５２により、候補電圧ＶＨ（ｉ）におけるコンバータ１５での電力損失（コンバータ損失）Ｐｌｃｖを推定する。さらに、制御装置５０は、ステップＳ１５４により、候補電圧ＶＨ（ｉ）におけるインバータ２０，３０での電力損失（インバータ損失）Ｐｌｉｖ１，Ｐｌｉｖ２を推定する。さらに、制御装置５０は、ステップＳ１５６により、候補電圧ＶＨ（ｉ）におけるモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２での電力損失（ＭＧ損失）Ｐｌｍｇ１，Ｐｌｍｇ２を推定する。

制御装置５０は、ステップＳ１５０、Ｓ１５２、Ｓ１５４およびＳ１５６でそれぞれ推定された、バッテリ損失Ｐｌｂ、コンバータ損失Ｐｌｃｖ、インバータ損失Ｐｌｉｖ１，Ｐｌｉｖ２およびＭＧ損失Ｐｌｍｇ１，Ｐｌｍｇ２の総計である、電力損失の総和Ｐｌｔを算出する（ステップＳ１６０）。そして、制御装置５０は、ステップＳ１６２およびＳ１６５による繰り返し処理により、候補電圧ＶＨ（１）〜ＶＨ（ｎ）のそれぞれについて、システム全体での電力損失の総和Ｐｌｔを算出する。

そして、制御装置５０は、ステップＳ１７０により、電力損失の総和Ｐｌｔが最小となる候補電圧ＶＨ（ｊ）を、候補電圧ＶＨ（１）〜ＶＨ（ｎ）の中から策定する。そして、制御装置５０は、ステップＳ１８０により、候補電圧ＶＨ（ｊ）に基づき最適電圧ＶＨｏｐｔを算出する。この際に、上記候補電圧ＶＨ（ｊ）をそのまま最適電圧ＶＨｏｐｔとしてもよく、あるいは、候補電圧ＶＨ（ｊ）と隣接の候補電圧ＶＨ（ｊ−１）またはＶＨ（ｊ＋１）との補間により、最適電圧ＶＨｏｐｔを算出してもよい。

そして、制御装置５０は、ステップＳ１８０で求めた最適電圧ＶＨｏｐｔに従い電圧指令値ＶＨ♯を設定する（ステップＳ１９０)。基本的には、ＶＨ♯＝ＶＨｏｐｔに設定される。これにより、電動機制御システム全体での電力損失の総和が最小となるようなシステム電圧ＶＨが得られるように、システム電圧指令値ＶＨ♯が設定される。

なお、図５のフローチャートでは図示を省略しているが、ステップＳ１３０によって求められた必要最小電圧ＶＨｍｉｎがコンバータ１５の最大出力電圧ＶＨｍａｘと等しい場合には、システム電圧ＶＨの自由度が存在しないので、ステップＳ１４０〜Ｓ１９０の処理を省略して、電圧指令値ＶＨ♯＝ＶＨｍａｘ（＝ＶＨｍｉｎ）に設定される。

次に、電動機制御システムの各構成要素における電力損失推定の詳細について順次説明する。

バッテリ損失Ｐｌｂは、主に内部抵抗でのジュール損失であり、内部抵抗値ｒおよびバッテリ電流Ｉｂを用いてＩｂ・ｒ²で示される。

図７に示すように、バッテリ電流Ｉｂは、平均電流（直流成分）Ｉｂａｖｅにリップル電流（交流成分）ΔＩｂｒが重畳されたものとなる。このリップル電流ΔＩｂｒは、システム電圧ＶＨおよびバッテリ電圧Ｖｂの電圧差｜ＶＨ−Ｖｂ｜に応じて増大する。

図８に示すように、バッテリ損失Ｐｌｂは、平均電流（直流）Ｉｂａｖｅの二乗に比例した電力損失Ｐｌｂ１と、交流電流成分ΔＩｂｒの二乗に比例した電力損失Ｐｌｂ２の和で示される。ここで、リップル電流による電力損失Ｐｌｂ２は、上記電圧差｜ＶＨ−Ｖｂ｜の上昇に応じて増加する。

したがって、バッテリ損失Ｐｌｂは、バッテリ平均電流（直流）Ｉｂａｖｅ、すなわちＭＧ１，ＭＧ２の動作状態（トルク×回転数）と、電圧差｜ＶＨ−Ｖｂ｜とに基づいて推定できる。

ここで、平均電流Ｉｂａｖｅとバッテリ電圧Ｖｂとの積で示されるバッテリからの入出力電力は、各モータジェネレータＭＧでの消費電力または発電電力の総和に対応し、システム電圧ＶＨに依存して変化するものではない。したがって、電圧指令値ＶＨ♯の最適値を策定するために評価されるべきバッテリ損失Ｐｌｂとしては、主にＰｌｂ２を考慮すればよい。

したがって、バッテリ損失Ｐｌｂについては、電圧差｜ＶＨ−Ｖｂ｜を引数とする、図８の特性を反映したマップを予め作成することにより、候補電圧ＶＨ（ｉ）に対するバッテリ損失Ｐｌｂの変化を推定することができる。

コンバータ１５での損失は、主に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２での損失と、リアクトルＬ１での損失との和となる。いずれも、コンバータ通過電流（すなわちバッテリ電流Ｉｂ）が小さいほど、かつシステム電圧ＶＨが低いほど損失が小さくなる。また、リップル電流ΔＩｂｒが増大すると、電流の二乗に依存する損失が増加するので、電圧差｜ＶＨ−Ｖｂ｜がコンバータ損失Ｐｌｃｖを決めるファクタの１つとなる。

図９を参照して、コンバータ損失Ｐｌｃｖは、基本的には、バッテリ電流Ｉｂの二乗に応じたものとなる。したがって、図９に示すように、コンバータ損失Ｐｌｃｖは、基本的にはバッテリ電流Ｉｂの平均電流Ｉｂａｖｅの二乗に比例した値となり、かつ電圧差｜ＶＨ−Ｖｂ｜の上昇に従って増大する。

したがって、コンバータ損失Ｐｌｃｖについても、バッテリ平均電流）Ｉｂａｖｅ、すなわちＭＧ１，ＭＧ２の動作状態（トルク×回転数）と、電圧差｜ＶＨ−Ｖｂ｜とに基づいて推定できる。上述のように、バッテリ平均電流Ｉｂａｖｅは、システム電圧ＶＨに依存して変化するものではない。このため、電圧指令値ＶＨ♯の最適値を策定するために評価されるべきコンバータ損失Ｐｃｎｖについては、電圧差｜ＶＨ−Ｖｂ｜を引数とする、図９の特性を反映したマップを予め作成することにより、候補電圧ＶＨ（ｉ）に対するコンバータ損失Ｐｌｃｖの変化を推定することができる。

インバータ２０，３０でのインバータ損失は、主にスイッチング素子でのオン損失およびスイッチング損失であり、スイッチング素子を流れる電流が小さいほど、かつシステム電圧ＶＨが低いほど小さくなる。

図１０に示すように、インバータ２０，３０による電動機制御方式は、低回転数の領域５００では正弦波ＰＷＭ制御が選択され、回転数が上昇するに従ってより大きな変調率が必要とされるのに従い、領域５１０では過変調ＰＷＭ制御が選択され、さらに高回転数の領域５２０では、矩形波電圧制御が用いられる。たとえば、一定トルクＴ１の出力時において、ＭＧ回転数の上昇に伴い、ＭＧ回転数＝Ｎ１近傍で正弦波ＰＷＭ制御から過変調ＰＷＭ制御へ制御方式が切換えられ、さらに回転数が上昇すると、回転数＝Ｎ２近傍で過変調ＰＷＭ制御から矩形波電圧制御へ制御方式が切換えられる。

このとき、システム電圧ＶＨを上記必要最小電圧ＶＨｍｉｎに対応して決定すると、システム電圧ＶＨは、回転数の上昇に応じて、バッテリ電圧Ｖｂからコンバータ１５の最大出力電圧ＶＨｍａｘまで上昇していく。そして、ＭＧ回転数≧Ｎ２の領域では、必要最小電圧ＶＨｍｉｎが最大出力電圧ＶＨｍａｘに達するので、システム電圧ＶＨの設定自由度が失われる。

ここで、インバータ電力損失Ｐｌｉｖ１（またはＰｌｉｖ２）は、ＭＧ回転数が回転数Ｎ０〜Ｎ１の領域、すなわち正弦波ＰＷＭ制御が適用されている領域では、同一トルク（Ｔ１）出力時には、システム電圧ＶＨの上昇に応じて各スイッチング素子のスイッチング電圧が上昇することにより、スイッチング損失が増大する。これに伴って、インバータ損失Ｐｌｉｖ１（またはＰｌｉｖ２）が増加する。

しかしながら、回転数Ｎ１を境に、制御方式が正弦波ＰＷＭ制御から、単位時間内のスイッチング回数が相対的に少ない過変調ＰＷＭ制御に切換わることにより、ＭＧ回転数の上昇に伴ってシステム電圧ＶＨがさらに上昇するにもかかわらず、インバータ損失Ｐｌｉｖ１（またはＰｌｉｖ２）は減少する。

さらに回転数が上昇していくと、システム電圧ＶＨの上昇に伴う各スイッチング素子でのスイッチング損失の増大により、インバータ損失Ｐｌｉｖ１（またはＰｌｉｖ２）は徐々に増加する。また、システム電圧ＶＨがコンバータ最大出力電圧ＶＨｍａｘに達して矩形波電圧制御が適用される領域では、モータジェネレータＭＧでの誘起電圧を抑制するために弱め界磁制御を行なってインバータ効率を低下させる必要が生じるので、単位時間当りのスイッチング回数は減少するが、インバータ損失Ｐｌｉｖ１（またはＰｌｉｖ２）は徐々に増加していく。

一方、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２でのＭＧ損失は、各相コイル巻線に流れる電流によって発生する銅損と、鉄心部の磁束変化によって発生する鉄損の和となる。このため、各相コイル巻線を流れる電流が小さいほどＭＧ損失も小さくなる。

したがって、一般的にはモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２でのＭＧ損失については、モータの動作状態（回転数およびトルク）に基づいて推定することができる。

たとえば、図１１には、ある一定回転数の下での、システム電圧および出力トルクと、インバータ２０およびモータジェネレータＭＧ１による電力損失の和Ｐｌｉｖ１＋Ｐｌｍｇ１（およびインバータ３０およびモータジェネレータＭＧによる損失の和Ｐｌｉｖ２＋Ｐｌｍｇ２）との関係が示される。図１１では、上述した適用される制御方式の差異を考慮に入れて、モータジェネレータＭＧの回転数、トルク（トルク指令値）およびシステム電圧に基づいて、インバータ損失およびＭＧ損失を推定するマップを予め設定可能であることを示している。この際に、インバータ損失は、モータジェネレータＭＧの動作状態、（すなわち、回転数およびトルク指令値）に対応させて選択されるべき制御方式を予め設定しておくことによって推定できる。

この結果、図１２に示すように、主にモータジェネレータＭＧ１の回転数・トルク（トルク指令値Ｔｑｃｏｍ（１））、モータジェネレータＭＧ２の回転数・トルク（トルク指令値Ｔｑｃｏｍ（２））、およびシステム電圧ＶＨのうちの少なくとも１つを引数として、バッテリ損失Ｐｌｂを推定するバッテリ損失推定部５５０、コンバータ損失Ｐｌｃｖを推定するコンバータ損失推定部５６０、インバータ損失Ｐｉｎｖ１およびＰｉｎｖ２を推定するインバータ損失推定部５７０、ならびにモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２でのＭＧ損失Ｐｌｍｇ１，Ｐｌｍｇ２を推定するＭＧ損失推定部５８０を構成することができる。

たとえば、バッテリ損失推定部５５０内には、図８に示した特性に基づくマップ５５５を予め作成しておき、当該マップ５５５の参照により、そのときのモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の動作状態およびシステム電圧ＶＨの候補電圧ＶＨ（ｉ）におけるバッテリ損失Ｐｌｂを推定することができる。

同様に、コンバータ損失推定部５６０内には、図９に示した特性に基づくマップ５６５を予め作成しておき、当該マップ５６５の参照により、そのときのモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の動作状態およびシステム電圧ＶＨの候補電圧ＶＨ（ｉ）におけるコンバータ損失Ｐｌｃｖを推定することができる。

なお、上述のように、バッテリ損失Ｐｌｂを推定するマップ５５５および、コンバータ損失Ｐｌｃｖを推定するマップ５６５については、電圧差｜ＶＨ−Ｖｂ｜、あるいはシステム電圧ＶＨ（候補電圧ＶＨ（ｉ））を引数とするマップを構成することも可能である。

また、図１１に示した特性を反映したマップ５７５を構成することにより、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の動作状態（回転数・トルク）および候補電圧ＶＨ（ｉ）を引数として、インバータ損失およびＭＧ損失の和Ｐｌｍｇ１＋Ｐｌｉｖ１（またはＰｌｍｇ２＋Ｐｌｉｖ２）を推定するように、インバータ損失推定部５７０およびＭＧ損失推定部５８０を一体的に構成することができる。

あるいは、インバータ損失推定部５７０は、上述した制御方式をさらに反映してインバータ損失Ｐｌｉｖ１（Ｐｌｉｖ２）を推定するように構成してもよい。

図１３を参照して、インバータ損失推定部５７０♯は、ＭＧ損失推定部５８０とは独立して構成される。上記のように、ＭＧ損失推定部５８０は、モータジェネレータＭＧ１（ＭＧ２）の動作状態（回転数・トルク）を引数とする、銅損および鉄損の推定に基づくマップ５８５により構成される。ＭＧ損失推定部５８０は、マップ５８５の参照により、モータジェネレータＭＧ１（ＭＧ２）の動作状態（回転数・トルク）に基づき、ＭＧ損失Ｐｌｍｇ１およびＰｌｍｇ２を推定する。

インバータ損失推定部５７０♯は、制御方式ごとに設けられたマップ５７５ａ，５７５ｂ，５７５ｃと、出力切換部５７６とを含む。

マップ５７５ａは、正弦波ＰＷＭ制御時における、対応のモータジェネレータＭＧ１（またはＭＧ２）の動作状態（回転数・トルク）およびシステム電圧（候補電圧ＶＨ（ｉ））を引数として、主にスイッチング素子でのスイッチング損失を反映したインバータ損失Ｐｌｉｖ１（Ｐｌｉｖ２）を推定するように構成される。

同様に、マップ５７５ｂは、過変調ＰＷＭ制御時における、対応のモータジェネレータＭＧ１（またはＭＧ２）の動作状態（回転数・トルク）およびシステム電圧（候補電圧ＶＨ（ｉ））を引数として、主にスイッチング素子でのスイッチング損失を反映したインバータ損失Ｐｌｉｖ１（Ｐｌｉｖ２）を推定するように構成される。

また、マップ５７５ｃは、矩形波電圧制御時における、対応のモータジェネレータＭＧ１（またはＭＧ２）の動作状態（回転数・トルク）およびシステム電圧（候補電圧ＶＨ（ｉ））を引数として、主にスイッチング素子でのスイッチング損失を反映したインバータ損失Ｐｌｉｖ１（Ｐｌｉｖ２）を推定するように構成される。

出力切換部５７６は、制御方式選択部３４０の出力に応じて、現在選択されている制御方式に応じて、マップ５７５ａ，５７５ｂ，５７５ｃから１つのマップを選択する。これにより、出力切換部５７６より選択されたマップの参照結果に基づき、インバータ損失Ｐｌｉｖ１（Ｐｌｉｖ２）が推定される。

図１３に示した構成では、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の特性ばらつき（代表的には、回転子に装着される永久磁石の磁性ばらつき）等により、実際の制御動作時における制御方式の切換り点（回転数・トルク）が、設計と異なるものとなった場合にも、インバータ損失をより高精度に推定することができる。

以上説明したように、本発明の実施の形態による電動機駆動制御システムでは、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の最小必要電圧が確保される電圧領域において、直流電源（バッテリ）、コンバータ、インバータおよびモータジェネレータＭＧのそれぞれでの電力損失推定に基づき、システム全体での電力損失の総和が最小となるような最適電圧にシステム電圧ＶＨを設定することができる。これにより、電動機駆動制御システムの全体効率を向上させることができる。この結果、この電動機駆動制御システムを搭載したハイブリッド車両では、燃費向上を図ることができる。

特に、インバータ損失の推定に制御方式を反映することによって、システム電圧ＶＨの変化に対する電動機駆動制御システム全体損失の推定をより高精度に実行することができる。この結果、システム電圧ＶＨの設定をさらに最適化して、電動機駆動制御システムの全体効率をより確実に向上させることができる。

ここで、本実施の形態において、図５のステップＳ１００〜Ｓ１３０は、本発明での「最小電圧設定手段」に対応し、図５のステップＳ１５０または図１２のバッテリ損失推定部５５０は、本発明での「第１の損失推定手段」に対応し、図５のステップＳ１５２または図１２のコンバータ損失推定部５６０は、本発明での「第２の損失推定手段」に対応する。また、図５のステップＳ１５４または図１２のインバータ損失推定部５７０は、本発明での「第３の損失推定手段」に対応し、図５のステップＳ１５６または図１２のＭＧ損失推定部５８０は、本発明における「第４の損失推定手段」に対応する。さらに、図５のステップＳ１６０〜Ｓ１８０は、本発明での「最適電圧設定手段」に対応し、図５のステップＳ１６０，Ｓ１７０は、本発明での「電圧指令設定手段」に対応する。

なお、この実施の形態において、バッテリ損失、コンバータ損失、インバータ損失およびＭＧ損失の算出例は代表的なものを示したに過ぎず、その他の方式あるいはその他の変数に基づいて、これらの損失を推定する構成とすることも可能である。この際にも、図５に示したフローチャートに従って、各構成要素での損失推定値を総和してシステム全体の電力損失が最低となるシステム電圧ＶＨを策定することにより、最適電圧ＶＨｏｐｔを算出しこれに見合った電圧指令値ＶＨ♯を設定することができる。

また、バッテリ損失、コンバータ損失、インバータ損失およびＭＧ損失のうちの、システム電圧ＶＨの変化に対する変化度合いが大きい一部のものに絞って、電力損失推定およびその総和を求める制御構成としてもよい。この場合には、演算負荷を軽減した上でシステム電圧ＶＨの設定を適正化できる。

また、本発明の実施の形態では、ハイブリッド車両に搭載される電動機駆動制御システムについて代表的に例示したが、本発明の適用はこのようなケースに限定されるものではない。すなわち、本発明に従うモータ駆動システムは、電気自動車に代表されるハイブリッド車両以外の電動車両に搭載される電動機駆動制御システムに適用することも可能である。また、直流電圧を可変制御可能なコンバータを含む構成の電動機駆動制御システムであれば、駆動制御されるモータジェネレータ（または、電動機・発電機）の個数や種類また、モータジェネレータ（電動機）により駆動される負荷を限定することなく、本発明の適用が可能である。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

本発明の実施の形態による電動機駆動制御システムが搭載される構成の一例として示されるハイブリッド車両の構成を説明するブロック図である。 図１の電動機駆動制御システムで用いられるインバータ制御方式を説明する図である。 正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御における制御ブロック図である。 矩形波制御時における制御ブロック図である。 本発明の実施の形態による電動機駆動制御システムにおけるシステム電圧指令値設定を説明するフローチャートである。 モータジェネレータのトルクおよび回転数と必要電圧（誘起電圧）との関係を示す概念図である。 バッテリ電流の形態を示す概略波形図である。 バッテリ損失の変化特性を説明する概念図である。 コンバータ損失の変化特性を説明する概念図である。 インバータ損失の変化特性を説明する概念図である。 インバータ損失およびＭＧ損失の和の変化特性の例を説明する概念図である。 本発明の実施の形態による電動機駆動制御システムの各構成要素での電力損失推定例を説明するブロック図である。 本発明の実施の形態による電動機駆動制御システムの各構成要素での電力損失推定の他の例を説明するブロック図である。

符号の説明

５ 接地ライン、６，７ 電源ライン、１０♯ 直流電圧発生部、１０，１３ 電圧センサ、１１ 電流センサ、１２ 温度センサ、１５ 昇降圧コンバータ、２０，３０ インバータ、２２，３２ Ｕ相アーム、２４，３４ Ｖ相アーム、２６，３６ Ｗ相アーム、２７ 電流センサ、２８ 回転角センサ、５０ 制御装置（ＥＣＵ）、１００ ハイブリッド車両、１１０ エンジン、１１２ 冷却水温センサ、１２０ 動力分割機構、１２５ 出力軸、１３０ 減速機、１４０ 駆動軸、１５０ 車輪（駆動輪）、２００ ＰＷＭ制御ブロック、２１０ 電流指令生成部、２２０，２５０ 座標変換部、２３０ 回転数演算部、２４０ ＰＩ演算部、２６０，４５０ ＰＷＭ信号生成部（インバータ）、３００ 電圧指令値発生部、３２０ 電圧指令振幅算出部、３３０ 変調率演算部、３４０ 制御方式選択部、３５０ ＰＷＭ信号生成部（コンバータ）、４００ 矩形波電圧制御ブロック、４１０ 電力演算部、４２０ トルク演算部、４３０ ＰＩ演算部、４４０ 矩形波発生器、５００ 正弦波ＰＷＭ制御領域、５１０ 過変調制御領域、５２０ 矩形波電圧制御領域、５５０ バッテリ損失推定部、５５５，５６５，５７５，５７５ａ，５７５ｂ，５７５ｃ 損失推定マップ、５６０ コンバータ損失推定部、５７０ インバータ損失推定部、５７６ 出力切換部、５８０ ＭＧ損失推定部、Ｂ 走行用バッテリ、Ｃ０，Ｃ１ 平滑コンデンサ、Ｄ１，Ｄ２，Ｄ１１〜Ｄ１６，Ｄ２１〜Ｄ２６ 逆並列ダイオード、Ｉｂ バッテリ電流、Ｉｂａｖｅ バッテリ平均電流、ｉｄ ｄ軸電流、Ｉｄｃｏｍ ｄ軸電流指令値、ｉｑ ｑ軸電流、Ｉｑｃｏｍ ｑ軸電流指令値、ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ 三相電流、Ｋｍｄ 変調率、Ｌ１ リアクトル、ＭＣＲＴ モータ電流、ＭＧ１，ＭＧ２ モータジェネレータ、Ｎ１，Ｎ２ 中性点、Ｎｍｔ ＭＧ回転数、Ｐｃｎｖ コンバータ損失、Ｐｌｂ（Ｐｌｂ１＋Ｐｌｂ２） バッテリ損失、Ｐｌｃｖ コンバータ損失、Ｐｌｉｖ１，Ｐｉｎｖ２ インバータ損失、Ｐｌｍｇ１，Ｐｌｍｇ２ ＭＧ損失、Ｐｍｔ モータ供給電力、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ１１〜Ｑ１６，Ｑ２１〜Ｑ２６ スイッチング素子（電力用半導体スイッチング素子）、Ｓ１，Ｓ２，Ｓ１１〜Ｓ１６，Ｓ２１〜Ｓ２６ スイッチング制御信号、Ｔｑｃｏｍ，Ｔｑｃｏｍ（１），Ｔｑｃｏｍ（２） トルク指令値、Ｕ１，Ｕ２，Ｖ１，Ｖ２，Ｗ１，Ｗ２ コイル巻線（モータジェネレータ）、Ｖｂ バッテリ電圧、Ｖｄ ｄ軸電圧指令値、ＶＨ システム電圧、ＶＨ♯ システム電圧指令値、ＶＨ（ｉ） 候補電圧、ＶＨｍａｘ コンバータ最大出力電圧、ＶＨｍｉｎ 必要最小電圧、ＶＨｏｐｔ 最適電圧、Ｖｍｇ１，Ｖｍｇ２ 必要電圧（モータジェネレータ）、Ｖｑ ｑ軸電圧指令値、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ 各相電圧指令値、ΔＩｂｒ リップル電流（バッテリ電流）、ΔＩｄ ｄ軸電流偏差、ΔＩｑ ｑ軸電流偏差、θ 回転角（モータジェネレータ）、φｖ 電圧位相、ω 回転角速度（モータジェネレータ）。

Claims (12)

1. 直流電源と、
   前記直流電源の出力電圧を昇圧可能に構成されて、前記直流電源の出力電圧を電圧指令値に従って可変制御して直流電源配線に出力するように構成されたコンバータと、
   電動機が動作指令に従って作動するように、複数のスイッチング素子により前記直流電源配線上の直流電力と前記電動機を駆動する交流電力との間で電力変換を行なうインバータと、
   前記コンバータの前記電圧指令値を設定する制御装置とを備え、
   前記制御装置は、
   予め設定された損失特性に基づき、前記直流電源配線上の直流電圧および前記電動機の動作状態に対する前記直流電源での電力損失を推定する第１の損失推定手段と、
   予め設定された損失特性に基づき、前記直流電圧および前記電動機の動作状態に対する前記コンバータでの電力損失を推定する第２の損失推定手段と、
   予め設定された損失特性に基づき、前記直流電圧および前記電動機の動作状態に対する前記インバータでの電力損失を推定する第３の損失推定手段と、
   前記電動機の現在の動作状態における前記電動機の誘起電圧に対応させて必要最小電圧を求めるとともに、前記必要最小電圧以上、かつ、前記コンバータの出力上限電圧以下の候補電圧範囲内で、複数の前記直流電圧に対して前記電動機の現在の動作状態に基づいて前記第１から第３の損失推定手段により推定された電力損失の合計を含む総和電力損失を算出することによって、当該総和電力損失が最小となる前記直流電圧を策定し、策定した直流電圧に従って前記電圧指令値を設定する電圧指令値発生手段とを含む、電動機駆動制御システム。
2. 前記制御装置は、
   予め設定された損失特性に基づき、前記直流電圧および前記電動機の動作状態に対する前記電動機での電力損失を推定する第４の損失推定手段をさらに含み、
   前記電圧指令値発生手段は、
   前記電動機の現在の動作状態に基づいて前記第１から第４の損失推定手段により推定された電力損失の合計を含む前記総和電力損失を算出し、かつ、前記候補電圧範囲内で前記総和電力損失が最小となる前記直流電圧を策定するとともに、策定した直流電圧に従って前記電圧指令値を設定する、請求項１記載の電動機駆動制御システム。
3. 前記インバータに対するスイッチング制御は、複数の制御方式から１つの制御方式を選択して実行され、
   前記第３の損失推定手段は、前記制御方式ごとに設定された前記損失特性に基づき、前記電動機の回転数およびトルクならびに選択された制御方式に応じて、前記インバータでの電力損失を推定する、請求項１記載の電動機駆動制御システム。
4. 前記複数の制御方式は、
   前記電動機に印加される各相電圧が、前記電圧指令値に応じたパルス幅変調波形電圧となるように前記インバータに対してスイッチング制御を行なう正弦波パルス幅変調制御と、
   前記電動機に印加される各相電圧が、前記正弦波パルス幅変調制御よりも変調率の高い前記パルス幅変調波形電圧となるように前記インバータに対してスイッチング制御を行なう過変調パルス幅変調制御と、
   前記電動機に印加される各相電圧が、前記電圧指令値に応じた矩形波電圧となるように前記インバータに対してスイッチング制御を行なう矩形波電圧制御とを含む、請求項３記載の電動機駆動制御システム。
5. 前記損失特性は、前記電動機の回転数およびトルクならびに前記直流電源配線上の直流電圧のうちの少なくとも１つに対する前記電力損失の変化を表わす、請求項１記載の電動機駆動制御システム。
6. 前記電圧指令値発生手段は、前記必要最小電圧と前記出力上限電圧とが異なる場合に、前記候補電圧範囲内に複数個の候補電圧を設定するとともに、前記直流電圧を前記複数個の候補電圧のそれぞれとしたときの前記総和電力損失を前記第１から前記第３の損失推定手段による推定に従って算出し、かつ、その算出結果に基づいて前記総和電力損失が最小となる前記直流電圧を策定する、請求項１記載の電動機駆動制御システム。
7. 電動機駆動制御システムの制御方法であって、
   前記電動機駆動制御システムは、
   直流電源と、
   前記直流電源の出力電圧を昇圧可能に構成されて、前記直流電源の出力電圧を電圧指令値に従って可変制御して直流電源配線に出力するように構成されたコンバータと、
   電動機が動作指令に従って作動するように、複数のスイッチング素子により前記直流電源配線上の直流電力と前記電動機を駆動する交流電力との間で電力変換を行なうインバータとを備え、
   前記制御方法は、
   予め設定された損失特性に基づき、前記直流電源配線上の直流電圧および前記電動機の動作状態に対する前記直流電源での電力損失を推定するステップと、
   予め設定された損失特性に基づき、前記直流電圧および前記電動機の動作状態に対する前記コンバータでの電力損失を推定するステップと、
   予め設定された損失特性に基づき、前記直流電圧および前記電動機の動作状態に対する前記インバータでの電力損失を推定するステップと、
   前記電動機の現在の動作状態における前記電動機の誘起電圧に対応させて必要最小電圧を求めるステップと、
   前記必要最小電圧以上、かつ、前記コンバータの出力上限電圧以下の候補電圧範囲内で、複数の前記直流電圧に対して前記電動機の現在の動作状態に基づいて推定された、前記直流電源、前記コンバータおよび前記インバータでの電力損失の合計を含む総和電力損失を算出することによって、当該総和電力損失が最小となる前記直流電圧を策定するステップと、
   策定した直流電圧に従って前記電圧指令値を設定するステップとを備える、電動機駆動制御システムの制御方法。
8. 予め設定された損失特性に基づき、前記直流電圧および前記電動機の動作状態に対する前記電動機での電力損失を推定するステップをさらに備え、
   前記策定するステップは、前記電動機の現在の動作状態に基づいて推定された、前記直流電源、前記コンバータ、前記インバータおよび前記電動機での電力損失の合計を含む前記総和電力損失を算出し、かつ、前記候補電圧範囲内で前記総和電力損失が最小となる前記直流電圧を策定する、請求項７記載の電動機駆動制御システムの制御方法。
9. 前記インバータに対するスイッチング制御は、複数の制御方式から１つの制御方式を選択して実行され、
   前記インバータでの電力損失を推定するステップは、前記制御方式ごとに設定された前記損失特性に基づき、前記電動機の回転数およびトルクならびに前記選択された制御方式に応じて、前記インバータでの電力損失を推定する、請求項７記載の電動機駆動制御システムの制御方法。
10. 前記複数の制御方式は、
    前記電動機に印加される各相電圧が、前記電圧指令値に応じたパルス幅変調波形電圧となるように前記インバータに対してスイッチング制御を行なう正弦波パルス幅変調制御と、
    前記電動機に印加される各相電圧が、前記正弦波パルス幅変調制御よりも変調率の高い前記パルス幅変調波形電圧となるように前記インバータに対してスイッチング制御を行なう過変調パルス幅変調制御と、
    前記電動機に印加される各相電圧が、前記電圧指令値に応じた矩形波電圧となるように前記インバータに対してスイッチング制御を行なう矩形波電圧制御とを含む、請求項９記載の電動機駆動制御システムの制御方法。
11. 前記損失特性は、前記電動機の回転数およびトルクならびに前記直流電源配線上の直流電圧のうちの少なくとも１つに対する前記電力損失の変化を表わす、請求項７記載の電動機駆動制御システムの制御方法。
12. 前記策定するステップは、前記必要最小電圧と前記出力上限電圧とが異なる場合に、前記候補電圧範囲内に複数個の候補電圧を設定するとともに、前記直流電圧を前記複数個の候補電圧のそれぞれとしたときの、前記直流電源、前記コンバータおよび前記インバータでの電力損失の推定に基づく前記総和電力損失を算出し、かつ、その算出結果に基づいて前記総和電力損失が最小となる前記直流電圧を策定する、請求項７記載の電動機駆動制御システムの制御方法。

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