JP3684661B2 - 交流電動機の制御装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電動機の電流制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、誘導電動機や同期電動機等の交流電動機は、高速なトルク応答を得るために、ベクトル制御と呼ばれる制御技術により制御されるようになっている。ベクトル制御では、電動機の固定子と回転子の電圧、電流を両方とも直線で扱えるγ−δ座標系で考え、例えば、「ＡＣサーボシステムの理論と設計の実際」（総合電子出版社、１９９０年５月発行）に詳細に説明されている。
このようなベクトル制御による誘導電動機の電流制御装置として、例えば図１０や、「電気学会研究資料ＳＰＣ−９０ Ｎｏ．４２〜４９、ｐ．５３〜６１」（電気学会、１９９０年発行）に記載されたようなものがある。
【０００３】
すなわち、図１０の電流制御装置では、トルク指令値Ｔ* を入力とするベクトル制御指令値演算器１０１が、すべり角速度指令値ωｓｅ* 、励磁電流指令値ｉγｓ* 、およびトルク電流指令値ｉδｓ* を演算して出力する。 一方、速度検出器１００２はエンコーダ１０３からの信号を基に誘導電動機の回転子の回転角速度ωｒｅを検出する。
電源角速度演算器１００４が、回転子の回転角速度ωｒｅとスベリ角速度指令値ωｓｅ* とを加算して、電源角速度ωを算出し、積分器１００５がこの電源角速度ωを積分して電源角位相θを求める。電源角位相θは３相／２相変換器１０８とＰＷＭ発生器１１０へ出力される。
【０００４】
インバータ１１１から誘導電動機１００へ供給される電流の検出のため、ｕ相電流センサ１０６およびｖ相電流センサ１０７が設けられ、３相／２相変換器１０８は各電流センサからのｕ相電流ｉｕおよびｖ相電流ｉｖ、ならびに積分器１００５からの電源角位相θとから励磁電流ｉγｓとトルク電流ｉδｓを演算出力する。
そして、電流制御器１０９が、励磁電流指令値ｉγｓ* と励磁電流ｉγｓおよびトルク電流指令値ｉδｓ* とトルク電流ｉδｓとから、それぞれ励磁成分電圧指令値ｖγｓ* およびトルク成分電圧指令値ｖδｓ* を演算出力する。
【０００５】
ＰＷＭ発生器１１０は、電源角位相θ、励磁成分電圧指令値ｖγｓ* およびトルク成分電圧指令値ｖδｓ* から３相ＰＷＭ信号を演算してインバータ１１１へ出力し、インバータ１１１は誘導電動機１００へ３相交流電流を供給する。
これにより、誘導電動機１００の出力トルクをトルク指令値Ｔ* に合致するよう制御するものである。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このような従来の交流電動機の電流制御装置にあっては、エンコーダからの信号によって回転子の回転角速度の検出を行っていたため、速度検出に遅れが生じやすく、特に加減速のときにその遅れが大きくなっていた。
すなわち、エンコーダによる速度検出は、ある期間の平均速度しか得ることができないため、加減速時には、速度検出の誤差が大きくなる。
【０００７】
例えば、極対数３の誘導電動機に分解能３６０°／２０００のエンコーダを用いて、上記ベクトル制御を行った結果を図１１に示す。これは、エンコーダからの出力パルスを周波数計測して、回転子の回転角速度を検出している場合である。周波数計測により、回転子の回転角速度を１ｒｐｍ分解能で得るためには、３０ｍｓ間のパルス数をカウントすればよい。しかし、エンコーダでは３０ｍｓ間の平均回転角速度しか得られないために、加速時には、実際の回転子の回転角速度より小さい値を検出することになる。このため、実際のすべり角速度ωｓｅが、すべり角速度指令値ωｓｅ* より小さくなり、ベクトル制御が成り立たなくなる。したがって、実際の誘導電動機出力トルクも指令値とずれることになる。
また、回転子の回転角速度の周波数計測の周期を、例えば、３ｍｓにした場合を図１２に示す。計測周期を短くすると、計測分解能が１０ｒｐｍとなり、つまり、すべり角速度ωｓｅの制御分解能も落ちるため、実際の誘導電動機出力トルクが指令値から大きくずれることになる。
【０００８】
また、例えば、電気自動車への適用を考えると、このトルク制御のずれにより、ガクガク振動と呼ばれる車両の前後加速度が増大され、運転者に多大な不快感を与えるもとになる。
速度計測を周波数計測でなく、周期計測にしたとしても、計測周期と分解能は相反する条件となるので、同様の問題がある。また、回転子の回転角速度ωｒｅ計測誤差を小さくするためには、エンコーダの分解能を高くしなければならず、コストの増大を招く。
さらに、比較的高回転ではディジタル制御の制御遅れの影響が大きくなる。図１３はトルク、励磁電流およびトルク電流の制御結果を示し、過渡時の電流制御に発振が起き、その結果、トルクの振動が発生する。この問題は、誘導電動機のみならず、同期電動機でも同様である。
したがって本発明は、上記従来の問題点に鑑み、エンコーダの分解能を高くすることなく、電動機出力トルクが精度良く指令値に制御されるようにした交流電動機の電流制御装置を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
このため請求項１に記載の本発明は、すべり角速度、励磁電流およびトルク電流のベクトル制御により３相ＰＷＭ信号を発生させ、誘導電動機の出力トルクをトルク指令値に追従させる交流電動機の制御装置において、回転角位置とすべり角位相とを加算して電源角位相を算出し、この電源角位相を用いて３相ＰＷＭ信号を発生させるものとした。
【００１０】
より詳細には、回転子の回転角位置を検出する回転位置検出手段と、トルク指令値に応じたすべり角速度指令値、励磁電流指令値およびトルク電流指令値を演算するベクトル制御指令値演算手段と、すべり角速度指令値を積分してすべり角位相を演算する積分手段と、回転角位置とすべり角位相とを加算して電源角位相を演算する電源角位相演算手段と、電動機の３相電流を検出する電流検出手段と、電源角位相を用いて３相電流を励磁電流とトルク電流とに変換する３相／２相変換手段と、励磁電流指令値と励磁電流、およびトルク電流指令値とトルク電流から、それぞれ励磁成分電圧指令値およびトルク成分電圧指令値とを演算する電流制御手段と、電源角位相を用いて、励磁成分電圧指令値とトルク成分電圧指令値を３相電圧指令値にし、この３相電圧指令値に応じて３相ＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ発生手段とを有する。
【００１１】
そしてさらに、回転角位置と３相電流とをサンプリングしてそれぞれのサンプリング値を出力するサンプリング手段と、回転子の回転角速度を演算する回転角速度検出手段と、回転角速度とすべり角速度とを加算し、電源角速度を演算する電源角速度演算手段と、回転角位置のサンプリング値とすべり角位相とを加算して第１の電源角位相を演算する電源角位相演算手段とを備えて、３相／２相変換手段では第１の電源角位相を用いて３相電流のサンプリング値を励磁電流とトルク電流とに変換するようにし、また、第１の電源角位相に対して電源角速度を用いて補償された第２の電源角位相を演算する電源角位相補償手段を備えて、ＰＷＭ発生手段はこの第２の電源角位相を用いて、励磁成分電圧指令値とトルク成分電圧指令値を３相電圧指令値に変換するものとした。
【００１２】
上記の電源角位相補償手段は、上記サンプリングから３相ＰＷＭ信号の出力までの遅れ時間に対応して第１の電源角位相を進めることにより、第２の電源角位相を求めるのが望ましい。
また、電源角位相補償手段は、サンプリングから３相ＰＷＭ信号の出力までの遅れ時間と、３相ＰＷＭ信号の周期の１／２の時間とを加算した時間に対応して第１の電源角位相を進めて、第２の電源角位相を求めるものとすればさらに好ましい。
【００１３】
請求項４に記載の発明は、励磁電流およびトルク電流のベクトル制御により３相ＰＷＭ信号を発生させ、同期電動機の出力トルクをトルク指令値に追従させる交流電動機の制御装置において、回転子の回転角位置を回転角速度で補償した回転角位置補償値を用いて３相ＰＷＭ信号を発生させる。
【００１４】
請求項５の発明はより具体的に、回転子の回転角位置を検出する回転位置検出手段と、トルク指令値に応じた励磁電流指令値およびトルク電流指令値を演算するベクトル制御指令値演算手段と、電動機の３相電流を検出する電流検出手段と、回転角位置と３相電流とをサンプリングしてそれぞれのサンプリング値を出力するサンプリング手段と、回転角速度を演算する回転角速度検出手段と、回転角位置のサンプリング値に対して回転角速度を用いて補償された回転角位置補償値を演算する回転角位置補償手段と、回転角位置のサンプリング値を用いて、３相電流のサンプリング値を励磁電流とトルク電流とに変換する３相／２相変換手段と、励磁電流指令値と励磁電流、およびトルク電流指令値とトルク電流から、それぞれ励磁成分電圧指令値およびトルク成分電圧指令値とを演算する電流制御手段と、回転角位置補償値を用いて、励磁成分電圧指令値とトルク成分電圧指令値を３相電圧指令値に変換し、この３相電圧指令値に応じて３相ＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ発生手段とを有するものとした。
【００１５】
上記の回転角位置補償手段は、上記サンプリングから３相ＰＷＭ信号の出力までの遅れ時間に対応して回転角位置のサンプリング値を進めることにより、回転角位置補償値を求めるのが望ましい。
また、回転角位置補償手段は、サンプリングから３相ＰＷＭ信号の出力までの遅れ時間と、３相ＰＷＭ信号の周期の１／２の時間とを加算した時間に対応して回転角位置のサンプリング値を進めることにより、回転角位置補償値を求めるものとすればさらに好ましい。
【００１６】
【作用】
請求項１のものでは、誘導電動機のベクトル制御が、たとえばベクトル制御指令値演算手段ですべり角速度、励磁電流およびトルク電流の各指令値を演算し、電動機の実際の３相電流を励磁電流とトルク電流との２相に変換し、上記励磁電流およびトルク電流の指令値と実際値から、励磁成分電圧指令値およびトルク成分電圧指令値とを求め、これらをＰＷＭ発生手段で２相３相変換して３相ＰＷＭ信号を発生させることにより行なわれる。 そして、電源角位相演算手段が上記ＰＷＭ発生手段での２相３相変換にあたって用いられる電源角位相として、回転位置検出手段で検出した回転子の回転角位置をサンプリング手段でサンプリングしたサンプリング値とベクトル制御指令値演算手段で演算されるすべり角速度指令値を積分して求めたすべり角位相とを加算して第１の電源角位相を演算するとともに、電源角速度演算手段で回転角速度とすべり角速度とを加算して電源角速度を演算し、電源角位相補償手段において第１の電源角位相に対して電源角速度を用いて補償された第２の電源角位相が求められる。
回転子の回転角位置はたとえばエンコーダなどを用いて常に最新の値を正確に得ることができるので、計測に所定の時間を要ししかもその速度変化時に計測誤差が大きくなる回転角速度から電源角位相を求めるのに対して、電動機出力トルクが精度良く指令値に制御される。
また、ＰＷＭ発生手段が上記第２の電源角位相を用いて、励磁成分電圧指令値とトルク成分電圧指令値を２相３相変換することにより、過度時の制御の振れが抑制される。
【００１７】
とくに、上記の第２の電源角位相を、上記サンプリングから３相ＰＷＭ信号の出力までの遅れ時間に対応して第１の電源角位相を進めたもの、あるいは、遅れ時間と３相ＰＷＭ信号の周期の１／２の時間とを加算した時間に対応して第１の電源角位相を進めたものとすることにより、過度時の制御の振れが効果的に低減される。
【００１８】
請求項４のものでは、同期電動機のベクトル制御において、回転子の回転角位置を回転角速度で補償した回転角位置補償値を用いて３相ＰＷＭ信号を発生させるから、電動機出力トルクが精度良く指令値に制御される。
請求項５のものでは、ベクトル制御指令値演算手段で励磁電流およびトルク電流の各指令値を演算し、サンプリング手段で回転角位置と実際の３相電流とをサンプリングし、３相／２相変換手段で３相電流のサンプリング値を励磁電流とトルク電流との２相に変換し、上記励磁電流およびトルク電流の指令値と実際値から、励磁成分電圧指令値およびトルク成分電圧指令値とを求め、これらをＰＷＭ発生手段で２相３相変換して３相ＰＷＭ信号を発生させることにより行なわれる。 そして、上記ＰＷＭ発生手段では、回転角位置補償手段により回転子の回転角位置のサンプリング値に対して回転角速度を用いて補償された回転角位置補償値を用いて上記２相３相変換が行なわれる。
これにより、電動機出力トルクが精度良く指令値に制御されるとともに、過度時の制御の振れが抑制される。
とくに、上記の回転角位置補償値を、上記サンプリングから３相ＰＷＭ信号の出力までの遅れ時間に対応して回転角位置のサンプリング値を進めたもの、あるいは、サンプリングから３相ＰＷＭ信号の出力までの遅れ時間と３相ＰＷＭ信号の周期の１／２の時間とを加算した時間に対応して回転角位置のサンプリング値を進めたものとすることにより、過度時の制御の振れが効果的に低減される。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を実施例により説明する。
図１は、本発明の第１の実施例の構成を示すブロック図である。
誘導電動機１００はインバータ１１１からの３相交流電流により駆動される。ベクトル制御指令値演算器１０１は、外部から与えられるトルク指令値Ｔ* を入力として、励磁電流指令値ｉγｓ* 、トルク電流指令値ｉδｓ* およびすべり角速度指令値ωｓｅ* を演算して出力する。 ベクトル制御指令値演算器１０１の出力したすべり角速度指令値ωｓｅ* は、積分器１１５に入力される。また、励磁電流指令値ｉγｓ* とトルク電流指令値ｉδｓ* とは、電流制御器１０９に入力される。
【００２０】
積分器１１５は、すべり角速度指令値ωｓｅ* を積分してすべり角位相θｓｅを求め、このすべり角位相θｓｅを加算器からなる電源角位相演算器１１４へ出力する。
一方、回転位置検出器１１３がエンコーダ１０３からの信号を基に誘導電動機の回転子の回転角位置θｒｅを求め、電源角位相演算器１１４へ出力する。ここでは、エンコーダ１０３と回転位置検出器１１３とで発明の回転位置検出手段が構成されている。
そして、電源角位相演算器１１４は、回転角位置θｒｅとすべり角位相θｓｅとを加算して、電源角位相θを算出する。
【００２１】
Ｕ相電流センサ１０６は、誘導電動機１００の固定子のＵ相電流ｉｕを検出出力し、Ｖ相電流センサ１０７は、固定子Ｖ相電流ｉｖを検出出力する。 ３相／２相変換器１０８は、これらＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ、ならびに電源角位相θから、励磁電流ｉγｓとトルク電流ｉδｓとを演算して出力する。
ここでは、Ｕ相電流センサ１０６とＶ相電流センサ１０７が発明の電流検出手段を構成している。
電流制御器１０９は、励磁電流ｉγｓと励磁電流指令値ｉγｓ* 、およびトルク電流ｉδｓとトルク電流指令値ｉδｓ* とから、それぞれ励磁成分電圧指令値ｖγｓ* およびトルク成分電圧指令値ｖδｓ* を演算して出力する。
【００２２】
ＰＷＭ発生器１１０は、電源角位相θを用いて、励磁成分電圧指令値ｖγｓ* とトルク成分電圧指令値ｖδｓ* を３相電圧指令値へ２相／３相変換し、３相ＰＷＭ信号をインバータへ出力する。
そして、インバータ１１１は、３相ＰＷＭ信号に応じて誘導電動機１００へ３相交流電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）を供給する。
【００２３】
上記構成において、直交するγ軸（励磁成分）およびδ軸（トルク成分）からなるγ−δ座標系でのベクトル制御された誘導電動機の状態方程式は、式（１）で表わされる。
【数１】
ただし、ｉγｓ：γ軸固定子電流（励磁電流）
ｉδｓ：δ軸固定子電流（トルク電流）
φγｒ：γ軸回転子磁束
φδｒ：δ軸回転子磁束
Ｒｓ ：固定子巻線抵抗
Ｒｒ ：回転子巻線抵抗
Ｌｓ ：固定子巻線インダクタンス
Ｌｒ ：回転子巻線インダクタンス
Ｍ ：巻線間の相互インダクタンス
δ ：漏れ係数（１−Ｍ2 ／ＬｓＬｒ）
ω ：電源角速度
ωｒｅ：回転角速度
Ｐ ：微分演算子
ｖδｓ：δ軸固定子電圧
【００２４】
また、出力トルクＴは式（２）で表わされる。
Ｔ＝ｐ（Ｍ／Ｌｒ）（ｉδｓ・φγｒ−ｉγｓ・φδｒ） （２）
ただし、ｐは極対数である。
ここで、δ軸回転子磁束をφδｒ＝０に制御すると、式（３）のようになり、出力トルクＴは、γ軸回転子磁束φγｒとδ軸固定子電流ｉδｓとの積に比例する。
Ｔ＝ｐ（Ｍ／Ｌｒ）・ｉδｓ・φγｒ （３）
【００２５】
φδｒ＝０とするためには、すべり角速度ωｓｅを式（４）のように制御すればよく、また、γ軸回転子磁束φγｒの微分値Ｐφγｒは式（５）で表わされるものとなる。
ωｓｅ＝ω−ωｒｅ＝（ＭＲｒ／Ｌｒ）（ｉδｓ／φγｒ） （４）
Ｐφγｒ＝−（Ｒｒ／Ｌｒ）φγｒ＋（ＭＲｒ／Ｌｒ）ｉγｓ（５）
【００２６】
したがって、励磁電流（γ軸固定子電流）ｉγｓ、トルク電流（δ軸固定子電流）ｉδｓ、およびすべり角速度ωｓｅを制御することにより、誘導電動機の出力トルクＴはトルク指令値Ｔ* に制御されることになる。
なお、励磁電流ｉγｓおよびトルク電流ｉδｓは、３相／２相変換器１０８において、式（６）により演算される。
【数２】
【００２７】
そして、本実施例では、電源角位相θが、積分器１１５および電源角位相演算器１１４を用いて、式（７）のように、すべり角位相θｓｅと回転角位置θｒｅの加算により求められている。
【数３】
【００２８】
本実施例は以上のように構成され、図１０に示した従来例との相違点は、電源角位相θの演算方法にある。従来例では、式（８）に示すように、回転子の回転角速度ωｒｅとスベリ角速度指令値ωｓｅ* とを加算して電源角速度ωを算出し、この電源角速度ωを積分して電源角位相θを求めるのに対して、本実施例では、式（７）に示す演算で電源角位相θが求められる。
【数４】
ここで、エンコーダの特性を考慮すると、回転子の回転角速度ωｒｅは、前述のように、その速度変化時に計測誤差が大きくなるなどの問題があるが、回転角位置θｒｅの計測の場合には、例えばカウンタによってエンコーダからのパルスをカウントするだけで常に最新の値を正確に得ることができ、計測誤差はエンコーダの分解能だけによる。
【００２９】
図２は従来例との比較のため、３６０°／２０００の分解能のエンコーダを用いてベクトル制御を行った結果を示す。電流制御が良好に行われているため、従来の図１１、図１２と比較して、電動機の出力トルクがトルク指令値Ｔ* の通りに制御されている。このように、本実施例ではエンコーダの分解能が電流制御すなわちトルク制御に与える影響は小さい。これに対して従来例で本実施例と同等のトルク制御性能を得るためには、エンコーダの分解能が１０００倍程度必要となる。
したがって、エンコーダの分解能を高くすることなく、電動機出力トルクが精度良く指令値に制御されるという効果を有する。
なお、式（７）と式（８）は、その演算において双方とも加算１回、積分１回で行なうことができ、本実施例で式（７）を用いてもハードウェアあるいはソフトウェアの面でなんら増加するものはない。
【００３０】
図３は、本発明の第２の実施例の構成を示す図である。なお、第１の実施例と同一部分には同じ符号を付して、その詳しい説明を省略する。
本実施例では、図１に示される第１の実施例の構成に加えて、サンプリング器３０１、速度検出器３０２、加算器からなる電源角速度演算器３０４、電源角位相補償器３０５が設けられている。
【００３１】
ベクトル制御指令値演算器１０１は、トルク指令値Ｔ* に、応じて励磁電流指令値ｉγｓ* 、トルク電流指令値ｉδｓ* 、およびすべり角速度指令値ωｓｅ* を出力する。積分器１１５は、すべり角速度指令値ωｓｅ* を積分してすべり角位相θｓｅを出力する。
速度検出器３０２は、エンコーダ１０３からの信号に基づいて回転角位置の変化から回転子の回転角速度ωｒｅを演算し出力する。
電源角速度演算器３０４は、すべり角速度指令値ωｓｅ* と、回転子の回転角速度ωｒｅとを加算して電源角速度ωを算出する。
【００３２】
サンプリング器３０１は、Ｕ相電流センサ１０６で得たＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流センサ１０７で得たＶ相電流ｉｖ、および回転位置検出器１１３の出力する回転角位置θｒｅの信号を所定の周期ごとにサンプリングして、Ｕ相電流サンプリング値ｉｕ’、Ｖ相電流サンプリング値ｉｖ’、および回転角位置サンプリング値θｒｅ’を出力する。
【００３３】
電源角位相演算器１１４は、回転角位置サンプリング値θｒｅ’とすべり角位相θｓｅとを加算して第１の電源角位相θ１を求め、３相／２相変換器１０８と電源角位相補償器３０５へ出力する。
３相／２相変換器１０８は、サンプリング器３０１からのＵ相電流サンプリング値ｉｕ’、Ｖ相電流サンプリング値ｉｖ’、および電源角位相演算器１１４からの第１の電源角位置θ１から、励磁電流ｉγｓとトルク電流ｉδｓとを演算して電流制御器１０９へ出力する。
電流制御器１０９は、励磁電流ｉγｓと励磁電流指令値ｉγｓ* 、およびトルク電流ｉδｓとトルク電流指令値ｉδｓ* とから、それぞれ励磁成分電圧指令値ｖγｓ* およびトルク成分電圧指令値ｖδｓ* を演算してＰＷＭ発生器１１０へ出力する。
【００３４】
電源角位相補償器３０５は、サンプリング器３０１のサンプリング時刻からＰＷＭ発生器１１０が３相ＰＷＭ信号を出力する時刻までの制御むだ時間ΔＴ、第１の電源角位相θ１および電源角速度ωから、式（９）にしたがって、第２の電源角位相θ２を演算してＰＷＭ発生器１１０へ出力する。
θ２＝θ１＋ωΔＴ （９）
【００３５】
ＰＷＭ発生器１１０は、入力される第２の電源角位相θ２を用いて、励磁成分電圧指令値ｖγｓ* 、トルク成分電圧指令値ｖδｓ* を３相電圧指令値へ２相／３相変換し、３相ＰＷＭ信号をインバータへ出力する。
そして、インバータ１１１は、３相ＰＷＭ信号に応じて誘導電動機１００へ３相交流電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）を供給する。
【００３６】
図４には、本実施例におけるトルク、励磁電流およびトルク電流の制御結果を示す。
ＰＷＭ発生器１１０が、制御むだ時間ΔＴを考慮した第２の電源角位相θ２、すなわち３相ＰＷＭ信号を出力する時刻に想定される値、を用いて２相／３相変換を行うので、励磁成分電圧指令値ｖγｓ* とトルク成分電圧指令値ｖδｓ* の２相信号を精度良く３相ＰＷＭ信号に変換することができる。
このため、第１の実施例の効果に加えて、ベクトル制御をディジタル電流制御で行なう際の電流制御性能が改善され、図４に明らかなように、過渡時の電流制御およびトルク制御の振動が大幅に減少するという効果が得られる。
【００３７】
なお、変形例として、電源角位相補償器（３０５）における演算のパラメータをさらに増すことにより、電流制御性能を一層向上させることができる。
すなわち前述と同様に、まず電源角位相演算器１１４が、回転角位置サンプリング値θｒｅ’とすべり角位相θｓｅとを加算して第１の電源角位相θ１を電源角位相補償器へ出力する。
【００３８】
次に、電源角位相補償器は、第１の電源角位相θ１、電源角速度ω、サンプリング器３０１のサンプリング時刻からＰＷＭ発生器１１０が３相ＰＷＭ信号を出力する時刻までの制御むだ時間ΔＴ、そしてさらにＰＷＭ発生器１１０の発生する３相ＰＷＭ信号の周期Ｔｐｗｍを基に、第２の電源角位相θ２’を式（１０）により演算してＰＷＭ発生器１１０へ出力する。すなわち、電源角位相は上記制御むだ時間と３相ＰＷＭ信号の周期の１／２の時間とを加算した時間だけ補償される。
θ２’＝θ１＋ω（ΔＴ＋Ｔｐｗｍ／２） （１０）
ＰＷＭ発生器１１０は、この第２の電源角位相θ２’を用いて３相ＰＷＭ信号を演算し、インバータ１１１へ出力する。
【００３９】
図５は、この変形例における電流およびトルクの制御結果を示す。
ΔＴの制御むだ時間だけでなく、ＰＷＭ信号による電圧印加の遅れ時間も考慮されているため、励磁成分電圧指令値ｖγｓ* とトルク成分電圧指令値ｖδｓ* の２層信号が精度良く３相ＰＷＭ信号に変換され、過渡時の電流制御およびトルク制御の振動が、一層効果的に抑制されていることが分かる。
このＰＷＭ信号による電圧印加の遅れ時間考慮の有無による相違は図６のように示される。すなわち、２相の励磁成分電圧指令値ｖγｓ* とトルク成分電圧指令値ｖδｓ* に対する３相電圧指令値の理想値が例えば図中（ａ）のように変化しているとすると、ＰＷＭ信号の出力時刻での第２電源角位相θ２を用いた場合、ＰＷＭ周期Ｔｐｗｍ間の平均出力電圧は（ｂ）となる。一方、変形例による第２電源角位相θ２’を用いれば、ＰＷＭ周期Ｔｗｍ間の平均出力電圧は（ｃ）のようになるため、理想値（ａ）との誤差が（ｂ）の場合よりも明らかに減少する。これにより一層精度が向上するものである。
【００４０】
図７は、本発明の第３の実施例の構成を示すブロック図である。本実施例は、誘導電動機のかわりに同期電動機に本発明を適用したものである。
ベクトル制御指令値演算器４０１はトルク指令値Ｔ* から、励磁電流指令値ｉγｓ* およびトルク電流指令値ｉδｓ* を算出して電流制御器１０９へ出力する。
速度検出器３０２は、同期電動機４００に付設されたエンコーダ１０３からの信号に基づいて回転角位置の変化から回転子の回転角速度ωｒｅを演算し、回転位置補償器４０２へ出力する。
【００４１】
また、回転位置検出器１１３がエンコーダ１０３からの信号を基に回転子の回転角位置θｒｅを求め、サンプリング器３０１へ出力する。
サンプリング器３０１は、Ｕ相電流計１０６の計測したＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流計の計測したＶ相電流ｉｖ、および回転位置検出器１１３からの回転角位置θｒｅを所定の周期ごとにサンプリングして、Ｕ相電流サンプリング値ｉｕ’、Ｖ相電流サンプリング値ｉｖ’、および回転角位置サンプリング値θｒｅ’を３相／２相変換器６０２へ出力するとともに、回転位置補償器４０２へ回転子の回転角位置サンプリング値θｒｅ’を出力する。
【００４２】
回転位置補償器４０２は、サンプリング器３０１のサンプリング時刻からＰＷＭ発生器１１０が３相ＰＷＭ信号を出力する時刻までの制御むだ時間ΔＴ、回転子の回転角速度ωｒｅおよび回転角位置サンプリング値θｒｅ’から、式（１１）により回転角位置補償値θｒｅ２を算出して、ＰＷＭ発生器１１０へ向けて出力する。
θｒｅ２＝θｒｅ’＋ωｒｅΔＴ （１１）
【００４３】
電流制御器１０９は、３相／２相変換器１０８からの励磁電流ｉγｓ、トルク電流ｉδｓ、およびベクトル制御指令値演算器４０１からの励磁電流指令値ｉγｓ* 、トルク電流指令値ｉδｓ* から、励磁成分電圧指令値ｖγｓ* およびトルク成分電圧指令値ｖδｓ* を演算して出力する。
ＰＷＭ発生器１１０は、回転角位置補償値θｒｅ２を用いて励磁成分電圧指令値ｖγｓ* とトルク成分電圧指令値ｖδｓ* から３相ＰＷＭ信号を演算してインバータ１１１へ出力し、インバータ１１１は同期電動機４００へ３相交流電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを供給する。このようにして同期電動機４００の出力トルクをトルク指令値Ｔ* に制御する。
【００４４】
図８に本実施例における制御むだ時間ΔＴを考慮した回転位置補償を行ったときの電流およびトルクの制御結果を示し、図９には上記回転位置補償を行わないときの電流およびトルクの制御結果を比較のため示す。
本実施例によれば、同期電動機の場合にも過渡の振動が抑制されていることが分かる。また、前述第２実施例の変形例と同様に、ΔＴの制御むだ時間だけでなく、さらにＰＷＭ信号による電圧印加の遅れ時間も考慮した回転位置補償を行なえば一層精度が向上し電流制御およびトルク制御の振動抑制される。
【００４５】
【発明の効果】
以上のとおり、本発明は、ベクトル制御による３相ＰＷＭ信号に基づいて駆動される交流電動機、とくに誘導電動機において、回転角位置とすべり角位相とを加算して電源角位相を算出し、この電源角位相を用いて３相ＰＷＭ信号を発生させるものとしたので、速度変化時にも計測誤差が大きくなることなく、電動機出力トルクが精度良く指令値に制御される。
【００４６】
より詳細には、サンプリング手段でサンプリングした回転角位置のサンプリング値とすべり角位相とを加算して第１の電源角位相を演算するとともに、回転角速度とすべり角速度とを加算して電源角速度を演算して、第１の電源角位相に対して電源角速度を用いて補償された第２の電源角位相を用いて上記３相ＰＷＭ信号を発生させることにより、過度時の制御の振れも抑制される。
とくに、上記の第２の電源角位相を、上記サンプリングから３相ＰＷＭ信号の出力までの遅れ時間に対応して第１の電源角位相を進めたもの、あるいは、遅れ時間と３相ＰＷＭ信号の周期の１／２の時間とを加算した時間に対応して第１の電源角位相を進めたものとすることにより、過度時の制御の振れが効果的に低減される。
【００４７】
また、同様に励磁電流およびトルク電流のベクトル制御による３相ＰＷＭ信号に基づいて駆動される同期電動機においても、ディジタル制御でサンプリングされる回転角位置を回転角速度で補償した回転角位置補償値を用いて３相ＰＷＭ信号を発生させることにより、速度変化時にも計測誤差が大きくなることなく、電動機出力トルクが精度良く指令値に制御されるとともに、過度時の制御の振れも抑制される。
とくに、上記の回転角位置補償値を、サンプリングから３相ＰＷＭ信号の出力までの遅れ時間に対応して回転角位置のサンプリング値を進めたもの、あるいは、遅れ時間と３相ＰＷＭ信号の周期の１／２の時間とを加算した時間に対応して回転角位置のサンプリング値を進めたものとすることにより、過度時の制御の振れが効果的に低減される。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例の構成を示すブロック図である。
【図２】第１の実施例の出力トルクの制御結果を説明する図である。
【図３】第２の実施例の構成を示すブロック図である。
【図４】第２の実施例におけるトルク、励磁電流およびトルク電流の制御結果を示す図である。
【図５】第２の実施例の変形例における電流およびトルクの制御結果を示す図である。
【図６】電源角位相の補償を説明する図である。
【図７】第３の実施例の構成を示すブロック図である。
【図８】回転角位置補償を行ったときの電流およびトルクの制御結果を示す図である。
【図９】回転角位置補償を行わないときの電流およびトルクの制御結果を示す図である。
【図１０】従来例の構成を示すブロック図である。
【図１１】従来例のトルク制御結果を示す図である。
【図１２】従来例において回転角速度の計測周期を短くしたときのトルク制御結果を示す図である。
【図１３】従来例におけるトルク変動を示す図である。
【符号の説明】
１００ 誘導電動機
１０１ ベクトル制御指令値演算器（ベクトル制御指令値演算手段）
１０３ エンコーダ
１０６ ｕ相電流センサ
１０７ ｖ相電流センサ
１０８ ３相／２相変換器（３相／２相変換手段）
１０９ 電流制御器（電流制御手段）
１１０ ＰＷＭ発生器（ＰＷＭ発生手段）
１１１ インバータ
１１３ 回転位置検出器
１１４ 電源角位相演算器（電源角位相演算手段）
１１５ 積分器（積分手段）
３０１ サンプリング器（サンプリング手段）
３０２ 速度検出器（回転角速度検出手段）
３０４ 電源角速度演算器（電源角速度演算手段）
３０５ 電源角位相補償器（電源角位相補償手段）
４００ 同期電動機
４０１ ベクトル制御指令値演算器（ベクトル制御指令値演算手段）
４０２ 回転位置補償器（回転角位置補償手段）
１００２ 速度検出器
１００４ 電源角速度演算器
１００５ 積分器
ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ ３相交流電流
ｉｕ’ Ｕ相電流サンプリング値
ｉｖ’ Ｖ相電流サンプリング値
ｉγｓ 励磁電流
ｉδｓ トルク電流
ｉγｓ* 励磁電流指令値
ｉδｓ* トルク電流指令値
ｖγｓ* 励磁成分電圧指令値
ｖδｓ* トルク成分電圧指令値
ΔＴ 制御むだ時間
Ｔ* トルク指令値
Ｔｐｗｍ ＰＷＭ周期
θ 電源角位相
θ１ 第１の電源角位相
θ２、θ２’ 第２の電源角位相
θｒｅ 回転角位置
θｒｅ’ 回転角位置サンプリング値
θｓｅ すべり角位相
θγｅ２ 回転角位置補償値
ω 電源角速度
ωｒｅ 回転角速度
ωｓｅ* すべり角速度指令値
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電動機の電流制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、誘導電動機や同期電動機等の交流電動機は、高速なトルク応答を得るために、ベクトル制御と呼ばれる制御技術により制御されるようになっている。ベクトル制御では、電動機の固定子と回転子の電圧、電流を両方とも直線で扱えるγ−δ座標系で考え、例えば、「ＡＣサーボシステムの理論と設計の実際」（総合電子出版社、１９９０年５月発行）に詳細に説明されている。
このようなベクトル制御による誘導電動機の電流制御装置として、例えば図１０や、「電気学会研究資料ＳＰＣ−９０ Ｎｏ．４２〜４９、ｐ．５３〜６１」（電気学会、１９９０年発行）に記載されたようなものがある。
【０００３】
すなわち、図１０の電流制御装置では、トルク指令値Ｔ* を入力とするベクトル制御指令値演算器１０１が、すべり角速度指令値ωｓｅ* 、励磁電流指令値ｉγｓ* 、およびトルク電流指令値ｉδｓ* を演算して出力する。 一方、速度検出器１００２はエンコーダ１０３からの信号を基に誘導電動機の回転子の回転角速度ωｒｅを検出する。
電源角速度演算器１００４が、回転子の回転角速度ωｒｅとスベリ角速度指令値ωｓｅ* とを加算して、電源角速度ωを算出し、積分器１００５がこの電源角速度ωを積分して電源角位相θを求める。電源角位相θは３相／２相変換器１０８とＰＷＭ発生器１１０へ出力される。
【０００４】
インバータ１１１から誘導電動機１００へ供給される電流の検出のため、ｕ相電流センサ１０６およびｖ相電流センサ１０７が設けられ、３相／２相変換器１０８は各電流センサからのｕ相電流ｉｕおよびｖ相電流ｉｖ、ならびに積分器１００５からの電源角位相θとから励磁電流ｉγｓとトルク電流ｉδｓを演算出力する。
そして、電流制御器１０９が、励磁電流指令値ｉγｓ* と励磁電流ｉγｓおよびトルク電流指令値ｉδｓ* とトルク電流ｉδｓとから、それぞれ励磁成分電圧指令値ｖγｓ* およびトルク成分電圧指令値ｖδｓ* を演算出力する。
【０００５】
ＰＷＭ発生器１１０は、電源角位相θ、励磁成分電圧指令値ｖγｓ* およびトルク成分電圧指令値ｖδｓ* から３相ＰＷＭ信号を演算してインバータ１１１へ出力し、インバータ１１１は誘導電動機１００へ３相交流電流を供給する。
これにより、誘導電動機１００の出力トルクをトルク指令値Ｔ* に合致するよう制御するものである。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このような従来の交流電動機の電流制御装置にあっては、エンコーダからの信号によって回転子の回転角速度の検出を行っていたため、速度検出に遅れが生じやすく、特に加減速のときにその遅れが大きくなっていた。
すなわち、エンコーダによる速度検出は、ある期間の平均速度しか得ることができないため、加減速時には、速度検出の誤差が大きくなる。
【０００７】
例えば、極対数３の誘導電動機に分解能３６０°／２０００のエンコーダを用いて、上記ベクトル制御を行った結果を図１１に示す。これは、エンコーダからの出力パルスを周波数計測して、回転子の回転角速度を検出している場合である。周波数計測により、回転子の回転角速度を１ｒｐｍ分解能で得るためには、３０ｍｓ間のパルス数をカウントすればよい。しかし、エンコーダでは３０ｍｓ間の平均回転角速度しか得られないために、加速時には、実際の回転子の回転角速度より小さい値を検出することになる。このため、実際のすべり角速度ωｓｅが、すべり角速度指令値ωｓｅ* より小さくなり、ベクトル制御が成り立たなくなる。したがって、実際の誘導電動機出力トルクも指令値とずれることになる。
また、回転子の回転角速度の周波数計測の周期を、例えば、３ｍｓにした場合を図１２に示す。計測周期を短くすると、計測分解能が１０ｒｐｍとなり、つまり、すべり角速度ωｓｅの制御分解能も落ちるため、実際の誘導電動機出力トルクが指令値から大きくずれることになる。
【０００８】
また、例えば、電気自動車への適用を考えると、このトルク制御のずれにより、ガクガク振動と呼ばれる車両の前後加速度が増大され、運転者に多大な不快感を与えるもとになる。
速度計測を周波数計測でなく、周期計測にしたとしても、計測周期と分解能は相反する条件となるので、同様の問題がある。また、回転子の回転角速度ωｒｅ計測誤差を小さくするためには、エンコーダの分解能を高くしなければならず、コストの増大を招く。
さらに、比較的高回転ではディジタル制御の制御遅れの影響が大きくなる。図１３はトルク、励磁電流およびトルク電流の制御結果を示し、過渡時の電流制御に発振が起き、その結果、トルクの振動が発生する。この問題は、誘導電動機のみならず、同期電動機でも同様である。
したがって本発明は、上記従来の問題点に鑑み、エンコーダの分解能を高くすることなく、電動機出力トルクが精度良く指令値に制御されるようにした交流電動機の電流制御装置を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
このため請求項１に記載の本発明は、すべり角速度、励磁電流およびトルク電流のベクトル制御により３相ＰＷＭ信号を発生させ、誘導電動機の出力トルクをトルク指令値に追従させる交流電動機の制御装置において、回転角位置とすべり角位相とを加算して電源角位相を算出し、この電源角位相を用いて３相ＰＷＭ信号を発生させるものとした。
【００１０】
より詳細には、回転子の回転角位置を検出する回転位置検出手段と、トルク指令値に応じたすべり角速度指令値、励磁電流指令値およびトルク電流指令値を演算するベクトル制御指令値演算手段と、すべり角速度指令値を積分してすべり角位相を演算する積分手段と、回転角位置とすべり角位相とを加算して電源角位相を演算する電源角位相演算手段と、電動機の３相電流を検出する電流検出手段と、電源角位相を用いて３相電流を励磁電流とトルク電流とに変換する３相／２相変換手段と、励磁電流指令値と励磁電流、およびトルク電流指令値とトルク電流から、それぞれ励磁成分電圧指令値およびトルク成分電圧指令値とを演算する電流制御手段と、電源角位相を用いて、励磁成分電圧指令値とトルク成分電圧指令値を３相電圧指令値にし、この３相電圧指令値に応じて３相ＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ発生手段とを有する。
【００１１】
そしてさらに、回転角位置と３相電流とをサンプリングしてそれぞれのサンプリング値を出力するサンプリング手段と、回転子の回転角速度を演算する回転角速度検出手段と、回転角速度とすべり角速度とを加算し、電源角速度を演算する電源角速度演算手段と、回転角位置のサンプリング値とすべり角位相とを加算して第１の電源角位相を演算する電源角位相演算手段とを備えて、３相／２相変換手段では第１の電源角位相を用いて３相電流のサンプリング値を励磁電流とトルク電流とに変換するようにし、また、第１の電源角位相に対して電源角速度を用いて補償された第２の電源角位相を演算する電源角位相補償手段を備えて、ＰＷＭ発生手段はこの第２の電源角位相を用いて、励磁成分電圧指令値とトルク成分電圧指令値を３相電圧指令値に変換するものとした。
【００１２】
上記の電源角位相補償手段は、上記サンプリングから３相ＰＷＭ信号の出力までの遅れ時間に対応して第１の電源角位相を進めることにより、第２の電源角位相を求めるのが望ましい。
また、電源角位相補償手段は、サンプリングから３相ＰＷＭ信号の出力までの遅れ時間と、３相ＰＷＭ信号の周期の１／２の時間とを加算した時間に対応して第１の電源角位相を進めて、第２の電源角位相を求めるものとすればさらに好ましい。
【００１３】
請求項４に記載の発明は、励磁電流およびトルク電流のベクトル制御により３相ＰＷＭ信号を発生させ、同期電動機の出力トルクをトルク指令値に追従させる交流電動機の制御装置において、回転子の回転角位置を回転角速度で補償した回転角位置補償値を用いて３相ＰＷＭ信号を発生させる。
【００１４】
請求項５の発明はより具体的に、回転子の回転角位置を検出する回転位置検出手段と、トルク指令値に応じた励磁電流指令値およびトルク電流指令値を演算するベクトル制御指令値演算手段と、電動機の３相電流を検出する電流検出手段と、回転角位置と３相電流とをサンプリングしてそれぞれのサンプリング値を出力するサンプリング手段と、回転角速度を演算する回転角速度検出手段と、回転角位置のサンプリング値に対して回転角速度を用いて補償された回転角位置補償値を演算する回転角位置補償手段と、回転角位置のサンプリング値を用いて、３相電流のサンプリング値を励磁電流とトルク電流とに変換する３相／２相変換手段と、励磁電流指令値と励磁電流、およびトルク電流指令値とトルク電流から、それぞれ励磁成分電圧指令値およびトルク成分電圧指令値とを演算する電流制御手段と、回転角位置補償値を用いて、励磁成分電圧指令値とトルク成分電圧指令値を３相電圧指令値に変換し、この３相電圧指令値に応じて３相ＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ発生手段とを有するものとした。
【００１５】
上記の回転角位置補償手段は、上記サンプリングから３相ＰＷＭ信号の出力までの遅れ時間に対応して回転角位置のサンプリング値を進めることにより、回転角位置補償値を求めるのが望ましい。
また、回転角位置補償手段は、サンプリングから３相ＰＷＭ信号の出力までの遅れ時間と、３相ＰＷＭ信号の周期の１／２の時間とを加算した時間に対応して回転角位置のサンプリング値を進めることにより、回転角位置補償値を求めるものとすればさらに好ましい。
【００１６】
【作用】
請求項１のものでは、誘導電動機のベクトル制御が、たとえばベクトル制御指令値演算手段ですべり角速度、励磁電流およびトルク電流の各指令値を演算し、電動機の実際の３相電流を励磁電流とトルク電流との２相に変換し、上記励磁電流およびトルク電流の指令値と実際値から、励磁成分電圧指令値およびトルク成分電圧指令値とを求め、これらをＰＷＭ発生手段で２相３相変換して３相ＰＷＭ信号を発生させることにより行なわれる。 そして、電源角位相演算手段が上記ＰＷＭ発生手段での２相３相変換にあたって用いられる電源角位相として、回転位置検出手段で検出した回転子の回転角位置をサンプリング手段でサンプリングしたサンプリング値とベクトル制御指令値演算手段で演算されるすべり角速度指令値を積分して求めたすべり角位相とを加算して第１の電源角位相を演算するとともに、電源角速度演算手段で回転角速度とすべり角速度とを加算して電源角速度を演算し、電源角位相補償手段において第１の電源角位相に対して電源角速度を用いて補償された第２の電源角位相が求められる。
回転子の回転角位置はたとえばエンコーダなどを用いて常に最新の値を正確に得ることができるので、計測に所定の時間を要ししかもその速度変化時に計測誤差が大きくなる回転角速度から電源角位相を求めるのに対して、電動機出力トルクが精度良く指令値に制御される。
また、ＰＷＭ発生手段が上記第２の電源角位相を用いて、励磁成分電圧指令値とトルク成分電圧指令値を２相３相変換することにより、過度時の制御の振れが抑制される。
【００１７】
とくに、上記の第２の電源角位相を、上記サンプリングから３相ＰＷＭ信号の出力までの遅れ時間に対応して第１の電源角位相を進めたもの、あるいは、遅れ時間と３相ＰＷＭ信号の周期の１／２の時間とを加算した時間に対応して第１の電源角位相を進めたものとすることにより、過度時の制御の振れが効果的に低減される。
【００１８】
請求項４のものでは、同期電動機のベクトル制御において、回転子の回転角位置を回転角速度で補償した回転角位置補償値を用いて３相ＰＷＭ信号を発生させるから、電動機出力トルクが精度良く指令値に制御される。
請求項５のものでは、ベクトル制御指令値演算手段で励磁電流およびトルク電流の各指令値を演算し、サンプリング手段で回転角位置と実際の３相電流とをサンプリングし、３相／２相変換手段で３相電流のサンプリング値を励磁電流とトルク電流との２相に変換し、上記励磁電流およびトルク電流の指令値と実際値から、励磁成分電圧指令値およびトルク成分電圧指令値とを求め、これらをＰＷＭ発生手段で２相３相変換して３相ＰＷＭ信号を発生させることにより行なわれる。 そして、上記ＰＷＭ発生手段では、回転角位置補償手段により回転子の回転角位置のサンプリング値に対して回転角速度を用いて補償された回転角位置補償値を用いて上記２相３相変換が行なわれる。
これにより、電動機出力トルクが精度良く指令値に制御されるとともに、過度時の制御の振れが抑制される。
とくに、上記の回転角位置補償値を、上記サンプリングから３相ＰＷＭ信号の出力までの遅れ時間に対応して回転角位置のサンプリング値を進めたもの、あるいは、サンプリングから３相ＰＷＭ信号の出力までの遅れ時間と３相ＰＷＭ信号の周期の１／２の時間とを加算した時間に対応して回転角位置のサンプリング値を進めたものとすることにより、過度時の制御の振れが効果的に低減される。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を実施例により説明する。
図１は、本発明の第１の実施例の構成を示すブロック図である。
誘導電動機１００はインバータ１１１からの３相交流電流により駆動される。ベクトル制御指令値演算器１０１は、外部から与えられるトルク指令値Ｔ* を入力として、励磁電流指令値ｉγｓ* 、トルク電流指令値ｉδｓ* およびすべり角速度指令値ωｓｅ* を演算して出力する。 ベクトル制御指令値演算器１０１の出力したすべり角速度指令値ωｓｅ* は、積分器１１５に入力される。また、励磁電流指令値ｉγｓ* とトルク電流指令値ｉδｓ* とは、電流制御器１０９に入力される。
【００２０】
積分器１１５は、すべり角速度指令値ωｓｅ* を積分してすべり角位相θｓｅを求め、このすべり角位相θｓｅを加算器からなる電源角位相演算器１１４へ出力する。
一方、回転位置検出器１１３がエンコーダ１０３からの信号を基に誘導電動機の回転子の回転角位置θｒｅを求め、電源角位相演算器１１４へ出力する。ここでは、エンコーダ１０３と回転位置検出器１１３とで発明の回転位置検出手段が構成されている。
そして、電源角位相演算器１１４は、回転角位置θｒｅとすべり角位相θｓｅとを加算して、電源角位相θを算出する。
【００２１】
Ｕ相電流センサ１０６は、誘導電動機１００の固定子のＵ相電流ｉｕを検出出力し、Ｖ相電流センサ１０７は、固定子Ｖ相電流ｉｖを検出出力する。 ３相／２相変換器１０８は、これらＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖ、ならびに電源角位相θから、励磁電流ｉγｓとトルク電流ｉδｓとを演算して出力する。
ここでは、Ｕ相電流センサ１０６とＶ相電流センサ１０７が発明の電流検出手段を構成している。
電流制御器１０９は、励磁電流ｉγｓと励磁電流指令値ｉγｓ* 、およびトルク電流ｉδｓとトルク電流指令値ｉδｓ* とから、それぞれ励磁成分電圧指令値ｖγｓ* およびトルク成分電圧指令値ｖδｓ* を演算して出力する。
【００２２】
ＰＷＭ発生器１１０は、電源角位相θを用いて、励磁成分電圧指令値ｖγｓ* とトルク成分電圧指令値ｖδｓ* を３相電圧指令値へ２相／３相変換し、３相ＰＷＭ信号をインバータへ出力する。
そして、インバータ１１１は、３相ＰＷＭ信号に応じて誘導電動機１００へ３相交流電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）を供給する。
【００２３】
上記構成において、直交するγ軸（励磁成分）およびδ軸（トルク成分）からなるγ−δ座標系でのベクトル制御された誘導電動機の状態方程式は、式（１）で表わされる。
【数１】
ｉδｓ：δ軸固定子電流（トルク電流）
φγｒ：γ軸回転子磁束
φδｒ：δ軸回転子磁束
Ｒｓ ：固定子巻線抵抗
Ｒｒ ：回転子巻線抵抗
Ｌｓ ：固定子巻線インダクタンス
Ｌｒ ：回転子巻線インダクタンス
Ｍ ：巻線間の相互インダクタンス
δ ：漏れ係数（１−Ｍ2 ／ＬｓＬｒ）
ω ：電源角速度
ωｒｅ：回転角速度
Ｐ ：微分演算子
ｖδｓ：δ軸固定子電圧
【００２４】
また、出力トルクＴは式（２）で表わされる。
Ｔ＝ｐ（Ｍ／Ｌｒ）（ｉδｓ・φγｒ−ｉγｓ・φδｒ） （２）
ただし、ｐは極対数である。
ここで、δ軸回転子磁束をφδｒ＝０に制御すると、式（３）のようになり、出力トルクＴは、γ軸回転子磁束φγｒとδ軸固定子電流ｉδｓとの積に比例する。
Ｔ＝ｐ（Ｍ／Ｌｒ）・ｉδｓ・φγｒ （３）
【００２５】
φδｒ＝０とするためには、すべり角速度ωｓｅを式（４）のように制御すればよく、また、γ軸回転子磁束φγｒの微分値Ｐφγｒは式（５）で表わされるものとなる。
ωｓｅ＝ω−ωｒｅ＝（ＭＲｒ／Ｌｒ）（ｉδｓ／φγｒ） （４）
Ｐφγｒ＝−（Ｒｒ／Ｌｒ）φγｒ＋（ＭＲｒ／Ｌｒ）ｉγｓ（５）
【００２６】
したがって、励磁電流（γ軸固定子電流）ｉγｓ、トルク電流（δ軸固定子電流）ｉδｓ、およびすべり角速度ωｓｅを制御することにより、誘導電動機の出力トルクＴはトルク指令値Ｔ* に制御されることになる。
なお、励磁電流ｉγｓおよびトルク電流ｉδｓは、３相／２相変換器１０８において、式（６）により演算される。
【数２】
そして、本実施例では、電源角位相θが、積分器１１５および電源角位相演算器１１４を用いて、式（７）のように、すべり角位相θｓｅと回転角位置θｒｅの加算により求められている。
【数３】
本実施例は以上のように構成され、図１０に示した従来例との相違点は、電源角位相θの演算方法にある。従来例では、式（８）に示すように、回転子の回転角速度ωｒｅとスベリ角速度指令値ωｓｅ* とを加算して電源角速度ωを算出し、この電源角速度ωを積分して電源角位相θを求めるのに対して、本実施例では、式（７）に示す演算で電源角位相θが求められる。
【数４】
【００２９】
図２は従来例との比較のため、３６０°／２０００の分解能のエンコーダを用いてベクトル制御を行った結果を示す。電流制御が良好に行われているため、従来の図１１、図１２と比較して、電動機の出力トルクがトルク指令値Ｔ* の通りに制御されている。このように、本実施例ではエンコーダの分解能が電流制御すなわちトルク制御に与える影響は小さい。これに対して従来例で本実施例と同等のトルク制御性能を得るためには、エンコーダの分解能が１０００倍程度必要となる。
したがって、エンコーダの分解能を高くすることなく、電動機出力トルクが精度良く指令値に制御されるという効果を有する。
なお、式（７）と式（８）は、その演算において双方とも加算１回、積分１回で行なうことができ、本実施例で式（７）を用いてもハードウェアあるいはソフトウェアの面でなんら増加するものはない。
【００３０】
図３は、本発明の第２の実施例の構成を示す図である。なお、第１の実施例と同一部分には同じ符号を付して、その詳しい説明を省略する。
本実施例では、図１に示される第１の実施例の構成に加えて、サンプリング器３０１、速度検出器３０２、加算器からなる電源角速度演算器３０４、電源角位相補償器３０５が設けられている。
【００３１】
ベクトル制御指令値演算器１０１は、トルク指令値Ｔ* に、応じて励磁電流指令値ｉγｓ* 、トルク電流指令値ｉδｓ* 、およびすべり角速度指令値ωｓｅ* を出力する。積分器１１５は、すべり角速度指令値ωｓｅ* を積分してすべり角位相θｓｅを出力する。
速度検出器３０２は、エンコーダ１０３からの信号に基づいて回転角位置の変化から回転子の回転角速度ωｒｅを演算し出力する。
電源角速度演算器３０４は、すべり角速度指令値ωｓｅ* と、回転子の回転角速度ωｒｅとを加算して電源角速度ωを算出する。
【００３２】
サンプリング器３０１は、Ｕ相電流センサ１０６で得たＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流センサ１０７で得たＶ相電流ｉｖ、および回転位置検出器１１３の出力する回転角位置θｒｅの信号を所定の周期ごとにサンプリングして、Ｕ相電流サンプリング値ｉｕ’、Ｖ相電流サンプリング値ｉｖ’、および回転角位置サンプリング値θｒｅ’を出力する。
【００３３】
電源角位相演算器１１４は、回転角位置サンプリング値θｒｅ’とすべり角位相θｓｅとを加算して第１の電源角位相θ１を求め、３相／２相変換器１０８と電源角位相補償器３０５へ出力する。
３相／２相変換器１０８は、サンプリング器３０１からのＵ相電流サンプリング値ｉｕ’、Ｖ相電流サンプリング値ｉｖ’、および電源角位相演算器１１４からの第１の電源角位置θ１から、励磁電流ｉγｓとトルク電流ｉδｓとを演算して電流制御器１０９へ出力する。
電流制御器１０９は、励磁電流ｉγｓと励磁電流指令値ｉγｓ* 、およびトルク電流ｉδｓとトルク電流指令値ｉδｓ* とから、それぞれ励磁成分電圧指令値ｖγｓ* およびトルク成分電圧指令値ｖδｓ* を演算してＰＷＭ発生器１１０へ出力する。
【００３４】
電源角位相補償器３０５は、サンプリング器３０１のサンプリング時刻からＰＷＭ発生器１１０が３相ＰＷＭ信号を出力する時刻までの制御むだ時間ΔＴ、第１の電源角位相θ１および電源角速度ωから、式（９）にしたがって、第２の電源角位相θ２を演算してＰＷＭ発生器１１０へ出力する。
θ２＝θ１＋ωΔＴ （９）
【００３５】
ＰＷＭ発生器１１０は、入力される第２の電源角位相θ２を用いて、励磁成分電圧指令値ｖγｓ* 、トルク成分電圧指令値ｖδｓ* を３相電圧指令値へ２相／３相変換し、３相ＰＷＭ信号をインバータへ出力する。
そして、インバータ１１１は、３相ＰＷＭ信号に応じて誘導電動機１００へ３相交流電流（ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ）を供給する。
【００３６】
図４には、本実施例におけるトルク、励磁電流およびトルク電流の制御結果を示す。
ＰＷＭ発生器１１０が、制御むだ時間ΔＴを考慮した第２の電源角位相θ２、すなわち３相ＰＷＭ信号を出力する時刻に想定される値、を用いて２相／３相変換を行うので、励磁成分電圧指令値ｖγｓ* とトルク成分電圧指令値ｖδｓ* の２相信号を精度良く３相ＰＷＭ信号に変換することができる。
このため、第１の実施例の効果に加えて、ベクトル制御をディジタル電流制御で行なう際の電流制御性能が改善され、図４に明らかなように、過渡時の電流制御およびトルク制御の振動が大幅に減少するという効果が得られる。
【００３７】
なお、変形例として、電源角位相補償器（３０５）における演算のパラメータをさらに増すことにより、電流制御性能を一層向上させることができる。
すなわち前述と同様に、まず電源角位相演算器１１４が、回転角位置サンプリング値θｒｅ’とすべり角位相θｓｅとを加算して第１の電源角位相θ１を電源角位相補償器へ出力する。
【００３８】
次に、電源角位相補償器は、第１の電源角位相θ１、電源角速度ω、サンプリング器３０１のサンプリング時刻からＰＷＭ発生器１１０が３相ＰＷＭ信号を出力する時刻までの制御むだ時間ΔＴ、そしてさらにＰＷＭ発生器１１０の発生する３相ＰＷＭ信号の周期Ｔｐｗｍを基に、第２の電源角位相θ２’を式（１０）により演算してＰＷＭ発生器１１０へ出力する。すなわち、電源角位相は上記制御むだ時間と３相ＰＷＭ信号の周期の１／２の時間とを加算した時間だけ補償される。
θ２’＝θ１＋ω（ΔＴ＋Ｔｐｗｍ／２） （１０）
ＰＷＭ発生器１１０は、この第２の電源角位相θ２’を用いて３相ＰＷＭ信号を演算し、インバータ１１１へ出力する。
【００３９】
図５は、この変形例における電流およびトルクの制御結果を示す。
ΔＴの制御むだ時間だけでなく、ＰＷＭ信号による電圧印加の遅れ時間も考慮されているため、励磁成分電圧指令値ｖγｓ* とトルク成分電圧指令値ｖδｓ* の２層信号が精度良く３相ＰＷＭ信号に変換され、過渡時の電流制御およびトルク制御の振動が、一層効果的に抑制されていることが分かる。
このＰＷＭ信号による電圧印加の遅れ時間考慮の有無による相違は図６のように示される。すなわち、２相の励磁成分電圧指令値ｖγｓ* とトルク成分電圧指令値ｖδｓ* に対する３相電圧指令値の理想値が例えば図中（ａ）のように変化しているとすると、ＰＷＭ信号の出力時刻での第２電源角位相θ２を用いた場合、ＰＷＭ周期Ｔｐｗｍ間の平均出力電圧は（ｂ）となる。一方、変形例による第２電源角位相θ２’を用いれば、ＰＷＭ周期Ｔｗｍ間の平均出力電圧は（ｃ）のようになるため、理想値（ａ）との誤差が（ｂ）の場合よりも明らかに減少する。これにより一層精度が向上するものである。
【００４０】
図７は、本発明の第３の実施例の構成を示すブロック図である。本実施例は、誘導電動機のかわりに同期電動機に本発明を適用したものである。
ベクトル制御指令値演算器４０１はトルク指令値Ｔ* から、励磁電流指令値ｉγｓ* およびトルク電流指令値ｉδｓ* を算出して電流制御器１０９へ出力する。
速度検出器３０２は、同期電動機４００に付設されたエンコーダ１０３からの信号に基づいて回転角位置の変化から回転子の回転角速度ωｒｅを演算し、回転位置補償器４０２へ出力する。
【００４１】
また、回転位置検出器１１３がエンコーダ１０３からの信号を基に回転子の回転角位置θｒｅを求め、サンプリング器３０１へ出力する。
サンプリング器３０１は、Ｕ相電流計１０６の計測したＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流計の計測したＶ相電流ｉｖ、および回転位置検出器１１３からの回転角位置θｒｅを所定の周期ごとにサンプリングして、Ｕ相電流サンプリング値ｉｕ’、Ｖ相電流サンプリング値ｉｖ’、および回転角位置サンプリング値θｒｅ’を３相／２相変換器６０２へ出力するとともに、回転位置補償器４０２へ回転子の回転角位置サンプリング値θｒｅ’を出力する。
【００４２】
回転位置補償器４０２は、サンプリング器３０１のサンプリング時刻からＰＷＭ発生器１１０が３相ＰＷＭ信号を出力する時刻までの制御むだ時間ΔＴ、回転子の回転角速度ωｒｅおよび回転角位置サンプリング値θｒｅ’から、式（１１）により回転角位置補償値θｒｅ２を算出して、ＰＷＭ発生器１１０へ向けて出力する。
θｒｅ２＝θｒｅ’＋ωｒｅΔＴ （１１）
【００４３】
電流制御器１０９は、３相／２相変換器１０８からの励磁電流ｉγｓ、トルク電流ｉδｓ、およびベクトル制御指令値演算器４０１からの励磁電流指令値ｉγｓ* 、トルク電流指令値ｉδｓ* から、励磁成分電圧指令値ｖγｓ* およびトルク成分電圧指令値ｖδｓ* を演算して出力する。
ＰＷＭ発生器１１０は、回転角位置補償値θｒｅ２を用いて励磁成分電圧指令値ｖγｓ* とトルク成分電圧指令値ｖδｓ* から３相ＰＷＭ信号を演算してインバータ１１１へ出力し、インバータ１１１は同期電動機４００へ３相交流電流ｉｕ、ｉｖ、ｉｗを供給する。このようにして同期電動機４００の出力トルクをトルク指令値Ｔ* に制御する。
【００４４】
図８に本実施例における制御むだ時間ΔＴを考慮した回転位置補償を行ったときの電流およびトルクの制御結果を示し、図９には上記回転位置補償を行わないときの電流およびトルクの制御結果を比較のため示す。
本実施例によれば、同期電動機の場合にも過渡の振動が抑制されていることが分かる。また、前述第２実施例の変形例と同様に、ΔＴの制御むだ時間だけでなく、さらにＰＷＭ信号による電圧印加の遅れ時間も考慮した回転位置補償を行なえば一層精度が向上し電流制御およびトルク制御の振動抑制される。
【００４５】
【発明の効果】
以上のとおり、本発明は、ベクトル制御による３相ＰＷＭ信号に基づいて駆動される交流電動機、とくに誘導電動機において、回転角位置とすべり角位相とを加算して電源角位相を算出し、この電源角位相を用いて３相ＰＷＭ信号を発生させるものとしたので、速度変化時にも計測誤差が大きくなることなく、電動機出力トルクが精度良く指令値に制御される。
【００４６】
より詳細には、サンプリング手段でサンプリングした回転角位置のサンプリング値とすべり角位相とを加算して第１の電源角位相を演算するとともに、回転角速度とすべり角速度とを加算して電源角速度を演算して、第１の電源角位相に対して電源角速度を用いて補償された第２の電源角位相を用いて上記３相ＰＷＭ信号を発生させることにより、過度時の制御の振れも抑制される。
とくに、上記の第２の電源角位相を、上記サンプリングから３相ＰＷＭ信号の出力までの遅れ時間に対応して第１の電源角位相を進めたもの、あるいは、遅れ時間と３相ＰＷＭ信号の周期の１／２の時間とを加算した時間に対応して第１の電源角位相を進めたものとすることにより、過度時の制御の振れが効果的に低減される。
【００４７】
また、同様に励磁電流およびトルク電流のベクトル制御による３相ＰＷＭ信号に基づいて駆動される同期電動機においても、ディジタル制御でサンプリングされる回転角位置を回転角速度で補償した回転角位置補償値を用いて３相ＰＷＭ信号を発生させることにより、速度変化時にも計測誤差が大きくなることなく、電動機出力トルクが精度良く指令値に制御されるとともに、過度時の制御の振れも抑制される。
とくに、上記の回転角位置補償値を、サンプリングから３相ＰＷＭ信号の出力までの遅れ時間に対応して回転角位置のサンプリング値を進めたもの、あるいは、遅れ時間と３相ＰＷＭ信号の周期の１／２の時間とを加算した時間に対応して回転角位置のサンプリング値を進めたものとすることにより、過度時の制御の振れが効果的に低減される。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施例の構成を示すブロック図である。
【図２】第１の実施例の出力トルクの制御結果を説明する図である。
【図３】第２の実施例の構成を示すブロック図である。
【図４】第２の実施例におけるトルク、励磁電流およびトルク電流の制御結果を示す図である。
【図５】第２の実施例の変形例における電流およびトルクの制御結果を示す図である。
【図６】電源角位相の補償を説明する図である。
【図７】第３の実施例の構成を示すブロック図である。
【図８】回転角位置補償を行ったときの電流およびトルクの制御結果を示す図である。
【図９】回転角位置補償を行わないときの電流およびトルクの制御結果を示す図である。
【図１０】従来例の構成を示すブロック図である。
【図１１】従来例のトルク制御結果を示す図である。
【図１２】従来例において回転角速度の計測周期を短くしたときのトルク制御結果を示す図である。
【図１３】従来例におけるトルク変動を示す図である。
【符号の説明】
１００ 誘導電動機
１０１ ベクトル制御指令値演算器（ベクトル制御指令値演算手段）
１０３ エンコーダ
１０６ ｕ相電流センサ
１０７ ｖ相電流センサ
１０８ ３相／２相変換器（３相／２相変換手段）
１０９ 電流制御器（電流制御手段）
１１０ ＰＷＭ発生器（ＰＷＭ発生手段）
１１１ インバータ
１１３ 回転位置検出器
１１４ 電源角位相演算器（電源角位相演算手段）
１１５ 積分器（積分手段）
３０１ サンプリング器（サンプリング手段）
３０２ 速度検出器（回転角速度検出手段）
３０４ 電源角速度演算器（電源角速度演算手段）
３０５ 電源角位相補償器（電源角位相補償手段）
４００ 同期電動機
４０１ ベクトル制御指令値演算器（ベクトル制御指令値演算手段）
４０２ 回転位置補償器（回転角位置補償手段）
１００２ 速度検出器
１００４ 電源角速度演算器
１００５ 積分器
ｉｕ、ｉｖ、ｉｗ ３相交流電流
ｉｕ’ Ｕ相電流サンプリング値
ｉｖ’ Ｖ相電流サンプリング値
ｉγｓ 励磁電流
ｉδｓ トルク電流
ｉγｓ* 励磁電流指令値
ｉδｓ* トルク電流指令値
ｖγｓ* 励磁成分電圧指令値
ｖδｓ* トルク成分電圧指令値
ΔＴ 制御むだ時間
Ｔ* トルク指令値
Ｔｐｗｍ ＰＷＭ周期
θ 電源角位相
θ１ 第１の電源角位相
θ２、θ２’ 第２の電源角位相
θｒｅ 回転角位置
θｒｅ’ 回転角位置サンプリング値
θｓｅ すべり角位相
θγｅ２ 回転角位置補償値
ω 電源角速度
ωｒｅ 回転角速度
ωｓｅ* すべり角速度指令値
Claims (7)
- すべり角速度、励磁電流およびトルク電流のベクトル制御により３相ＰＷＭ信号を発生させ、誘導電動機の出力トルクをトルク指令値に追従させる交流電動機の制御装置において、
回転子の回転角位置を検出する回転位置検出手段と、
前記トルク指令値に応じたすべり角速度指令値、励磁電流指令値およびトルク電流指令値を演算するベクトル制御指令値演算手段と、
前記すべり角速度指令値を積分してすべり角位相を演算する積分手段と、
電動機の３相電流を検出する電流検出手段と、
前記回転角位置と３相電流とをサンプリングしてそれぞれのサンプリング値を出力するサンプリング手段と、
回転子の回転角速度を演算する回転角速度検出手段と、
前記回転角速度とすべり角速度とを加算し、電源角速度を演算する電源角速度演算手段と、
前記回転角位置のサンプリング値とすべり角位相とを加算して第１の電源角位相を演算する電源角位相演算手段と、
前記第１の電源角位相を用いて前記３相電流のサンプリング値を励磁電流とトルク電流とに変換する３相／２相変換手段と、
前記励磁電流指令値と励磁電流、およびトルク電流指令値とトルク電流から、それぞれ励磁成分電圧指令値およびトルク成分電圧指令値とを演算する電流制御手段と、
前記第１の電源角位相に対して前記電源角速度を用いて補償された第２の電源角位相を演算する電源角位相補償手段と、
前記第２の電源角位相を用いて、励磁成分電圧指令値とトルク成分電圧指令値を３相電圧指令値に変換し、該３相電圧指令値に応じて３相ＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ発生手段とを有することを特徴とする交流電動機の制御装置。 - 前記電源角位相補償手段は、前記サンプリングから３相ＰＷＭ信号の出力までの遅れ時間に対応して前記第１の電源角位相を進めて、前記第２の電源角位相を求めるものであることを特徴とする請求項１記載の交流電動機の制御装置。
- 前記電源角位相補償手段は、前記サンプリングから３相ＰＷＭ信号の出力までの遅れ時間と、３相ＰＷＭ信号の周期の１／２の時間とを加算した時間に対応して前記第１の電源角位相を進めて、前記第２の電源角位相を求めるものであることを特徴とする請求項１記載の交流電動機の制御装置。
- 励磁電流およびトルク電流のベクトル制御により３相ＰＷＭ信号を発生させ、同期電動機の出力トルクをトルク指令値に追従させる交流電動機の制御装置において、回転子の回転角位置を角速度で補償した回転角位置補償値を用いて３相ＰＷＭ信号を発生させるよう構成したことを特徴とする交流電動機の制御装置。
- 励磁電流およびトルク電流のベクトル制御により３相ＰＷＭ信号を発生させ、同期電動機の出力トルクをトルク指令値に追従させる交流電動機の制御装置において、
回転子の回転角位置を検出する回転位置検出手段と、
前記トルク指令値に応じた励磁電流指令値およびトルク電流指令値を演算するベクトル制御指令値演算手段と、
電動機の３相電流を検出する電流検出手段と、
前記回転角位置と３相電流とをサンプリングしてそれぞれのサンプリング値を出力するサンプリング手段と、
回転子の回転角速度を演算する回転角速度検出手段と、
前記回転角位置のサンプリング値に対して回転角速度を用いて補償された回転角位置補償値を演算する回転角位置補償手段と、
前記回転角位置のサンプリング値を用いて、前記３相電流のサンプリング値を励磁電流とトルク電流とに変換する３相／２相変換手段と、
前記励磁電流指令値と励磁電流、およびトルク電流指令値とトルク電流から、それぞれ励磁成分電圧指令値およびトルク成分電圧指令値とを演算する電流制御手段と、
前記回転角位置補償値を用いて、励磁成分電圧指令値とトルク成分電圧指令値を３相電圧指令値に変換し、該３相電圧指令値に応じて３相ＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ発生手段とを有することを特徴とする交流電動機の制御装置。 - 前記回転角位置補償手段は、前記サンプリングから３相ＰＷＭ信号の出力までの遅れ時間に対応して前記回転角位置のサンプリング値を進めて、前記回転角位置補償値を求めるものであることを特徴とする請求項５記載の交流電動機の制御装置。
- 前記回転角位置補償手段は、前記サンプリングから３相ＰＷＭ信号の出力までの遅れ時間と、３相ＰＷＭ信号の周期の１／２の時間とを加算した時間に対応して前記回転角位置のサンプリング値を進めて、前記回転角位置補償値を求めるものであることを特徴とする請求項５記載の交流制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP07326296A JP3684661B2 (ja) | 1996-03-04 | 1996-03-04 | 交流電動機の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP07326296A JP3684661B2 (ja) | 1996-03-04 | 1996-03-04 | 交流電動機の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09238492A JPH09238492A (ja) | 1997-09-09 |
| JP3684661B2 true JP3684661B2 (ja) | 2005-08-17 |
Family
ID=13513096
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP07326296A Expired - Fee Related JP3684661B2 (ja) | 1996-03-04 | 1996-03-04 | 交流電動機の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3684661B2 (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004040906A (ja) * | 2002-07-03 | 2004-02-05 | Meidensha Corp | 同期電動機のベクトル制御装置 |
| JP2005171843A (ja) * | 2003-12-10 | 2005-06-30 | Toshiba Kyaria Kk | ファン制御装置 |
| JP4604493B2 (ja) * | 2004-01-13 | 2011-01-05 | 日本精工株式会社 | 電動パワーステアリング装置の制御装置 |
| JP4661183B2 (ja) | 2004-10-07 | 2011-03-30 | トヨタ自動車株式会社 | モータ駆動装置 |
| CN100346572C (zh) * | 2004-10-07 | 2007-10-31 | 丰田自动车株式会社 | 对输出转矩具有振动减小控制功能的电机驱动装置 |
| JP5545871B2 (ja) * | 2010-12-24 | 2014-07-09 | 株式会社小野測器 | 制御装置 |
| JP6211353B2 (ja) * | 2013-09-03 | 2017-10-11 | Ntn株式会社 | 電気自動車の制御装置 |
| AU2013404555B2 (en) | 2013-10-28 | 2017-02-16 | Jaguar Precision Industry Co., Ltd. | Control apparatus for DC variable frequency motor |
-
1996
- 1996-03-04 JP JP07326296A patent/JP3684661B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH09238492A (ja) | 1997-09-09 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20040803 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20041005 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20041111 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20050510 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20050523 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090610 Year of fee payment: 4 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |