JP4329880B1 - 交流電動機の制御装置および電動車両 - Google Patents

Abstract

【課題】インバータの制御の切換に関する要否判定が複雑化することを回避可能な交流電動機の制御装置、および、その制御装置と交流電動機とを搭載する電動車両を提供する。
【解決手段】交流電動機Ｍ１、インバータ１４および制御装置３０はたとえば電動車両に搭載される。制御装置３０は、電圧偏差演算部３２０と、変調率演算部３４０と、モード切換判定部３６０とを含む。電圧偏差演算部３２０は、交流電動機の電圧方程式に電流偏差を代入することにより、矩形波電圧制御の実行時における第１の電圧指令と、パルス幅変調制御の実行時における第２の電圧指令との電圧偏差を演算する。変調率演算部３４０は、第１の電圧指令および電圧偏差に基づいて、変調率を演算する。モード切換判定部３６０は、その変調率に基づいて、矩形波電圧制御からパルス幅変調制御への交流電動機Ｍ１の制御モードの切換要否を判定する。
【選択図】図４

Description

本発明は、交流電動機の制御装置および車両に関し、特に、変調率に基づいて交流電動機の制御モードを切換える交流電動機の制御装置、および、その制御装置と交流電動機とを搭載する電動車両に関する。

直流電源を用いて交流電動機を駆動制御するために、インバータを用いた駆動方法が採用されている。インバータは駆動回路によりスイッチング制御される。インバータの制御としては、たとえばＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御および矩形波電圧制御（矩形波制御とも呼ばれる）などがある。

たとえば特開２００７−３０６６９９号公報（特許文献１）は、ＰＷＭ制御と矩形波制御とを切換え可能なモータ駆動システムを開示する。このモータ駆動システムは、以下に説明する制御を実行する制御回路を備える。制御回路は、矩形波制御に切り換わる前のｄ軸電流が指令値よりも小さいときに、ｄ軸電流が対応する指令値に近づくように、制御電圧ベクトルの位相を補正する。制御回路は、その補正した制御電圧ベクトルの位相に基づいて矩形波制御を実行する。制御回路は、変調率が所定値より大きいときに、インバータの制御モードをＰＷＭ制御から矩形波制御に切換える。一方、制御回路は、変調率がその所定値以下であり、かつｑ軸電流が対応する指令値に達した場合に、インバータの制御モードを矩形波制御からＰＷＭ制御に切換える。

特開２００７−３０６６９９号公報

特開２００７−３０６６９号公報（特許文献１）によれば、ＰＷＭ制御から矩形波制御への切換の要否は変調率のみに基づいて判定されるのに対し、矩形波制御からＰＷＭ制御への切換の要否は変調率とｑ軸電流とに基づいて判定される。したがって、制御モードの切換要否を判定するための処理が複雑化する可能性がある。

本発明の目的は、インバータの制御の切換に関する要否判定が複雑化することを回避可能な交流電動機の制御装置、および、その制御装置と交流電動機とを搭載する電動車両を提供することである。

本発明は要約すれば、交流電動機の制御装置である。交流電動機に印加される印加電圧は、直流電圧を印加電圧に変換するインバータによって制御される。制御装置は、電流検出器と、パルス幅変調制御部と、矩形波電圧制御部と、電圧偏差演算部と、変調率演算部と、モード切換判定部とを備える。電流検出器は、インバータと交流電動機との間に流れるモータ電流を検出する。パルス幅変調制御部は、電流検出器により検出されたモータ電流と、交流電動機の動作指令に対応する電流指令との電流偏差に基づいて、交流電動機を動作指令に従って動作させるための交流電圧指令を生成する。パルス幅変調制御部は、交流電圧指令と搬送波との比較に基づくパルス幅変調制御によって、インバータの制御指令を発生する。矩形波電圧制御部は、電流検出器により検出されたモータ電流と、交流電動機の動作指令とに基づいて、印加電圧が動作指令に応じた位相を有する矩形波電圧となるように印加電圧を制御する矩形波電圧制御によって、インバータの制御指令を発生する。電圧偏差演算部は、交流電動機の電圧方程式に電流偏差を代入する演算を実行することにより、矩形波電圧制御の実行時における交流電圧指令に対応する第１の電圧指令と、パルス幅変調制御の実行時における交流電圧指令に対応する第２の電圧指令との電圧偏差を演算する。変調率演算部は、第１の電圧指令および電圧偏差に基づいて、直流電圧の値に対する印加電圧の実効値の比として定義される変調率を表す第１の制御値を演算する。モード切換判定部は、矩形波電圧制御部による矩形波電圧制御の実行時に、第１の制御値に基づいて、矩形波電圧制御からパルス幅変調制御への交流電動機の制御モードの切換要否を判定する。

好ましくは、電流偏差は、ｄ軸電流偏差およびｑ軸電流偏差を含む。電圧偏差演算部は、ｄ軸電流偏差およびｑ軸電流偏差を電圧方程式に代入する演算を実行することにより、ｄ軸電圧偏差およびｑ軸電圧偏差を含む電圧偏差を演算する。変調率演算部は、第１の電圧指令に対応する電圧ベクトルの大きさを表わす第１の値から、ｄ軸電圧偏差およびｑ軸電圧偏差の合成ベクトルの大きさを表わす補正値を減算することにより、第２の電圧指令に対応する電圧ベクトルの大きさを表わす第２の値を演算する。変調率演算部は、第１の値に対する第２の値の比率および矩形波電圧制御の実行時における変調率の値に基づいて、第１の制御値を算出する。

好ましくは、変調率演算部は、第２の電圧指令および、直流電圧の値に基づいて、パルス幅変調制御部によるパルス幅変調制御の実行時における変調率を表わす第２の制御値を演算する。モード切換判定部は、第２の制御値に基づいて、パルス幅変調制御から矩形波電圧制御への制御モードの切換の要否を判定する。

好ましくは、モード切換判定部は、第１の制御値が第１の基準値よりも小さい場合に、矩形波電圧制御からパルス幅変調制御への切換が必要であると判定する。モード切換判定部は、第２の制御値が第２の基準値よりも大きい場合に、矩形波電圧制御からパルス幅変調制御への切換が必要であると判定する。第１の基準値は、第２の基準値よりも小さい。

好ましくは、パルス幅変調制御部は、電流偏差が０に近づくように、第２の電圧指令を生成する。

好ましくは、パルス幅変調制御部は、第１の制御部と、第２の制御部とを含む。第１の制御部は、正弦波パルス幅変調方式に従って、電流偏差に応じて、制御指令を発生する。第２の制御部は、正弦波パルス幅変調方式よりも基本波成分が大きい印加電圧を出力するための過変調パルス幅変調方式に従って、電流偏差に応じて制御指令を発生する。

本発明の他の局面に従うと、電動車両であって、交流電動機と、インバータと、上述のいずれかに記載の交流電動機の制御装置とを備える。

本発明によれば、インバータの制御の切換に関する要否判定が複雑化することを回避できる。

本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置が適用されるモータ駆動制御システムの全体構成図である。 本発明の実施の形態によるモータ駆動制御システム１００が有する交流電動機Ｍ１の制御モードを概略的に説明する図である。 交流電動機Ｍ１の動作状態と各制御モードとの対応関係を示す図である。 図１に示した制御装置３０の制御構成を示す機能ブロック図である。 図４の正弦波ＰＷＭ制御部２００の構成を示す機能ブロック図である。 図４のＰＷＭ変調部２６０の動作を説明する波形図である。 過変調ＰＷＭ制御部２０１の構成を示す機能ブロック図である。 矩形波電圧制御部４００の構成を示す機能ブロック図である。 電圧指令ベクトルを説明する図である。 矩形波電圧制御から過変調ＰＷＭ制御への制御モードの切換時における交流電圧指令の変化を説明する図である。 矩形波電圧制御から過変調ＰＷＭ制御への制御モードの切換時における電流指令、およびモータ電流値を説明する図である。 制御モードの切換判定処理の一例を説明するフローチャートである。 本実施の形態による制御モードの切換判定処理を説明するフローチャートである。 図１に示したモータ駆動制御システムが適用された電動車両の一例を示すブロック図である。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。

（電動機制御の全体構成）
図１は、本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置が適用されるモータ駆動制御システムの全体構成図である。

図１を参照して、モータ駆動制御システム１００は、直流電圧発生部１０♯と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、交流電動機Ｍ１と、電流センサ２４と、制御装置３０とを備える。本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置は、少なくとも電流センサ２４と、制御装置３０とを含む。

交流電動機Ｍ１は、たとえば、電動車両の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動用電動機である。なお、「電動車両」とは、ハイブリッド自動車、電気自動車あるいは燃料電池車等、電気エネルギーによって車両駆動力を発生する自動車を指すものとする。

交流電動機Ｍ１は、エンジンにより駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよい。また、交流電動機Ｍ１は電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流電動機Ｍ１は、エンジンに対して電動機として動作する（たとえば、エンジンを始動する）ものとしてハイブリッド自動車に搭載されてもよい。すなわち、本実施の形態において、「交流電動機」は、交流駆動の電動機、発電機および電動発電機（モータジェネレータ）を含むものである。

直流電圧発生部１０♯は、直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、コンバータ１２とを含む。

直流電源Ｂは、代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等の蓄電装置により構成される。直流電源Ｂが出力する直流電圧Ｖｂおよび直流電源Ｂに入出力される直流電流Ｉｂは、電圧センサ１０および電流センサ１１によってそれぞれ検出される。

システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および電力線６の間に接続される。システムリレーＳＲ２は、直流電源Ｂの負極端子およびアース線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。

コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線７およびアース線５の間に直列に接続される。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１のオンおよびオフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１によって制御される。電力用半導体スイッチング素子Ｑ２のオンおよびオフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ２によって制御される。

この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、たとえばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、あるいは電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタ、あるいは電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ配置される。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線６との間に接続される。また、平滑コンデンサＣ０は、電力線７およびアース線５の間に接続される。

インバータ１４は、電力線７およびアース線５の間に並列に設けられる、Ｕ相アーム１５と、Ｖ相アーム１６と、Ｗ相アーム１７とを含む。各アームは、電力線７およびアース線５の間に直列接続された２つのスイッチング素子により構成される。たとえば、Ｕ相アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４により構成され、Ｖ相アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６により構成され、Ｗ相アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８により構成される。さらに、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続される。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオンおよびオフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。

代表的には、交流電動機Ｍ１は、３相の永久磁石型同期電動機であり、Ｕ相コイル、Ｖ相コイルおよびＷ相コイルの一端が中性点に共通接続された構成を有する。各相コイルの他端は、対応するアームに含まれる２つのスイッチング素子の接続ノードに接続される。

コンバータ１２は、昇圧動作および降圧動作を可能に構成される。コンバータ１２は、昇圧動作時には、直流電源Ｂから供給された直流電圧Ｖｂを昇圧することにより、直流電圧ＶＨをインバータ１４へ供給する。具体的には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のオン期間およびスイッチング素子のＱ２のオン期間（または、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両方がオフする期間）が交互に設けられる。昇圧比は、これらのオン期間の比に応じたものとなる。あるいは、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２をオンおよびオフにそれぞれ固定すれば、ＶＨをＶｂに等しくする（昇圧比を１．０とする）こともできる。なお、以下では、インバータ１４への入力電圧に相当する直流電圧ＶＨを「システム電圧」とも称する。

コンバータ１２は、降圧動作時には、インバータ１４から平滑コンデンサＣ０を介して供給された直流電圧ＶＨ（システム電圧）を降圧して、直流電源Ｂを充電する。具体的には、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応答して、スイッチング素子Ｑ１のみがオンする期間と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の両方がオフする期間（または、スイッチング素子のＱ２のオン期間）とが交互に設けられる。降圧比は上記オン期間のデューティ比に応じたものとなる。

平滑コンデンサＣ０は、コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわちシステム電圧ＶＨを検出して、その検出値を制御装置３０へ出力する。

交流電動機Ｍ１のトルク指令値が正（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）の場合には、インバータ１４は平滑コンデンサＣ０から供給される直流電圧ＶＨを交流電圧に変換する。インバータ１４は、その交流電圧を交流電動機Ｍ１に印加することにより、正のトルクが出力されるように交流電動機Ｍ１を駆動する。

交流電動機Ｍ１のトルク指令値が０の場合（Ｔｒｑｃｏｍ＝０）には、インバータ１４は平滑コンデンサＣ０から供給される直流電圧ＶＨを交流電圧に変換する。インバータ１４は、その交流電圧を交流電動機Ｍ１に印加することにより、トルクが０となるように交流電動機Ｍ１を駆動する。

スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８は、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答してスイッチング動作を実行する。これにより、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍによって指定された正（または０）のトルクを交流電動機Ｍ１から出力させるための交流電圧が交流電動機に印加される。

さらに、モータ駆動制御システム１００が搭載された電動車両の回生制動時には、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換する。インバータ１４は、その変換した直流電圧（システム電圧）を、平滑コンデンサＣ０を介してコンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーがブレーキペダルを操作したことにより実行される、回生発電を伴う制動や、ブレーキペダルが操作されないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることによって、回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

電流センサ２４は、インバータ１４と交流電動機Ｍ１との間に流れるモータ電流を検出し、その検出したモータ電流を制御装置３０へ出力する。三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は０である。よって図１に示すように、電流センサ２４は２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。

回転角センサ２５は、交流電動機Ｍ１のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置３０へ送出する。回転角センサ２５は、たとえばレゾルバにより構成される。制御装置３０は、検出された回転角θに基づき交流電動機Ｍ１の回転数（回転速度）および角速度ω（ｒａｄ／ｓ）を算出できる。なお、回転角センサ２５については、制御装置３０がモータ電圧あるいはモータ電流から回転角θを直接演算することによって、配置を省略してもよい。

制御装置３０は、電子制御ユニット（ＥＣＵ）により構成され、予め記憶されたプログラムを図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）で実行することによるソフトウェア処理、および／または専用の電子回路によるハードウェア処理により、モータ駆動制御システム１００の動作を制御する。

代表的な機能として、制御装置３０は、後述する制御方式により交流電動機Ｍ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、コンバータ１２およびインバータ１４を制御する。すなわち、制御装置３０は、コンバータ１２およびインバータ１４を上記のように制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ８を生成して、コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。制御装置３０は、スイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ８を生成するために、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ、電圧センサ１０によって検出された直流電圧Ｖｂ、電流センサ１１によって検出された直流電流Ｉｂ、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨおよび電流センサ２４によって検出されたモータ電流ｉｖ，ｉｗ、回転角センサ２５によって検出された回転角θ等を受ける。

コンバータ１２の昇圧動作時には、制御装置３０は、システム電圧ＶＨが電圧指令値に一致するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。この場合、制御装置３０は、電圧センサ１３の検出値に基づくフィードバック制御を実行する。

制御装置３０は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵ（図示せず）から受けたときには、交流電動機Ｍ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成してインバータ１４へ出力する。これにより、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換してコンバータ１２へ供給する。さらに、制御装置３０は、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成してコンバータ１２へ出力する。コンバータ１２は、スイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２に応じて、インバータ１４からの直流電圧を降圧する。これにより交流電動機Ｍ１によって生成された電力は直流電源Ｂに供給される。

（制御モードの説明）
図２は、本発明の実施の形態によるモータ駆動制御システム１００が有する交流電動機Ｍ１の制御モードを概略的に説明する図である。

図２を参照して、モータ駆動制御システム１００は、交流電動機Ｍ１の制御（インバータ１４による電力変換）のために、３つの制御モード（方式）を有する。３つの制御モードは、正弦波ＰＷＭ制御、過変調ＰＷＭ制御、および矩形波電圧制御である。

正弦波ＰＷＭ制御は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、各相に含まれる上アーム素子および下アーム素子を、正弦波状の電圧指令と搬送波（代表的には三角波）との電圧比較に従ってオンオフ制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内では、その基本波成分が正弦波となるように、デューティが制御される。周知のように、正弦波ＰＷＭ制御では、正弦波状の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲に制限される。よって、交流電動機Ｍ１への印加電圧（以下、単に「モータ印加電圧」とも称する）の基本波成分を、インバータの直流リンク電圧の約０．６１倍程度までしか高めることができない。

なお、本明細書では、インバータ１４の直流リンク電圧（すなわち、システム電圧ＶＨ）に対するモータ印加電圧（線間電圧）の基本波成分（実効値）の比を「変調率」と称することとする。

正弦波ＰＷＭ制御では、正弦波の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲であるため、交流電動機Ｍ１に印加される線間電圧が正弦波となる。また、搬送波振幅以下の範囲の正弦波成分に３ｎ次高調波成分（ｎ：自然数、代表的には、ｎ＝１の３次高調波）を重畳させて電圧指令を生成する制御方式も提案されている。この制御方式では、高調波波分によって、電圧指令が搬送波振幅よりも高くなる期間が生じるものの、各相に重畳された３ｎ次高調波成分は線間では打ち消される。これにより線間電圧の波形を正弦波に維持することができる。本実施の形態では、この制御方式も正弦波ＰＷＭ制御に含めるものとする。

矩形波電圧制御では、矩形波の１パルスに対応する電圧が交流電動機に印加される。この矩形波では、上記一定期間内におけるハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１になる。これにより、変調率は０．７８まで高められる。

過変調ＰＷＭ制御は、電圧指令（正弦波成分）の振幅が搬送波振幅より大きい範囲で、上記正弦波ＰＷＭ制御と同様のＰＷＭ制御を行なうものである。特に、電圧指令を本来の正弦波波形から歪ませること（振幅補正）によって基本波成分を高めることができるので、変調率を正弦波ＰＷＭ制御モードでの最高変調率（上記した約０．６１）から０．７８の範囲まで高めることができる。過変調ＰＷＭ制御では、電圧指令（正弦波成分）の振幅が搬送波振幅より大きいため、交流電動機Ｍ１に印加される線間電圧は、正弦波が歪んだ電圧となる。

交流電動機Ｍ１では、回転数あるいは出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなるため、必要となる駆動電圧（モータ必要電圧）が高くなる。コンバータ１２による昇圧電圧すなわちシステム電圧ＶＨは、このモータ必要電圧よりも高く設定する必要がある。その一方で、コンバータ１２による昇圧電圧すなわちシステム電圧ＶＨには、限界値（ＶＨ最大電圧）が存在する。

したがって、交流電動機Ｍ１の動作状態に応じて、正弦波ＰＷＭ制御、過変調ＰＷＭ制御、および、矩形波電圧制御モードのいずれかが選択的に適用される。なお、以下では正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御を包括的に「ＰＷＭ制御モード」と呼ぶこともある。

正弦波ＰＷＭ制御または過変調ＰＷＭ制御では、モータ電流のフィードバックによってモータ印加電圧（交流）の振幅および位相が制御される。これによりトルク制御が実行される。これに対し、矩形波電圧制御では、モータ印加電圧の振幅が固定される。このため、矩形波電圧制御では、トルク実績値とトルク指令値との偏差に基づいて矩形波電圧パルスの位相が制御されることにより、トルク制御が実行される。

図３には、交流電動機Ｍ１の動作状態と上述の制御モードとの対応関係が示される。
図３を参照して、概略的には、低回転数域Ａ１ではトルク変動を小さくするために正弦波ＰＷＭ制御が適用され、中回転数域Ａ２では過変調ＰＷＭ制御が適用され、高回転数域Ａ３では矩形波電圧制御が適用される。特に、過変調ＰＷＭ制御および矩形波電圧制御の適用により、交流電動機Ｍ１の出力向上が実現される。

（制御装置の構成）
図４は、図１に示した制御装置３０の制御構成を示す機能ブロック図である。図４を含めて、以下で説明されるブロック図に記載されたモータ制御のための各機能ブロックは、制御装置３０による、ハードウェア的あるいはソフトウェア的な処理によって実現される。

図４を参照して、制御装置３０は、ＰＷＭ制御部２８０と、矩形波電圧制御部４００と、電圧偏差演算部３２０と、変調率演算部３４０と、モード切換判定部３６０と、モード選択部３８０とを含む。ＰＷＭ制御部２８０は、正弦波ＰＷＭ制御部２００と、過変調ＰＷＭ制御部２０１とを含む。

正弦波ＰＷＭ制御部２００は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍと、電流センサ２４によって検出されたモータ電流ｉｖおよびｉｗと、回転角センサ２５により検出された回転角θとを受けて、交流電動機Ｍ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、インバータ１４のスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。具体的には、正弦波ＰＷＭ制御部２００は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍと、モータ電流ｉｖおよびｉｗと、回転角θとに基づいて、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに対応する電流指令値と、検出されたモータ電流との偏差である電流偏差ΔＩｄ，ΔＩｑを演算する。正弦波ＰＷＭ制御部２００は、その電流偏差ΔＩｄ，ΔＩｑに基づいて、モータ印加電圧の指令値である電圧指令値Ｖｄ＃，Ｖｑ＃を演算する。正弦波ＰＷＭ制御部２００は、電圧指令値Ｖｄ＃，Ｖｑ＃に基づいて、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。なお、正弦波ＰＷＭ制御部２００は、電流偏差ΔＩｄ，ΔＩｑを電圧偏差演算部３２０に出力するとともに、電圧指令値Ｖｄ＃，Ｖｑ＃を変調率演算部３４０に出力する。

過変調ＰＷＭ制御部２０１は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍと、電流センサ２４によって検出されたモータ電流ｉｖおよびｉｗと、回転角センサ２５により検出された回転角θとを受けて、インバータ１４を駆動するためのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。過変調ＰＷＭ制御部２０１は、正弦波ＰＷＭ制御部２００による演算と同様の演算を実行することによって、電流偏差ΔＩｄ，ΔＩｑおよび電圧指令値Ｖｄ＃，Ｖｑ＃を演算するとともに、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。過変調ＰＷＭ制御部２０１は、電流偏差ΔＩｄ，ΔＩｑを電圧偏差演算部３２０に出力するとともに、電圧指令値Ｖｄ＃，Ｖｑ＃を変調率演算部３４０に出力する。

矩形波電圧制御部４００は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍと、電流センサ２４によって検出されたモータ電流ｉｖおよびｉｗと、回転角センサ２５により検出された回転角θとを受ける。矩形波電圧制御部４００は、検出された各相のモータ電流と交流電動機Ｍ１の各相への印加電圧とに基づいてトルク推定値を演算する。矩形波電圧制御部４００は、このトルク推定値とトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍとの偏差よりインバータ１４に印加する電圧位相を設定するとともに、この電圧位相に基づいてスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。

電圧偏差演算部３２０は、ＰＷＭ制御部２８０（正弦波ＰＷＭ制御部２００または過変調ＰＷＭ制御部２０１）から受ける電流偏差ΔＩｄ，ΔＩｑに基づいて、電圧偏差ΔＶｄ，ΔＶｑを演算する。電圧偏差ΔＶｄ，ΔＶｑは、あるトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに対応する電圧指令（ＰＷＭ制御の実行時の電圧指令）に対する、矩形波電圧制御の実行時の電圧指令の偏差を示す。

変調率演算部３４０は、ＰＷＭ制御の実行時においては、ＰＷＭ制御部２００により演算された電圧指令値Ｖｄ＃，Ｖｑ＃、および電圧センサ１３により検出された直流電圧ＶＨに基づいて、変調率ＭＤを演算する。変調率演算部３４０は、矩形波電圧制御時においては、電圧偏差演算部３２０により演算された電圧偏差ΔＶｄ，ΔＶｑに基づいて、変調率ＭＤを演算する。

モード切換判定部３６０は、変調率演算部３４０により演算された変調率ＭＤに基づいて、制御モードを矩形波電圧制御からＰＷＭ制御への切換の要否、および、ＰＷＭ制御から矩形波電圧制御への切換の要否を判定する。さらに、モード切換判定部３６０は、変調率演算部３４０により演算された変調率ＭＤに基づいて、正弦波ＰＷＭ制御から過変調ＰＷＭ制御部への切換の要否を判定するとともに、過変調ＰＷＭ制御部から正弦波ＰＷＭ制御への切換要否を判定する。

モード選択部３８０は、モード切換判定部３６０による判定結果に基づいて、交流電動機Ｍ１の制御モードをＰＷＭ制御モードと矩形波電圧制御モードとの間で切換える。さらに、交流電動機Ｍ１の制御モードがＰＷＭ制御モードである場合、モード選択部３８０は、モード切換判定部３６０による判定結果に基づいて、正弦波ＰＷＭ制御と過変調ＰＷＭ制御部との間で制御モードを切換える。

次に、図４に示した各機能ブロックについてより詳細に説明する。図５は、図４の正弦波ＰＷＭ制御部２００の構成を示す機能ブロック図である。

図５を参照して、正弦波ＰＷＭ制御部２００は、電流指令生成部２１０と、座標変換部２２０，２５０と、電圧指令生成部２４０と、ＰＷＭ変調部２６０とを含む。

電流指令生成部２１０は、予め作成されたテーブル等に従って、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに応じたｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍを生成する。

座標変換部２２０は、回転角センサ２５によって検出される交流電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換（３相から２相への変換）により、電流センサ２４によって検出されたｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗに基づいて、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを算出する。

電圧指令生成部２４０には、ｄ軸電流指令値とｄ軸電流Ｉｄとの偏差ΔＩｄ（ΔＩｄ＝Ｉｄｃｏｍ−Ｉｄ）およびｑ軸電流指令値とｑ軸電流Ｉｑとの偏差ΔＩｑ（ΔＩｑ＝Ｉｑｃｏｍ−Ｉｑ）が入力される。電圧指令生成部２４０は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄおよびｑ軸電流偏差ΔＩｑのそれぞれに対して所定ゲインによるＰＩ（比例積分）演算を行なうことにより、制御偏差を求める。電圧指令生成部２４０は、この制御偏差に応じたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を生成する。

座標変換部２５０は、交流電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換（２相から３相への変換）によって、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を、Ｕ相電圧指令Ｖｕ、Ｖ相電圧指令Ｖｖ、およびＷ相電圧指令Ｖｗに変換する。

図６に示すように、ＰＷＭ変調部２６０は、搬送波２６２と、交流電圧指令２６４（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを包括的に示すもの）との比較に基づき、インバータ１４の各相の上下アーム素子をオンオフ制御することによって、交流電動機Ｍ１の各相に疑似正弦波電圧を生成する。搬送波２６２は、所定周波数の三角波あるいはのこぎり波によって構成される。なお、上述のように正弦波の交流電圧指令に対して３ｎ次高調波を重畳させることも可能である。

インバータ制御のためのパルス幅変調において、搬送波２６２の振幅は、インバータ１４の入力直流電圧（システム電圧ＶＨ）に相当する。ただし、パルス幅変調される交流電圧指令２６４の振幅について、本来の電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの振幅をシステム電圧ＶＨで除算したものに変換すれば、ＰＷＭ変調部２６０で用いる搬送波２６２の振幅を固定できる。

再び図５を参照して、インバータ１４が、ＰＷＭ制御部２００によって生成されたスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ってスイッチング制御されることにより、交流電動機Ｍ１に対してトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するための交流電圧が印加される。

ｄ軸電流偏差ΔＩｄおよびｑ軸電流偏差ΔＩｑは、電圧偏差演算部３２０に送られる。また電圧指令生成部２４０により生成されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯は変調率演算部３４０に送られる。

図７は、過変調ＰＷＭ制御部２０１の構成を示す機能ブロック図である。
図７および図５を参照して、過変調ＰＷＭ制御部２０１は、正弦波ＰＷＭ制御部２００の構成に加えて、電流フィルタ２３０および電圧振幅補正部２７０を含む。

電流フィルタ２３０は、座標変換部２２０によって算出されたｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを、時間軸方向に平滑化する処理を実行する。これにより、センサ検出値に基づく実電流Ｉｄ，Ｉｑがフィルタ処理された電流Ｉｄｆ、Ｉｑｆに変換される。

そして、過変調ＰＷＭ制御部２０１では、電流偏差ΔＩｄ，ΔＩｑは、フィルタ処理された電流Ｉｄｆ，Ｉｑｆを用いて算出される。すなわち、電流偏差ΔＩｄ，ΔＩｑは、ΔＩｄ＝Ｉｄｃｏｍ−ＩｄｆおよびΔＩｑ＝Ｉｑｃｏｍ−Ｉｑｆとの式に従って算出される。

電圧振幅補正部２７０は、電圧指令生成部２４０によって算出された、本来のｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯に対して、モータ印加電圧の振幅を拡大するための補正処理を実行する。座標変換部２５０および変調部２６０は、電圧振幅補正部２７０により補正された電圧指令に従って、インバータ１４のスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。

ｄ軸電流偏差ΔＩｄおよびｑ軸電流偏差ΔＩｑは、電圧偏差演算部３２０に送られる。また電圧指令生成部２４０により生成されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯は変調率演算部３４０に送られる。

なお、過変調ＰＷＭ制御の適用時には、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を２相−３相変換した各相電圧指令の振幅が、インバータ入力電圧（システム電圧ＶＨ）よりも大きい状態となる。この状態は、図６（波形図）において、交流電圧指令２６４の振幅が搬送波２６２の振幅よりも大きくなった状態に相当する。この場合、インバータ１４は交流電動機Ｍ１にシステム電圧ＶＨを超えた電圧を印加できない。このため、本来の電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯に基づく各相電圧指令信号を用いたＰＷＭ制御では、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯に対応する変調率（本来の変調率）が確保できなくなる。

このため、過変調ＰＷＭ制御の適用時には、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯による交流電圧指令に対して、電圧印加区間が増大するように電圧振幅を拡大する補正処理が行なわれる。これにより、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯による本来の変調率が確保できる。なお、電圧振幅補正部２７０におる電圧振幅の拡大比（１よりも大きな値）は、この本来の変調率に基づいて理論的に導出できる。

このように、正弦波ＰＷＭ制御部２００は、電流センサ２４によって検出されたモータ電流に基づくフィードバック制御を実行する。

図８は、矩形波電圧制御部４００の構成を示す機能ブロック図である。
図８を参照して、矩形波電圧制御部４００は、電力演算部４１０と、トルク演算部４２０と、ＰＩ演算部４３０と、矩形波発生器４４０と、信号発生部４５０とを含む。

電力演算部４１０は、電流センサ２４によるＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗから求められる各相電流と、各相（Ｕ相，Ｖ相、Ｗ相）電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとに基づいて、下記式（１）に従ってモータへの供給電力（モータ電力）Ｐｍｔを算出する。

Ｐｍｔ＝ｉｕ・Ｖｕ＋ｉｖ・Ｖｖ＋ｉｗ・Ｖｗ …（１）
トルク演算部４２０は、電力演算部４１０によって求められたモータ電力Ｐｍｔ、および回転角センサ２５によって検出される交流電動機Ｍ１の回転角θから算出される角速度ωを用いて、下記（２）式に従ってトルク推定値Ｔｑを算出する。

Ｔｑ＝Ｐｍｔ／ω …（２）
ＰＩ演算部４３０は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに対するトルク偏差ΔＴｑ（ΔＴｑ＝Ｔｒｑｃｏｍ−Ｔｑ）を受ける。ＰＩ演算部４３０は、トルク偏差ΔＴｑに対して所定ゲインによるＰＩ演算を実行することにより制御偏差を求める。ＰＩ演算部４３０は、求められた制御偏差に応じて矩形波電圧の位相φｖを設定する。具体的には、ＰＩ演算部４３０は、正トルク発生（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）時には、トルク不足に応じて電圧位相を進める一方で、トルク過剰に応じて電圧位相を遅らせる。ＰＩ演算部４３０は、負トルク発生（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）時には、トルク不足に応じて電圧位相を遅らせる一方で、トルク過剰に応じて電圧位相を進める。

矩形波発生器４４０は、ＰＩ演算部４３０によって設定された電圧位相φｖに従って、電圧指令値（矩形波パルス）Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを発生する。信号発生部４５０は、電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに従ってスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を発生する。インバータ１４がスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ったスイッチング動作を行なうことにより、電圧位相φｖに従った矩形波パルスが、モータの各相電圧として印加される。

このように、矩形波電圧制御の適用時には、トルク（電力）のフィードバック制御により、モータトルク制御を行なうことができる。ただし、ＰＷＭ制御方式では、モータ印加電圧の振幅および位相が操作量となるものの、矩形波電圧制御方式では、モータ印加電圧の操作量が位相のみとなる。このため、矩形波電圧制御の適用時には、ＰＷＭ制御方式の適用時に比較して、制御応答性が低下する。

なお、電力演算部４１０およびトルク演算部４２０に代えてトルクセンサを配置してもよい。この場合には、そのトルクセンサの検出値に基づいて、トルク偏差ΔＴｑを求めることが可能になる。

再び図４を参照して、電圧偏差演算部３２０は、モータ電圧方程式にｄ軸電流偏差ΔＩｄおよびｑ軸電流偏差ΔＩｑを代入する演算により電圧偏差ΔＶｄ，ΔＶｑを算出する。

モータ電圧方程式は、下記式（３）および式（４）式で示される。
Ｖｄ＝Ｒａ・Ｉｄ−ω・Ｌｑ・Ｉｑ …（３）
Ｖｑ＝ω・Ｌｄ・Ｉｄ＋Ｒａ・Ｉｑ＋ω・φ …（４）
式（３）および式（４）式において、Ｒａは電気子巻線抵抗を示し、ωは交流電動機Ｍ１の電気角速度を示し、φは永久磁石の電機子鎖交磁束数を示している。式（３）および式（４）中のＩｄおよびＩｑにΔＩｄ，ΔＩｑをそれぞれ代入することにより、電圧偏差ΔＶｄ，ΔＶｑは、以下の式（５）および式（６）に従ってそれぞれ表わされる。

ΔＶｄ＝Ｒａ・ΔＩｄ−ω・Ｌｑ・ΔＩｑ …（５）
ΔＶｑ＝ω・Ｌｄ・ΔＩｄ＋Ｒａ・ΔＩｑ＋ω・φ …（６）
変調率演算部３４０は、ＰＷＭ制御の実行時においては、ＰＷＭ制御部２００により演算された電圧指令値Ｖｄ＃，Ｖｑ＃、および電圧センサ１３により検出された直流電圧ＶＨ（システム電圧）に基づいて、変調率ＭＤを演算する。この場合、変調率演算部３４０は、下記の式（７）式に従って、変調率ＭＤを演算する。

ＭＤ＝（Ｖｄ♯²＋Ｖｑ♯²）^1/2／ＶＨ ・・・（７）
一方、矩形波電圧制御の実行時においては、変調率ＭＤは０．７８に固定される。変調率算出部３４０は、矩形波電圧制御の実行時には、モード切換判定部３６０による矩形波電圧制御からＰＷＭ制御への切換の要否判定に用いられる変調率を算出する。この変調率は、制御モードが矩形波電圧制御からＰＷＭ制御に切り換わった場合の変調率（いわば仮の変調率）である。

ただし、上述のように、矩形波電圧制御の実行時には変調率が一定である。そこで、変調率算出部３４０は、電圧偏差演算部３２０により算出された電圧偏差ΔＶｄ，ΔＶｑ、および、矩形波電圧制御の実行時の電圧指令ベクトルを用いて、仮の変調率を算出する。

図９は、電圧指令ベクトルを説明する図である。
図９を参照して、ｄ−ｑ軸平面上において、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯の組み合わせで示される電圧指令ベクトルは、原点を中心とする円周に沿って回転する。矩形波電圧制御では、各相電圧の振幅は、インバータ入力電圧ＶＨに固定される。したがって、矩形波電圧制御では、上記の円の半径はインバータ入力電圧（システム電圧ＶＨ）に対応したものとなる。矩形波電圧制御の実行時には、図９中の電圧指令ベクトルＶ１に対応する交流電圧指令が生成される。

矩形波電圧制御から過変調ＰＷＭ制御へ制御モードが移行した場合、過変調ＰＷＭ制御部２０１（図８）による制御演算によって、電圧指令ベクトルＶ２に対応する交流電圧指令が生成される。ここで、電圧指令ベクトルＶ２は、図８の電圧振幅補正部２７０によって振幅補正処理がされた後の、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯に対応する。

電圧指令偏差ΔＶｒは、電圧指令ベクトルＶ１の大きさを示す値（以後、Ｖｒ＿ＶＰＨと表わす）と電圧指令ベクトルＶ２の大きさを示す値（以後、Ｖｒと表わす）との差分に対応する。電圧指令偏差ΔＶｒは以下の式（８）に従って表わされる。

ΔＶｒ＝（ΔＶｄ²＋ΔＶｑ²）^1/2 …（８）
すなわち電圧指令偏差ΔＶｒはｄ軸電圧偏差ΔＶｄおよび，ｑ軸電圧偏差ΔＶｑの合成ベクトルの大きさを表わす。

変調率演算部３４０は、矩形波電圧制御の実行時には、以下の式（９）に従って、電圧指令ベクトルＶ２の大きさＶｒを算出する。

Ｖｒ＝Ｖｒ＿ＶＰＨ−ΔＶｒ …（９）
Ｖｒ＿ＶＰＨは固定値である。変調率演算部３４０は、矩形波電圧制御の実行時には、以下の式（１０）に従って、制御モードが矩形波電圧制御からＰＷＭ制御に切り換わった場合の変調率ＭＤ（仮の変調率）を算出する。

ＭＤ＝Ｖｒ×ｋ …（１０）
係数ｋは、以下の式（１１）によって表わされる。

ｋ＝０．７８／Ｖｒ＿ＶＰＨ …（１１）
ＶｒがＶｒ＿ＶＰＨに近づくほど、式（１０）および式（１１）に従って算出される変調率ＭＤは、０．７８に近づく。一方、Ｖｒが小さくなるほど式（１０）および式（１１）に従って算出される変調率ＭＤは小さくなる。

モード切換判定部３６０は、ＰＷＭ制御の実行時に、式（７）に従って算出された変調率ＭＤが、所定の第１の基準値以上であるかどうかを判定する。変調率ＭＤが第１の基準値以上である場合、モード切換判定部３６０は、ＰＷＭ制御から矩形波電圧制御への切換が必要と判定する。なお、その判定結果は、変調率演算部３４０およびモード選択部３８０に送られる。これにより変調率演算部３４０は、変調率ＭＤの算出に用いる式を、式（７）から式（１０）および式（１１）に切換える。

モード切換判定部３６０は、矩形波電圧制御の実行時に、式（１０）および式（１１）に従って算出された変調率ＭＤが所定の第２の基準値以下であるかどうかを判定する。第２の基準値は、第１の基準値よりも小さい値である。変調率ＭＤが第２の基準値以下である場合、モード切換判定部３６０は、ＰＷＭ制御から矩形波電圧制御への切換が必要と判定する。その判定結果は、変調率演算部３４０およびモード選択部３８０に送られる。これにより変調率演算部３４０は、変調率ＭＤの算出に用いる式を、式（１０）および式（１１）から式（７）に切換える。

モード切換判定部３６０は、ＰＷＭ制御モードの実行時には、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御のいずれを適用するかを判定する。この判定は、変調率ＭＤを所定の閾値（たとえば、正弦波ＰＷＭ制御適の変調率の理論最大値である０．６１）と比較することにより実行できる。その判定結果は、変調率演算部３４０およびモード選択部３８０に送られる。

モード選択部３８０は、モード切換判定部３６０による判定結果に基づいて、矩形波電圧制御モード、過変調ＰＷＭ制御モードおよび正弦波ＰＷＭ制御モードの中からインバータの制御モードを選択する。

ここで、制御モードが矩形波電圧制御と過変調ＰＷＭ制御との間で切り換わる場合には、制御安定性に関する以下の課題が生じ得る。

図１０は、矩形波電圧制御から過変調ＰＷＭ制御への制御モードの切換時における交流電圧指令の変化を説明する図である。

図１０を参照して、矩形波電圧制御の実行時においては、電圧指令ベクトルＶ１の位相φｖは、トルク偏差ΔＴｑ（図８参照）に基づいて制御される。なお図１０に示した電圧指令ベクトルＶ１は、矩形波電圧制御から過変調ＰＷＭ制御への切換時における、矩形波電圧制御による交流電圧指令の最終値に対応する。

矩形波電圧制御から過変調ＰＷＭ制御へ制御モードが移行した場合、過変調ＰＷＭ制御部２０１（図７）による制御演算によって、電圧指令ベクトルＶ２に対応する交流電圧指令が生成される。矩形波電圧制御から過変調ＰＷＭ制御への切換時には、トルク制御に用いられる操作量が大きく変化する。このため、電圧指令ベクトルＶ１および電圧指令ベクトルＶ２の間に大きな変化が生じ易い。

図１１は、矩形波電圧制御から過変調ＰＷＭ制御への制御モードの切換時における電流指令、およびモータ電流値を説明する図である。

図１１を参照して、ｄ−ｑ軸平面上の曲線Ｂ１は、あるトルク指令値に対応する電流指令（Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍ）を表わす。ｄ−ｑ軸平面上の曲線Ｂ２は、曲線Ｂ１が示すトルクを交流電動機Ｍ１から発生させる際におけるモータ電流値を表わす。

ｄ−ｑ軸平面は曲線Ｂ１により、矩形波電圧制御領域とＰＷＭ制御領域とに分けられる。曲線Ｂ１に対応する電流ベクトル（基準電流ベクトル）に対して電流位相が遅れ側となる領域がＰＷＭ制御領域となる。一方、この電流ベクトルに対して電流位相が進み側となる側が矩形波電圧制御領域となる。

曲線Ｂ１上の点Ｐ１は、トルク指令値により定まる電流指令値を表わす。すなわち点Ｐ１は、ＰＷＭ制御が実行された場合の電流指令値を表わす。曲線Ｂ２上の点Ｐ２は、矩形波電圧制御による交流電圧指令の最終値に応じてインバータ１４から出力された電流値を表わす。

本実施の形態では、モータモデルを示すモータ電圧方程式（式（３）および式（４）参照）に電流偏差ΔＩｄおよびΔＩｑを代入することによって、トルク指令値に対応する電圧指令と、矩形波電圧制御による交流電圧指令の最終値に対応する電圧指令との差、すなわち電圧偏差ΔＶｄ，ΔＶｑが演算される。これにより、電圧指令値Ｖｄ＃，Ｖｑ＃を用いることなく電圧偏差ΔＶｄ，ΔＶｑを算出できる。

トルク指令値に対応する電圧指令は、図１０の電圧指令ベクトルＶ２に対応する。一方、矩形波電圧制御による交流電圧指令の最終値に対応する電圧指令は、図１０の電圧指令ベクトルＶ１に対応する。変調率演算部３４０は、電圧偏差ΔＶｄ，ΔＶｑおよび式（８）に基づいて、電圧指令ベクトルの大きさの変化分である電圧指令偏差ΔＶｒを算出する。電圧指令ベクトルＶ１の大きさ（Ｖｒ＿ＶＰＨ）は固定値であるので、電圧指令ベクトルＶ２の大きさＶｒは、Ｖｒ＿ＶＰＨおよびΔＶｒに基づいて算出できる。

変調率演算部３４０は、式（１０）に従って変調率ＭＤを算出する。式（１０）は、変調率ＭＤが電圧指令ベクトルＶ２の大きさ（Ｖｒ）に比例することを示す。矩形波制御の実行時における電圧指令ベクトルＶ１の大きさ（Ｖｒ＿ＶＰＨ）および変調率はいずれも固定値であるので、インバータ１４の入力電圧（直流電圧ＶＨ）が一定であるとすると、Ｖｒ＿ＶＰＨに対するＶｒの比率を算出することによって、矩形波電圧制御からＰＷＭ制御に切換えたときの変調率ＭＤを算出できる。

なお、式（１１）により表わされる係数ｋは一定値である。また、Ｖｒ＿ＶＰＨも一定値である。つまり、本実施の形態ではΔＶｒを算出することにより、矩形波電圧制御からＰＷＭ制御に切換えたときの変調率ＭＤを算出できる。

（制御モードの切換）
次に、矩形波電圧制御とＰＷＭ制御との間の制御モードの切換判定について図１２および図１３を用いて説明する。

図１２は、制御モードの切換判定処理の一例を説明するフローチャートである。図１２に示す切換判定処理では、矩形波電圧制御モードからＰＷＭ制御モードへの制御モードの切換の判定に電流位相が用いられる。なお、図１２のフローチャートに示す処理は、本実施の形態による制御モードの切換判定処理の比較例として示したものである。

図１２を参照して、ステップＳＴ１０において、現在の制御モードがＰＷＭ制御モードであるかどうかが判定される。現在の制御モードがＰＷＭ制御モードであると判定された場合（ステップＳＴ１０においてＹＥＳ）には、ＰＷＭ制御モードに従う電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯および、システム電圧ＶＨに基づいて、変調率が演算される（ステップＳＴ１１）。たとえば上記（７）式によって、変調率ＭＤが算出される。

次に、ステップＳＴ１２において、ステップＳＴ１１で求めた変調率が０．７８以上であるかどうかが判定される。変調率が０．７８より大きいと判定された場合（ステップＳＴ１２においてＹＥＳ）には、ＰＷＭ制御モードでは適切な交流電圧を発生することができないため、矩形波電圧制御モードが選択されるように制御モードが切換えられる（ステップＳＴ１５）。

一方、変調率が０．７８未満であると判定された場合（ステップＳＴ１２においてＮＯ）、ＰＷＭ制御モードが継続的に選択される（ステップＳＴ１４）。

現在の制御モードが矩形波電圧制御モードであると判定された場合（ステップＳＴ１０においてＮＯ）、インバータ１４から交流電動機Ｍ１に供給される交流電流位相（実電流位相）φｉの絶対値が、所定の切換電流位相φ０の絶対値よりも小さくなるか否かが判定される（ステップＳＴ１３）。なお、切換電流位相φ０は、交流電動機Ｍ１の力行時および回生時で異なる値に設定されてもよい。

実電流位相φｉの絶対値が切換電流位相φ０の絶対値よりも小さいと判定された場合（ステップＳＴ１３においてＹＥＳ）、制御モードは矩形波電圧制御モードからＰＷＭ制御に切換えられる。したがってＰＷＭ制御モードが選択される（ステップＳＴ１４）。

実電流位相φｉの絶対値が切換電流位相φ０の絶対値以上であると判定された場合（ステップＳＴ１３においてＮＯ）、制御モードは矩形波電圧制御モードに維持される（ステップＳＴ１５）。

ＰＷＭ制御モードの選択時（ステップＳＴ１４）には、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御のいずれを適用するかが判定される（ステップＳＴ１６）。この判定は、変調率ＭＤを所定の閾値（たとえば、正弦波ＰＷＭ制御適の変調率の理論最大値である０．６１）と比較することにより実行できる。

変調率が閾値以下であるときには正弦波ＰＷＭ制御が適用される。変調率が上記の閾値以下であるときには、交流電圧指令２６４（正弦波成分）の振幅が搬送波２６２の振幅以下であるＰＷＭ制御が実現できる。これに対して、変調率が上記の閾値より大きいときには、過変調ＰＷＭ制御が適用される。この場合には、交流電圧指令２６４（正弦波成分）の振幅が搬送波２６２の振幅より大きくなる。

図１２に示した処理によれば、ＰＷＭ制御モードから矩形波電圧制御モードへの移行の判定時には変調率が用いられる一方で、矩形波電圧制御モードからＰＷＭ制御モードへの移行の判定時には、実電流位相φｉが用いられる。このように複数の種類のパラメータが制御モードの切換の判定に用いられることによって、判定処理が複雑になる。

図１３は、本実施の形態による制御モードの切換判定処理を説明するフローチャートである。図１３および図１２を参照して、本実施の形態による制御モードの切換判定処理は、ステップＳＴ１２の処理およびステップＳＴ１３の処理に代えてステップＳＴ２０の処理およびステップＳＴ２３の処理が実行される点、およびステップＳＴ２１，ＳＴ２２の処理が追加される点において図１２に示す処理と異なる。なお、図１３に示した他のステップの処理は、図１２に示した対応するステップの処理と同様である。よって、以下では主として、ステップＳＴ２０〜ＳＴ２３の処理を説明する。なお、図１３に示した処理は制御装置３０によって、たとえば一定の周期ごとに実行される。

ステップＳＴ１０において、制御装置３０は、現在の制御モードがＰＷＭ制御モードであるかどうかを判定する。現在の制御モードがＰＷＭ制御モードであると判定された場合（ステップＳＴ１０においてＹＥＳ）、制御装置３０（変調率演算部３４０）は、ＰＷＭ制御モードに従う電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯および、システム電圧ＶＨに基づいて、上記（７）式により、変調率を演算する（ステップＳＴ１１）。

次に、ステップＳＴ２０において、制御装置３０（モード切換判定部３６０）は、ステップＳＴ１１で求めた変調率ＭＤが基準値ＭＤ１以上であるかどうかを判定する。変調率ＭＤがＭＤ１以上であると判定された場合（ステップＳＴ２０においてＹＥＳ）には、制御装置３０（モード切換判定部３６０およびモード選択部３８０）により、制御モードがＰＷＭ制御から矩形波電圧制御モードに切換えられる（ステップＳＴ１５）。

一方、ステップＳＴ１１で求められた変調率ＭＤが基準値ＭＤ１未満であると判定された場合（ステップＳＴ２０においてＮＯ）、ＰＷＭ制御モードが継続的に選択される（ステップＳＴ１４）。

現在の制御モードが矩形波電圧制御モードであると判定された場合（ステップＳＴ１０においてＮＯ）、制御装置３０（電圧偏差演算部３２０）は、ＰＷＭ制御部２００により算出された電流偏差ΔＩｄ，ΔＩｑにより電圧偏差ΔＶｄ，ΔＶｑを演算する（ステップＳＴ２１）。上述のように、電圧偏差演算部３２０は、式（５）および式（６）に電流偏差ΔＩｄ，ΔＩｑを代入することによって、電圧偏差ΔＶｄ，ΔＶｑを演算する。

次に、制御装置３０（変調率演算部３４０）は、ステップＳＴ２１において算出された電圧偏差ΔＶｄ，ΔＶｑおよび電圧指令ベクトルＶ１に基づいて、変調率ＭＤを演算する（ステップＳＴ２２）。変調率演算部３４０は、上記の式（８）から式（１０）に従って、変調率ＭＤを演算する。

続いて、制御装置３０（モード切換判定部３６０）は、ステップＳＴ２２において算出された変調率ＭＤが、基準値ＭＤ２以下であるか否かを判定する（ステップＳＴ２３）。変調率ＭＤが基準値ＭＤ２よりも小さいと判定された場合（ステップＳＴ２３においてＹＥＳ）、制御装置３０（モード切換判定部３６０）は、矩形波電圧制御モードからＰＷＭ制御への切換が必要と判定する。したがってＰＷＭ制御モードが選択される（ステップＳＴ１４）。

変調率ＭＤが基準値ＭＤ２より大きいと判定された場合（ステップＳＴ２３においてＮＯ）、制御装置３０（モード切換判定部３６０）は、矩形波電圧制御モードからＰＷＭ制御への切換が不要と判定する。したがって制御モードは矩形波電圧制御モードに維持される（ステップＳＴ１５）。

ＰＷＭ制御モードの選択時（ステップＳＴ１４）には、制御装置３０（モード切換判定部３６０）は、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御のいずれを適用するかを判定する（ステップＳＴ１６）。制御装置３０（モード切換判定部３６０）は、変調率ＭＤを、正弦波ＰＷＭ制御モードでの最高変調率（０．６１）と比較することにより正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御のいずれを適用するかを判定する。

上述のように、本実施の形態ではΔＶｒを算出することにより、矩形波電圧制御からＰＷＭ制御に切換えたときの変調率ＭＤを算出できる。したがって本実施の形態によれば、矩形波電圧制御からＰＷＭ制御に切換えたときの変調率ＭＤを容易に算出できる。変調率ＭＤを容易に算出できることにより、矩形波電圧制御からＰＷＭ制御への制御モードの切換要否を変調率ＭＤのみに基づいて判定することができる。これにより、矩形波電圧制御からＰＷＭ制御への制御モードの切換要否を容易に実行できる。

さらに、本実施の形態によれば、変調率のみに基づいて、制御モードをＰＷＭ制御モードと矩形波電圧制御モードとの間で相互に切換えることができる。これにより制御モードの切換の要否判定が複雑化するのを回避できる。

基準値ＭＤ２は基準値ＭＤ１と等しくてもよい。ただし、基準値ＭＤ２を基準値ＭＤ１よりも小さくすることが好ましい。基準値ＭＤ２を基準値ＭＤ１よりも小さくすることで制御モードの切換に関するヒステリシスを設定することができる。これにより、制御モードの切換時にハンチングが生じるのを防止できる。ハンチングを防止することによって制御モードを速やかに切換えることができる。本実施の形態によれば、ヒステリシスを容易に設定することができるので、制御モードを速やかに切換えることができる。

さらに本実施の形態によれば、矩形波電圧制御の実行時に、トルク指令に従う電流指令と、矩形波電圧制御による交流電圧指令の最終値に対応するモータ電流値（実電流値）との電流偏差を、変調率の算出のために用いる。その変調率が基準値ＭＤ２未満の場合に、矩形波電圧制御からＰＷＭ制御（過変調ＰＷＭ制御）への切換の要否が判断される。よって、矩形波電圧制御からＰＷＭ制御（過変調ＰＷＭ制御）への切換時における電流偏差が小さくなるように基準値ＭＤ２を定めることができる。

電流偏差は、ＰＷＭ制御の実行時には、電圧指令の生成に用いられる。具体的にはＰＷＭ制御の実行時には、電流偏差が０となるように、交流電圧指令が生成される。制御モードが矩形波電圧制御からＰＷＭ制御に切り換わった直後における電流偏差を小さくすることにより、ＰＷＭ制御の開始時において、交流電圧指令が大きく変化することを防ぐことができる。これにより、ＰＷＭ制御（電流フィードバック制御）の開始時におけるオーバシュートを抑制できるので、矩形波電圧制御からＰＷＭ制御への切換直後において交流電動機Ｍ１の制御が不安定になること（たとえばトルクの急変など）を回避できる。

（電動車両の構成例）
図１４は、図１に示したモータ駆動制御システムが適用された電動車両の一例を示すブロック図である。図１４および図１を参照して、ハイブリッド車両１０００は、エンジン１５０と、第１ＭＧ（Motor Generator）１１０と、第２ＭＧ１２０と、動力分割機構１３０と、減速機１４０と、制御装置３０と、直流電圧発生部１０♯と、インバータユニット１７０と、駆動輪１６０とを備える。

エンジン１５０、第１ＭＧ１１０および第２ＭＧ１２０は、動力分割機構１３０に連結される。そして、ハイブリッド車両１０００は、エンジン１５０および第２ＭＧ１２０の少なくとも一方からの駆動力によって走行する。エンジン１５０が発生する動力は、動力分割機構１３０によって２経路に分割される。すなわち、一方は減速機１４０を介して駆動輪１６０へ伝達される経路であり、もう一方は第１ＭＧ１１０へ伝達される経路である。

第１ＭＧ１１０、第２ＭＧ１２０はともに上述の電動発電機、すなわち交流電動機である。図１に示した交流電動機Ｍ１は、第１ＭＧ１１０および第２ＭＧ１２０のいずれにも適用可能である。また、インバータユニット１７０は、第１ＭＧ１１０および第２ＭＧ１２０をそれぞれ駆動制御するための２つのインバータ（図１に示したインバータ１４に対応）を含む。

第１ＭＧ１１０は、動力分割機構１３０によって分割されたエンジン１５０の動力を用いて発電する。たとえば、直流電源Ｂの充電状態（以下「ＳＯＣ（State Of Charge）」とも称する。）を示す値が予め定められた値よりも低くなると、エンジン１５０が始動して第１ＭＧ１１０により発電が行なわれる。第１ＭＧ１１０によって発電された電力は、インバータユニット１７０により交流から直流に変換され、コンバータ１２により電圧が調整されて直流電源Ｂに蓄えられる。さらに第１ＭＧ１１０は、直流電源Ｂに蓄積された電力を用いてエンジン１５０を始動する。

第２ＭＧ１２０は、直流電源Ｂに蓄えられた電力および第１ＭＧ１１０により発電された電力の少なくとも一方を用いて駆動力を発生する。そして、第２ＭＧ１２０の駆動力は、減速機１４０を介して駆動輪１６０に伝達される。これにより、第２ＭＧ１２０はエンジン１５０を補助したり、第２ＭＧ１２０からの駆動力によって車両を走行させたりする。なお、図１４では、駆動輪１６０は前輪として示されているが、第２ＭＧ１２０は前輪に代えて、または前輪とともに、後輪を駆動してもよい。

ハイブリッド車両１０００の制動時等には、減速機１４０を介して駆動輪１６０により第２ＭＧ１２０が駆動されて、第２ＭＧ１２０が発電機として作動する。これにより、第２ＭＧ１２０は、制動エネルギーを電力に変換する回生ブレーキとして作動する。そして、第２ＭＧ１２０により発電された電力は、直流電源Ｂに蓄えられる。

動力分割機構１３０は、サンギヤと、ピニオンギヤと、キャリアと、リングギヤとを含む遊星歯車から成る。ピニオンギヤは、サンギヤおよびリングギヤと係合する。キャリアは、ピニオンギヤを自転可能に支持するとともに、エンジン１５０のクランクシャフトに連結される。サンギヤは、第１ＭＧ１１０の回転軸に連結される。リングギヤは第２ＭＧ１２０の回転軸および減速機１４０に連結される。

そして、エンジン１５０、第１ＭＧ１１０および第２ＭＧ１２０が、遊星歯車から成る動力分割機構１３０を介して連結されることによって、エンジン１５０、第１ＭＧ１１０および第２ＭＧ１２０の回転数は、共線図において直線で結ばれる関係になる。

制御装置３０は、エンジン１５０、直流電圧発生部１０♯およびインバータユニット１７０を制御する。制御装置３０がインバータユニット１７０を制御することによって、第１ＭＧ１１０および第２ＭＧ１２０が制御される。

なお図１４では、電動車両の一例としてハイブリッド自動車を示したが、電気自動車あるいは燃料電池車等、電気エネルギーによって車両駆動力を発生する自動車に本発明を適用可能である。これらの電動車両には、駆動輪を駆動するためのトルクを発生する電動機が搭載される。その電動機として、交流電動機を採用できる。よって、上述の電動車両に対して本発明が適用可能である。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

５ アース線、６，７ 電力線、１０♯ 直流電圧発生部、１０，１３ 電圧センサ、１１，２４ 電流センサ、１２ コンバータ、１４ インバータ、１５ Ｕ相アーム、１６ Ｖ相アーム、１７ Ｗ相アーム、２５ 回転角センサ、３０ 制御装置、１００ モータ駆動制御システム、１１０ 第１ＭＧ、１２０ 第２ＭＧ、１３０ 動力分割機構、１４０ 減速機、１５０ エンジン、１６０ 駆動輪、１７０ インバータユニット、２００ 正弦波ＰＷＭ制御部、２０１ 過変調ＰＷＭ制御部、２１０ 電流指令生成部、２２０，２５０ 座標変換部、２３０ 電流フィルタ、２４０ 電圧指令生成部、２６０ ＰＷＭ変調部、２６２ 搬送波、２６４ 交流電圧指令、２７０ 電圧振幅補正部、２８０ ＰＷＭ制御部、３２０ 電圧偏差演算部、３４０ 変調率演算部、３６０ モード切換判定部、３８０ モード選択部、４００ 矩形波電圧制御部、４１０ 電力演算部、４２０ トルク演算部、４３０ ＰＩ演算部、４４０ 矩形波発生器、４５０ 信号発生部、１０００ ハイブリッド車両、Ａ１ 低回転数域、Ａ２ 中回転数域、Ａ３ 高回転数域、Ｂ 直流電源、Ｂ１，Ｂ２ 曲線、Ｃ０，Ｃ１ 平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８ 逆並列ダイオード、Ｌ１ リアクトル、Ｍ１ 交流電動機、Ｐ１，Ｐ２ 点、Ｑ１〜Ｑ８ 電力用半導体スイッチング素子、Ｓ１〜Ｓ８ スイッチング制御信号、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー、Ｖ１，Ｖ２ 電圧指令ベクトル。

Claims (7)

1. 交流電動機の制御装置であって、前記交流電動機に印加される印加電圧は、直流電圧を前記印加電圧に変換するインバータによって制御され、
   前記制御装置は、
   前記インバータと前記交流電動機との間に流れるモータ電流を検出する電流検出器と、
   前記電流検出器により検出された前記モータ電流と、前記交流電動機の動作指令に対応する電流指令との電流偏差に基づいて、前記交流電動機を前記動作指令に従って動作させるための交流電圧指令を生成するとともに、前記交流電圧指令と搬送波との比較に基づくパルス幅変調制御によって、前記インバータの制御指令を発生するパルス幅変調制御部と、
   前記電流検出器により検出された前記モータ電流と、前記交流電動機の前記動作指令とに基づいて、前記印加電圧が前記動作指令に応じた位相を有する矩形波電圧となるように前記印加電圧を制御する矩形波電圧制御によって、前記インバータの前記制御指令を発生する矩形波電圧制御部と、
   前記交流電動機の電圧方程式に前記電流偏差を代入する演算を実行することにより、前記矩形波電圧制御の実行時における前記交流電圧指令に対応する第１の電圧指令と、前記パルス幅変調制御の実行時における前記交流電圧指令に対応する第２の電圧指令との電圧偏差を演算する電圧偏差演算部と、
   前記第１の電圧指令および前記電圧偏差に基づいて、前記直流電圧の値に対する前記印加電圧の実効値の比として定義される変調率を表す第１の制御値を演算する変調率演算部と、
   前記矩形波電圧制御部による前記矩形波電圧制御の実行時に、前記第１の制御値に基づいて、前記矩形波電圧制御から前記パルス幅変調制御への前記交流電動機の制御モードの切換要否を判定するモード切換判定部とを備える、交流電動機の制御装置。
2. 前記電流偏差は、ｄ軸電流偏差およびｑ軸電流偏差を含み、
   前記電圧偏差演算部は、前記ｄ軸電流偏差および前記ｑ軸電流偏差を前記電圧方程式に代入する演算を実行することにより、ｄ軸電圧偏差およびｑ軸電圧偏差を含む前記電圧偏差を演算し、
   前記変調率演算部は、前記第１の電圧指令に対応する電圧ベクトルの大きさを表わす第１の値から、前記ｄ軸電圧偏差および前記ｑ軸電圧偏差の合成ベクトルの大きさを表わす補正値を減算することにより、前記第２の電圧指令に対応する電圧ベクトルの大きさを表わす第２の値を演算するとともに、前記第１の値に対する前記第２の値の比率および前記矩形波電圧制御の実行時における前記変調率の値に基づいて、前記第１の制御値を算出する、請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
3. 前記変調率演算部は、前記第２の電圧指令および、前記直流電圧の値に基づいて、前記パルス幅変調制御部による前記パルス幅変調制御の実行時における前記変調率を表わす第２の制御値を演算し、
   前記モード切換判定部は、前記第２の制御値に基づいて、前記パルス幅変調制御から前記矩形波電圧制御への前記制御モードの切換の要否を判定する、請求項２に記載の交流電動機の制御装置。
4. 前記モード切換判定部は、前記第１の制御値が第１の基準値よりも小さい場合に、前記矩形波電圧制御から前記パルス幅変調制御への切換が必要であると判定するとともに、前記第２の制御値が第２の基準値よりも大きい場合に、前記矩形波電圧制御から前記パルス幅変調制御への切換が必要であると判定し、
   前記第１の基準値は、前記第２の基準値よりも小さい、請求項３に記載の交流電動機の制御装置。
5. 前記パルス幅変調制御部は、前記電流偏差が０に近づくように、前記第２の電圧指令を生成する、請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
6. 前記パルス幅変調制御部は、
   正弦波パルス幅変調方式に従って、前記電流偏差に応じて、前記制御指令を発生する第１の制御部と、
   前記正弦波パルス幅変調方式よりも基本波成分が大きい前記印加電圧を出力するための過変調パルス幅変調方式に従って、前記電流偏差に応じて前記制御指令を発生する第２の制御部とを含む、請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
7. 前記交流電動機と、
   前記インバータと、
   請求項１から６のいずれか１項に記載の交流電動機の制御装置とを備える、電動車両。

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