JP4661183B2 - モータ駆動装置 - Google Patents

Description

この発明は、モータ駆動装置に関し、特に、出力トルクの制振制御機能を備えたモータ駆動装置に関する。

最近、環境に配慮した自動車として、ハイブリッド自動車（Hybrid Vehicle）および電気自動車（Electric Vehicle）が注目されている。ハイブリッド自動車は、従来のエンジンに加え、直流電源とインバータとインバータによって駆動されるモータとを動力源とする自動車である。つまり、エンジンを駆動することにより動力源を得るとともに、直流電源からの直流電圧をインバータによって交流電圧に変換し、その変換した交流電圧によりモータを回転することによって動力源を得るものである。

また、電気自動車は、直流電源とインバータとインバータによって駆動されるモータとを動力源とする自動車である。

このようなハイブリッド自動車または電気自動車に搭載されるモータ駆動装置においては、モータの出力トルクをトルク指令値に高精度に合致させ、トルク制御のずれによって生じる車両の振動を抑える制振制御技術が採用されている（たとえば特許文献１参照）。

図１９は、たとえば特許文献１に開示される、交流電動機の電流制御装置の概略ブロック図である。なお、本図に示す電流制御装置は、モータの固定子と回転子との電圧、電流をともに直線で扱えるγ−δ座標系で考える、いわゆるベクトル制御技術を採用する。

図１９を参照して、誘導電動機１０２は、インバータ１１１からの３相交流電流により駆動される。

ベクトル制御指令値演算器１０１は、外部から与えられるトルク指令値Ｔ＊を入力として、すべり角速度指令値ωｓｅ＊、励磁電流指令値ｉｒｓ＊およびトルク電流指令値ｉδｓ＊を演算して出力する。

ベクトル制御指令値演算器１０１の出力したすべり角速度指令値ωｓｅ＊は、積分器１１５に入力される。また、励磁電流指令値ｉｒｓ＊およびトルク電流指令値ｉδｓ＊は、電流制御器１０９に入力される。

積分器１１５は、すべり角速度指令値ωｓｅ＊を積分してすべり角位相θｓｅを求め、この角位相θｓｅを加算器からなる電流角位相演算器１１４へ出力する。一方、回転位置検出器１１３は、エンコーダ１０３からの信号を基に誘導電動機１０２の回転子の回転角位置θｒｅを求め、電源角位相演算器１１４へ出力する。

電源角位相演算器１１４は、回転角位置θｒｅとすべり角位置θｓｅとを加算して、電源角位相θを算出する。

ｕ相電流センサ１０６は、誘導電動機１０２の固定子のｕ相電流ｉｕを検出出力し、ｖ相電流センサ１０７は、固定子のｖ相電流ｉｖを検出出力する。３相／２相変換器１０８は、これらのｕ相電流ｉｕ、ｖ相電流ｉｖおよび電源角位相θから、励磁電流ｉγｓとトルク電流ｉδｓとを演算して出力する。

電流制御器１０９は、励磁電流指令値ｉｒｓ＊および励磁電流ｉｒと、トルク電流指令値ｉδｓ＊およびトルク電流ｉδｓとから、それぞれ励磁成分電圧指令値ｖγｓ＊とトルク成分電圧指令値ｖδｓ＊とを演算して出力する。

ＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）発生器１１０は、電源角位相θを用いて、励磁成分電圧指令値ｖγｓ＊とトルク成分電圧指令値ｖδｓ＊とを３相電圧指令値へ２相／３相変換し、３相ＰＷＭ信号をインバータ１１１へ出力する。インバータ１１１は、３相ＰＷＭ信号に応じて誘導電動機１０２へ３相交流電流（ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）を供給する。

以上の構成において、ＰＷＭ発生器１１０での２相／３相変換に用いられる電源角位相θにおいて、構成要素である回転角位置θｒｅは、エンコーダ１０３にて常に最新の値を正確に得ることができることから、計測に所定の時間を要し、しかもその速度変化時に計測誤差が大きくなる回転角速度から電源角位相を求めるのに対して、電動機出力トルクが精度良く指令値に制御される。これにより、トルク制御ずれによるガクガク振動と呼ばれる、車両の前後加速度が抑制される。

また、ベクトル制御をデジタル電流制御で行ない、回転角位置と実際の３相電流とをサンプリングするときに、回転角位置のサンプリング値とすべり角位相とを加算して第１の電源角位相を演算するとともに、回転角速度とすべり角速度とを加算して電源角速度を演算し、この電源角速度によって第１の電源角位相を補償した第２の電源角位相を用いて、３相ＰＷＭ信号を発生させることから、過渡時の制御の振れを抑制することができる。
特開平９−２３８４９２号公報 特開２０００−３５８３９３号公報

ここで、図１９のＰＷＭ発生器１１０で生成される３相ＰＷＭ信号は、励磁成分電圧指令値ｖγｓ＊およびトルク成分電圧指令値ｖδｓ＊と三角波のキャリア信号とを比較して得られたスイッチング信号である。このスイッチング信号を用いて、インバータ１１１の素子のオン／オフを行なうことにより、その平均値が電圧指令値の振幅に比例した交流出力電圧を得ることができる。

一方、ＰＷＭ制御方式において、三角波信号の周期ごとに必ず素子のオン／オフが行なわれるためには、電圧指令値の振幅は三角波信号の振幅よりも小さくなければならない。このため、電圧利用率に限界があり、十分な高出力が得られないという問題がある。

電圧利用率がＰＷＭ制御方式よりも高い制御方式としては、矩形波電圧による制御（矩形波制御方式）もしくは過変調制御方式が知られている。矩形波制御方式および過変調制御方式によれば、電圧を限界に近いところまで利用することから、ＰＷＭ制御方式に比べて、モータの出力を高めることができる。

一方、矩形波制御および過変調制御方式においては、制御応答性がＰＷＭ制御方式に対して相対的に低いことから、トルク指令値やモータ回転数が急変した場合に、バッテリに瞬時ドロップが発生するなどによって所望のトルクを得ることができないといった問題が生じる。

この点において、ＰＷＭ制御方式は、制御応答性が高いことから、負荷の急変に対しても安定的にトルクを出力することができ、有利といえる。

そこで、制御全体での電圧利用率を高めるとともに、負荷が急変する過渡変化時においてもモータの安定制御を可能とするために、モータの制御モードをＰＷＭ制御と矩形波制御との間で選択的に切替え可能な電動機制御装置が開示されている（たとえば特許文献２参照）。

特許文献２に係る電動機制御装置によれば、交流電動機の各相の電圧指令値の絶対値がＡ／２（ここでは、バッテリ電圧と等価な値）を越えるまでは、ＰＷＭ波形電圧による制御を行ない、電圧指令値の絶対値がＡ／２以上となると、矩形波電圧による制御を行なう。さらに、各相の電圧指令値のうちのいずれかが、インバータで生成可能な最大電圧値を越えたときには、トルク指令値を引き下げて、再度電圧指令値の算出を行なう。また、その引き下げられたトルク指令値を車両制御用のＥＣＵに通知することを特徴とする。

ここで、このようなモータの制御モードの切替え機能を備えたモータ駆動装置において、先述の制振制御を適用する場合を考える。

制振制御は、先述のように、電動機出力トルクを精度良く指令値に制御し、過渡時の制御の振れを抑制する技術である。このため、モータの制御モードとしては、図１３に示すように、制御応答性に優れたＰＷＭ制御が用いられる。

今、電圧指令値に応じて、モータの制御モードがＰＷＭ制御から矩形波制御に切替えられたものとする。矩形波制御では、制御応答性が低いことから、高精度な制振制御を継続することが困難となる。このため、ＰＷＭ制御から矩形波制御への切替えタイミングにおいて、モータの出力トルクには、その波形が不連続となる、いわゆる段付き部分が生じてしまう。この段付き部分の発生は、車両の揺れとなり、運転手に多大な不快感を与えることになる。

本発明は、上述の問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、モータの制御モード切替え時に生じる出力トルクの振れを抑制可能なモータ駆動装置を提供することである。

また、この発明の目的は、制振制御の有効に実施するための制振制御の適用手段を備えるモータ駆動装置を提供することである。

この発明によれば、モータ駆動装置は、第１のモータを駆動する第１の駆動回路と、第１のモータの出力トルクを要求トルクに追従させるように第１の駆動回路を制御する駆動回路制御回路とを備える。駆動回路制御回路は、第１の駆動回路の変調率に応じて、第１のモータの制御モードをＰＷＭ制御モード、過変調制御モードおよび矩形波制御モードの間で切替える制御モード切替手段と、第１のモータの制御モードがＰＷＭ制御モードであるとき、第１のモータの出力トルクの振動を抑制するための制振トルクを生成し、制振トルクを要求トルクに加算して新たな要求トルクとする制振制御手段とを含む。制御モード切替手段は、第１の駆動回路の変調率が第１の所定値を越えたことに応じて、第１のモータの制御モードをＰＷＭ制御モードから過変調制御モードに切替え、制振制御手段は、第１の駆動回路の変調率が、第１の所定値よりも小さい第２の所定値から第１の所定値に達するまでの期間において、制振トルクを漸減させる。

好ましくは、制振制御手段は、第１のモータの回転数の変動成分に基づいて制振トルクを生成する生成手段と、生成した制振トルクに、第１の駆動回路の変調率に応じて変化する第１の補正係数を乗じて制振トルクを補正する第１の補正手段と、補正した制振トルクと要求トルクとの加算結果を新たな要求トルクとする加算手段とを含む。

好ましくは、第１の補正係数は、第１の駆動回路の変調率が第２の所定値から第１の所定値に向かって漸増するに従って漸減する。

好ましくは、第１の補正手段は、第１の補正係数が、第１の駆動回路の変調率が漸増するに従って漸減するように予め定められた第１の補正係数のマップを有し、第１の補正係数のマップから第１の駆動回路の変調率に対応する第１の補正係数を抽出して制振トルクを補正する。

好ましくは、第１のモータは、車両の駆動輪に作用する駆動トルクを発生するモータであり、制振制御手段は、生成した制振トルクに、車両の状態に応じて変化する第２の補正係数を乗じて制振トルクを補正する第２の補正手段をさらに含む。

好ましくは、制振制御手段は、駆動トルクの変動量に基づいて車両の状態を検出する車両状態検出手段をさらに含む。第２の補正手段は、駆動トルクの変動量に応じて変化する第２の補正係数を乗じて制振トルクを補正する。

好ましくは、第２の補正係数は、駆動トルクの変動量が所定値を上回るときにおいて、駆動トルクの変動量が増加するに従って増加する。

好ましくは、第２の補正係数は、駆動トルクの変動量が増加するに従って、段階的もしくは連続的に増加する。

好ましくは、第２の補正係数は、駆動トルクが変動し始めてから所定の期間において、相対的に高い値に設定され、所定の期間経過後において、相対的に低い値に設定される。

好ましくは、所定の期間は、第１のモータの回転数の変動成分が有する共振周波数帯域の略１周期の期間に相当する。

好ましくは、第２の補正係数は、駆動トルクの変動量が所定値以下のときには、略零となる。

好ましくは、第２の補正係数は、駆動トルクの変動量が所定値以下となった時点から所定の期間において、漸減する。

好ましくは、加算手段は、駆動トルクの変動量が所定値以下のときには、補正した制振トルクと要求トルクとの加算を行なわず、要求トルクを新たな要求トルクとする。

好ましくは、モータ駆動装置は、内燃機関を始動または停止する第２のモータを駆動する第２の駆動回路をさらに備える。車両状態検出手段は、第１の駆動回路の要求トルク、第２の駆動回路の要求トルクおよび内燃機関の要求トルクの変動量の少なくとも１つに基づいて、駆動トルクの変動量を検出する。

好ましくは、モータ駆動装置は、電源と第１および第２の駆動回路との間で電圧変換を行なう電圧変換器をさらに備える。電圧変換器は、内燃機関の始動指示に応じて、第１の駆動回路の変調率が第１の所定値以下となるように、電源電圧を昇圧し、制御モード切替手段は、第１の駆動回路の変調率が第１の所定値以下となることに応じて、第１のモータの制御モードをＰＷＭ制御モードに切替える。

この発明によれば、変調率に応じて交流モータの制御モードを切替える構成において、ＰＷＭ制御モード時に生成される制振トルクを、ＰＷＭ制御モードから過変調制御モードへの切替え時において漸減させることによって、出力トルクにおける段付きの発生を抑制することができる。

また、この発明によれば、駆動トルクの変動量に応じて制振制御を行なうことによって、制振制御を有効に実施して、その長所を最大限に引き出すことができる。

以下、この発明の実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、図中同一符号は同一または相当部分を示す。

［実施の形態１］
図１は、この発明の実施の形態１によるモータ駆動装置の概略ブロック図である。

図１を参照して、モータ駆動装置１００は、直流電源Ｂと、電圧センサ１０と、インバータ１２と、電流センサ２０と、レゾルバ３０と、制御装置４０とを備える。

交流モータＭ１は、ハイブリッド自動車または電気自動車の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動モータである。また、交流モータＭ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように、そして、エンジンに対して電動機として動作し、たとえばエンジンを始動し得るようなモータである。

インバータ１２は、Ｕ相アーム１４と、Ｖ相アーム１６と、Ｗ相アーム１８とからなる。Ｕ相アーム１４、Ｖ相アーム１６およびＷ相アーム１８は、電源ラインとアースラインとの間に並列に設けられる。

Ｕ相アーム１４は、直列接続されたＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２からなる。Ｖ相アーム１６は、直列接続されたＮＰＮトランジスタＱ３，Ｑ４からなる。Ｗ相アーム１８は、直列接続されたＮＰＮトランジスタＱ５，Ｑ６からなる。また、各ＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ６のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードＤ１〜Ｄ６がそれぞれ接続されている。

各相アームの中間点は、交流モータＭ１の各相コイルの各相端に接続されている。すなわち、交流モータＭ１は、３相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中点に共通に接続されて構成される。Ｕ相コイルの他端がＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２の中間点に、Ｖ相コイルの他端がＮＰＮトランジスタＱ３，Ｑ４の中間点に、Ｗ相コイルの他端がＮＰＮトランジスタＱ５，Ｑ６の中間点にそれぞれ接続されている。

直流電源Ｂは、ニッケル水素またはリチウムイオンなどの二次電池からなる。電圧センサ１０は、直流電源Ｂから出力される電圧Ｖｍを検出し、検出した電圧Ｖｍを制御装置４０へ出力する。

システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置４０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。

インバータ１２は、直流電源Ｂから直流電圧が供給されると、制御装置４０からの駆動信号ＤＲＶに基づいて直流電圧を交流電圧に変換して交流モータＭ１を駆動する。これにより、交流モータＭ１は、トルク指令値ＴＲ０によって指定されたトルクを発生するように駆動される。

また、インバータ１２は、モータ駆動装置１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時、交流モータＭ１が発電した交流電圧を制御装置４０からの信号ＤＲＶに基づいて直流電圧に変換し、変換した直流電圧を直流電源Ｂへ供給する。

なお、ここで言う回生制動とは、ハイブリッド自動車または電気自動車を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合との回生発電を伴なう制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車速を減速（または加速を中止）させることを含む。

電流センサ２０は、交流モータＭ１に流れるモータ電流ＭＣＲＴを検出し、その検出したモータ電流ＭＣＲＴを制御装置４０へ出力する。

レゾルバ３０は、交流モータＭ１の回転軸に取り付けられており、交流モータＭ１の回転子の回転角度θｎを検出して制御装置４０へ出力する。

制御装置４０は、外部に設けられたＥＣＵ（Electrical Control Unit）からトルク指令値ＴＲ０およびモータ回転数ＭＲＮを受け、電圧センサ１０から電圧Ｖｍを受け、電流センサ２０からモータ電流ＭＣＲＴを受け、レゾルバ３０から回転角度θｎを受ける。

制御装置４０は、レゾルバ３０からの回転角度θｎと、トルク指令値ＴＲ０およびモータ電流ＭＣＲＴとを用いてインバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ６を駆動するための駆動信号ＤＲＶを生成し、その生成した駆動信号ＤＲＶをインバータ１２へ出力する。

さらに、制御装置４０は、モータ駆動装置１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時、回転角度θｎとトルク指令値ＴＲ０およびモータ電流ＭＣＲＴとに基づいて、交流モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換するための駆動信号ＤＲＶを生成し、その生成した駆動信号ＤＲＶをインバータ１２へ出力する。この場合、インバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ６は、駆動信号ＤＲＶによってスイッチング制御される。これにより、インバータ１２は、交流モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換して直流電源Ｂへ供給する。

図２は、図１の制御装置４０に含まれるインバータ制御回路５０のブロック図である。

図２を参照して、インバータ制御回路５０は、制振制御手段５０１と、インバータ制御手段５０２とを含む。

制振制御手段５０１は、交流モータＭ１の出力トルクに生じる振動を抑えるために、トルク指令値ＴＲ０にトルクの振れを相殺するためのトルク（以下、制振トルクとも称する）を加算する、逆位相トルク加算方式を採用する。

本方式は、モータ回転数ＭＲＮの検出結果から回転数の変動成分を抽出し、この抽出した変動成分と逆位相となるトルク（制振トルク）を求めることにより行なわれる。得られた制振トルクは、外部からのトルク指令値ＴＲ０に加算され、その加算結果が最終トルク指令値ＴＲとして、インバータ制御手段５０２へ出力される。

なお、このような制振制御は、高い制御応答性を要することから、交流モータＭ１の制御モードのうちのＰＷＭ制御モード時において実行される。制振制御手段５０１は、後述するように、インバータ制御手段５０２にてＰＷＭ制御モードが指定されたことに応じて動作状態となる。また、ＰＷＭ制御モード以外の制御モードが指定されたことに応じて非動作状態となる。制御モードの判別は、インバータ制御手段５０２から出力される変調率を指示する信号ＭＤＲに基づいて行なわれる。制振制御の具体的構成については、後に詳述する。

インバータ制御手段５０２は、回転角度θｎ、最終トルク指令値ＴＲおよびモータ電流ＭＣＲＴに基づいて、交流モータＭ１の駆動時、インバータ１２のＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ６をオン／オフするための駆動信号ＤＲＶを生成し、その生成した駆動信号ＤＲＶをインバータ１２へ出力する。

また、インバータ制御手段５０２は、インバータ１２の入力電圧Ｖｍと、交流モータＭ１の各相のコイルに印加する電圧の操作量とから変調率を算出する。インバータ制御手段５０２は、算出した変調率に基づいて、交流モータＭ１の制御モードを設定するとともに、変調率を指示する信号ＭＤＲを制振制御手段５０１へ出力する。

また、インバータ制御手段５０２は、モータ駆動装置１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時、回転角度θｎ、最終トルク指令値ＴＲおよびモータ電流ＭＣＲＴに基づいて、交流モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換するための駆動信号ＤＲＶを生成してインバータ１２へ出力する。

図３は、図２に示すインバータ制御手段５０２の制御ブロック図である。

図３を参照して、インバータ制御手段５０２は、モータ制御用相電圧演算部７０と、駆動信号生成部７２と、制御モード設定部７４とを含む。

モータ制御用相電圧演算部７０は、インバータ１２の入力電圧Ｖｍを電圧センサ１０から受け、交流モータＭ１の各相に流れるモータ電流ＭＣＲＴを電流センサ２０から受け、最終トルク指令値ＴＲを制振トルク制御手段５０１から受ける。そして、モータ制御用相電圧演算部７０は、これらの入力信号に基づいて、交流モータＭ１の各相のコイルに印加する電圧の操作量Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を出力する。

図４は、図３に示すモータ制御用相電圧演算部７０の制御ブロック図である。

図４を参照して、モータ制御用相電圧演算部７０は、電流変換部７０１と、減算器７０２と、ＰＩ制御部７０３と、回転速度演算部７０４と、速度起電力予測演算部７０５と、加算器７０６と、変換部７０７とを含む。

電流変換部７０１は、電流センサ２０が検出したモータ電流ＭＣＲＴをレゾルバ３０から出力された回転角度θｎを用いて三相二相変換する。つまり、電流変換部７０１は、交流モータＭ１の各相を流れる３相のモータ電流ＭＣＲＴを回転角度θｎを用いてｄ軸およびｑ軸に流れる電流値Ｉｄ，Ｉｑに変換して減算器７０２へ出力する。

減算器７０２は、交流モータＭ１が最終トルク指令値ＴＲによって指定されたトルクを出力するために算出された電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊から、電流変換部７０１からの電流値Ｉｄ，Ｉｑを減算して偏差ΔＩｄ，ΔＩｑを演算する。

ＰＩ制御部７０３は、偏差ΔＩｄ，ΔＩｑに対してＰＩゲインを用いてモータ電流調整用の操作量を演算する。

回転速度演算部７０４は、レゾルバ３０から受けた回転角度θｎに基づいて交流モータＭ１の回転速度を演算し、その演算した回転速度を速度起電力予測演算部７０５へ出力する。速度起電力予測演算部７０５は、回転速度演算部７０４からの回転速度に基づいて速度起電力の予測値を演算する。

加算器７０６は、ＰＩ制御部７０３からのモータ電流調整用の操作量と、速度起電力予測演算部７０５からの速度起電力の予測値とを加算してｄ軸およびｑ軸に印加する電圧の操作量Ｖｄ，Ｖｑを演算する。

変換部７０７は、ｄ軸およびｑ軸に印加する電圧の操作量Ｖｄ，Ｖｑを回転角度θｎを用いて交流モータＭ１の３相コイルに印加する電圧の操作量Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に変換する。

再び図３を参照して、モータ制御用相電圧演算部７０から出力された電圧の操作量Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は、駆動信号生成部７２と制御モード設定部７４とにそれぞれ入力される。

制御モード設定部７４は、電圧の操作量Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊とインバータ１２の入力電圧Ｖｍとを受けると、これらの比である変調率を算出する。そして、制御モード設定部７４は、変調率の算出結果に基づいて、インバータ１２における交流モータＭ１の制御モードを設定し、設定した制御モードを指示する信号ＭＤを駆動信号生成部７２へ出力する。さらに、制御モード設定部７４は、算出した変調率を指示する信号ＭＤＲを図２に示す制振制御手段５０１へ出力する。

駆動信号生成部７２は、信号ＭＤにより指示された制御モードに基づいて、電圧の操作量Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊から駆動信号ＤＲＶを生成する。詳細には、駆動信号生成部７２は、入力された電圧の操作量Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に基づいて、実際にインバータ１２の各ＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ６をオン／オフする駆動信号ＤＲＶを生成し、その生成した駆動信号ＤＲＶを各ＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ６へ出力する。

これにより、各ＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ６は、スイッチング制御され、交流モータＭ１が指令されたトルクを出力するように交流モータＭ１の各相に流す電流を制御する。このようにして、モータ駆動電流ＭＣＲＴが制御され、最終トルク指令値ＴＲに応じたモータトルクが出力される。

ここで、インバータ１２における交流モータＭ１の制御モードには、ＰＷＭ制御モード、過変調制御モード、および矩形波制御モードがある。そして、これらの制御モードは、インバータ１２に含まれるＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ６をオン／オフする周波数（「キャリア周波数」と言う。以下、同じ。）が相互に異なる。より具体的には、ＰＷＭ制御モードは、キャリア周波数が最も高く、過変調制御モードはキャリア周波数が次に高く、矩形波制御モードはキャリア周波数が最も低い。

また、インバータ１２の入力電圧Ｖｍに対する電圧の操作量Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊の比率を示す変調率については、ＰＷＭ制御モードが最も低く、過変調制御モードが次に低く、矩形波制御モードは最も高い。すなわち、ＰＷＭ制御モードは、電圧利用率が最も低く、過変調制御モードは電圧利用率が次に低く、矩形波制御モードは電圧利用率が最も高いといえる。

図５は、交流モータＭ１のトルクとモータ回転数ＭＲＮとの関係を示す図である。

交流モータＭ１のトルクは、所定の回転数までは略一定であり、所定の回転数を越えると、モータ回転数ＭＲＮの増加に伴ない徐々に低下する。トルクとモータ回転数ＭＲＮとは、変調率の大小でそれぞれ異なった相関を示しており、変調率が大きいほど、すなわち電圧利用率が高いほど、発生するトルクが大きいことが分かる。

図５において、変調率が０．７以下の領域は、交流モータＭ１の制御モードがＰＷＭ制御モードであることを示し、変調率が０．７以上の領域は、交流モータＭ１の制御モードが過変調制御モードおよび矩形波制御モードであることを示す。

図３に示すように、制御モード設定部７４は、電圧の操作量Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を受けると、これらとインバータ１２の入力電圧Ｖｍとの比である変調率ＭＤＲを算出し、算出した変調率ＭＤＲに応じて、図５の関係図から最適な制御モードを選出する。制御モード設定部７４は、選出した制御モードを指示する信号ＭＤを駆動信号生成部７２へ出力する。

さらに、制御モード設定部７４は、変調率ＭＤＲの算出結果を示す信号ＭＤＲを図２の制振制御手段５０１へ出力する。制振制御手段５０１は、後述するように、信号ＭＤＲを受けると、変調率ＭＤＲの算出結果に基づいて、トルク指令値ＴＲ０に加算する制振トルクの大きさを補正する。

図６は、インバータ制御手段５０２の行なう交流モータＭ１の制御モードの設定動作を説明するためのフローチャートである。

図６を参照して、インバータ制御手段５０２のモータ制御用相電圧演算部７０は、モータ回転数ＭＲＮと最終トルク指令値ＴＲとをそれぞれ検出し（ステップＳ０１）、検出したこれらの２値に基づいて、電流指令値ｉｄ＊，ｉｑ＊を算出する（ステップＳ０２）。

モータ制御用相電圧演算部７０は、図４に示す演算処理を行ない、電流指令値ｉｄ＊，ｉｑ＊から交流モータＭ１の各相に印加する電圧の操作量Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊を求める（ステップＳ０３）。

制御モード設定部７４は、電圧の操作量Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊とインバータ１２の入力電圧Ｖｍとから変調率ＭＤＲを算出し（ステップＳ０４）、得られた変調率ＭＤＲの大きさに基づいて最適な交流モータＭ１の制御モードを選出する。具体的には、制御モード設定部７４は、変調率ＭＤＲが０．７以上であるか否かを判定する（ステップＳ０５）。

ステップＳ０４において、変調率ＭＤＲが０．７以上であれば、過変調制御モードあるいは矩形波制御モードが選択される（ステップＳ０６）。一方、変調率ＭＤＲが０．７よりも小さければ、ＰＷＭ制御モードが選択される（ステップＳ０７）。

選択された制御モードは、信号ＭＤとして、インバータ制御手段５０２の駆動信号生成部７２へ与えられる。駆動信号生成部７２は、信号ＭＤにより指示された制御モードに応じた駆動信号ＤＲＶを生成し、インバータ１２の各相へ出力する。

以上のように、インバータ１２は、変調率ＭＤＲに応じて交流モータＭ１の制御モードを切替える。これにより、高い電圧利用率を実現するとともに、トルク指令値やモータ回転数が急変する過渡変化時においても交流モータＭ１を安定的に制御することが可能となる。

さらに、ＰＷＭ制御モード時においては、以下に述べる制振制御を行なうことによって、出力トルクに生じる振動の低減が図られる。これにより、快適な乗り心地が実現される。

図７は、図２に示す制振制御手段５０１により実行される制振制御を説明するための概略図である。

図７を参照して、車両が加速走行しているとき、実際のモータ回転数ＭＲＮは、必ずしも単調増加ではなく、うねりながら増加する現象が見られる。このうねり成分は、車両に振動をもたらすため、車両の運転手に不快感を与えることになる。

そこで、本実施の形態では、制振制御手段５０１が、モータ回転数ＭＲＮからこのうねり成分を除去し、モータ回転数ＭＲＮを理想的に単調増加させるための処理を実行する。

詳細には、制振制御手段５０１は、モータ回転数ＭＲＮのうねり成分（以下、回転数変動成分ΔＭＲＮとも称する）をモータ回転数ＭＲＮから抽出し、抽出した回転数変動成分ΔＭＲＮを反転することにより、回転数変動成分ΔＭＲＮの逆位相成分を求める。そして、制振制御手段５０１は、この逆位相成分をトルクに変換して、制振トルクΔｔｒを生成する。さらに、制振制御手段５０１は、この制振トルクΔｔｒを外部からのトルク指令値ＴＲ０に加算し、加算結果を最終トルク指令値ＴＲとする。なお、インバータ制御手段５０２は、先述のように、出力トルクがこの最終トルク指令値ＴＲに追従するように交流モータＭ１を駆動する。

これによれば、回転数変動成分ΔＭＰＮと逆位相成分とが互いに相殺し合い、結果として、図７の最下図に示すような、うねりが除去された単調増加するモータ回転数ＭＲＮの波形を得ることができる。以下に、かかる制振制御を実行するための具体的な構成について説明する。

図８は、図７に示す制振制御を実行するための制振制御手段５０１のブロック図である。

図８を参照して、制振制御手段５０１は、制振トルク演算部６０と、制振トルク補正処理部６２と、加算器６４とを含む。

制振トルク演算部６０は、モータ回転数ＭＲＮの検出結果から回転数変動成分ΔＭＲＮを抽出し、抽出した回転変動成分ΔＭＲＮを相殺するための制振トルクΔｔｒ０を生成する。

図９は、制振トルク演算部６０の構成を示すブロック図である。

図９を参照して、回転数変動成分抽出部６０２は、バンドパスフィルタで構成されており、モータ回転数ＭＲＮから特定周波数の回転数変動成分ΔＭＲＮを抽出する。

制振トルク決定部６０３は、回転数変動成分ΔＭＲＮを反転して逆位相成分を求め、この逆位相成分に所定の係数ｋｐを乗じてトルクに変換する。変換されたトルクは、制振トルクΔｔｒ０として、図８の制振トルク補正処理部６２に与えられる。

制振トルク補正処理部６２は、入力された制振トルクΔｔｒ０に対して、以下に述べる補正処理を施す。補正後の制振トルクΔｔｒは、トルク指令値ＴＲ０と加算器６４において加算され、最終トルク指令値ＴＲが導出される。この最終トルク指令値ＴＲは、インバータ制御手段５０２に与えられる。

ここで、先述のように、制振制御は、制御応答性の高いＰＷＭ制御モードにおいてのみ有効な手段であって、制御応答性の比較的低い過変調制御モードおよび矩形波制御モードでは、実行が困難である。すなわち、過変調制御モードおよび矩形波制御モードにおいては、制振トルクΔｔｒ０を生成することができない（Δｔｒ０＝０に相当）。

このため、交流モータＭ１の制御モードがＰＷＭ制御モードから過変調制御モードに切替えられる場合、その切替え時点において、交流モータＭ１の出力トルクには制振トルク分の変動が生じることになる。この変動は、出力トルクにおける不連続部分、いわゆる段付き部分となり、車両に振動を与えることとなる。

この段付き部分をなくすためには、制御モードがＰＷＭ制御モードから過変調制御モードに切替えられたときには、その切替えの過渡期において、出力トルクを滑らかに減衰させる必要がある。

そこで、本実施の形態では、制御モードがＰＷＭ制御モードから過変調制御モードに切替わる過渡期において、制振トルクΔｔｒ０が滑らかに０となるように補正する構成とする。具体的には、図８に示す制振トルク補正処理部６２において、制御モードの切替えに合わせて、制振トルクΔｔｒ０を漸減させる補正処理を施すこととする。

なお、本実施の形態において、制御モードの切替えタイミングは、変調率ＭＤＲの変化から検出する。制御モードは、図５に示したように、変調率ＭＤＲが０．７を越えると、ＰＷＭ制御モードから過変調制御モードに切り換わることから、制振トルク補正処理部６２において、変調率ＭＤＲを検出することで制御モードの切替え時期を知ることができる。

制振トルク補正処理部６２は、詳細には、変調率ＭＤＲが増加し、０．７に近づくにつれて、制振トルクΔｔｒ０を漸減させ、変調率ＭＤＲが０．７となる時点において制振トルクΔｔｒ０が最終的に０となるように補正する。このような補正を行なうために、制振トルク補正処理部６２は、変調率ＭＤＲに応じて変動する補正係数Ｋｍを有し、この補正係数Ｋｍを制振トルクΔｔｒ０に乗じることによって、最終的な制振トルクΔｔｒを算出する。

図１０は、補正係数Ｋｍと変調率ＭＤＲとの関係を示す図である。

図１０を参照して、補正係数Ｋｍは、変調率ＭＤＲが０．５５よりも低い領域では１を示し、変調率ＭＤＲが０．７以上の領域では０を示す。さらに、補正係数Ｋｍは、変調率ＭＤＲが０．５５以上０．７以下の領域において、変調率ＭＤＲの増加に応じて１から０へと漸減する。なお、本実施の形態において、変調率ＭＤＲ＝０．５５から補正係数Ｋｍを漸減させるようにしたのは、ＰＷＭ制御モードでの制振制御を損なうことなく、かつ制振トルクを漸減させることを考慮したものである。この点が考慮される限りにおいて、補正係数Ｋｍが漸減し始める変調率ＭＤＲは、任意の値に設定することが可能である。

制振トルク補正処理部６２は、変調率ＭＤＲの大きさに応じた補正係数Ｋｍを制振トルクΔｔｒ０に乗じて最終的な制振トルクΔｔｒを算出する。これにより、制振トルクΔｔｒは、変調率ＭＤＲが０．７に近づくに従って、０に漸減することとなる。

図１１は、制振トルク補正処理後の制振トルクΔｔｒの波形図である。

図１１を参照して、制振トルクΔｔｒ０に補正係数Ｋｍを乗じて得られる制振トルクΔｔｒは、補正係数Ｋｍの減少に従って漸減し、制御モードの切替時点においては略０に収束していることが分かる。これにより、制振トルクΔｔｒ０に見られる段付き部分が解消され、制御モードの切替えの過渡期において連続する波形となる。

結果として、交流モータＭ１の出力トルクにおいても、制御モードがＰＷＭ制御モードから過変調制御モードに切り換わる過渡期に連続することから、車両の振動が抑制されることとなる。

なお、制振トルク補正処理部６２は、図１０に示す補正係数Ｋｍと変調率ＭＤＲとの相関図をマップとして保存しており、インバータ制御手段５０２の制御モード設定部７４から変調率を指示する信号ＭＤＲを受けると、変調率ＭＤＲに対応する補正係数Ｋｍを選択し、この選択した補正係数Ｋｍを制振トルクΔｔｒ０に乗算する。そして、制振トルク補正処理部６２は、乗算結果を最終的な制振トルクΔｔｒとして、加算器６４へ出力する。

図１２は、この発明の実施の形態１によるモータ駆動装置１００の制振制御動作を説明するためのフローチャートである。

図１２を参照して、まず、制振トルク演算部６０において、モータ回転数ＭＲＮが検出される（ステップＳ１０）。回転数変動成分抽出部６０２は、バンドパスフィルタによる演算処理を行ない（ステップＳ１１）、検出したモータ回転数ＭＲＮから回転数変動成分ΔＭＲＮを抽出する（ステップＳ１２）。

次に、制振トルク決定部６０３は、回転数変動成分ΔＭＲＮの逆位相成分を求め、これに所定の係数ｋｐを乗じてトルクに換算する。制振トルク決定部６０３は、換算したトルクを制振トルクΔｔｒ０として決定する（ステップＳ１３）。

さらに、制振トルク補正処理部６２では、決定した制振トルクΔｔｒ０に対して、交流モータＭ１の制御モードの切替えに応じた補正処理が施される。

詳細には、制振トルク補正処理部６２は、制振モード設定部７４からの信号ＭＤＲによって指示される変調率ＭＤＲに対応する補正係数Ｋｍを図１０に示すマップから選択する（ステップＳ１４）。

次に、選択した補正係数Ｋｍを制振トルクΔｔｒ０に乗算し、乗算結果を最終的な制振トルクΔｔｒとする（ステップＳ１５）。求めた最終的な制振トルクΔｔｒを外部からのトルク指令値ＴＲ０に加算し、加算した結果を最終トルク指令値ＴＲとして決定する（ステップＳ１６，Ｓ１７）。

なお、決定した最終トルク指令値ＴＲは、制振制御手段５０１から出力され、インバータ制御手段５０２のモータ制御用相電圧演算部７０に与えられる。モータ制御用相電圧演算部７０は、この最終トルク指令値ＴＲとモータ回転数ＭＣＲＴとインバータ１２の入力電圧Ｖｍとに基づいて、交流モータＭ１の３相コイルに印加する電圧の操作量Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗを導出する。制御モード設定部７４は、電圧の操作量Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗから変調率ＭＤＲを求め、変調率に応じた制御モードを指示する信号ＭＤを駆動信号生成部７２に出力する。駆動信号生成部７２は、信号ＭＤに指示される制御モードに基づいて、モータ制御用相電圧演算部７０から出力される電圧の操作量Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊から駆動信号ＤＲＶを生成する。

以上のように、この発明の実施の形態１によれば、変調率に応じて交流モータの制御モードを切替える構成において、ＰＷＭ制御モード時に生成される制振トルクを、変調率に応じて変動する補正係数によって補正することにより、ＰＷＭ制御モードから過変調制御モードへの切替え時において制振トルクが漸減され、出力トルクにおける段付きの発生を抑制することができる。

［実施の形態２］
先の実施の形態１にて述べたように、この発明による制振制御手段５０１は、モータ回転数ＭＲＮの回転数変動成分ΔＭＲＮの逆位相成分に基づいて制振トルクΔｔｒを生成する。そして、インバータ制御手段５０２は、その生成した制振トルクΔｔｒを外部からのトルク指令値ＴＲ０に加算し、その加算した結果を最終的なトルク指令値ＴＲとして交流モータＭ１を駆動する。これによれば、交流モータＭ１の出力トルクに生じる振動を低減でき、快適な乗り心地を実現できる。特に、交流モータＭ１のトルク指令値ＴＲ０が急変するときのように車両に揺れを発生させるトリガがある場合において、制振制御は有効である。

しかしながら、たとえば車両の状態が定常走行や停止無負荷状態にあるときには、わずかな出力トルクの変動が車両の挙動となって現われることから、制振制御手段５０１によって生成した制振トルクが、逆に車両の挙動の悪化を招くおそれがある。すなわち、出力トルクの変動量が小さいときにおいても一律に制振制御を適用することは、却って逆効果となるといえる。

そこで、以下に示すこの発明の実施の形態２〜６では、制振制御をより有効に実施して、その長所を最大限に引き出すための制振制御の適用方法について提案する。なお、以降の実施の形態においては、この発明によるモータ駆動装置がハイブリッド自動車に搭載される場合を例として、制振制御の適用方法について説明する。

ハイブリッド自動車においては、エンジンＥＮＧおよび２つのモータジェネレータ（ＭＧ１，ＭＧ２）は、公知の遊星歯車（プラネタリギヤ）を介して相互に連結される。

モータジェネレータＭＧ１は、エンジンＥＮＧに連結される。モータジェネレータＭＧ１は、エンジンＥＮＧからの回転力によって交流電圧を発電する発電機として機能するとともに、エンジンを始動する電動機としても機能する。また、モータジェネレータＭＧ２は、ハイブリッド自動車の駆動輪を駆動するためのトルク（以下、駆動トルクとも称する）を発生するための駆動モータである。

以下の実施の形態によるモータ駆動装置は、直流電源と、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２をそれぞれ駆動するための２つのインバータと、制御装置とを備える。

２つのインバータはそれぞれ、図１に示すインバータ１２と同様に、Ｕ相アームと、Ｖ相アームと、Ｗ相アームとからなる。そして、２つのインバータは、それぞれ制御装置からの駆動信号ＤＲＶに基づいて直流電圧を交流電圧に変換して対応するモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２を駆動する。

制御装置は、２つのインバータの各々を制御する２つのインバータ制御回路を含む。インバータ制御回路の各々は、インバータ制御手段を含む。インバータ制御手段は、図２に示すインバータ制御手段５０２と同様に、外部ＥＣＵから対応するモータジェネレータＭＧ１（またはＭＧ２）のトルク指令値ＴＲ１（またはＴＲ２）およびモータ回転数ＭＲＮ１（またはＭＲＮ２）を受け、電圧センサから入力電圧Ｖｍを受け、電流センサからモータ電流ＭＣＲＴ１（またはＭＣＲＴ２）を受け、レゾルバから回転角度θｎ１（またはθｎ２）を受けると、これらに基づいて、対応するインバータのＮＰＮトランジスタを駆動するための駆動信号ＤＲＶ１（またはＤＲＶ２）を生成する。そして、各インバータ制御回路は、その生成した駆動信号ＤＲＶ１（またはＤＲＶ２）を対応するインバータへ出力する。

特に、駆動モータであるモータジェネレータＭＧ２を駆動するインバータを制御するインバータ制御回路は、図２に示すインバータ制御回路５０と同じ構成であり、インバータ制御手段５０２に加えて、モータジェネレータＭＧ２の出力トルクの振動を抑えるための制振制御手段５０１をさらに含む。

図１３（１）〜図１３（３）は、ハイブリッド自動車の各車両状態における共線図である。以下に、各車両状態を説明する。

図１３（１）は、クランキング時の共線図である。図１３（１）を参照して、モータジェネレータＭＧ１のモータ回転数ＭＲＮ１、モータジェネレータＭＧ２のモータ回転数ＭＲＮ２、およびエンジンＥＮＧのエンジン回転数ＭＲＮＥは、エンジン回転数ＭＲＮＥの両側にモータ回転数ＭＲＮ１，ＭＲＮ２を配置した場合、直線ＬＮ１上に位置する。すなわち、モータ回転数ＭＲＮ１，ＭＲＮ２およびエンジン回転数ＭＲＮＥは、常に、直線上に位置するように変化する。

直線ＬＮ２よりも上側がモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２が力行モードで駆動される領域であり、直線ＬＮ２よりも下側がモータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２が回生モードで駆動される領域であるとすると、エンジンＥＮＧが始動されるとき、モータジェネレータＭＧ１は力行モードで駆動されるので、モータ回転数ＭＲＮ１は、図１３（１）に示すように直線ＬＮ２から上側へ大きくシフトする。

このとき、駆動条件によっては、エンジンＥＮＧの始動が指示されたとき、モータジェネレータＭＧ２を回生モードで駆動してエンジンＥＮＧを始動する場合がある。その場合、モータ回転数ＭＲＮ２は、直線ＬＮ２よりも下側へシフトする。一方、エンジンＥＮＧの始動が指示されたときに、モータジェネレータＭＧ２を力行モードで駆動してエンジンＥＮＧを始動する場合には、モータ回転数ＭＲＮ２は、直線ＬＮ２よりも上側へシフトする。

このように、モータ回転数ＭＲＮ１が急激に高くなり、モータジェネレータＭＧ１を駆動するために必要なトルク（トルク指令値ＴＲ１）が急激に増加することに応じて、モータジェネレータＭＧ２における駆動トルクも急変する。このときの駆動トルクの変動量が大きいと、モータ回転数ＭＲＮ２に生じる回転数変動成分が増加し、車両に振動を発生させる原因となる。

なお、クランキング時以外に、モータジェネレータＭＧ１のトルク指令値ＴＲ１が急激に変化する場合としては、定常走行から加速を行なう場合が挙げられる。この場合、モータ駆動装置は、エンジン回転数ＭＲＮＥをあげるとともに、モータジェネレータＭＧ１を回生モードで駆動させ、発電した電力によって駆動されたモータジェネレータＭＧ２の駆動力を加えて加速する。このとき、モータ回転数ＭＲＮ１は、図１３（１）において、下側へ大きくシフトする。一方、モータ回転数ＭＲＮ２は上側へシフトする。

図１３（２）は、エンジン始動時の共線図である。エンジンＥＮＧは、モータジェネレータＭＧ１によってクランキングされると、点火噴射の制御を実行して始動し始める。エンジンＥＮＧが始動すると、エンジン回転数ＭＲＮＥは、図１３（２）に示すように直線ＬＮ２から上側へ大きくシフトする。エンジン回転数ＭＲＮＥが急激に高くなることに伴なって、エンジンＥＮＧに要求されるエンジントルクも急増する。

さらに、エンジン回転数ＭＲＮＥが増加すると、直線ＬＮ１全体が直線ＬＮ２より上側にシフトする。これにより、モータ回転数ＭＲＮ２は上側へシフトする。

なお、エンジンＥＮＧの制御においては、走行中のアイドル時においてエンジンＥＮＧへの燃料の供給の停止（フューエルカット）が行なわれる。燃料の供給が停止されたことによって、エンジン回転数ＭＲＮＥは急激に低下する。結果として、直線ＬＮ１は下側へシフトし、モータジェネレータＭＧ２のモータ回転数ＭＲＮ２も下側へシフトする。

このように、エンジンＥＮＧに要求されるエンジントルク（トルク指令値ＴＥ）が急変したときには、モータ回転数ＭＲＮ２が変化し、モータジェネレータＭＧ２の駆動トルクの変動量が大きくなる。

図１３（３）は、加速時の共線図である。定常走行時から加速を行なう場合は、モータ駆動装置は、エンジン回転数ＭＲＮＥを上げると同時に、モータジェネレータＭＧ１で発電した電力によってモータジェネレータＭＧ２を力行モードで駆動する。そのため、モータジェネレータＭＧ２のトルク指令値ＴＲ２が急激に増加することに応じて、モータ回転数ＭＲＮ２は上側へシフトする。

一方、図示しない回生制動時においては、モータ駆動装置は、モータジェネレータＭＧ２を回生モードで駆動して、発電した電力を直流電源に供給する。このとき、モータジェネレータＭＧ２においては、トルク指令値ＴＲ２の急変を受けて、モータ回転数ＭＲＮ２が下側へシフトする。

なお、ここで言う回生制動とは、ハイブリッド自動車を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合との回生発電を伴なう制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車速を減速（または加速を中止）させることを含む。

また、モータジェネレータＭＧ２のトルク指令値ＴＲ２が急変する場合は、以上のような加速または回生制動時以外に、ＴＲＣ（Traction Control System）制御や車両運動制御システム（ＶＤＭ：Vehicle Dynamics Management）等の走行制御を実行しているときにも見られる。

このように、図１３（１）〜（３）の共線図に対応する車両状態においては、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２およびエンジンＥＮＧのいずれかに対応するトルク指令値ＴＲ１，ＴＲ２，ＴＥが急変したことによって、モータジェネレータＭＧ２の出力する駆動トルクに急激な変動が生じる。この駆動トルクの急激な変動は、モータ回転数ＭＲＮ２にうねりを発生させる。

そこで、本実施の形態では、モータ駆動装置は、モータジェネレータＭＧ２の駆動トルクの変動量が大きいときに、制振制御を実施することとする。具体的には、モータジェネレータＭＧ１のトルク指令値ＴＲ１の変動量ΔＴＲ１が所定の閾値を越えたこと、モータジェネレータＭＧ２のトルク指令値ＴＲ２の変動量ΔＴＲ２が所定の閾値を越えたこと、およびエンジンＥＮＧのトルク指令値ＴＥの変動量ΔＴＥが所定の閾値を越えたことの少なくとも１つに基づいて、制振制御を行なう構成とする。なお、各トルク指令値の変動量ΔＴＲ１，ΔＴＲ２，ΔＴＥに設けられた所定の閾値とは、制御装置を構成するＣＰＵが、所定の制御周期でＰＷＭ制御を実行しているときに、モータ回転数の変動成分として検出可能なトルク指令値の変動量ΔＴＲ１，ΔＴＲ２，ΔＴＥに相当する。

一方、モータ駆動装置は、いずれのトルク指令値の変動量ΔＴＲ１，ΔＴＲ２，ΔＴＥも対応する所定の閾値を下回るときには、モータジェネレータＭＧ２の駆動トルクの変動量が小さいと判断して制振制御を禁止する。これにより、制振制御によって却って車両挙動が悪化するのを防止することができる。たとえば定常走行時や停止無負荷状態などの場合には、制振制御手段５０２において、制振制御を禁止するための処理が行なわれる。制振制御を禁止する具体的な手段としては、図８の制振制御手段５０１の制振トルク補正処理部６２において、制振トルクΔｔｒ０に乗算される補正係数Ｋｍを０とする、もしくは加算器６４における加算処理を禁止する構成とすればよい。

以上のように、この発明の実施の形態２によれば、駆動モータから出力される駆動トルクの変動量の大小に応じて、制振制御を実行または停止することにより、制振制御を有効に実施して、制振制御の効果を高めることができる。

［実施の形態３］
先の実施の形態２では、制振制御の適用方法として、駆動輪に作用する駆動トルクの変動量が大きいときに制振制御を行なう構成について説明した。

ここで、図１３（１）〜（３）で説明したように、モータジェネレータＭＧ２が出力する駆動トルクの変動量は、車両の状態に応じてその大きさが変化する。

したがって、制振制御を行なうにあたっては、駆動トルクの変動量に応じて制振トルクの大きさを変える構成とすれば、制振制御の効果をより高めることができると判断される。

具体的には、駆動トルクの変動量が相対的に大きいときには、制振制御手段５０１の制振トルク補正処理部６２において、制振トルクΔｔｒ０に相対的に大きな補正係数Ｋｍを乗算して補正する。たとえばエンジン始動時においては、エンジンＥＮＧの共振点を短時間で通過させたいために、モータジェネレータＭＧ１に大きなトルクがかけられる。すなわち、図１３（１）の共線図において、モータ回転数ＭＲＮ１が上側に大きくシフトすることになる。これにより、モータジェネレータＭＧ２には、モータ回転数ＭＲＮ２を下側にシフトさせる大きな強制力が作用し、駆動トルクの変動量が急増する。このような場合において、制振トルク補正処理部６２は、相対的に大きい補正係数Ｋｍを制振トルクΔｔｒ０に乗じて補正し、その補正した制振トルクΔｔｒに基づいて最終的なトルク指令値ＴＲを生成する。

これに対して、アクセル操作のオン／オフによる駆動トルクの変動の発生時においては、モータジェネレータＭＧ２には、先のエンジン始動時よりも相対的に小さい強制力が作用する。この場合、制振トルク補正処理部６２は、相対的に小さい補正係数Ｋｍを制振トルクΔｔｒ０に乗算して補正する。

なお、補正係数Ｋｍは、制振トルク補正処理部６２において、個々の車両において発生する強制力のばらつきに応じて段階的に設定される。具体的には、強制力の大きさに応じて段階的に増加する複数の補正係数Ｋｍが設定される。もしくは、補正係数Ｋｍは、先の実施の形態２で示したトルク指令値の変動量ΔＴＲ１，ΔＴＲ２，ΔＴＥが大きくなるに従って連続的に増加するように設定される。

この実施の形態３によれば、モータジェネレータＭＧ２に作用する強制力の大きさに応じて変化する補正係数Ｋｍに基づいて制振トルクΔｔｒを生成することにより、一定値に固定された補正係数で制振トルクを生成するのに対して、より効率的に車両の振動を抑制することができる。

［実施の形態４］
さらに、制振制御の効果を高める手段としては、以下に示すように、モータジェネレータＭＧ２のモータ回転数ＭＲＮ２に変動が生じた初期の段階で、回転数の変動を抑えるように制振制御を行なうことが挙げられる。

図１４は、この発明の実施の形態４による制振制御を説明するためのタイミングチャートである。

図１４を参照して、モータ回転数ＭＲＮ２に発生する回転数変動成分ΔＭＲＮ２は、振動発生の初期において最大となる。これは、振動発生のトリガとなる強制力が、振動開始直後において最も大きくなることによる。なお、強制力は、振動発生の初期で最大となった後は、次第に減少する。

制振制御手段５０１は、図１４に示すように、モータ回転数ＭＲＮに回転数変動が生じたことに応じて、制振制御を実行する。詳細には、制振制御手段５０１は、回転数変動成分ΔＭＲＮ２に基づいて制振トルクΔｔｒ０を生成し、これに補正係数Ｋｍを乗じて最終的な制振トルクΔｔｒを算出する。

ここで、本実施の形態では、補正係数Ｋｍを、図１４に示すように、振動発生直後の所定の期間において、相対的に大きくなるように設定する。この所定の期間は、回転数変動成分ΔＭＲＮ２が相対的に大きくなる期間に相当し、モータ回転数変動成分ΔＭＲＮ２の有する共振周波数帯域の略１周期の期間に相当する。

さらに、補正係数Ｋｍは、この所定の期間以降においては、通常の制振制御時の値（例えば１とする）に設定される。これは、振動が発生する全期間にわたって補正係数Ｋｍを相対的に大きい値に設定することは、回転数変動が小さい期間において、却って車両の挙動に悪影響を及ぼす可能性があることを考慮したものである。

この発明の実施の形態４によれば、駆動モータに作用する強制力が最も大きくなる振動発生の初期において、相対的に大きい制振トルクが生成されることから、回転数変動をより短時間に減衰させることができ、制振制御の効果を一層高めることができる。

［実施の形態５］
制振制御は、先の実施の形態１で述べたように、駆動トルクを精度良くトルク指令値に制御して、過渡時の制御の振れを抑制するものであることから、交流モータＭ１の制御モードとしては、制御応答性に優れたＰＷＭ制御が適用される。

通常、モータ駆動装置においては、直流電源とインバータとの間に、さらに図示しない昇圧コンバータが接続される。昇圧コンバータは、出力電圧（インバータの入力電圧Ｖｍに相当）が目標電圧になるように、直流電源からの直流電圧を昇圧してインバータへ供給する。

ここで、モータ駆動装置のシステム効率を上げるためには、昇圧コンバータにおける昇圧動作を停止して、昇圧コンバータに生じるパワー損失を低減させることが有効である。昇圧コンバータの出力電圧Ｖｍは、昇圧動作を停止したことによって低下する。結果として、モータジェネレータＭＧ１，ＭＧ２の制御モードとしては、電圧利用率の高い過変調制御または矩形波制御が適用される。

図１５は、昇圧コンバータを停止させたときのモータジェネレータＭＧ２のトルクとモータ回転数ＭＲＮ２との関係を示す図である。

図１５に示すように、昇圧コンバータを停止させたことによって、過変調制御または矩形波制御の適用領域が拡大される（図中のＲＧＮ１に相当）。これにより、システム効率が向上する。しかしながら、拡大された適用領域ＲＧＮ１においては、制振制御を行なうのが困難であることから、エンジン始動時のようにモータジェネレータＭＧ２の駆動トルクが急変する場合には、車両に大きな振動が生じることになる。

そこで、本実施の形態では、システム効率の向上と車両に生じる振動の低減とを両立させる手段として、駆動トルクの変動の大きいエンジン始動時には、昇圧動作を行なってインバータの入力電圧Ｖｍを増加させることとする。これにより、モータジェネレータＭＧ２の制御モードはＰＷＭ制御となり、インバータ制御回路４０は、制振制御を行なうことができる。一方、エンジン始動後においては、昇圧コンバータを停止し、インバータの入力電圧Ｖｍを低下させる。これにより、電圧利用率の高い過変調制御または矩形波制御が実行され、システム効率の向上が図られる。

図１６は、昇圧コンバータを動作させたときのモータジェネレータＭＧ２のトルクとモータ回転数ＭＲＮ２との関係を示す図である。

図１６を参照して、昇圧コンバータを動作させたことによって、インバータの入力電圧Ｖｍが上昇し、ＰＷＭ制御の適用領域が拡大される（図中のＲＧＮ２に相当）。この領域ＲＧＮ２においては制振制御が実行可能であることから、エンジン始動時に生じる車両の揺れを抑制することができる。

なお、本実施の形態において、インバータの入力電圧Ｖｍを上昇させる方法としては、交流モータＭ１の制御モードが過変調制御とならないように、変調率をモニタしながらインバータの入力電圧Ｖｍを上昇させる方法、あるいはエンジン始動が完了するまでは、昇圧コンバータの目標電圧をモータ駆動装置の最大電圧に維持する方法が挙げられる。いずれの方法によっても、システム効率への影響は、エンジン始動が指示されてからエンジン始動が完了するまでの短期間における効率の低下に留まり、実走行における燃費に対してはほとんどないと判断できる。

この発明の実施の形態５によれば、駆動トルクの変動量が相対的に大きいときは、ＰＷＭ制御領域を広げて制振制御の適用領域を拡大し、駆動トルクの変動量が相対的に小さいときには、過変調制御または矩形波制御の領域を広げることによって、高いシステム効率と、快適な乗り心地とを実現することができる。

［実施の形態６］
以上の実施の形態２〜５で述べたように、駆動トルクの変動量が大きいときには制振制御を実行する一方で、駆動トルクの変動量が小さいときには制振制御を停止すれば、制振制御の効果を最大限に引き出すことができる。

しかしながら、制振制御の実行／停止を駆動トルクの変動量に応じて切替える場合、その切替え時点において、制振トルクΔｔｒには、図１７の最上段の点線領域に示される不連続部分が生じることになる。特に、制振制御を実行から停止に切替えた時点において、モータ回転数ＭＲＮ２に回転数変動成分ΔＭＲＮ２が残っているときには、トルク指令値ＴＲ２から制振トルクΔｔｒが急激に抜けたことによって、駆動トルクに段付きの発生が生じ、車両挙動の悪化が起こり得る。

この制振トルクΔｔｒの不連続部分をなくすためには、制振制御が実行から停止に切替えられたときには、その切替えの過渡期において、制振トルクΔｔｒを滑らかに減衰させる必要がある。

そこで、本実施の形態では、制振制御が実行から停止に切替わる過渡期において、制振トルクΔｔｒが滑らかに０となるように補正する構成とする。具体的には、図８に示す制振トルク補正処理部６２において、制御要求のオン／オフの切替え時点から所定の期間ｔにおいて、制振トルクΔｔｒ０を漸減させる補正処理を施すこととする。なお、所定の期間ｔは、モータ回転数ＭＲＮ２の回転数変動成分ΔＭＲＮ２の有する共振周波数帯域の略１周期の期間に相当する。

図１８は、補正係数Ｋｍの波形図である。

図１８を参照して、補正係数Ｋｍは、制振制御要求がオンとなる期間においては、１を示す。さらに、補正係数Ｋｍは、制振制御要求がオンからオフに切替えられた時点（時刻ｔ０）を起点とする所定の期間ｔにおいて、１から０に漸減する。

制振トルク補正処理部６２は、図１８の補正係数Ｋｍを制振トルクΔｔｒ０に乗じて最終的な制振トルクΔｔｒを算出する。算出された制振トルクΔｔｒは、結果として、図１７の中段に示すように、制振制御要求がオフとなった時点から所定の期間において漸減し、最終的に０となる。

この発明の実施の形態６によれば、制振制御の実行／停止の切替え時において、制振トルクが漸減され、駆動トルクにおける段付きの発生を抑制することができる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなく、特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

この発明は、モータの制御モードを選択的に切替可能なモータ駆動装置に利用することができる。

この発明の実施の形態１によるモータ駆動装置の概略ブロック図である。 図１の制御装置に含まれるインバータ制御回路のブロック図である。 図２に示すインバータ制御手段の制御ブロック図である。 図３に示すモータ制御用相電圧演算部の制御ブロック図である。 交流モータＭ１のトルクとモータ回転数ＭＲＮとの関係を示す図である。 インバータにて実行される交流モータＭ１の制御モードの設定動作を説明するためのフローチャートである。 図２に示す制振制御手段における制振制御動作を説明するための概略図である。 図７の制振制御を実行するための制振制御手段のブロック図である。 図８における制振トルク演算部の制御ブロック図である。 補正係数Ｋｍと変調率ＭＤＲとの関係を示す図である。 制振トルク補正処理後の制振トルクΔｔｒの波形図である。 この発明の実施の形態１によるモータ駆動装置の制振制御動作を説明するためのフローチャートである。 ハイブリッド自動車の各車両状態における共線図である。 この発明の実施の形態４による制振制御を説明するためのタイミングチャートである。 昇圧コンバータを停止させたときのモータジェネレータＭＧ２のトルクとモータ回転数ＭＲＮ２との関係を示す図である。 昇圧コンバータを動作させたときのモータジェネレータＭＧ２のトルクとモータ回転数ＭＲＮ２との関係を示す図である。 この発明の実施の形態６による制振制御動作を説明するためのタイミングチャートである。 補正係数Ｋｍの波形図である。 たとえば特許文献１に開示される、交流電動機の電流制御装置の概略ブロック図である。

符号の説明

１０ 電圧センサ、１２，１１１ インバータ、１４ Ｕ相アーム、１６ Ｖ相アーム、１８ Ｗ相アーム、２０ 電流センサ、３０ レゾルバ、４０ 制御装置、５０ インバータ制御回路、５０１ 制振制御手段、５０２ インバータ制御手段、６０ 制振トルク演算部、６２ 制振トルク補正処理部、６０２ 回転数変動成分抽出部、６０３ 制振トルク決定部、７０ モータ制御用相電圧演算部、７０１ 電流変換部、７０２ 減算器、７０３ ＰＩ制御部、７０４ 回転速度演算部、７０５ 速度起電力予測演算部、７０６ 加算器、７０７ 変換部、７２ 駆動信号生成部、７４ 制御モード設定部、１００ モータ駆動装置、１０１ ベクトル制御指令値演算器、１０２ 誘導電動機、１０３ エンコーダ、１０６ ｕ相電流センサ、１０７ ｖ相電流センサ、１０８ ３相／２相変換器、１０９ 電流制御器、１１０ ＰＷＭ発生器、１１３ 回転位置検出器、１１４ 電源角位相演算器、１１５ 積分器、Ｂ 直流電源、Ｍ１ 交流モータ、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー。

Claims (15)

1. 第１のモータを駆動する第１の駆動回路と、
   前記第１のモータの出力トルクを要求トルクに追従させるように前記第１の駆動回路を制御する駆動回路制御回路とを備え、
   前記駆動回路制御回路は、
   前記第１の駆動回路の変調率に応じて、前記第１のモータの制御モードをＰＷＭ制御モード、過変調制御モードおよび矩形波制御モードの間で切替える制御モード切替手段と、
   前記第１のモータの制御モードが前記ＰＷＭ制御モードであるとき、前記第１のモータの出力トルクの振動を抑制するための制振トルクを生成し、前記制振トルクを前記要求トルクに加算して新たな要求トルクとする制振制御手段とを含み、
   前記制御モード切替手段は、前記第１の駆動回路の変調率が第１の所定値を越えたことに応じて、前記第１のモータの制御モードを前記ＰＷＭ制御モードから前記過変調制御モードに切替え、
   前記制振制御手段は、前記第１の駆動回路の変調率が、前記第１の所定値よりも小さい第２の所定値から前記第１の所定値に達するまでの期間において、前記制振トルクを漸減させる、モータ駆動装置。
2. 前記制振制御手段は、
   前記第１のモータの回転数の変動成分に基づいて前記制振トルクを生成する生成手段と、
   前記生成した制振トルクに、前記第１の駆動回路の変調率に応じて変化する第１の補正係数を乗じて前記制振トルクを補正する第１の補正手段と、
   前記補正した制振トルクと前記要求トルクとの加算結果を新たな要求トルクとする加算手段とを含む、請求項１に記載のモータ駆動装置。
3. 前記第１の補正係数は、前記第１の駆動回路の変調率が前記第２の所定値から前記第１の所定値に向かって漸増するに従って漸減する、請求項２に記載のモータ駆動装置。
4. 前記第１の補正手段は、前記第１の補正係数が、前記第１の駆動回路の変調率が漸増するに従って漸減するように予め定められた第１の補正係数のマップを有し、前記第１の補正係数のマップから前記第１の駆動回路の変調率に対応する第１の補正係数を抽出して前記制振トルクを補正する、請求項３に記載のモータ駆動装置。
5. 前記第１のモータは、車両の駆動輪に作用する駆動トルクを発生するモータであり、
   前記制振制御手段は、
   前記生成した制振トルクに、前記第１のモータの出力する前記駆動トルクの変動量に応じて変化する第２の補正係数を乗じて前記制振トルクを補正する第２の補正手段をさらに含む、請求項２に記載のモータ駆動装置。
6. 前記第２の補正手段は、前記駆動トルクの変動量に応じて変化する第２の補正係数を乗じて前記制振トルクを補正する、請求項５に記載のモータ駆動装置。
7. 前記第２の補正係数は、前記駆動トルクの変動量が所定値を上回るときにおいて、前記駆動トルクの変動量が増加するに従って増加する、請求項６に記載のモータ駆動装置。
8. 前記第２の補正係数は、前記駆動トルクの変動量が増加するに従って、段階的もしくは
   連続的に増加する、請求項７に記載のモータ駆動装置。
9. 前記第２の補正係数は、前記駆動トルクが変動し始めてから所定の期間において、相対的に高い値に設定され、前記所定の期間経過後において、相対的に低い値に設定される、請求項６に記載のモータ駆動装置。
10. 前記所定の期間は、前記第１のモータの回転数の変動成分が有する共振周波数帯域の略１周期の期間に相当する、請求項９に記載のモータ駆動装置。
11. 前記第２の補正係数は、前記駆動トルクの変動量が前記所定値以下のときには、略零となる、請求項７から請求項１０のいずれか１項に記載のモータ駆動装置。
12. 前記第２の補正係数は、前記駆動トルクの変動量が前記所定値以下となった時点から前記所定の期間において、漸減する、請求項１１に記載のモータ駆動装置。
13. 前記加算手段は、前記駆動トルクの変動量が前記所定値以下のときには、前記補正した制振トルクと前記要求トルクとの加算を行なわず、前記要求トルクを新たな要求トルクとする、請求項７から請求項１０のいずれか１項に記載のモータ駆動装置。
14. 内燃機関を始動または停止する第２のモータを駆動する第２の駆動回路をさらに備え、
    前記第２の補正手段は、前記第１の駆動回路の要求トルク、前記第２の駆動回路の要求トルクおよび前記内燃機関のトルク指令値の変動量の少なくとも１つに基づいて、前記第２の補正係数を変化させる、請求項６に記載のモータ駆動装置。
15. 電源と前記第１および第２の駆動回路との間で電圧変換を行なう電圧変換器をさらに備え、
    前記電圧変換器は、前記内燃機関の始動指示に応じて、前記第１の駆動回路の変調率が前記第１の所定値以下となるように、電源電圧を昇圧し、
    前記制御モード切替手段は、前記第１の駆動回路の変調率が前記第１の所定値以下となることに応じて、前記第１のモータの制御モードを前記ＰＷＭ制御モードに切替える、請求項１４に記載のモータ駆動装置。

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